WO2021255868A1 - 電力変換システム - Google Patents

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WO2021255868A1
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submodule
voltage
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良之 河野
修平 藤原
涼介 宇田
拓也 梶山
俊行 藤井
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H02M7/539—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion system.
  • a modular multi-level converter (hereinafter, also referred to as an MMC converter) in which a plurality of unit converters are connected in cascade can easily cope with a high voltage by increasing the number of unit converters.
  • the "unit converter” is also referred to as a "sub module” or a “converter cell”.
  • the MMC converter is widely applied to a power transmission and distribution system as a large-capacity static varsator power compensator or a power converter for high-voltage DC transmission.
  • Patent Document 1 considers suppressing fluctuations in the DC capacitor voltage depending on the period of the fundamental frequency of the power supply side or load side voltage.
  • a power conversion system including an MMC type power converter is used, for example, as a system for controlling the power of a DC transmission system.
  • power is transferred between two AC systems via a DC circuit, but the system conditions (for example, fundamental frequency and power requirement) of these AC systems may differ.
  • the required specifications differ between the power converter connected to one AC system and the power converter connected to the other AC system.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion system capable of reducing the size of the entire system while ensuring the maintainability of a plurality of power converters connected to a plurality of AC systems having different system conditions. To provide.
  • a power conversion system is a first power converter that performs power conversion between a first AC system and a DC circuit, and a second power source that performs power conversion between a second AC system and a DC circuit. Equipped with a converter.
  • Each of the first power converter and the second power converter includes a plurality of submodules connected in series.
  • the submodule has a plurality of switching elements and a capacitor.
  • the first fundamental frequency of the first AC system is higher than the second fundamental frequency of the second AC system.
  • the first average voltage value of the capacitor in the first submodule included in the first power converter is larger than the second average voltage value of the capacitor in the second submodule included in the second power converter.
  • the power conversion system is a first power converter that performs power conversion between the first AC system and the DC circuit, and a second power conversion that performs power conversion between the second AC system and the DC circuit. It is equipped with a power converter.
  • Each of the first power converter and the second power converter includes a plurality of submodules connected in series.
  • the submodule has a plurality of switching elements and a capacitor. Based on the power factor and apparent power required by the first AC system, the current effective value of the capacitor in the first submodule included in the first power converter is the power factor and apparent power required by the second AC system. It is smaller than the current effective value of the capacitor in the second submodule included in the second power converter based on.
  • the first average voltage value of the capacitor in the first submodule is larger than the second average voltage value of the capacitor in the second submodule.
  • the size of the entire system can be reduced while ensuring the maintainability of a plurality of power converters connected to a plurality of AC systems having different system conditions.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion system 100 according to the first embodiment.
  • the power conversion system 100 is also collectively referred to as a power conversion device 10_1, 10_2 (hereinafter, also collectively referred to as “power conversion device 10”) and an AC system 12_1, 12_2 (hereinafter, also collectively referred to as “AC system 12”). ), Transformers 13_1, 13_2 (hereinafter collectively referred to as "transformer 13”), and a DC circuit 14.
  • a configuration in which two systems including an AC system 12, a transformer 13, and a power conversion device 10 are connected to a common DC circuit 14 will be described. However, it may be configured such that three or more systems are connected to the DC circuit 14.
  • the AC system 12_1 and the AC system 12_2 are three-phase AC systems having different system conditions. Specifically, the fundamental frequency F1 of the AC system 12_1 is higher than the fundamental frequency F2 of the AC system 12_2, and for example, the fundamental frequencies F1 and F2 are 60 Hz and 50 Hz, respectively.
  • the DC circuit 14 is a DC line or a DC bus.
  • the power converter 10_1 includes a power converter 2_1 that performs power conversion between the AC system 12_1 and the DC circuit 14, and a control device 3_1.
  • the power converter 10_2 includes a power converter 2_2 that performs power conversion between the AC system 12_2 and the DC circuit 14, and a control device 3_2.
  • the power converters 2_1 and 2_2 are configured by an MMC conversion type power converter.
  • the control device 3_1 controls the operation of the power converter 2_1.
  • the control device 3_2 controls the operation of the power converter 2_2.
  • the power converters 2_1 and 2_2 are also collectively referred to as “power converter 2”, and the control devices 3_1 and 3_2 are also collectively referred to as “control device 3”.
  • the transformer 13_1 is connected between the AC system 12_1 and the power converter 2_1.
  • the transformer 13_2 is connected between the AC system 12_2 and the power converter 2_2.
  • the power converter 2_1 When power is transmitted from the AC system 12_1 to the AC system 12_2, the power converter 2_1 operates as a forward converter (REC: Rectifier), and the power converter 2_1 operates as an inverse converter (INV: Inverter). Specifically, the AC power is converted into DC power by the power converter 2_1, and the converted DC power is transmitted to DC via the DC circuit 14. DC power is converted into AC power by the power converter 2_2 at the receiving end, and is supplied to the AC system 12_2 via the transformer 13_2.
  • the power converter 2_1 operates as an inverse converter and the power converter 2_1 operates as a forward converter, the conversion operation opposite to the above is performed.
  • FIG. 2 is a schematic configuration diagram of the power converter 2.
  • the power converter 2 is composed of an MMC converter including a plurality of submodules (corresponding to “SM” in FIG. 2) 7 connected in series with each other.
  • the power converter 2 has a plurality of leg circuits 4u, which are connected in parallel between the positive electrode DC terminal (that is, the high potential side DC terminal) Np and the negative electrode DC terminal (that is, the low potential side DC terminal) Nn.
  • Includes 4v, 4w hereinafter, referred to as "leg circuit 4" when generically or arbitrarily indicated).
  • the leg circuit 4 is provided in each of the plurality of phases constituting the alternating current.
  • the leg circuit 4 is connected between the AC system 12 and the DC circuit 14, and performs power conversion between the two systems.
  • the power converter 2 is provided with three leg circuits 4u, 4v, 4w corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the AC input terminals Nu, Nv, Nw provided in the leg circuits 4u, 4v, 4w, respectively, are connected to the AC system 12 via the transformer 13.
  • the connection between the AC input terminals Nv, Nw and the transformer 13 is not shown.
  • the positive electrode DC terminal Np and the negative electrode DC terminal Nn commonly connected to each leg circuit 4 are connected to the DC circuit 14.
  • the leg circuit 4u includes an upper arm 5 from the positive electrode DC terminal Np to the AC input terminal Nu, and a lower arm 6 from the negative electrode DC terminal Nn to the AC input terminal Nu.
  • the AC input terminal Nu which is a connection point between the upper arm 5 and the lower arm 6, is connected to the transformer 13. Since the leg circuits 4v and 4w have the same configuration, the leg circuits 4u will be described below as a representative.
  • the upper arm 5 includes a plurality of cascade-connected submodules 7 and a reactor 8A.
  • the plurality of submodules 7 and the reactor 8A are connected in series with each other.
  • the lower arm 6 includes a plurality of cascaded submodules 7 and a reactor 8B.
  • the plurality of submodules 7 and the reactor 8B are connected in series with each other.
  • the upper arm 5 and the lower arm 6 may be connected to the AC system 12 via a three-winding transformer having an impedance equivalent to that of the reactor instead of the reactor.
  • the power conversion system 100 is provided with each detector that measures the amount of electricity used for control (for example, current, voltage, etc.).
  • each detector is an AC voltage detector 18, an AC current detector 16, DC voltage detectors 11A, 11B, arm current detectors 9A, 9B provided in each leg circuit 4, and the like.
  • the signal detected by these detectors is input to the control device 3.
  • the control device 3 outputs an operation command for controlling the operation state of each submodule 7 in the power converter 2 based on these detection signals.
  • the operation command is generated corresponding to each arm (for example, U-phase upper arm, U-phase lower arm, V-phase upper arm, V-phase lower arm, W-phase upper arm, and W-phase lower arm).
  • the control device 3 receives various information from each submodule 7.
  • the various information is internal information of the sub-module 7, and includes the voltage value of the capacitor of the sub-module 7, the state information indicating the state of the sub-module 7, and the like.
  • the state information includes information indicating whether the submodule 7 is in a normal operating state or a stopped state, information indicating whether or not the submodule 7 has failed, and the like.
  • the control device 3 typically includes an auxiliary transformer, an AD (Analog to Digital) conversion unit, a calculation unit, and the like as a hardware configuration.
  • the arithmetic unit includes a CPU (Central Processing Unit), a RAM (Random Access Memory), and a ROM (Read Only Memory).
  • the AD conversion unit includes an analog filter, a sample hold circuit, a multiplexer and the like.
  • the control device 3 may be composed of, for example, a digital protection control device.
  • the signal line of the signal input from each detector to the control device 3 and the signal line of the signal input / output between the control device 3 and each submodule 7 are one. Although the parts are described collectively, they are actually provided for each detector and each submodule 7.
  • the signal lines between each submodule 7 and the control device 3 may be provided separately for transmission and reception.
  • the signal line is composed of, for example, an optical fiber.
  • the AC voltage detector 18 detects the U-phase AC voltage Vacu, the V-phase AC voltage Vacv, and the W-phase AC voltage Vacw of the AC system 12.
  • the AC current detector 16 detects the U-phase AC current Iacu, the V-phase AC current Iacv, and the W-phase AC current Iacw of the AC system 12.
  • the DC voltage detector 11A detects the DC voltage Vdcp of the positive electrode DC terminal Np connected to the DC circuit 14.
  • the DC voltage detector 11B detects the DC voltage Vdcn of the negative electrode DC terminal Nn connected to the DC circuit 14. The difference between the DC voltage Vdcp and the DC voltage Vdcn is defined as the DC voltage Vdc.
  • the arm current detectors 9A and 9B provided in the leg circuit 4u for the U phase detect the arm current Ipu flowing in the upper arm 5 and the arm current Inu flowing in the lower arm 6, respectively.
  • the arm current detectors 9A and 9B provided in the leg circuit 4v for the V phase detect the arm current Ipv and the arm current Inv, respectively.
  • the arm current detectors 9A and 9B provided in the leg circuit 4w for the W phase detect the arm current Ipw and the arm current Inw, respectively.
  • the arm currents Ipu, Inu, Ipv, Inv, Ipw, and Inw are collectively referred to as arm currents Iarm.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a submodule.
  • the sub-module 7 shown in FIG. 3A has a circuit configuration called a half-bridge configuration.
  • the sub-module 7 includes a series body formed by connecting two switching elements 31p and 31n in series, a capacitor 32 as an energy storage device, a voltage detector 33, and a bypass switch 34.
  • the series body and the capacitor 32 are connected in parallel.
  • the voltage detector 33 detects the capacitor voltage Vc, which is the voltage across the capacitor 32.
  • the submodule 7 shown in FIG. 3B has a circuit configuration called a full bridge configuration.
  • the sub-module 7 includes a first series body formed by connecting two switching elements 31p1, 31n1 in series, and a second series body formed by connecting two switching elements 31p2, 31n2 in series. It includes a capacitor 32 and a voltage detector 33.
  • the first series body, the second series body, and the capacitor 32 are connected in parallel.
  • the voltage detector 33 detects the capacitor voltage Vc.
  • the two switching elements 31p and 31n in FIG. 3A and the four switching elements 31p1, 31n1, 31p2 and 31n2 in FIG. 3B are, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a GCT (Gate Commutated Turn). -off) A freewheeling diode (FWD) is connected in anti-parallel to a self-extinguishing semiconductor switching element such as a thyristor or MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor). Further, in FIGS. 3A and 3B, a capacitor such as a film capacitor is mainly used as the capacitor 32.
  • the switching elements 31p, 31n, 31p1, 31n1, 31p2, 31n2 are also collectively referred to as the switching element 31. Further, the on / off of the semiconductor switching element in the switching element 31 is simply referred to as “on / off of the switching element 31”.
  • both terminals of the switching element 31n are designated as input / output terminals P1 and P2.
  • the voltage across the capacitor 32 and the zero voltage are output by the switching operation of the switching elements 31p and 31n. For example, when the switching element 31p is turned on and the switching element 31n is turned off, the voltage across the capacitor 32 is output. A zero voltage is output when the switching element 31p is off and the switching element 31n is on.
  • both terminals of the switching element 31n are input / output terminals P1 and P2, but both terminals of the switching element 31p may be input / output terminals P1 and P2, in which case the operation is reversed. ..
  • the bypass switch 34 is connected between the input / output terminals P1 and P2.
  • the bypass switch 34 is connected in parallel with the switching element 31n.
  • the bypass switch 34 is connected in parallel with the switching element 31p.
  • the bypass switch 34 is also used to short-circuit the sub-module 7 when each element of the sub-module 7 fails. As a result, even if any submodule 7 among the plurality of submodules 7 fails, the operation of the power converter 2 can be continued by using the other submodule 7.
  • the midpoint between the switching element 31p1 and the switching element 31n1 and the midpoint between the switching element 31p2 and the switching element 31n2 are designated as the input / output terminals P1 and P2 of the submodule 7. do.
  • the submodule 7 shown in FIG. 3B outputs a positive voltage or a zero voltage by constantly turning on the switching element 31n2, always turning off the switching element 31p2, and alternately turning on the switching elements 31p1 and 31n1. do.
  • the submodule 7 shown in FIG. 3B has a zero voltage or a negative voltage by constantly turning off the switching element 31n2, constantly turning on the switching element 31p2, and alternately turning on the switching elements 31p1 and 31n1. Can also be output.
  • the bypass switch 34 is connected between the input / output terminals P1 and P2.
  • the bypass switch 34 is connected in parallel with a series of switching elements 31n1 and 31n2. By turning on the bypass switch 34, the submodule 7 is short-circuited.
  • the sub-module 7 has the configuration of the half-bridge cell shown in FIG. 3A and a semiconductor switching element and a capacitor as an energy storage element are used will be described as an example.
  • the sub-module 7 may have a full bridge configuration shown in FIG. 3 (b).
  • a submodule other than the configuration shown above for example, a submodule to which a circuit configuration called a 1.5 half bridge configuration in which one of the switching elements 31 in FIG. 3B is replaced with only a diode is applied. May be used.
  • the output DC voltage of the power converter 2 using the MMC converter is the DC voltage Vdc between the positive electrode DC terminal Np and the negative electrode DC terminal Nn.
  • the DC voltage Vdc is determined by the sum of products of the instantaneous capacitor voltage Vcj of the jth submodule 7j constituting each leg circuit 4 and the switching state Si.
  • the switching state Sj is assumed to be "1" when the switching element 31p is on and "0" when the switching element 31p is off.
  • the time average voltage value Vav (hereinafter, also simply referred to as “average voltage value Vav”) is obtained by dividing the sum of the instantaneous capacitor voltages Vcj of each submodule 7j in the arm by the number of submodules n. , Expressed by the following equation (2).
  • the symbol “ ⁇ >” in the equation (2) represents a time average.
  • Vav ⁇ ( ⁇ Vcj) / n> ... (2)
  • the control device 3 during the normal power conversion operation (that is, the normal operation), the time average voltage value of the capacitor voltage Vc of each submodule 7 in the arm becomes the value Vav represented by the equation (2). As such, each submodule 7 in the arm is controlled.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the voltage fluctuation of the capacitor.
  • the waveform 210 shows the time change of the capacitor voltage Vc1 of the capacitor 32 (hereinafter, also referred to as “capacitor 32_1”) mounted on the submodule 7 of the power converter 2_1.
  • the waveform 220 shows the time change of the capacitor voltage Vc2 of the capacitor 32 (hereinafter, also referred to as “capacitor 32_2”) mounted on the submodule 7 of the power converter 2_2.
  • Each capacitor 32_1 and 32_2 are composed of capacitors having the same rating (for example, the same capacitance, withstand voltage, etc.).
  • the ripple voltage Vrp generated in the capacitor has the relationship as shown in the following equation (3), where C is the capacitance of the capacitor, F is the fundamental frequency, and Icap is the current flowing through the capacitor.
  • the fundamental frequency F1 of the AC system 12_1 is 60 Hz
  • the fundamental frequency F2 of the AC system 12_2 is 50 Hz. Therefore, the ripple voltage Vrp1 of the capacitor 32_1 in the power converter 2_1 connected to the AC system 12_1 is smaller than the ripple voltage Vrp2 of the capacitor 32_1 in the power converter 2_2 connected to the AC system 12_2.
  • the ripple voltage Vrp1 is the difference between the maximum voltage value Vmax1 of the capacitor voltage Vc1 and the average voltage value Vav1.
  • the ripple voltage Vrp2 is the difference between the maximum voltage value Vmax2 of the capacitor voltage Vc2 and the average voltage value Vav2.
  • the capacitances of the capacitors 32_1 and 32_2 configured by the same component are the same. Assuming that the currents Icap are the same, the ripple voltage Vrp1 is 5/6 times the ripple voltage Vrp2.
  • the difference value Vdi is used to adjust the average voltage value of the capacitor 32_1 to reduce the number of submodules included in the power converter 2_1 connected to the AC system 12_1 on the high frequency side. do. This reduces the size of the entire power conversion system.
  • FIG. 5 is a diagram showing changes in the capacitor voltage according to the first embodiment.
  • the average voltage value Vav1 * is larger than the average voltage value Vav2 by the difference value Vdi.
  • the average voltage value Vav1 * is a value obtained by adding the difference value Vdi to the average voltage value Vav2.
  • the average voltage value Vav of the capacitor changes according to the number of submodules n per arm.
  • the rate of change of the average voltage value Vav1 * with respect to the average voltage value Vav1 of the capacitor 32_1 is X%, the following equation (4) is established.
  • the number of submodules for each phase of the power converter 2_1 included in the power converter 10_1 is set to n1 *.
  • the control device 3_1 is provided with each sub of the arm so that the time average voltage value of the capacitor voltage Vc of each submodule 7 included in the arm of the power converter 2_1 becomes the average voltage value Vav1 *.
  • the number of submodules for each phase of the power converter 2_2 included in the power converter 10_2 is set to n2.
  • the control device 3_2 has each sub in the arm so that the time average voltage value of the capacitor voltage Vc of each submodule 7 included in the arm of the power converter 2_2 becomes the average voltage value Vav2.
  • Controls module 7. As a result, as shown in FIG. 5, the capacitor voltages Vc1 and Vc2 of the capacitors 32_1 and 32_2 change.
  • the voltage margin Vg1 * of the capacitor 32_1 is the same as the voltage margin Vg2 of the capacitor 32_1. Become. Therefore, it is understood that the voltage margin Vg1 * of the capacitor 32_1 does not include an extra voltage margin while ensuring a voltage margin satisfying the specifications.
  • the submodules 7 in the power converters 2_1 and 2_2 connected to the AC systems 12_1 and 12_2 having different basic frequencies are made the same, and the ripple voltage of the capacitors 32_1 and 32_2 generated thereby is the same.
  • the number of submodules of the power converter 2_1 can be reduced by using the difference value Vdi of. Therefore, the size of the power converter 2_1 can be reduced while ensuring the maintainability of each power converter 2_1 and 2, and as a result, the size of the entire power conversion system can be reduced.
  • the control device 3 receives the soundness determination signal indicating the soundness state of the submodule 7 as the state information of each submodule 7.
  • the soundness determination signal is “1”
  • the sub-module 7 is in a faulty state
  • the soundness determination signal is “0”.
  • the failure of the sub-module 7 is not limited to the element failure, and the sub-module 7 does not operate as instructed by the control device 3.
  • the failure of the sub-module 7 includes a failure of a switching element, a failure of a gate driver, a failure of a capacitor, a damage of a bus bar, a communication abnormality, and the like.
  • the control device 3 outputs an operation command corresponding to each arm (for example, U phase upper arm, U phase lower arm, V phase upper arm, V phase lower arm, W phase upper arm, and W phase lower arm). Controls each arm. Therefore, the control device 3 performs various controls for troubleshooting the arm including the failed sub-module 7.
  • the number of submodules in the U-phase leg circuit 4u is 2 m (where m is an integer of 2 or more), the number of submodules of the U-phase upper arm is m, and the number of submodules of the U-phase lower arm.
  • m is an integer of 2 or more
  • the number of submodules of the U-phase upper arm is m
  • the number of submodules of the U-phase lower arm Let be m pieces.
  • the control device 3 among the m submodules 7 of the U-phase upper arm, the soundness determination signal received from k (where k is an integer of 1 or more and k ⁇ m) submodules 7_i is received. If it is "0", a failure of each submodule 7_i is detected.
  • the control device 3 bypasses each submodule 7_i in which a failure has occurred by turning on the bypass switch 34 of each submodule 7_i.
  • FIG. 6 is a diagram showing changes in the capacitor voltage before and after an AC system accident.
  • the waveform 250 shows the average voltage value Vav1 * of the capacitor 32_1.
  • the average voltage value Vav1 * before the occurrence of the accident is described as “V0” for convenience.
  • the average voltage value V0 is the same as the average voltage value Vav1 * in FIG.
  • the waveform 260 shows the capacitor voltage Vc1 including the voltage fluctuation component of the capacitor 32_1 (that is, the ripple voltage Vrp1).
  • An accident in the AC system 12_1 occurs at time t1, and the control device 3_1 detects the accident. For example, in the control device 3_1, when at least one of the absolute values of the arm currents Ipu, Ipv, Ipw, Inu, Inv, and Inw detected by the arm current detectors 9A and 9B exceeds the threshold Th1 or the arm When the total value of each phase of the current exceeds the threshold value Th2, it is determined that an accident has occurred in the AC system 12_1. Further, the control device 3_1 may determine that an accident has occurred when any of the AC voltages detected by the AC voltage detector 18 exceeds (or falls below) the threshold value Th3.
  • the control device 3_1 controls each submodule 7 so that the time average voltage value of the capacitor voltage Vc of each submodule 7 in the arm becomes the average voltage value V0 from the time t0 to the time t1. .. However, when the control device 3_1 detects an accident at time t1, the time average voltage value of the capacitor voltage Vc of each submodule 7 in the arm is a value obtained by subtracting the reference value D1 from the average voltage value V0 (that is, V0-D1). ), Each submodule 7 is controlled. As a result, the control device 3_1 lowers the average voltage value Vav1 *.
  • the control device 3_2 executes the same operation as the control device 3_1 described above. Specifically, when the control device 3_2 detects an accident in the AC system 12_2, the time average voltage value of the capacitor voltage Vc of each submodule 7 in the arm subtracts the reference value D2 from the average voltage value before the accident occurs. Each submodule 7 is controlled so as to have the specified value.
  • the reference value D2 may be the same as the reference value D1. As a result, the control device 3_2 lowers the average voltage value Vav2.
  • the control device 3_2 may lower the average voltage value Vav2.
  • the control device 3_1 receives information from the control device 3_1 (or another higher-level device) indicating that an accident has occurred in the AC system 12_1. After receiving the information, the control device 3_2 lowers the average voltage value Vav2. Thereby, even if the accident of the AC system 12_1 may affect the capacitor voltage Vc2 of the submodule 7 in the power converter 2_2, the situation where the capacitor voltage Vc2 exceeds the withstand voltage V Albanyv can be prevented.
  • Transformers 13_1 and 13_2 are transformers with variable transformation ratios.
  • a transformer with a variable transformation ratio is realized, for example, by a transformer with a tap switching function.
  • the control device 3 is configured to be communicable with the transformer 13, and transmits various commands such as an instruction to change the transformer ratio to the transformer 13.
  • the system operator determines that the dielectric strength of the DC circuit 14 has decreased, the system operator inputs information indicating the decrease in the dielectric strength of the DC circuit 14 to the control devices 3_1 and 3_2.
  • the DC voltage Vdc of the DC circuit 14 is lowered by ⁇ Vdc.
  • the control device 3_1 lowers the average voltage value Vav1 * of the capacitor 32_1 in the submodule 7 included in the power converter 2_1 by ⁇ Vav1 *.
  • the AC voltage on the primary side (that is, the AC system 12_1 side) of the transformer 13_1 is defined as V1_1.
  • the AC voltage on the secondary side of the transformer 13_1 (that is, the power converter 2_1 side) before the decrease of the DC voltage Vdc is V2_1
  • the AC voltage on the secondary side of the transformer 13_1 after the decrease is V2_1 *. ..
  • the control device 3_1 adjusts the transformer ratio ⁇ 1 of the transformer 13_1 so that the AC voltage V1_1 on the primary side of the transformer 13_1 is maintained. Specifically, the control device 3_1 instructs the transformer 13_1 to change the transformation ratio ⁇ 1 from (V2_1) / (V1_1) to (V2_1 *) / (V1_1).
  • the AC voltage on the primary side (that is, the AC system 12_2 side) of the transformer 13_2 is set to V1-2
  • the control device 3_2 adjusts the transformation ratio ⁇ 2 of the transformer 13_2 so that the AC voltage V1_2 on the primary side of the transformer 13_2 is maintained.
  • the control device 3_2 instructs the transformer 13_2 to change the transformation ratio ⁇ 2 from (V2_2) / (V1_2) to (V2_2 *) / (V1_2).
  • Embodiment 2 In the first embodiment, the case where the fundamental frequencies of the plurality of AC systems 12_1 and 12_2 are different from each other has been described. In the second embodiment, a case where the power demands from the plurality of AC systems 12_1 and 12_2 are different from each other will be described.
  • the ripple voltage increases in proportion to the current Icap flowing through the capacitor. Since the capacitances of the capacitors 32_1 and 32_2 made of the same component are the same, when the fundamental frequency F1 of the AC system 12_1 and the fundamental frequency F2 of the AC system 12_2 are the same, the larger the current Icap, the more ripple.
  • the voltage Vrp increases.
  • attention is paid to the difference in the current Icap flowing through the capacitor in the power converter 2_1, _2 caused by the difference in the power demand from the AC system 12_1, 12_1.
  • the power converters 2_1 and 2_2 operate so as to satisfy the power demand from the AC system 12_1 and 12_2, respectively.
  • the arm current Iarm flowing in the power converter 2 flows to the positive electrode side (that is, the switching element 31p side) and the negative electrode side (that is, the switching element 31n side) of the submodule 7, respectively.
  • the semiconductor switching elements of the switching elements 31p and 31n will be described as being the IGBT.
  • the current Isp flowing on the positive electrode side is the sum of the current flowing in the IGBT of the switching element 31p and the current flowing in the FWD of the switching element 31p. This added current becomes the current Icap flowing through the capacitor 32.
  • the current Isn flowing on the negative electrode side is an additional current of the current flowing in the IGBT of the switching element 31n and the current flowing in the FWD of the switching element 31n. In the switching elements 31p and 31n, the current flowing through the FWD flows in the direction opposite to that of the IGBT.
  • the current sharing ratio between the current Isp (that is, the current Icap) and the current Isn changes depending on the power factor (PF) of the AC system 12.
  • the positive direction of the current Isp corresponds to the direction from the input / output terminal P1 to the switching element 31p1 in FIG. 3, and the positive direction of the current Isn corresponds to the direction from the input / output terminal P1 to the switching element 31n1.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the relationship between the current Isp flowing on the positive electrode side and the current Isn flowing on the negative electrode side in the submodule.
  • the straight lines 304, 306, and 308 are straight lines showing the relationship between the current Isp and the current Isn when the power factor of the AC system 12 is 0,0.95,1.00, respectively.
  • the curve 362 shows each point where the current effective value of the arm current Iarm is the same.
  • the larger the power factor at the AC output of the power converter 2 the more the current flows biased toward the negative electrode side, the larger the current Isn, and the smaller the current Isp.
  • the smaller the power factor the larger the current Isp (that is, the current Icap).
  • the larger the arm current Iarm the larger the current Icap. Since the magnitude of the arm current Iarm is proportional to the magnitude of the apparent power input / output between the power converter 2 and the AC system 12, it is input / output when the power factor is constant. It can be said that the larger the apparent power, the larger the current Icap.
  • the magnitude of the current Icap is one of the input apparent power and the output apparent power. It depends on the larger apparent power.
  • the magnitude of the current Icap flowing through the capacitors 32 in the power converters 2_1 and 2_2 is different, and as a result.
  • the magnitude of the ripple voltage of the capacitor 32 will be different.
  • the power factor required from the AC system 12_1 and the power factor required from the AC system 12_2 are the same.
  • the input / output of the apparent power required from the AC system 12_1 is smaller than the input / output of the apparent power required from the AC system 12_1
  • the current Icap1 flowing through the capacitor 32_1 in the power converter 2_1 Is smaller than the current Icap2 flowing through the capacitor 32_2 in the power converter 2_2.
  • the input / output of the apparent power required from the AC system 12_1 is the same as the input / output of the apparent power required from the AC system 12_2.
  • the current Icap1 flowing through the capacitor 32_1 in the power converter 2_1 converts the power. It is smaller than the current Icap2 flowing through the capacitor 32_2 in the vessel 2_2. Therefore, the ripple voltage Vrp1 of the capacitor 32_1 is smaller than the ripple voltage Vrp2 of the capacitor 32_1. Therefore, the number of submodules of the power converter 2_1 can be reduced by increasing the average voltage value of the capacitor voltage Vc1 of the capacitor 32_1 by the difference value Vdi from the average voltage value of the capacitor voltage Vc2 of the capacitor 32_1.
  • the power factor required by the AC system 12_1 is smaller than the power factor required by the AC system 12_2, and the input / output of apparent power required by the AC system 12_1 Is smaller than the input / output of apparent power required from the AC system 12_2.
  • the current Icap1 at the point 371 is smaller than the current Icap2 at the point 372. Therefore, the ripple voltage Vrp1 of the capacitor 32_1 is smaller than the ripple voltage Vrp2 of the capacitor 32_1. Therefore, the number of submodules of the power converter 2_1 can be reduced by increasing the average voltage value of the capacitor voltage Vc1 of the capacitor 32_1 by the difference value Vdi from the average voltage value of the capacitor voltage Vc2 of the capacitor 32_1.
  • the effective value of the current that is, the current Icap1 of the capacitor 32_1 in the power converter 2_1 based on the power factor and the apparent power required from the AC system 12_1, and the power factor required from the AC system 12_2.
  • the effective value of the current ie, current Icap2 of the capacitor 32_2 in the power converter 2_2 based on the apparent power is compared. Then, for example, when the current Icap1 is smaller than the current Icap2, the ripple voltage Vrp1 is smaller than the ripple voltage Vrp2, so that the number of submodules of the power converter 2_1 can be reduced.
  • the submodules 7 in the power converters 2_1 and 2_2 connected to the AC systems 12_1 and 12_2 having different power requirements are made the same, and the difference value Vdi of the ripple voltage of the capacitors 32_1 and 32_2 generated by the submodules 7 is used. Therefore, the number of submodules of the power converter 2_1 can be reduced. Therefore, also in the second embodiment, the size of one of the power converters can be reduced while ensuring the maintainability of the power converters 2_1 and 2, and as a result, the size of the entire power conversion system can be reduced.
  • the method of adjusting the average voltage value Vav in each of ⁇ when the submodule fails>, ⁇ when an AC system accident occurs>, and ⁇ when the dielectric strength of the DC circuit decreases> has been described.
  • the method of adjusting the average voltage value Vav in each case can be adopted.
  • the configuration exemplified as the above-described embodiment is an example of the configuration of the present disclosure, and can be combined with another known technique, and a part thereof may be omitted without departing from the gist of the present disclosure. , Can be modified and configured. Further, in the above-described embodiment, the processing and configuration described in the other embodiments may be appropriately adopted and carried out.

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Abstract

電力変換システム（１００）は、第１交流系統（１２＿１）と直流回路（１４）との間で電力変換を行なう第１電力変換器（２＿１）と、第２交流系統（１２＿２）と直流回路（１４）との間で電力変換を行なう第２電力変換器（２＿２）とを備える。第１電力変換器（２＿１）および第２電力変換器（２＿２）の各々は、直列接続された複数のサブモジュール（７）を含む。サブモジュール（７）は、複数のスイッチング素子（３１）と、コンデンサ（３２）とを有する。第１交流系統（１２＿１）の第１基本周波数は、第２交流系統（１２＿２）の第２基本周波数よりも大きい。第１電力変換器（２＿１）に含まれる第１サブモジュール（７）内のコンデンサ（３２）の第１平均電圧値は、第２電力変換器（２＿２）に含まれる第２サブモジュール（７）内のコンデンサ（３２）の第２平均電圧値よりも大きい。

Description

電力変換システム
　本開示は、電力変換システムに関する。
　複数の単位変換器がカスケード接続されるモジュラーマルチレベル変換器（以下、ＭＭＣ変換器とも称する。）は、単位変換器の数を増加させることによって、高電圧化に容易に対応することができる。「単位変換器」は、「サブモジュール（sub　module）」あるいは「変換器セル」とも称される。ＭＭＣ変換器は、大容量の静止型無効電力補償装置、または高圧直流送電用の電力変換装置として、送配電系統へ広く適用されている。
　特開２０１２－２２８０２５号公報（特許文献１）では、電源側、または負荷側電圧の基本周波数の周期による直流コンデンサ電圧の変動を抑制することを検討している。
特開２０１２－２２８０２５号公報
　ＭＭＣ方式の電力変換器を含む電力変換システムは、例えば、直流送電系統の電力を制御するためのシステムとして用いられる。典型的には、直流回路を介して２つの交流系統間で電力授受が行われるが、これらの交流系統の系統条件（例えば、基本周波数、電力要求）が異なる場合がある。この場合、一方の交流系統に接続される電力変換器と、他方の交流系統に接続される電力変換器とでは必要とされる仕様が異なる。しかし、保守性の観点から両者の電力変換器には、同一の部品（例えば、直流コンデンサ）で構成されるサブモジュールを用いることが好ましい。
　例えば、両者の交流系統における基本周波数が異なる場合、基本周波数が低い交流系統側における第１直流コンデンサの電圧変動は、基本周波数が高い交流系統側における第２直流コンデンサの電圧変動よりも大きい。そのため、第２直流コンデンサの電圧変動の抑制に必要な静電容量は、第１直流コンデンサの電圧変動の抑制に必要な静電容量よりも小さい。したがって、両者で同一の直流コンデンサを用いる場合には、第１直流コンデンサの電圧変動の抑制に必要な静電容量を採用する必要がある。この場合、第２直流コンデンサの電圧変動は、求められた仕様よりも大きく抑制されるため、最大電圧と耐電圧との偏差（すなわち、マージン）が大きくなってしまい無駄が生じる。特許文献１では、このような課題に対する解決策を何ら教示または示唆するものではない。
　本開示のある局面における目的は、系統条件が異なる複数の交流系統にそれぞれ接続される複数の電力変換器の保守性を確保しつつ、システム全体のサイズを小さくすることが可能な電力変換システムを提供することである。
　ある実施の形態に従う電力変換システムは、第１交流系統と直流回路との間で電力変換を行なう第１電力変換器と、第２交流系統と直流回路との間で電力変換を行なう第２電力変換器とを備える。第１電力変換器および第２電力変換器の各々は、直列接続された複数のサブモジュールを含む。サブモジュールは、複数のスイッチング素子と、コンデンサとを有する。第１交流系統の第１基本周波数は、第２交流系統の第２基本周波数よりも大きい。第１電力変換器に含まれる第１サブモジュール内のコンデンサの第１平均電圧値は、第２電力変換器に含まれる第２サブモジュール内のコンデンサの第２平均電圧値よりも大きい。
　他の実施の形態に従う電力変換システムは、第１交流系統と直流回路との間で電力変換を行なう第１電力変換器と、第２交流系統と直流回路との間で電力変換を行なう第２電力変換器とを備える。第１電力変換器および第２電力変換器の各々は、直列接続された複数のサブモジュールを含む。サブモジュールは、複数のスイッチング素子と、コンデンサとを有する。第１交流系統から要求される力率および皮相電力に基づく、第１電力変換器に含まれる第１サブモジュール内のコンデンサの電流実効値は、第２交流系統から要求される力率および皮相電力に基づく、第２電力変換器に含まれる第２サブモジュール内のコンデンサの電流実効値よりも小さい。第１サブモジュール内のコンデンサの第１平均電圧値は、第２サブモジュール内のコンデンサの第２平均電圧値よりも大きい。
　本開示によると、電力変換システムにおいて、系統条件が異なる複数の交流系統にそれぞれ接続される複数の電力変換器の保守性を確保しつつ、システム全体のサイズを小さくすることができる。
本実施の形態に従う電力変換システムの概略構成図である。 電力変換器の概略構成図である。 サブモジュールの一例を示す回路図である。 コンデンサの電圧変動を説明するための図である。 本実施の形態に従うコンデンサ電圧の変化を示す図である。 交流系統の事故前後のコンデンサ電圧の変化を示す図である。 サブモジュール内の正極側に流れる電流と、負極側に流れる電流との関係を説明するための図である。
　以下、図面を参照しつつ、本実施の形態について説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を付してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰り返さない。
　実施の形態１．
　＜システムの全体構成＞
　図１は、実施の形態１に従う電力変換システム１００の概略構成図である。図１を参照して、電力変換システム１００は、電力変換装置１０＿１，１０＿２（以下「電力変換装置１０」とも総称する。）と、交流系統１２＿１，１２＿２（以下「交流系統１２」とも総称する。）と、変圧器１３＿１，１３＿２（以下「変圧器１３」とも総称する。）と、直流回路１４とを含む。以下では、交流系統１２、変圧器１３および電力変換装置１０を含むシステムが共通の直流回路１４に２つ接続される構成について説明する。しかし、３つ以上のシステムが直流回路１４に接続される構成であってもよい。
　電力変換システム１００では、直流回路１４を介して、交流系統１２＿１と交流系統１２＿２間で電力が送受される。交流系統１２＿１と交流系統１２＿２とは系統条件が互いに異なる３相交流系統である。具体的には、交流系統１２＿１の基本周波数Ｆ１は、交流系統１２＿２の基本周波数Ｆ２よりも高く、例えば、基本周波数Ｆ１，Ｆ２は、それぞれ６０Ｈｚ，５０Ｈｚである。直流回路１４は、直流線路または直流バスである。
　電力変換装置１０＿１は、交流系統１２＿１と直流回路１４との間で電力変換を行なう電力変換器２＿１と、制御装置３＿１とを含む。電力変換装置１０＿２は、交流系統１２＿２と直流回路１４との間で電力変換を行なう電力変換器２＿２と、制御装置３＿２とを含む。電力変換器２＿１，２＿２は、ＭＭＣ変換方式の電力変換器によって構成される。制御装置３＿１は、電力変換器２＿１の動作を制御する。制御装置３＿２は、電力変換器２＿２の動作を制御する。以下の説明では、電力変換器２＿１，２＿２を「電力変換器２」とも総称し、制御装置３＿１，３＿２を「制御装置３」とも総称する。
　変圧器１３＿１は、交流系統１２＿１と電力変換器２＿１との間に接続される。変圧器１３＿２は、交流系統１２＿２と電力変換器２＿２との間に接続される。
　交流系統１２＿１から交流系統１２＿２に電力が送電される場合、電力変換器２＿１は順変換器（ＲＥＣ：Rectifier）として動作し、電力変換器２＿２は逆変換器（ＩＮＶ：Inverter）として動作する。具体的には、電力変換器２＿１により交流電力が直流電力に変換され、この変換された直流電力が直流回路１４を介して直流送電される。受電端において電力変換器２＿２により直流電力が交流電力に変換され、変圧器１３＿２を介して交流系統１２＿２に供給される。電力変換器２＿２が逆変換器として動作し、電力変換器２＿１が順変換器として動作する場合には、上記と逆の変換動作が行われる。
　＜電力変換装置の構成＞
　図２は、電力変換器２の概略構成図である。図２を参照して、電力変換器２は、互いに直列接続された複数のサブモジュール（図２中の「ＳＭ」に対応）７を含むＭＭＣ変換器によって構成されている。
　電力変換器２は、正極直流端子（すなわち、高電位側直流端子）Ｎｐと、負極直流端子（すなわち、低電位側直流端子）Ｎｎとの間に互いに並列に接続された複数のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗ（以下、総称する場合または任意のものを示す場合、「レグ回路４」と記載する）を含む。
　レグ回路４は、交流を構成する複数相の各々に設けられる。レグ回路４は、交流系統１２と直流回路１４との間に接続され、両系統間で電力変換を行なう。電力変換器２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが設けられる。
　レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ設けられた交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、変圧器１３を介して交流系統１２に接続される。図２では、図解を容易にするために、交流入力端子Ｎｖ，Ｎｗと変圧器１３との接続は図示されていない。各レグ回路４に共通に接続された正極直流端子Ｎｐおよび負極直流端子Ｎｎは、直流回路１４に接続される。
　レグ回路４ｕは、正極直流端子Ｎｐから交流入力端子Ｎｕまでの上アーム５と、負極直流端子Ｎｎから交流入力端子Ｎｕまでの下アーム６とを含む。上アーム５と下アーム６との接続点である交流入力端子Ｎｕが変圧器１３と接続される。レグ回路４ｖ，４ｗについても同様の構成を有するので、以下、レグ回路４ｕを代表として説明する。
　上アーム５は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ａとを含む。当該複数のサブモジュール７およびリアクトル８Ａは互いに直列接続されている。下アーム６は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ｂとを含む。当該複数のサブモジュール７およびリアクトル８Ｂは互いに直列接続されている。なお、上アーム５および下アーム６は、リアクトルの代わりに、リアクトル相当のインピーダンスを有する３巻線変圧器を介して交流系統１２と接続されていてもよい。
　電力変換システム１００には、制御に使用される電気量（例えば、電流、電圧など）を計測する各検出器が設けられている。例えば、各検出器は、交流電圧検出器１８、交流電流検出器１６、直流電圧検出器１１Ａ，１１Ｂ、各レグ回路４に設けられたアーム電流検出器９Ａ，９Ｂ等である。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置３に入力される。
　制御装置３は、これらの検出信号に基づいて電力変換器２内の各サブモジュール７の運転状態を制御するための運転指令を出力する。運転指令は、各アーム（例えば、Ｕ相上アーム、Ｕ相下アーム、Ｖ相上アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アーム、およびＷ相下アーム）にそれぞれ対応して生成される。また、制御装置３は、各サブモジュール７から各種情報を受信する。各種情報は、サブモジュール７の内部情報であり、サブモジュール７のコンデンサの電圧値、サブモジュール７の状態を示す状態情報等を含む。状態情報は、サブモジュール７が通常動作している通常動作状態か、停止状態かを示す情報、サブモジュール７の故障の有無を示す情報等を含む。
　制御装置３は、典型的には、ハードウェア構成として、補助変成器、ＡＤ（Analog　to　Digital）変換部、演算部等を含む。演算部は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）およびＲＯＭ（Read　Only　Memory）を含む。ＡＤ変換部は、アナログフィルタ、サンプルホールド回路、マルチプレクサ等を含む。制御装置３は、例えば、ディジタル保護制御装置で構成されていてもよい。
　図１では図解を容易にするために、各検出器から制御装置３に入力される信号の信号線と、制御装置３および各サブモジュール７間で入出力される信号の信号線とは、一部まとめて記載されているが、実際には検出器ごとおよびサブモジュール７ごとに設けられている。各サブモジュール７と制御装置３との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられていてもよい。信号線は、たとえば光ファイバによって構成される。
　交流電圧検出器１８は、交流系統１２のＵ相の交流電圧Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧Ｖａｃｖ、およびＷ相の交流電圧Ｖａｃｗを検出する。交流電流検出器１６は、交流系統１２のＵ相の交流電流Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流Ｉａｃｖ、およびＷ相の交流電流Ｉａｃｗを検出する。直流電圧検出器１１Ａは、直流回路１４に接続された正極直流端子Ｎｐの直流電圧Ｖｄｃｐを検出する。直流電圧検出器１１Ｂは、直流回路１４に接続された負極直流端子Ｎｎの直流電圧Ｖｄｃｎを検出する。直流電圧Ｖｄｃｐと直流電圧Ｖｄｃｎとの差を直流電圧Ｖｄｃとする。
　Ｕ相用のレグ回路４ｕに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム５に流れるアーム電流Ｉｐｕおよび下アーム６に流れるアーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。同様に、Ｖ相用のレグ回路４ｖに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、アーム電流Ｉｐｖおよびアーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路４ｗに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、アーム電流Ｉｐｗおよびアーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。以下の説明では、アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｎｕ，Ｉｐｖ，Ｉｎｖ，Ｉｐｗ，Ｉｎｗを総称してアーム電流Ｉａｒｍと記載する。
　＜サブモジュールの構成＞
　図３は、サブモジュールの一例を示す回路図である。図３（ａ）に示すサブモジュール７は、ハーフブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。このサブモジュール７は、２つのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎを直列接続して形成した直列体と、エネルギー蓄積器としてのコンデンサ３２と、電圧検出器３３と、バイパススイッチ３４とを含む。直列体とコンデンサ３２とは並列接続される。電圧検出器３３は、コンデンサ３２の両端の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｃを検出する。
　図３（ｂ）に示すサブモジュール７は、フルブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。このサブモジュール７は、２つのスイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１を直列接続して形成された第１の直列体と、２つのスイッチング素子３１ｐ２，３１ｎ２を直列接続して形成された第２の直列体と、コンデンサ３２と、電圧検出器３３とを含む。第１の直列体と、第２の直列体と、コンデンサ３２とが並列接続される。電圧検出器３３は、コンデンサ電圧Ｖｃを検出する。
　図３（ａ）における２つのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎと、図３（ｂ）における４つのスイッチング素子３１ｐ１、３１ｎ１、３１ｐ２、３１ｎ２とは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、ＧＣＴ（Gate　Commutated　Turn-off）サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field-Effect　Transistor）などの自己消弧型の半導体スイッチング素子に還流ダイオード（ＦＷＤ：Freewheeling　Diode）が逆並列に接続されて構成される。また、図３（ａ）および図３（ｂ）において、コンデンサ３２には、フィルムコンデンサなどのキャパシタが主に用いられる。
　以下の説明では、スイッチング素子３１ｐ，３１ｎ，３１ｐ１，３１ｎ１，３１ｐ２，３１ｎ２をスイッチング素子３１とも総称する。また、スイッチング素子３１内の半導体スイッチング素子のオンオフを、単に「スイッチング素子３１のオンオフ」と記載する。
　図３（ａ）を参照して、スイッチング素子３１ｎの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２とする。スイッチング素子３１ｐ、３１ｎのスイッチング動作によりコンデンサ３２の両端電圧、および零電圧を出力する。例えば、スイッチング素子３１ｐがオン、かつスイッチング素子３１ｎがオフとなったときに、コンデンサ３２の両端電圧が出力される。スイッチング素子３１ｐがオフ、かつスイッチング素子３１ｎがオンとなったときに、零電圧が出力される。図３（ａ）では、スイッチング素子３１ｎの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２としたが、スイッチング素子３１ｐの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２としてもよく、その場合には、動作が反転する。
　バイパススイッチ３４は、入出力端子Ｐ１，Ｐ２間に接続される。図３（ａ）では、バイパススイッチ３４は、スイッチング素子３１ｎと並列に接続される。ただし、スイッチング素子３１ｐの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２とする場合には、バイパススイッチ３４は、スイッチング素子３１ｐと並列に接続される。バイパススイッチ３４をオンにすることによって、サブモジュール７が短絡される。バイパススイッチ３４は、サブモジュール７の各素子が故障した場合に、当該サブモジュール７を短絡させる際にも利用される。これにより、複数のサブモジュール７のうちの任意のサブモジュール７が故障しても、他のサブモジュール７を利用することにより電力変換器２の運転継続が可能となる。
　次に、図３（ｂ）を参照して、スイッチング素子３１ｐ１とスイッチング素子３１ｎ１との中点と、スイッチング素子３１ｐ２とスイッチング素子３１ｎ２との中点とをサブモジュール７の入出力端子Ｐ１，Ｐ２とする。図３（ｂ）に示すサブモジュール７は、スイッチング素子３１ｎ２を常時オンとし、スイッチング素子３１ｐ２を常時オフとし、スイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１を交互にオン状態とすることによって、正電圧または零電圧を出力する。また、図３（ｂ）に示すサブモジュール７は、スイッチング素子３１ｎ２を常時オフし、スイッチング素子３１ｐ２を常時オンし、スイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１を交互にオン状態にすることによって、零電圧または負電圧を出力することもできる。
　バイパススイッチ３４は、入出力端子Ｐ１，Ｐ２間に接続される。なお、バイパススイッチ３４は、スイッチング素子３１ｎ１，３１ｎ２の直列体と並列に接続される。バイパススイッチ３４をオンにすることによって、サブモジュール７が短絡される。
　以下の説明では、サブモジュール７を図３（ａ）に示すハーフブリッジセルの構成とし、半導体スイッチング素子、およびエネルギー蓄積要素としてのコンデンサを用いた場合を例に説明する。しかし、サブモジュール７を図３（ｂ）に示すフルブリッジ構成としてもよい。また、上記で示した構成以外のサブモジュール、例えば、図３（ｂ）の各スイッチング素子３１のうちの１つをダイオードのみで置き換えた１．５ハーフブリッジ構成とも呼ばれる回路構成を適用したサブモジュールを用いてもよい。
　＜サブモジュールのコンデンサ電圧＞
　ＭＭＣ変換器を用いた電力変換器２の出力直流電圧は、正極直流端子Ｎｐと負極直流端子Ｎｎとの間の直流電圧Ｖｄｃである。直流電圧Ｖｄｃは、各レグ回路４を構成しているｊ番目のサブモジュール７ｊの瞬時のコンデンサ電圧Ｖｃｊと、スイッチング状態Ｓｉとの積和で決定される。スイッチング状態Ｓｊは、スイッチング素子３１ｐがオンの場合には“１”、スイッチング素子３１ｐがオフの場合には“０”であるとする。
　ここで、説明の容易化のため、アーム間およびアーム内での各サブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃのバラツキは無視するものとする。コンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値をＶａｖ、直流変調率をＭｄｃ、アームあたりの（すなわち、各アームに含まれる）サブモジュール数をｎとすると、以下の式（１）が成立する。この場合、各レグ回路４に含まれるサブモジュール数は２ｎとなる。
　Ｖｄｃ＝Σ（Ｖｃｊ×Ｓｊ）＝Ｖａｖ×２ｎ×Ｍｄｃ　…（１）
　上述した式（１）より、直流変調率Ｍｄｃを一定（典型的には、０．５）にするとサブモジュール数ｎは、Ｖｄｃ／Ｖａｖに比例するため、平均電圧値Ｖａｖを大きくするとサブモジュール数ｎを削減できる。
　なお、時間平均電圧値Ｖａｖ（以下、単に「平均電圧値Ｖａｖ」とも称する。）は、アーム内の各サブモジュール７ｊの瞬時のコンデンサ電圧Ｖｃｊの総和をサブモジュール数ｎで除算することにより求められ、以下の式（２）で表される。式（２）中の記号“＜＞”は、時間平均を表わしている。
　Ｖａｖ＝＜（ΣＶｃｊ）／ｎ＞　…（２）
　制御装置３は、通常の電力変換動作（すなわち、通常動作）の際には、アーム内の各サブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値が、式（２）で示される値Ｖａｖとなるように、当該アーム内の各サブモジュール７を制御する。
　しかしながら、電力変換器２では、サブモジュール７に搭載されたコンデンサ３２に基本周波数成分が主体の交流成分を有する電流が流れ込むため、実際にはコンデンサ３２においてリップル電圧が生じ、コンデンサ電圧Ｖｃは平均電圧値Ｖａｖを中心に変動する。
　図４は、コンデンサの電圧変動を説明するための図である。図４を参照して、波形２１０は、電力変換器２＿１のサブモジュール７に搭載されたコンデンサ３２（以下「コンデンサ３２＿１」とも称する。）のコンデンサ電圧Ｖｃ１の時間変化を示している。波形２２０は、電力変換器２＿２のサブモジュール７に搭載されたコンデンサ３２（以下「コンデンサ３２＿２」とも称する。）のコンデンサ電圧Ｖｃ２の時間変化を示している。なお、各コンデンサ３２＿１，３２＿２は、同一定格（例えば、静電容量、耐圧等が同一）のコンデンサで構成される。
　図４の例では、電力変換器２＿１の各アームに含まれるサブモジュール数ｎ１と、電力変換器２＿２の各アームに含まれるサブモジュール数ｎ２とは同一であるとする。また、電力変換器２＿１と電力変換器２＿２とは共通の直流回路１４に接続されている。そのため、式（１）より、コンデンサ電圧Ｖｃ１の平均電圧値Ｖａｖ１と、コンデンサ電圧Ｖｃ２の平均電圧値Ｖａｖ２とは同一となる。
　ここで、コンデンサに生じるリップル電圧Ｖｒｐは、コンデンサの静電容量をＣ、基本周波数をＦ、コンデンサに流れる電流をＩｃａｐとすると、以下の式（３）のような関係を有する。
　Ｖｒｐ∝（１／Ｃ）×（１／Ｆ）×Ｉｃａｐ　…（３）
　実施の形態１では、交流系統１２＿１の基本周波数Ｆ１が６０Ｈｚであり、交流系統１２＿２の基本周波数Ｆ２が５０Ｈｚである。そのため、交流系統１２＿１に接続された電力変換器２＿１内のコンデンサ３２＿１のリップル電圧Ｖｒｐ１は、交流系統１２＿２に接続された電力変換器２＿２内のコンデンサ３２＿２のリップル電圧Ｖｒｐ２よりも小さくなる。なお、リップル電圧Ｖｒｐ１は、コンデンサ電圧Ｖｃ１の最大電圧値Ｖｍａｘ１と平均電圧値Ｖａｖ１との差分である。リップル電圧Ｖｒｐ２は、コンデンサ電圧Ｖｃ２の最大電圧値Ｖｍａｘ２と平均電圧値Ｖａｖ２との差分である。ここで、同一部品で構成された各コンデンサ３２＿１，３２＿２の静電容量は同一である。電流Ｉｃａｐが同一であるとすると、リップル電圧Ｖｒｐ１は、リップル電圧Ｖｒｐ２の５／６倍となる。
　また、コンデンサ３２＿１，３２＿２は同一部品で構成されるため、その耐電圧はＶоｖで同一である。そのため、コンデンサ３２＿１における電圧マージンＶｇ１（＝Ｖоｖ－Ｖｍａｘ１）は、コンデンサ３２＿２における電圧マージンＶｇ２（＝Ｖоｖ－Ｖｍａｘ２）よりも大きい。
　コンデンサ３２＿１，３２＿２の両者に同一のコンデンサを適用する場合には、より大きいリップル電圧Ｖｒｐ２を基準として仕様を満たすように（すなわち、電圧マージンＶｇ２が基準マージン以上となるように）静電容量Ｃが決定される。この場合、コンデンサ３２＿１の電圧マージンＶｇ１は、仕様を満たすものの、過大なマージンであることが理解される。具体的には、コンデンサ３２＿１では、リップル電圧Ｖｒｐ２とリップル電圧Ｖｒｐ１との差分値Ｖｄｉ（＝Ｖｒｐ２－Ｖｒｐ１）だけ余分に電圧マージンを取っていることになる。
　実施の形態１では、この差分値Ｖｄｉを利用して、コンデンサ３２＿１の平均電圧値を調整して、高周波数側の交流系統１２＿１側に接続された電力変換器２＿１に含まれるサブモジュール数を低減する。これにより、電力変換システム全体のサイズを小さくする。
　図５は、実施の形態１に従うコンデンサ電圧の変化を示す図である。図５を参照して、波形２１０Ａは、コンデンサ３２＿１のコンデンサ電圧Ｖｃ１の時間変化を示している。波形２１０Ａは、図４の波形２１０に差分値Ｖｄｉを加算したものであるため、図５に示すコンデンサ電圧Ｖｃ１の平均電圧値Ｖａｖ１＊は、図４で示す平均電圧値Ｖａｖ１と比較して、差分値Ｖｄｉだけ大きい。一方、コンデンサ３２＿２のコンデンサ電圧Ｖｃ２の平均電圧値Ｖａｖ２は、図４の平均電圧値Ｖａｖ２（＝Ｖａｖ１）と同一である。そのため、平均電圧値Ｖａｖ１＊は、平均電圧値Ｖａｖ２よりも差分値Ｖｄｉだけ大きいことが理解される。換言すると、平均電圧値Ｖａｖ１＊は、平均電圧値Ｖａｖ２に差分値Ｖｄｉを加算した値である。
　上述した式（１）で示すように、コンデンサの平均電圧値Ｖａｖは、各アーム当たりのサブモジュール数ｎに応じて変化する。ここで、コンデンサ３２＿１の平均電圧値Ｖａｖ１に対する平均電圧値Ｖａｖ１＊の変化率をＸ％とすると、以下の式（４）が成立する。
　Ｘ＝（（Ｖａｖ１＊－Ｖａｖ１）／Ｖａｖ１）×１００　…（４）
　式（１）の直流電圧Ｖｄｃは変化しないため、平均電圧値ＶａｖがＸ％増大した場合には、サブモジュール数ｎはＸ％だけ低減されることが理解される。したがって、図５の例の場合、電力変換器２＿１の各アームに含まれるサブモジュール数ｎ１＊は、図４の例の場合のサブモジュール数ｎ１よりもＹ（＝ｎ１×Ｘ／１００）個だけ少ない。
　本実施の形態では、電力変換装置１０＿１に含まれる電力変換器２＿１の各相あたりのサブモジュール数がｎ１＊に設定される。制御装置３＿１は、通常動作の際には、電力変換器２＿１のアームに含まれる各サブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値が平均電圧値Ｖａｖ１＊となるように、当該アームの各サブモジュール７を制御する。一方、電力変換装置１０＿２に含まれる電力変換器２＿２の各相あたりのサブモジュール数はｎ２に設定される。制御装置３＿２は、通常動作の際には、電力変換器２＿２のアームに含まれる各サブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値が平均電圧値Ｖａｖ２となるように、当該アーム内の各サブモジュール７を制御する。これにより、図５に示すように、コンデンサ３２＿１，３２＿２のコンデンサ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が変化する。
　図５の例の場合、コンデンサ電圧Ｖｃ１の最大電圧値Ｖｍａｘ１＊が、コンデンサ電圧Ｖｃ２の最大電圧値Ｖｍａｘ２と同一となるため、コンデンサ３２＿１の電圧マージンＶｇ１＊は、コンデンサ３２＿２の電圧マージンＶｇ２と同一となる。そのため、コンデンサ３２＿１の電圧マージンＶｇ１＊は、仕様を満たす電圧マージンを確保しつつ、余分な電圧マージンを含んでいないことが理解される。
　上記のように、実施の形態１では、基本周波数が異なる交流系統１２＿１，１２＿２にそれぞれ接続される電力変換器２＿１，２＿２内のサブモジュール７を同一とし、それによって生じるコンデンサ３２＿１，３２＿２のリップル電圧の差分値Ｖｄｉを利用して、電力変換器２＿１のサブモジュール数を低減できる。したがって、各電力変換器２＿１，２＿２の保守性を確保しつつ、電力変換器２＿１のサイズを小さくでき、結果として、電力変換システム全体のサイズを小さくできる。
　＜サブモジュールの故障時＞
　サブモジュール７が故障した場合の平均電圧値Ｖａｖの調整方法について説明する。
　制御装置３は、各サブモジュール７の状態情報として、サブモジュール７の健全状態を示す健全判定信号を受信する。サブモジュール７が健全な状態の場合には健全判定信号は“１”となり、サブモジュール７が故障状態の場合には健全判定信号は“０”となる。サブモジュール７の故障とは、素子故障に限られずサブモジュール７が制御装置３の指令通りに動作しなくなることである。例えば、サブモジュール７の故障には、スイッチング素子の故障、ゲートドライバの故障、キャパシタの破損、ブスバーの破損、通信異常等が含まれる。
　制御装置３は、各アーム（例えば、Ｕ相上アーム、Ｕ相下アーム、Ｖ相上アーム、Ｖ相下アーム、Ｗ相上アーム、およびＷ相下アーム）に対応する運転指令を出力することにより、アームごとに制御する。そのため、制御装置３は、故障したサブモジュール７を含むアームについて、故障対応のための各種制御を行なう。
　ここで、Ｕ相のレグ回路４ｕ内のサブモジュール数を２ｍ（ただし、ｍは２以上の整数）個とし、Ｕ相上アームのサブモジュール数をｍ個とし、Ｕ相下アームのサブモジュール数をｍ個とする。例えば、制御装置３は、Ｕ相上アームのｍ個のサブモジュール７のうち、ｋ（ただし、ｋは１以上の整数であり、ｋ＜ｍ）個のサブモジュール７＿ｉから受けた健全判定信号が“０”である場合、各サブモジュール７＿ｉの故障を検出する。制御装置３は、各サブモジュール７＿ｉのバイパススイッチ３４をオンにすることによって、故障が生じた各サブモジュール７＿ｉをバイパスする。
　次に、制御装置３は、故障したサブモジュール７＿ｉの数（すなわち、ｋ個）に基づいて、Ｕ相上アームに含まれる各サブモジュール７における平均電圧値Ｖａｖを上昇させる。具体的には、制御装置３は、当該平均電圧値Ｖａｖをｍ／（ｍ－ｋ）倍に上昇させる。すなわち、（故障後の平均電圧値Ｖａｖ）／（故障前の平均電圧値Ｖａｖ）＝ｍ／（ｍ－ｋ）となる。この場合、制御装置３は、Ｕ相上アーム内の健全な（ｍ－ｋ）個のサブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値が上昇後の平均電圧値Ｖａｖとなるように、（ｍ－ｋ）個のサブモジュール７を制御する。これにより、故障前にｋ個のサブモジュール７による電圧出力分を、残りの健全な（ｍ－ｋ）個のサブモジュール７により補うことができる。
　＜交流系統の事故発生時＞
　交流系統１２において事故が発生した場合の平均電圧値Ｖａｖの調整方法について説明する。ここでは、交流系統１２＿１で事故が発生したものとする。ただし、この事故は、発生してから一定時間後に除去される一過性の事故であるとする。
　図６は、交流系統の事故前後のコンデンサ電圧の変化を示す図である。図６を参照して、波形２５０は、コンデンサ３２＿１の平均電圧値Ｖａｖ１＊を示している。ここでは、事故発生前の平均電圧値Ｖａｖ１＊を便宜上“Ｖ０”と記載する。平均電圧値Ｖ０は、図５中の平均電圧値Ｖａｖ１＊と同じである。波形２６０は、コンデンサ３２＿１の電圧変動分（すなわち、リップル電圧Ｖｒｐ１）を含むコンデンサ電圧Ｖｃ１を示している。
　時刻ｔ１で交流系統１２＿１の事故が発生し、制御装置３＿１は、当該事故を検出する。例えば、制御装置３＿１は、アーム電流検出器９Ａ，９Ｂにより検出された各アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗ，Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗの絶対値の少なくとも１つが閾値Ｔｈ１を超えている場合、あるいは、アーム電流の各相合計値が閾値Ｔｈ２を超えている場合に、交流系統１２＿１に事故が発生したと判定する。また、制御装置３＿１は、交流電圧検出器１８により検出された各交流電圧のいずれかが閾値Ｔｈ３を上回った（または、下回った）場合に事故が発生したと判定してもよい。
　制御装置３＿１は、時刻ｔ０から時刻ｔ１に到達するまでは、アーム内の各サブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値が平均電圧値Ｖ０となるように各サブモジュール７を制御している。しかし、制御装置３＿１は、時刻ｔ１において事故を検出すると、アーム内の各サブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値が平均電圧値Ｖ０から基準値Ｄ１を減算した値（すなわち、Ｖ０－Ｄ１）となるように各サブモジュール７を制御する。これにより、制御装置３＿１は、平均電圧値Ｖａｖ１＊を低下させる。
　時刻ｔ２に到達して事故が除去されると、交流系統１２＿１から電力変換器２＿１に電流が流れ込むため、コンデンサ電圧Ｖｃ１が急激に増大する。本実施の形態では、事故が発生した時点で、制御装置３＿１がコンデンサ電圧Ｖｃ１を意図的に低下させているため、事故除去後のコンデンサ電圧Ｖｃ１が耐電圧Ｖоｖを超える事態を未然に防止することができる。
　交流系統１２＿２で事故が発生した場合には、制御装置３＿２が、上記の制御装置３＿１と同様の動作を実行する。具体的には、制御装置３＿２は、交流系統１２＿２の事故を検出すると、アーム内の各サブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃの時間平均電圧値が、事故発生前の平均電圧値から基準値Ｄ２を減算した値となるように各サブモジュール７を制御する。基準値Ｄ２は基準値Ｄ１と同一であってもよい。これにより、制御装置３＿２は、平均電圧値Ｖａｖ２を低下させる。
　なお、交流系統１２＿１で事故が発生した場合にも、制御装置３＿２は、平均電圧値Ｖａｖ２を低下させてもよい。この場合、制御装置３＿２は、制御装置３＿１（あるいは、他の上位装置）から交流系統１２＿１で事故が発生したことを示す情報を受信する。制御装置３＿２は、当該情報を受信した後、平均電圧値Ｖａｖ２を低下させる。これにより、交流系統１２＿１の事故が、電力変換器２＿２内のサブモジュール７のコンデンサ電圧Ｖｃ２に影響し得る場合であっても、コンデンサ電圧Ｖｃ２が耐電圧Ｖоｖを超える事態を防止できる。
　＜直流回路の絶縁耐力の低下時＞
　直流回路１４の絶縁耐力が低下している場合の平均電圧値Ｖａｖの調整方法について説明する。ここでは、直流回路１４が直流送電線であるとし、当該直流送電線に塩分を含む雪などが付着して、直流回路１４の絶縁耐力が低下した場合を想定する。
　変圧器１３＿１，１３＿２は、変圧比可変の変圧器とする。変圧比可変の変圧器は、例えば、タップ切替機能付き変圧器などで実現される。また、制御装置３は、変圧器１３と通信可能に構成されており、変圧比の変更指示等の各種指令を変圧器１３へ送信する。
　系統運用者は、直流回路１４の絶縁耐力が低下していると判断した場合、制御装置３＿１，３＿２に対して、直流回路１４の絶縁耐力の低下を示す情報を入力する。ここで、直流回路１４の直流電圧ＶｄｃをΔＶｄｃだけ低下させるものとする。
　この場合、制御装置３＿１は、電力変換器２＿１に含まれるサブモジュール７内のコンデンサ３２＿１の平均電圧値Ｖａｖ１＊をΔＶａｖ１＊だけ低下させる。同様に、制御装置３＿２は、電力変換器２＿２に含まれるサブモジュール７内のコンデンサ３２＿２の平均電圧値Ｖａｖ２をΔＶａｖ２だけ低下させる。電力変換器２＿１の各アームに含まれるサブモジュール数はｎ１＊であるため、式（１）の関係から、ΔＶａｖ１＊＝ΔＶｄｃ／（Ｍｄｃ×２ｎ１＊）である。電力変換器２＿２のレグ回路４に含まれるサブモジュール数はｎ２であるため、式（１）の関係から、ΔＶａｖ２＝ΔＶｄｃ／（Ｍｄｃ×２ｎ２）である。
　直流電圧ＶｄｃをΔＶｄｃだけ低下させる一方で、交流系統１２＿１，１２＿２の電圧は維持する必要がある。ここで、変圧器１３＿１の一次側（すなわち、交流系統１２＿１側）の交流電圧をＶ１＿１とする。また、直流電圧Ｖｄｃの低下前における変圧器１３＿１の二次側（すなわち、電力変換器２＿１側）の交流電圧をＶ２＿１とし、低下後における変圧器１３＿１の二次側の交流電圧をＶ２＿１＊とする。
　この場合、制御装置３＿１は、変圧器１３＿１の一次側の交流電圧Ｖ１＿１が維持されるように、変圧器１３＿１の変圧比α１を調整する。具体的には、制御装置３＿１は、変圧比α１を（Ｖ２＿１）／（Ｖ１＿１）から、（Ｖ２＿１＊）／（Ｖ１＿１）に変更するように変圧器１３＿１へ指示する。
　同様に、変圧器１３＿２の一次側（すなわち、交流系統１２＿２側）の交流電圧をＶ１＿２とし、直流電圧Ｖｄｃの低下前における変圧器１３＿２の二次側（すなわち、電力変換器２＿２側）の交流電圧をＶ２＿２とし、低下後における変圧器１３＿２の二次側の交流電圧をＶ２＿２＊とする。この場合、制御装置３＿２は、変圧器１３＿２の一次側の交流電圧Ｖ１＿２が維持されるように、変圧器１３＿２の変圧比α２を調整する。具体的には、制御装置３＿２は、変圧比α２を（Ｖ２＿２）／（Ｖ１＿２）から、（Ｖ２＿２＊）／（Ｖ１＿２）に変更するように変圧器１３＿２へ指示する。
　これにより、直流回路１４の絶縁耐力が低下した場合、直流電圧Ｖｄｃを低下させることで直流回路１４の損傷を防止できるとともに、交流系統１２側の電圧を維持することができる。
　実施の形態２．
　実施の形態１では、複数の交流系統１２＿１，１２＿２の基本周波数が互いに異なる場合について説明した。実施の形態２では、複数の交流系統１２＿１，１２＿２からの電力要求が互いに異なる場合について説明する。
　上述した式（３）によると、コンデンサに流れる電流Ｉｃａｐに比例して、リップル電圧は大きくなる。同一部品で構成された各コンデンサ３２＿１，３２＿２の静電容量は同一であるため、交流系統１２＿１の基本周波数Ｆ１と、交流系統１２＿２の基本周波数Ｆ２とが同一である場合、電流Ｉｃａｐが大きいほどリップル電圧Ｖｒｐが大きくなる。実施の形態２では、交流系統１２＿１，１２＿１からの電力要求の差異によって生じる、電力変換器２＿１，２＿２内のコンデンサに流れる電流Ｉｃａｐの差異に着目する。ここでは、電力変換器２＿１，２＿２は、それぞれ交流系統１２＿１，１２＿２からの電力要求を達成するように動作するものとする。
　電力変換器２内を流れるアーム電流Ｉａｒｍは、サブモジュール７の正極側（すなわち、スイッチング素子３１ｐ側）および負極側（すなわち、スイッチング素子３１ｎ側）にそれぞれ流れる。以下では、スイッチング素子３１ｐ，３１ｎの半導体スイッチング素子がＩＧＢＴであるとして説明する。
　正極側に流れる電流Ｉｓｐは、スイッチング素子３１ｐのＩＧＢＴに流れる電流と、スイッチング素子３１ｐのＦＷＤに流れる電流との加算電流である。この加算電流が、コンデンサ３２に流れる電流Ｉｃａｐとなる。一方、負極側に流れる電流Ｉｓｎは、スイッチング素子３１ｎのＩＧＢＴに流れる電流と、スイッチング素子３１ｎのＦＷＤに流れる電流との加算電流である。なお、スイッチング素子３１ｐ，３１ｎにおいて、ＦＷＤに流れる電流はＩＧＢＴと逆方向に流れる。
　電流Ｉｓｐ（すなわち、電流Ｉｃａｐ）と、電流Ｉｓｎとの電流分担比率は、交流系統１２の力率（ＰＦ：power　factor）に依存して変化する。なお、アーム電流Ｉａｒｍは、電流Ｉｓｐおよび電流Ｉｓｎを加えたものであり、実効値表現するとＩａｒｍ＝（Ｉｓｐ２＋Ｉｓｎ２）１／２である。電流Ｉｓｐの正方向は、図３において入出力端子Ｐ１からスイッチング素子３１ｐ１への方向に対応し、電流Ｉｓｎの正方向は、入出力端子Ｐ１からスイッチング素子３１ｎ１への方向に対応する。
　図７は、サブモジュール内の正極側に流れる電流Ｉｓｐと、負極側に流れる電流Ｉｓｎとの関係を説明するための図である。図７の縦軸は電流Ｉｓｐ（＝Ｉｃａｐ）の実効値を示しており、横軸は電流Ｉｓｎの実効値を示している。直線３０２は、電流Ｉｓｐ＝電流Ｉｓｎを満たす直線である。直線３０４，３０６，３０８は、それぞれ交流系統１２の力率が０，０．９５，１．００の場合の電流Ｉｓｐと電流Ｉｓｎとの関係を示す直線である。また、直線３０４，３０６，３０８上のそれぞれの点３５４，３５６，３５８におけるアーム電流Ｉａｒｍの電流実効値｛＝（Ｉｓｐ２＋Ｉｓｎ２）１／２｝は、同一である。曲線３６２は、アーム電流Ｉａｒｍの電流実効値が同一である各点を示す。
　直線３０４～３０８によると、電力変換器２の交流出力での力率が大きいほど負極側に偏って電流が流れ、電流Ｉｓｎが大きく、電流Ｉｓｐが小さくなる。一方、力率が小さいほど、電流Ｉｓｐ（すなわち、電流Ｉｃａｐ）が大きくなる。また、力率が一定である場合には、アーム電流Ｉａｒｍが大きいほど電流Ｉｃａｐは大きくなる。なお、アーム電流Ｉａｒｍの大きさは、電力変換器２と交流系統１２との間で入出力される皮相電力の大きさに比例するため、力率が一定である場合には、入出力される皮相電力が大きいほど電流Ｉｃａｐは大きくなるとも言える。なお、電力変換器２へ入力される入力皮相電力と、電力変換器２から出力される出力皮相電力とが異なる場合には、電流Ｉｃａｐの大きさは、入力皮相電力および出力皮相電力のうちの大きい方の皮相電力に依存する。
　したがって、交流系統１２＿１，１２＿２の電力要求（例えば、皮相電力の入出力要求、要求力率）が異なる場合、電力変換器２＿１，２＿２内のコンデンサ３２に流れる電流Ｉｃａｐの大きさが異なり、その結果、コンデンサ３２のリップル電圧の大きさが異なることになる。なお、図７を参照することで、交流系統１２から要求される力率および皮相電力に基づく電流Ｉｃａｐを求めることができる。
　ここで、交流系統１２＿１から要求される力率と、交流系統１２＿２から要求される力率とが同一である場合を想定する。このとき、交流系統１２＿１から要求される皮相電力の入出力が、交流系統１２＿２から要求される皮相電力の入出力よりも小さい場合には、電力変換器２＿１内のコンデンサ３２＿１に流れる電流Ｉｃａｐ１の方が、電力変換器２＿２内のコンデンサ３２＿２に流れる電流Ｉｃａｐ２よりも小さくなる。
　そのため、コンデンサ３２＿１のリップル電圧Ｖｒｐ１は、コンデンサ３２＿２のリップル電圧Ｖｒｐ２よりも小さい。したがって、実施の形態１の図５で説明したように、コンデンサ３２＿１のコンデンサ電圧Ｖｃ１の平均電圧値を、コンデンサ３２＿２のコンデンサ電圧Ｖｃ２の平均電圧値よりも差分値Ｖｄｉ（＝Ｖｒｐ２－Ｖｒｐ１）だけ大きくすることで、電力変換器２＿１のサブモジュール数を低減できる。
　次に、交流系統１２＿１から要求される皮相電力の入出力が、交流系統１２＿２から要求される皮相電力の入出力と同一である場合を想定する。このとき、交流系統１２＿１から要求される力率の方が、交流系統１２＿２から要求される力率よりも大きい場合には、電力変換器２＿１内のコンデンサ３２＿１に流れる電流Ｉｃａｐ１の方が、電力変換器２＿２内のコンデンサ３２＿２に流れる電流Ｉｃａｐ２よりも小さくなる。そのため、コンデンサ３２＿１のリップル電圧Ｖｒｐ１は、コンデンサ３２＿２のリップル電圧Ｖｒｐ２よりも小さい。したがって、コンデンサ３２＿１のコンデンサ電圧Ｖｃ１の平均電圧値を、コンデンサ３２＿２のコンデンサ電圧Ｖｃ２の平均電圧値よりも差分値Ｖｄｉだけ大きくすることで、電力変換器２＿１のサブモジュール数を低減できる。
　上記の例では、２つの交流系統１２＿１と交流系統１２＿２との間で、要求される力率が同一の場合と、要求される皮相電力の入出力が同一の場合について説明した。しかし、交流系統１２＿１と交流系統１２＿２との間で、要求される力率および皮相電力の入出力がいずれも異なる場合であってもよい。例えば、図７の点３７１が、交流系統１２＿１から要求される力率および皮相電力の入出力に基づく電流値（Ｉｓｎ１，Ｉｃａｐ１）に対応し、点３７２が、交流系統１２＿２から要求される力率および皮相電力に基づく電流値（Ｉｓｎ２，Ｉｃａｐ２）に対応するものとする。点３７１と点３７２との位置関係から、交流系統１２＿１から要求される力率の方が交流系統１２＿２から要求される力率よりも小さく、交流系統１２＿１から要求される皮相電力の入出力の方が交流系統１２＿２から要求される皮相電力の入出力よりも小さい。
　図７を参照すると、点３７１における電流Ｉｃａｐ１の方が、点３７２における電流Ｉｃａｐ２よりも小さい。そのため、コンデンサ３２＿１のリップル電圧Ｖｒｐ１は、コンデンサ３２＿２のリップル電圧Ｖｒｐ２よりも小さい。したがって、コンデンサ３２＿１のコンデンサ電圧Ｖｃ１の平均電圧値を、コンデンサ３２＿２のコンデンサ電圧Ｖｃ２の平均電圧値よりも差分値Ｖｄｉだけ大きくすることで、電力変換器２＿１のサブモジュール数を低減できる。
　上記のように、交流系統１２＿１から要求される力率および皮相電力に基づく、電力変換器２＿１内のコンデンサ３２＿１の電流（すなわち、電流Ｉｃａｐ１）の実効値と、交流系統１２＿２から要求される力率および皮相電力に基づく、電力変換器２＿２内のコンデンサ３２＿２の電流（すなわち、電流Ｉｃａｐ２）の実効値とが比較される。そして、例えば、電流Ｉｃａｐ１が電流Ｉｃａｐ２よりも小さい場合には、リップル電圧Ｖｒｐ１がリップル電圧Ｖｒｐ２よりも小さくなるため、電力変換器２＿１のサブモジュール数を低減できる。
　上記の例では、電力要求が異なる交流系統１２＿１，１２＿２にそれぞれ接続される電力変換器２＿１，２＿２内のサブモジュール７を同一とし、それによって生じるコンデンサ３２＿１，３２＿２のリップル電圧の差分値Ｖｄｉを利用して、電力変換器２＿１のサブモジュール数を低減できる。したがって、実施の形態２においても、各電力変換器２＿１，２＿２の保守性を確保しつつ、一方の電力変換器のサイズを小さくでき、結果として、電力変換システム全体のサイズを小さくできる。
　その他の実施の形態．
　実施の形態１では、＜サブモジュールの故障時＞、＜交流系統の事故発生時＞および＜直流回路の絶縁耐力の低下時＞の各々の場合における平均電圧値Ｖａｖの調整方法について説明したが、実施の形態２でも同様に、各々の場合における平均電圧値Ｖａｖの調整方法を採用することができる。
　上述の実施の形態として例示した構成は、本開示の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本開示の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。また、上述した実施の形態において、他の実施の形態で説明した処理および構成を適宜採用して実施する場合であってもよい。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　２　電力変換器、３　制御装置、４ｕ，４ｖ，４ｗ　レグ回路、５　上アーム、６　下アーム、７　サブモジュール、８Ａ，８Ｂ　リアクトル、９Ａ，９Ｂ　検出器、１０　電力変換装置、１１Ａ，１１Ｂ　直流電圧検出器、１２　交流系統、１３　変圧器、１４　直流回路、１６　交流電流検出器、１８　交流電圧検出器、３１ｎ，３１ｎ１，３１ｎ２，３１ｐ，３１ｐ１，３１ｐ２　スイッチング素子、３２　コンデンサ、３３　電圧検出器、３４　バイパススイッチ、１００　電力変換システム。

Claims (10)

  1. 　第１交流系統と直流回路との間で電力変換を行なう第１電力変換器と、
    　第２交流系統と前記直流回路との間で電力変換を行なう第２電力変換器とを備え、
    　前記第１電力変換器および前記第２電力変換器の各々は、直列接続された複数のサブモジュールを含み、
    　前記サブモジュールは、複数のスイッチング素子と、コンデンサとを有し、
    　前記第１交流系統の第１基本周波数は、前記第２交流系統の第２基本周波数よりも大きく、
    　前記第１電力変換器に含まれる第１サブモジュール内のコンデンサの第１平均電圧値は、前記第２電力変換器に含まれる第２サブモジュール内のコンデンサの第２平均電圧値よりも大きい、電力変換システム。
  2. 　前記第１平均電圧値は、前記第２平均電圧値に、前記第２サブモジュール内のコンデンサのリップル電圧と前記第１サブモジュール内のコンデンサのリップル電圧との差分値を加算した値である、請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 　前記第１電力変換器内の複数の前記第１サブモジュールの各々を制御する第１制御装置をさらに備え、
    　前記第１電力変換器のアームに含まれる複数の前記第１サブモジュールのうち、１以上の第１サブモジュールが故障した場合、前記第１制御装置は、故障した前記１以上の第１サブモジュールの数に基づいて、前記アームに含まれる各前記第１サブモジュールにおける前記第１平均電圧値を上昇させる、請求項１または請求項２に記載の電力変換システム。
  4. 　前記アームに含まれる複数の前記第１サブモジュールの数がｍ（ただし、ｍは２以上の整数）であり、故障した前記１以上の第１サブモジュールの数がｋ（ただし、ｋは１以上の整数であり、ｋ＜ｍ）である場合、前記第１制御装置は、前記アームに含まれる各前記第１サブモジュールの前記第１平均電圧値をｍ／（ｍ－ｋ）倍に上昇させる、請求項３に記載の電力変換システム。
  5. 　前記第１交流系統において事故が発生した場合、前記第１制御装置は、前記第１電力変換器に含まれる前記第１サブモジュール内のコンデンサの前記第１平均電圧値を低下させる、請求項３または４に記載の電力変換システム。
  6. 　前記第２電力変換器内の複数の前記第２サブモジュールの各々を制御する第２制御装置をさらに備え、
    　前記第１交流系統において事故が発生した場合、前記第２制御装置は、前記第２電力変換器に含まれる前記第２サブモジュール内のコンデンサの前記第２平均電圧値を低下させる、請求項５に記載の電力変換システム。
  7. 　前記第１交流系統と前記第１電力変換器との間に設けられた第１変圧器と、前記第２交流系統と前記第２電力変換器との間に設けられた第２変圧器とをさらに備え、
    　前記直流回路の絶縁耐力が低下した場合、
    　前記第１制御装置は、前記第１電力変換器に含まれる前記第１サブモジュール内のコンデンサの前記第１平均電圧値を第１の値だけ低下させ、前記第１変圧器の前記第１交流系統側の電圧が維持されるように前記第１変圧器の変圧比を調整し、
    　前記第２制御装置は、前記第２電力変換器に含まれる前記第２サブモジュール内のコンデンサの前記第２平均電圧値を第２の値だけ低下させ、前記第２変圧器から前記第２交流系統に出力される電圧が維持されるように前記第２変圧器の変圧比を調整する、請求項６に記載の電力変換システム。
  8. 　第１交流系統と直流回路との間で電力変換を行なう第１電力変換器と、
    　第２交流系統と前記直流回路との間で電力変換を行なう第２電力変換器とを備え、
    　前記第１電力変換器および前記第２電力変換器の各々は、直列接続された複数のサブモジュールを含み、
    　前記サブモジュールは、複数のスイッチング素子と、コンデンサとを有し、
    　前記第１交流系統から要求される力率および皮相電力に基づく、前記第１電力変換器に含まれる第１サブモジュール内のコンデンサの電流実効値は、前記第２交流系統から要求される力率および皮相電力に基づく、前記第２電力変換器に含まれる第２サブモジュール内のコンデンサの電流実効値よりも小さく、
    　前記第１サブモジュール内のコンデンサの第１平均電圧値は、前記第２サブモジュール内のコンデンサの第２平均電圧値よりも大きい、電力変換システム。
  9. 　前記第１交流系統から要求される力率と、前記第２交流系統から要求される力率とは同一であり、かつ、前記第１交流系統から要求される皮相電力の入出力は、前記第２交流系統から要求される皮相電力の入出力よりも小さい、請求項８に記載の電力変換システム。
  10. 　前記第１交流系統から要求される皮相電力の入出力は、前記第２交流系統から要求される皮相電力の入出力と同一であり、かつ、前記第１交流系統から要求される力率は、前記第２交流系統から要求される力率よりも大きい、請求項８に記載の電力変換システム。
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