WO2021255887A1 - 交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置 Download PDF

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辰也 森
晃 古川
建太 久保
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics

Definitions

  • the present application relates to a control device for an AC rotary electric machine and an electric power steering device.
  • Patent Document 1 in order to provide an AC rotating electric machine having low electrical noise, a plurality of carrier waves having different frequencies are prepared, and one of the prepared plurality of carrier waves is randomly selected at predetermined time intervals.
  • a technique for driving an AC rotary electric machine by performing PWM control using a selected carrier wave is disclosed.
  • a control device including at least one register is used as a method for reducing noise (EMI) by dithering the switching frequency, and signal communication with the motor is used to control the motor based on its operating parameters.
  • the switching frequency of pulse modulation based on the step of setting, the step of selecting the first hopping period, and the defined number of at least one register, the first clock frequency, and the first hopping frequency.
  • a technique comprising a process of randomly modulating the frequency is disclosed.
  • an offset voltage calculation unit that calculates an offset voltage and a modified three-phase voltage command value that outputs a modified three-phase voltage command value by adding an offset voltage equally to each of the three-phase voltage command values.
  • the offset voltage calculation unit includes a calculation unit, and the offset voltage calculation unit switches and outputs n offset candidate voltages having different values at set time intervals to output the voltage applied to the three-phase winding.
  • EMI noise
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 have the following problems (1) and (2).
  • (1) In a method in which a plurality of carrier wave frequencies are prepared and one is selected from the plurality of frequencies, it is necessary to store a plurality of carrier waves, and the carrier waves having a plurality of frequencies are supported. Since it is necessary to perform PWM control, the memory capacity and the processing load increase, and it is not easy to mount it on an inexpensive microcomputer (CPU).
  • (2) It is not easy to mount it on a microcomputer (CPU) so that the carrier wave can be changed arbitrarily.
  • Patent Document 3 does not describe how to set n offset candidate voltages so that the noise of the AC rotary electric machine does not increase due to the mechanical resonance cycle of the AC rotary electric machine.
  • the present application provides a control device for an AC rotary electric machine and an electric power steering device that can suppress an increase in noise of the AC rotary electric machine while reducing noise (EMI) in consideration of the mechanical resonance cycle of the AC rotary electric machine.
  • the purpose is to do.
  • the control device for an AC rotary electric machine is a control device for an AC rotary electric machine that controls an AC rotary electric machine having a stator and a rotor wound with three-phase windings via an inverter having a plurality of switching elements. And, A command voltage vector representing the three-phase voltage command value applied to the three-phase winding or the voltage applied to the three-phase winding in a two-axis fixed coordinate system associated with the three-phase winding. Voltage command calculation unit to calculate A zero-phase voltage value calculation unit that calculates n zero-phase candidate voltage values with different values (n is a natural number of 2 or more) as a zero-phase voltage value by switching in order for each switching cycle.
  • a voltage command correction unit that corrects the three-phase voltage command value or the command voltage vector based on the zero-phase voltage value.
  • a PWM control unit that controls on / off of the plurality of switching elements based on the corrected voltage command value of the three phases or the corrected command voltage vector by the voltage command correction unit is provided.
  • the deviation between the zero-phase voltage value and the time-delayed zero-phase voltage value obtained by delaying the zero-phase voltage value by j times the switching cycle (j is a natural number of 1 or more) is defined as the zero-phase time-delayed deviation value.
  • j is a natural number that minimizes the difference between the half cycle of the mechanical resonance cycle of the AC rotary electric machine and the j-fold value of the switching cycle.
  • the n zero-phase candidate voltage values are preset so that the effective value of the zero-phase time delay deviation value is smaller than the effective value of the AC component of the zero-phase voltage value. ..
  • the electric power steering device is With the control device of the above AC rotary electric machine, With the inverter With the AC rotary electric machine, A driving force transmission mechanism for transmitting the driving force of the AC rotary electric machine to the steering device of the vehicle is provided.
  • the PWM cycle of the PWM control unit is set to 60 ⁇ s or less, and the PWM cycle is set to 60 ⁇ s or less.
  • the mechanical resonance period of the AC rotary electric machine is in the range of 200 ⁇ s or more and 500 ⁇ s or less.
  • the mechanical resonance period component included in the zero-phase voltage value and the zero-phase time delay deviation value can be reduced, and resonance can be achieved. It is possible to suppress the increase in noise of the AC rotary electric machine due to the above. Therefore, according to the control device and the electric power steering device of the AC rotary electric machine according to the present application, it is possible to suppress the increase of the noise of the AC rotary electric machine while reducing the noise (EMI).
  • EMI noise
  • FIG. 1 It is a schematic block diagram of the AC rotary electric machine, the inverter, and the control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a hardware block diagram of the control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a time chart explaining the PWM control which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a time chart for demonstrating PWM control after addition of a zero-phase voltage value which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 9 is a time chart of a zero-phase voltage value and a zero-phase time delay deviation value which concerns on a comparative example. It is a figure which shows the frequency analysis result of the zero-phase voltage value and the zero-phase time delay deviation value which concerns on a comparative example. It is a figure which shows the actual measurement result of the noise level when the setting of the zero-phase voltage value which concerns on Embodiment 1 is changed.
  • FIG. 9 is a time chart of a zero-phase voltage value and a zero-phase time delay deviation value which concerns on a comparative example. It is a figure which shows the frequency analysis result of the zero-phase voltage value and the zero-phase time delay deviation value
  • FIG. 2 It is a schematic block diagram of the AC rotary electric machine, the inverter, and the control device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a time chart explaining PWM control and current detection which concerns on Embodiment 2. It is a figure which shows the equivalent circuit of the series circuit for one phase when the resistor which concerns on Embodiment 2 is not provided. It is a figure which shows the equivalent circuit of the series circuit for one phase when the resistor which concerns on Embodiment 2 is provided. It is a figure which shows the actual measurement result of the noise level at the time of changing the setting of the zero-phase voltage value in the state which the winding current is small which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 2 It is a figure which shows the actual measurement result of the noise level at the time of changing the setting of the zero-phase voltage value in the state which the winding current is large which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure explaining the voltage vector which concerns on Embodiment 3. It is a figure explaining 8 on-off patterns and voltage vectors which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a time chart explaining the PWM control which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an AC rotary electric machine 1, an inverter 4, and a control device 10 according to the present embodiment.
  • the AC rotary electric machine 1 is the driving force source of the electric power steering device 100
  • the AC rotary electric machine 1, the inverter 4, and the control device 10 constitute the electric power steering device 100.
  • AC rotary electric machine 1 The AC rotary electric machine 1 has three-phase windings Cu, Cv, and Cw of U phase, V phase, and W phase.
  • the AC rotary electric machine 1 includes a stator and a rotor arranged radially inside the stator. Three-phase windings Cu, Cv, and Cw are wound around the stator.
  • the rotor is provided with a permanent magnet, which is a permanent magnet type synchronous rotating machine.
  • the three-phase windings may be star-connected or delta-connected.
  • the rotor is provided with a rotation detection circuit 2 for detecting the rotation angle of the rotor.
  • a resolver, an encoder, an MR sensor, or the like is used in the rotation detection circuit 2.
  • the output signal of the rotation detection circuit 2 is input to the control device 10.
  • the inverter 4 is a series circuit (leg) in which the switching element SP on the positive electrode side connected to the positive electrode side of the DC power supply 3 and the switching element SN on the negative electrode side connected to the negative electrode side of the DC power supply 3 are connected in series. Three sets are provided corresponding to each of the three phases. Then, the connection point of the two switching elements in the series circuit of each phase is connected to the winding of the corresponding phase.
  • the switching element SPu on the positive electrode side of the U phase and the switching element SNu on the negative electrode side of the U phase are connected in series, and the connection point of the two switching elements is the winding of the U phase. It is connected to Cu.
  • the switching element SPv on the positive electrode side of the V phase and the switching element SNv on the negative electrode side of the V phase are connected in series, and the connection points of the two switching elements are connected to the winding Cv of the V phase.
  • the switching element SPw on the positive electrode side of W and the switching element SNw on the negative electrode side of W phase are connected in series, and the connection points of the two switching elements are connected to the winding Cw of W phase. ..
  • the smoothing capacitor 5 is connected between the positive electrode side and the negative electrode side of the DC power supply 3.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • bipolar transistor in which diodes are connected in anti-parallel connection, etc.
  • the gate terminal of each switching element is connected to the control device 10 via a gate drive circuit or the like.
  • Each switching element is turned on or off by the switching signals GPU to GNw output from the control device 10.
  • the DC power supply 3 outputs a DC voltage Vdc to the inverter 4.
  • the DC voltage Vdc is set to 12V.
  • the DC power supply 3 may be any device as long as it is a device that outputs a DC voltage Vdc, such as a battery, a DC-DC converter, a diode rectifier, and a PWM rectifier.
  • the DC power supply 3 may be provided with a voltage sensor for detecting the DC voltage Vdc, and the output signal of the voltage sensor may be input to the control device 10.
  • the control device 10 may perform control using the detected DC voltage Vdc.
  • the electric power steering device 100 includes a control device 10 of an AC rotary electric machine, an inverter 4, an AC rotary electric machine 1, and a driving force transmission mechanism 101 that transmits the driving force of the AC rotary electric machine 1 to the steering device 102 of the vehicle. I have.
  • the rotating shaft of the rotor of the AC rotary electric machine 1 is connected to the steering device 102 of the wheel 103 via the driving force transmission mechanism 101.
  • the electric power steering device 100 is attached to a handle 104 in which the driver rotates left and right, a shaft 105 connected to the handle 104 and transmitting the steering torque of the handle 104 to the steering device 102 of the wheel 103, and the shaft 105. It is provided with a torque sensor 106 that detects the steering torque Ts by the handle 104, and a driving force transmission mechanism 101 such as a worm gear mechanism that connects the rotating shaft of the AC rotary electric machine 1 to the shaft 105.
  • the output signal of the torque sensor 106 is input to the control device 10 (input circuit 92).
  • Control device 10 The control device 10 controls the AC rotary electric machine 1 via the inverter 4. As shown in FIG. 2, the control device 10 includes a rotation detection unit 31, a voltage command calculation unit 32, a zero-phase voltage value calculation unit 33, a voltage command correction unit 34, a PWM control unit 35, and the like. Each function of the control device 10 is realized by a processing circuit provided in the control device 10. Specifically, as shown in FIG. 3, the control device 10 includes an arithmetic processing unit 90 (computer) such as a CPU (Central Processing Unit), a storage device 91 for exchanging data with the arithmetic processing unit 90, as a processing circuit. The arithmetic processing unit 90 includes an input circuit 92 for inputting an external signal, an output circuit 93 for outputting a signal from the arithmetic processing unit 90 to the outside, and the like.
  • arithmetic processing unit 90 computer
  • the arithmetic processing unit 90 includes an input circuit 92 for inputting an external signal, an output circuit 93 for outputting
  • the arithmetic processing device 90 is provided with an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an IC (Integrated Circuit), a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), various logic circuits, and various signal processing circuits. You may. Further, as the arithmetic processing unit 90, a plurality of the same type or different types may be provided, and each processing may be shared and executed.
  • the storage device 91 includes a RAM (RandomAccessMemory) configured to be able to read and write data from the arithmetic processing unit 90, a ROM (ReadOnlyMemory) configured to be able to read data from the arithmetic processing unit 90, and the like. Has been done.
  • the input circuit 92 includes an A / D converter and the like to which various sensors and switches such as a rotation detection circuit 2 and a torque sensor 106 are connected and the output signals of these sensors and switches are input to the arithmetic processing device 90.
  • the output circuit 93 is provided with a drive circuit or the like to which an electric load such as a gate drive circuit for driving the switching element on and off is connected and a control signal is output from the arithmetic processing device 90 to these electric loads.
  • the arithmetic processing unit 90 executes software (program) stored in the storage device 91 such as a ROM, and the storage device 91 and the input circuit 92. , And by cooperating with other hardware of the control device 10 such as the output circuit 93.
  • the setting data such as n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n and the switching cycle Tv used by the control units 31 to 35 and the like are stored in a storage device 91 such as a ROM as a part of the software (program). ing.
  • a storage device 91 such as a ROM
  • the rotation detection unit 31 detects the magnetic pole position ⁇ (rotation angle ⁇ of the rotor) and the rotation angular velocity ⁇ of the rotor at the electric angle. In the present embodiment, the rotation detection unit 31 detects the magnetic pole position ⁇ (rotation angle ⁇ ) and the rotation angular velocity ⁇ of the rotor based on the output signal of the rotation detection circuit 2.
  • the magnetic pole position ⁇ is set in the direction of the north pole of the permanent magnet provided in the rotor.
  • the rotation detection unit 31 is configured to estimate the rotation angle (pole position) based on the current information obtained by superimposing the harmonic component on the current command value without using the rotation sensor. It is also good (so-called sensorless method).
  • the voltage command calculation unit 32 calculates the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb to be applied to the three-phase winding.
  • the voltage command calculation unit 32 detects the steering torque Ts of the driver based on the output signal of the torque sensor 106.
  • the voltage command calculation unit 32 calculates the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb based on the steering torque Ts and the magnetic pole position ⁇ .
  • the voltage command calculation unit 32 sets the current command value Iqo on the q-axis based on the steering torque Ts, and sets the current command value Ido on the d-axis to 0.
  • Ka is a constant, but may be changed according to the steering torque Ts, the traveling speed of the vehicle, and the like.
  • the current command value Iqo on the q-axis may be set based on known compensation control according to the steering condition.
  • the d-axis and q-axis current command values Ido and Iqo may be determined by a known vector control method such as maximum torque current control and weak magnetic flux control.
  • the d-axis is set in the direction of the magnetic pole position ⁇ (N pole), and the q-axis is set in the direction advanced by 90 ° in electrical angle from the d-axis.
  • the voltage command calculation unit 32 sets the d-axis and q-axis current command values Ido and Iqo to the specifications of the AC rotary electric machine 1 (winding resistance value R, d-axis inductance Ld, q-axis). Based on the inductance Lq, the interlinkage magnetic flux ⁇ ) by the permanent magnet, and the rotation angle velocity ⁇ , the voltage command value Vdo on the d-axis and the voltage command value Vqo on the q-axis are converted.
  • Vdo R x Ido- ⁇ x Lq x Iqo
  • Vqo R ⁇ Iqo- ⁇ ⁇ (Ld ⁇ Ido + ⁇ ) ⁇ ⁇ ⁇ (1-2)
  • the voltage command calculation unit 32 performs fixed coordinate conversion and two-phase three-phase conversion on the voltage command values Vdo and Vqo on the d-axis and the q-axis based on the magnetic pole position ⁇ . It is converted into three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb.
  • the voltage command calculation unit 32 may apply known modulation such as third-order harmonic superposition to the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb.
  • ⁇ Zero-phase voltage value calculation unit 33 The zero-phase voltage value calculation unit 33 sequentially switches n zero-phase candidate voltage values Vzc_1, Vzc_2, ... Vzc_n having different values (n is a natural number of 2 or more) for each switching cycle Tv, and the zero-phase voltage. Calculated as the value Vz.
  • the set values of n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n will be described later.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 refers to the zero-phase candidate voltage value table data in which 80 zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_80 are set in advance, and the first zero-phase candidate voltage value for each switching cycle Tv.
  • the 80th zero-phase candidate voltage value Vzc_80 is sequentially selected from Vzc_1, and the selected zero-phase candidate voltage value Vzzc is calculated as the zero-phase voltage value Vz.
  • the first zero-phase candidate voltage value Vzc_1 is selected.
  • the voltage command correction unit 34 corrects the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb based on the zero-phase voltage value Vz.
  • the voltage command correction unit 34 adds the zero-phase voltage value Vz to each of the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb as shown in the following equation, and the corrected three-phase.
  • the voltage command values Vuc, Vvc, and Vwc of are calculated.
  • Vuc Vub + Vz
  • Vvc Vvb + Vz ... (1-4)
  • Vwc Vwb + Vz
  • the PWM control unit 35 controls on / off of a plurality of switching elements of the inverter 4 based on the corrected three-phase voltage command values Vuc, Vvc, and Vwc by the voltage command correction unit 34.
  • the PWM control unit 35 compares the carrier wave CA vibrating in the PWM cycle Tc with each of the corrected three-phase voltage command values Vuc, Vvc, and Vwc, and turns on and off a plurality of switching elements based on the comparison result. Control.
  • the carrier wave CA is a triangular wave that vibrates with an amplitude of Vdc / 2, which is half the DC voltage, centered on 0 in the PWM period Tc.
  • the PWM control unit 35 turns on the switching signal GP of the switching element on the positive electrode side (1 in this example) to switch the switching element on the positive electrode side.
  • the switching signal GP of the switching element on the positive electrode side is turned off (0 in this example), and the switching element on the positive electrode side is turned off.
  • the PWM control unit 35 turns off the switching signal GN of the switching element on the negative electrode side (0 in this example) to switch on the negative electrode side.
  • the switching element on the negative electrode side is turned off, and the carrier wave CA exceeds the voltage command value, the switching signal GN of the switching element on the negative electrode side is turned on (1 in this example) to turn on the negative electrode. Turn on the switching element on the side.
  • a short-circuit prevention period in which both the switching element on the positive electrode side and the switching element on the negative electrode side are turned off. May be provided.
  • FIG. 6 shows an example of PWM control after addition of the zero-phase voltage value Vz.
  • the switching cycle Tv of the zero-phase voltage value Vz is set to be the same as the PWM cycle Tc, and the zero-phase voltage value Vz is switched at the timing of the apex of the valley of the carrier wave CA.
  • the switching cycle Tv may be set differently from the PWM cycle Tc.
  • the switching cycle Tv may be set to a natural number multiple of the PWM cycle Tc, or may be set to a natural number multiple of the half cycle of the PWM cycle Tc.
  • the zero-phase voltage value Vz is set in order.
  • the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb are set to 0. Therefore, the three-phase voltage command values Vuc, Vvc, and Vwc after the addition of the zero-phase voltage value Vz are all the same value.
  • the voltage command values Vuc, Vvc, Vwc of the three phases after addition are compared with the carrier wave CA, and switching signals on the positive electrode side and the negative electrode side of the three phases are generated.
  • a DC voltage Vdc is applied to the three-phase winding when the switching signal on the positive electrode side of the three phase is on, and 0V is applied when the switching signal on the positive electrode side of the three phase is off.
  • FIG. 6 shows the applied voltages Vu_PWM, Vv_PWM, and Vw_PWM applied to the three-phase windings.
  • the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb are constant values, by adding the zero-phase voltage values Vz, each of the reference timings tb_1, tb_2, and tb_3 at the peak of the valley of the carrier wave CA.
  • the period of timing when the applied voltage Vu_PWM, Vv_PWM, Vw_PWM of the phase is cut from 0V to the DC voltage Vdc, and the timing when the applied voltages Vu_PWM, Vv_PWM, Vw_PWM of each phase are cut from 0V to the DC voltage Vdc.
  • the periods ⁇ toff_1, ⁇ toff_2, and ⁇ toff_3 fluctuate equally in three phases.
  • FIG. 7 shows the frequency analysis result of the applied voltage Vu_PWM of the U-phase winding when the zero-phase voltage value Vz is always set to 0, that is, when the zero-phase voltage value Vz is not added (frequency range of analysis: 150 kHz to 3000 kHz).
  • the dotted line is the level of the harmonic component connecting the levels of each component. In order to reduce the noise generated by the inverter 4, it is necessary to reduce the level of this high frequency component.
  • FIG. 8 shows the frequency analysis result of the applied voltage Vu_PWM of the U-phase winding when the zero-phase voltage values Vz based on the 80 zero-phase candidate voltage values of FIG. 4 are added.
  • the level of the harmonic component when the zero-phase voltage value Vz shown in FIG. 7 is not added is shown by a dotted line. From the figure, the on-timing and off-timing of the applied voltage fluctuate equally in all phases due to the addition of the zero-phase voltage value Vz, so that the harmonic components are reduced in many bands from 150 kHz to 3000 kHz, compared to the inverter 4.
  • the generated noise (EMI) can be reduced.
  • FIG. 9 is a measurement result of the noise sensitivity characteristic with respect to the winding current measured by the AC rotary electric machine 1 for the electric power steering device.
  • a peak exists in the vicinity of 2500 Hz. This is because the mechanical resonance frequency of the frame of the AC rotary electric machine 1 is around 2500 Hz (resonance period Tm is 400 ⁇ s).
  • the mechanical resonance of the AC rotary electric machine 1 is caused by the frame of the AC rotary electric machine 1, the power pack in which the AC rotary electric machine 1, the inverter 4, and the control device 10 are integrated, or the frame or the power pack and the gear mechanism. It occurs in power devices and the like including.
  • the component of the frequency close to the mechanical resonance frequency of the AC rotary electric machine 1 tends to be noise of the AC rotary electric machine 1. .. Therefore, it is desired to reduce the component of the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz.
  • n zero-phase candidate voltage values in the present application is based on the following concept A.
  • Way of thinking A As shown in the following equation, the effective value Vzdif_rms of the zero-phase time delay deviation value Vzdif is smaller than the effective value VzAC_rms of the AC component VzAC of the zero-phase voltage value Vz for the n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n. It is set in advance so as to be.
  • the effective value VzAC_rms of the AC component VzAC of the zero-phase voltage value is the square root of the value obtained by averaging the squared value of the AC component VzAC of the zero-phase voltage value in one cycle Tvn, as shown in the following equation.
  • t is time.
  • the zero-phase time delay deviation value Vzdif is the time in which the zero-phase voltage value Vz and the zero-phase voltage value Vz are delayed by j times the switching cycle Tv (j is a natural number of 1 or more) as shown in the following equation. It is the deviation from the delayed zero-phase voltage value.
  • j is set to a natural number that minimizes the difference between the half-cycle Tm / 2 of the mechanical resonance cycle of the AC rotary electric machine and the j-fold value of the switching cycle Tv.
  • the effective value Vzdif_rms of the zero-phase time-delayed deviation value Vzdif is the square root of the squared value of the zero-phase time-delayed deviation value Vzdif averaged over a round period Tvn.
  • the upper part of FIG. 10 shows the zero-phase voltage values Vz (t) in which the 80 zero-phase candidate voltage values shown in FIG. 4 are sequentially output in the switching cycle Tv.
  • the time delay zero in which the zero-phase voltage value Vz (t) is delayed by j times the switching cycle Tv (100 ⁇ s ⁇ 2 200 ⁇ s in this example) from the zero-phase voltage value Vz (t).
  • the zero-phase time delay deviation value Vzdif (t) obtained by subtracting the phase voltage value Vz (t-200 ⁇ s) is shown.
  • Vzdif_rms the effective value Vzdif_rms of the zero-phase time delay deviation value Vzdif (t) in the lower part of FIG. 10 is calculated using the equation (1-8)
  • Vzdif_rms 0.329V. Therefore, as shown in the equation (1-5), 80 zero-phase candidate voltage values are set so that VzAC_rms> Vzdif_rms, and the above concept A is satisfied.
  • the upper part of FIG. 11 shows the frequency analysis result of the zero-phase voltage value Vz in the upper part of FIG. 10, and the lower part of FIG. 11 shows the frequency analysis result of the zero-phase time delay deviation value Vzdif in the lower part of FIG.
  • the components of the mechanical resonance frequency (near 2500 Hz) included in the zero-phase voltage value Vz and the zero-phase time delay deviation value Vzdif are small.
  • the component of the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz can be reduced, and the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced.
  • the upper part of FIG. 12 shows the zero-phase voltage value Vz (t) when the seven zero-phase candidate voltage values of Patent Document 3 are used, and the lower part of FIG. 12 shows the zero-phase voltage value Vz (t).
  • the zero-phase voltage value Vz (t) is delayed by 200 ⁇ s, and the zero-phase voltage value Vz (t-200 ⁇ s) is subtracted to show the zero-phase time-delay deviation value Vzdif (t).
  • VzAC_rms 0.500V.
  • Vzdif_rms 0.7789V of the zero-phase time delay deviation value Vzdif (t) in the lower part of FIG. Therefore, VzAC_rms ⁇ Vzdif_rms, which does not satisfy the above idea A.
  • the upper part of FIG. 13 shows the frequency analysis result of the zero-phase voltage value Vz of Patent Document 3 in the upper part of FIG. 12, and the lower part of FIG. 11 shows the zero-phase time delay deviation value Vzdif of Patent Document 3 in the lower part of FIG.
  • the frequency analysis result is shown.
  • the components of the mechanical resonance frequency (near 2500 Hz) included in the zero-phase voltage value Vz and the zero-phase time delay deviation value Vzdif are large.
  • the component of the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz is large, and the noise of the AC rotary electric machine 1 is increased.
  • FIG. 14 shows the actual measurement results of the noise level when the setting of the zero-phase voltage value Vz is changed in the AC rotary electric machine 1 for the electric power steering device having the sensitivity characteristic of FIG.
  • the right side of FIG. 14 is the case of the zero-phase voltage value Vz (t) based on the 80 zero-phase candidate voltage values of FIG. In the case of Patent Document 3 which does not satisfy the concept A in the center of FIG.
  • the mechanical resonance frequency band of the AC rotary electric machine 1 is included. In many frequency bands, the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced.
  • n zero-phase candidate voltage values may be set so as to satisfy the idea A, and are not limited to the 80 zero-phase candidate voltage values in FIG. Specific examples will be described below.
  • the upper part of FIG. 16 shows the frequency analysis result of the zero-phase voltage value Vz in the upper part of FIG. 15, and the lower part of FIG. 16 shows the frequency analysis result of the zero-phase time delay deviation value Vzdif in the lower part of FIG.
  • the components of the mechanical resonance frequency (near 2500 Hz) included in the zero-phase voltage value Vz and the zero-phase time delay deviation value Vzdif are small.
  • the component of the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz can be reduced, and the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced.
  • FIG. 17 shows the frequency analysis result of the applied voltage Vu_PWM of the U-phase winding when the zero-phase voltage value Vz based on the two zero-phase candidate voltage values is added.
  • the level of the harmonic component when the zero-phase voltage value Vz shown in FIG. 7 is not added is shown by a dotted line. From the figure, since the on-timing and off-timing of the applied voltage fluctuate equally in all phases due to the addition of the zero-phase voltage value Vz, the harmonic component is reduced in many bands from 150 kHz to 3000 kHz, compared to the inverter 4. The generated noise can be reduced. Since the concept A is satisfied, the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced in many frequency bands including the mechanical resonance frequency band of the AC rotary electric machine 1.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 sequentially selects from the first zero-phase candidate voltage value Vzc_1 to the tenth zero-phase candidate voltage value Vzc_10 for each switching cycle Tv, and zeros the selected zero-phase candidate voltage value Vzc. Calculated as the phase voltage value Vz. After the tenth zero-phase candidate voltage value Vzc_1, the first zero-phase candidate voltage value Vzc_1 is selected.
  • VzAC_rms 5.07V
  • Vzdif_rms the effective value of the zero-phase time delay deviation value Vzdif (t) in the lower part of FIG. VzAC_rms> Vzdif_rms, and the idea A is satisfied.
  • the upper part of FIG. 20 shows the frequency analysis result of the zero-phase voltage value Vz in the upper part of FIG. 19, and the lower part of FIG. 20 shows the frequency analysis result of the zero-phase time delay deviation value Vzdif in the lower part of FIG.
  • the components of the mechanical resonance frequency (near 2500 Hz) included in the zero-phase voltage value Vz and the zero-phase time delay deviation value Vzdif are small.
  • the component of the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz can be reduced, and the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced.
  • FIG. 21 shows the frequency analysis result of the applied voltage Vu_PWM of the U-phase winding when the zero-phase voltage value Vz based on the ten zero-phase candidate voltage values is added.
  • the level of the harmonic component when the zero-phase voltage value Vz shown in FIG. 7 is not added is shown by a dotted line. From the figure, since the on-timing and off-timing of the applied voltage fluctuate equally in all phases due to the addition of the zero-phase voltage value Vz, the harmonic component is reduced in many bands from 150 kHz to 3000 kHz, compared to the inverter 4. The generated noise can be reduced. Further, since the concept A is satisfied, the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced in many frequency bands including the mechanical resonance frequency band of the AC rotary electric machine 1.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 sequentially selects from the first zero-phase candidate voltage value Vzc_1 to the 40th zero-phase candidate voltage value Vzc_40 for each switching cycle Tv, and zeros the selected zero-phase candidate voltage value Vzc. Calculated as the phase voltage value Vz. After the 40th zero-phase candidate voltage value Vzc_40, the first zero-phase candidate voltage value Vzc_1 is selected.
  • VzAC_rms 3.94V
  • Vzdif_rms the effective value of the zero-phase time delay deviation value Vzdif (t) in the lower part of FIG. VzAC_rms> Vzdif_rms, and the idea A is satisfied.
  • the upper part of FIG. 24 shows the frequency analysis result of the zero-phase voltage value Vz in the upper part of FIG. 23, and the lower part of FIG. 24 shows the frequency analysis result of the zero-phase time delay deviation value Vzdif in the lower part of FIG.
  • the components of the mechanical resonance frequency (near 2500 Hz) included in the zero-phase voltage value Vz and the zero-phase time delay deviation value Vzdif are small.
  • the component of the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz can be reduced, and the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced.
  • FIG. 25 shows the frequency analysis result of the applied voltage Vu_PWM of the U-phase winding when the zero-phase voltage value Vz based on the 40 zero-phase candidate voltage values is added.
  • the level of the harmonic component when the zero-phase voltage value Vz shown in FIG. 7 is not added is shown by a dotted line. From the figure, since the on-timing and off-timing of the applied voltage fluctuate equally in all phases due to the addition of the zero-phase voltage value Vz, the harmonic component is reduced in many bands from 150 kHz to 3000 kHz, compared to the inverter 4. The generated noise can be reduced. Further, since the concept A is satisfied, the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced in many frequency bands including the mechanical resonance frequency band of the AC rotary electric machine 1.
  • An object of the present application is to reduce the noise (EMI) generated by the inverter 4 and to reduce the noise of the AC rotary electric machine 1. Therefore, in the present application, the machine of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz and the zero-phase time delay deviation value Vzdif by setting n zero-phase candidate voltage values so as to satisfy the idea A.
  • the component of the target resonance period Tm can be reduced, and the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced. From a plurality of specific examples, as n is increased, the component of 150 kHz to 3000 kHz included in the applied voltage of the winding tends to decrease.
  • n zero-phase candidate voltage values are determined so as to satisfy the idea A, and the component of the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 included in the zero-phase voltage value Vz is reduced. do. Then, the component of 150 kHz to 3000 kHz included in the applied voltage of the winding may satisfy the specification, but if it is not satisfied, n may be increased and it may be confirmed whether the specification is satisfied again. However, at least two n are required.
  • FIG. 26 shows the frequency analysis result of the applied voltage Vu_PWM of the U-phase winding when all the 10 zero-phase candidate voltage values shown in FIG. 18 are doubled and used. Compared with FIG. 21 which is not doubled, in FIG. 26 which is doubled, the harmonic component in the vicinity of approximately 300 kHz to 500 kHz is reduced. Therefore, adjusting the amplitudes of n zero-phase candidate voltage values is effective for adjusting the noise level.
  • the maximum value among the n zero-phase candidate voltage values and the minimum value among the n zero-phase candidate voltage values are used.
  • the n zero-phase candidate voltage values may be preset so that the difference is 10% or more of the DC voltage Vdc supplied to the inverter.
  • N zero-phase candidate voltage values may be preset so as to be 5% or more of the supplied DC voltage Vdc.
  • the mechanical resonance period Tm of the AC rotary electric machine 1 for the electric power steering device according to the present application is within the range of 200 ⁇ s or more and 500 ⁇ s or less (mechanical resonance frequency is 2 kHz or more and 5 kHz or less). More preferably, the mechanical resonance period Tm is in the range of 300 ⁇ s or more and 400 ⁇ s or less (mechanical resonance frequency is 2.5 kHz or more and 3.3 kHz or less). Further, when the PWM cycle Tc is 60 ⁇ s or less and 6.67 ⁇ s or more, it is suitable for use in the electric power steering device 100 that reduces noise and reduces noise of the AC rotary electric machine 1.
  • the PWM cycle Tc is 60 ⁇ s or less and 6.67 ⁇ s or more
  • the PWM frequency (1 / Tc) becomes 16 kHz or more and 150 kHz or less
  • the noise reduction effect is lowered at 150 kHz or more
  • AC rotation is performed at less than 16 kHz. Since the sound of the PWM frequency component of the electric machine 1 is conspicuous, the noise in the human audible range is exacerbated.
  • FIG. 27 is a schematic configuration diagram of an AC rotary electric machine 1, an inverter 4, and a control device 10 according to the present embodiment.
  • the three-phase series circuit of the inverter 4 has a U-phase resistor Ru, a V-phase resistor Rv, and a W-phase resistor Rw connected in series to the switching element SN on the negative electrode side of each phase.
  • the resistors Ru, Rv, and Rw of each phase are connected in series to the negative electrode side of the switching element SN on the negative electrode side.
  • the three-phase resistors Ru, Rv, and Rw are shunt resistors for current detection, and the amplifiers 21, 22, and 23 detect the potential difference between both ends of the resistance of each phase, and control the potential difference between both ends. It is input to the device 10. Therefore, the inverter 4 of the present embodiment is a so-called lower arm 3 shunt type inverter.
  • the resistance of each phase may be connected in series to the switching element SP on the positive electrode side.
  • a resistor may be connected in series to the bus on the positive electrode side or the bus on the negative electrode side that connects the inverter 4 and the DC power supply 3.
  • the voltage command calculation unit 32 detects the currents Iud, Ivd, and Iwd flowing in the windings of each phase based on the potential differences between the resistors Ru, Rv, and Rw of each phase. Then, as shown in the following equation, the voltage command calculation unit 32 performs three-phase two-phase conversion and rotational coordinate conversion on the three-phase current detection values Iud, Ivd, and Iwd based on the magnetic pole position ⁇ , and the d-axis. It is converted into the current detection value Idd and the current detection value Iqd of the q-axis.
  • the voltage command calculation unit 32 calculates the bus current based on the potential difference between both ends of the resistor. Using a known method for detection, the winding currents Iud, Ivd, and Iwd of each phase are detected based on the on / off pattern of the switching element of each phase at the time when the bus current is detected and the bus current.
  • the voltage command calculation unit 32 detects the steering torque Ts of the driver based on the output signal of the torque sensor 106. As shown in the equation (1-1), the voltage command calculation unit 32 sets the current command value Iqo on the q-axis based on the steering torque Ts, and sets the current command value Ido on the d-axis to 0.
  • the voltage command calculation unit 32 receives the three-phase voltage command values Vub, Vvb, so that the current detection values Idd and Iqd on the d-axis and the q-axis approach the current command values Ido and Iqo on the d-axis and the q-axis. Change Vwb. As shown in the following equation, the voltage command calculation unit 32 changes the voltage command value Vdo of the d-axis by PI control so that the current detection value Idd of the d-axis approaches the current command value Ido of the d-axis, and the q-axis.
  • the voltage command value Vqo of the q-axis is changed by PI control so that the current detection value Iqd of the above approaches the current command value Iqo of the q-axis.
  • feedforward control such as for non-interference between the d-axis current and the q-axis current may be performed.
  • Kd and Kq are proportional gains
  • Td and Tq are integral time constants
  • s is a Laplace operator.
  • the voltage command calculation unit 32 sets the voltage command values Vdo and Vqo of the d-axis and the q-axis based on the magnetic pole position ⁇ as shown in the equation (1-3). Fixed coordinate conversion and two-phase three-phase conversion are performed to convert to three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 sequentially switches n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n having different values (n is a natural number of 2 or more) in each switching cycle Tv. Calculated as the zero-phase voltage value Vz.
  • the n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n are preset so as to satisfy the idea A.
  • the voltage command correction unit 34 corrects the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb based on the zero-phase voltage value Vz. As shown in the equation (1-4), the voltage command correction unit 34 adds the zero-phase voltage value Vz to each of the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb to obtain the corrected three-phase voltage. The voltage command values Vuc, Vvc, and Vwc are calculated.
  • the PWM control unit 35 controls on / off of a plurality of switching elements of the inverter 4 based on the corrected three-phase voltage command values Vuc, Vvc, and Vwc.
  • ⁇ Current detection timing> The current detection timing based on the potential difference between both ends of the resistor will be described.
  • the U-phase winding current Iu can be detected at any timing as long as the switching element SNu on the negative electrode side of the U-phase is on.
  • the detection of the winding current Iv of the V phase can be performed at any timing as long as the switching element SNv on the negative electrode side of the V phase is on.
  • the detection of the winding current Iw of the W phase can be performed at any timing as long as the switching element SNw on the negative electrode side of the W phase is on.
  • the voltage command calculation unit 32 determines each phase at the timing of the peak of the peak of the carrier wave, based on the potential difference between the resistors Ru, Rv, and Rw of each phase. The currents Iud, Ivd, and Iwd flowing through the windings of the above are detected.
  • the voltage command calculation unit 32 determines the resistors Ru, Rv of each phase at the timing of the peak of the valley of the carrier wave.
  • Rw is configured to detect currents Iud, Ivd, Iwd flowing through the windings of each phase based on the potential difference between both ends.
  • FIG. 28 shows the control behavior for three cycles of the PWM cycle Tc. Similar to the first embodiment, the switching cycle Tv of the zero-phase voltage value Vz is set to be the same as the PWM cycle Tc, and the zero-phase voltage value Vz is switched at the timing of the apex of the valley of the carrier wave CA. There is.
  • the first zero-phase candidate voltage value Vzc_1, the second zero-phase candidate voltage value Vzc_2, and the third zero-phase candidate voltage value Vzc_3 are sequentially set to the zero-phase voltage value Vz in each switching cycle Tv. Has been done.
  • the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb are set to different values. Therefore, the three-phase voltage command values Vuc, Vvc, and Vwc after the addition of the zero-phase voltage value Vz have different values, and change according to the change of the zero-phase voltage value Vz for each switching cycle Tv. ..
  • FIG. 28 shows the current Iu flowing in the U-phase winding, the current Iv flowing in the V-phase winding, and the current Iw flowing in the W-phase winding. Further, the moving average values Iu_ave, Iv_ave, and Iw_ave between the PWM cycles Tc of the currents Iu, Iv, and Iw of each phase are shown.
  • the winding currents Iu, Iv, and Iw of each phase include a ripple component with respect to the average values Iu_ave, Iv_ave, and Iw_ave of the winding currents of each phase.
  • the winding currents Iu, Iv, and Iw of each phase correspond to the average values Iu_ave, Iv_ave, and Iw_ave of the winding currents of each phase. Therefore, by setting the current detection timing to the apex of the peak of the carrier wave CA, the fundamental wave component of the rotation cycle can be detected from the winding current including the ripple component.
  • the control of the AC rotary electric machine 1 for the electric power steering device it is required to detect the winding current with high accuracy.
  • the detected value of the winding current having an error with respect to the true value is controlled so as to match the current command value, and the output of the AC rotary electric machine 1 is output.
  • Torque ripple occurs in the torque. Torque ripple is transmitted to the steering wheel 104 via the shaft 105, which deteriorates the steering feeling of the driver.
  • the fundamental wave can be detected from the winding current including the ripple component. Therefore, the winding current can be detected with high accuracy, the generation of torque ripple due to the current detection error is suppressed, and a good steering feeling of the steering wheel can be obtained by the driver.
  • FIG. 29 shows an equivalent circuit of a series circuit for one phase of the inverter 4 when the resistor R is not provided.
  • the switching element SP on the positive electrode side and the switching element SN on the negative electrode side are represented by switches, and conduction resistance is ignored.
  • Vout_ave D ⁇ Vdc ⁇ ⁇ ⁇ (2-3)
  • the line voltage is not affected by the addition of the zero-phase voltage value Vz.
  • the resistor R is not provided, the winding current of the AC rotary electric machine 1 flows based on the line voltage, so that the influence of the zero-phase voltage value Vz does not appear in the winding current.
  • FIG. 30 shows an equivalent circuit of a series circuit for one phase of the inverter 4 when the resistor R is provided.
  • a resistor R is connected in series to the negative electrode side of the switching element SN on the negative electrode side.
  • Vout_ave D x Vdc + (1-D) x (-R x I) ... (2-7)
  • Voutu_ave (Du + ⁇ D) x Vdc + (1- (Du + ⁇ D)) x (-R x Iu)
  • Voutv_ave (Dv + ⁇ D) x Vdc + (1- (Dv + ⁇ D)) x (-R x Iv) ... (2-9)
  • the resistance when the switching element SN on the negative side is turned on such as the lower arm 3 shunt type inverter, the upper arm 3 shunt type inverter, and the bus 1 shunt type inverter as in this embodiment.
  • the influence of the addition of the zero-phase voltage value Vz appears in the line voltage and winding current.
  • FIG. 31 and 32 show the setting of the zero-phase voltage value Vz in the AC rotary electric machine 1 for the electric power steering device having the sensitivity characteristic of FIG. 9 in the lower arm 3 shunt type inverter according to the present embodiment.
  • the actual measurement result of the noise level in the case of the case is shown.
  • n zero-phase candidate voltage values are set so as to satisfy the idea A.
  • Vz the zero-phase voltage value
  • Embodiment 3 The AC rotary electric machine 1, the inverter 4, and the control device 10 according to the third embodiment will be described. The description of the same components as those in the first embodiment will be omitted.
  • the basic configuration of the AC rotary electric machine 1, the inverter 4, and the control device 10 according to the present embodiment is the same as that of the first and second embodiments, but the control device 10 sets the command voltage vector and the zero-phase voltage. It differs from the first and second embodiments in that the command voltage vector is corrected based on the value Vz and the on / off control of the switching element is performed based on the corrected command voltage vector.
  • the voltage command calculation unit 32 calculates a command voltage vector Vo in which the voltage applied to the three-phase winding is represented by a two-axis fixed coordinate system associated with the three-phase winding.
  • the two-axis fixed coordinate system is set in the ⁇ -axis determined in the direction of the U-phase winding Cu and in the direction 90 ° ahead of the ⁇ -axis by the electric angle. It consists of a ⁇ axis.
  • the magnetic pole position ⁇ is the angle of the d-axis with respect to the ⁇ -axis.
  • the voltage command calculation unit 32 calculates the voltage command value Vdo on the d-axis and the voltage command value Vqo on the q-axis by using the same method as in the first or second embodiment.
  • the voltage command calculation unit 32 performs fixed coordinate conversion of the voltage command value Vdo on the d-axis and the voltage command value Vqo on the q-axis based on the magnetic pole position ⁇ , as shown in the following equation. It is converted into the voltage command value V ⁇ on the ⁇ axis and the voltage command value V ⁇ on the ⁇ axis. The voltage vector represented by the voltage command value V ⁇ on the ⁇ axis and the voltage command value V ⁇ on the ⁇ axis becomes the command voltage vector Vo.
  • the voltage command calculation unit 32 determines four on / off patterns of a plurality of switching elements to be set during the PWM cycle Tc based on the command voltage vector Vo, and determines the periods of the four on / off patterns in the PWM cycle Tc. do.
  • the four on / off patterns determined include two on / off patterns corresponding to the zero voltage vector. This process is the same as the known space vector PWM.
  • the on / off patterns of the plurality of switching elements of the inverter 4 that can be set are eight in total.
  • “1” indicates that the switching element is turned on
  • “0” indicates that the switching element is turned off.
  • the eight on / off patterns correspond to the eight basic voltage vectors V0 to V7 shown in FIG. 33.
  • the 0th basic voltage vector V0 is a zero voltage vector. That is, in the 0th basic voltage vector V0, the switching elements SPu, SPv, and SPw on the positive electrode side of the three phases are all turned off, and the switching elements SNu, SNv, and SNw on the negative electrode side of the three phases are all turned on. No DC voltage Vdc is applied to the phase windings.
  • the seventh fundamental voltage vector V7 is a zero voltage vector. That is, in the 7th basic voltage vector V7, the switching elements SPu, SPv, and SPw on the positive electrode side of the three phases are all turned on, and the switching elements SNu, SNv, and SNw on the negative electrode side of the three phases are all turned off. No DC voltage Vdc is applied to the phase windings.
  • the first fundamental voltage vector V1 is a vector in the direction of the U-phase winding
  • the second fundamental voltage vector V2 is a vector in the direction opposite to the direction of the W-phase winding
  • the third fundamental voltage vector V3 is.
  • the fourth fundamental voltage vector V4 is the vector opposite to the U-phase winding direction
  • the fifth fundamental voltage vector V5 is the W-phase winding direction. It becomes a vector
  • the sixth fundamental voltage vector V6 becomes a vector in the direction opposite to the winding direction of the V phase.
  • the voltage command calculation unit 32 has two fundamental voltage vectors (hereinafter, close to each other) that are close to the command voltage vector Vo from the six fundamental voltage vectors V1 to V6 excluding the zero voltage vectors 0 and 7 fundamental voltage vectors V0 and V7.
  • the basic voltage vectors Vn1 and Vn2) are determined. Then, the voltage command calculation unit 32 sets the two determined proximity basic voltage vectors Vn1 and Vn2 and the 0th and 7th basic voltage vectors V0 and V7 during the PWM cycle Tc (hereinafter, four basic voltage vectors). , Set as the basic voltage vector).
  • the first fundamental voltage vector V1 and the second fundamental voltage vector V2, which are close to the command voltage vector Vo, are determined as the two proximity fundamental voltage vectors Vn1 and Vn2.
  • the voltage command calculation unit 32 decomposes the command voltage vector Vo into the components Vn1c and Vn2c of the two proximity basic voltage vectors Vn1 and Vn2. Then, as shown in the following equation, the voltage command calculation unit 32 has two proximity basic voltages in the PWM cycle Tc based on the respective magnitudes of the components Vn1c and Vn2c of the two proximity basic voltage vectors with respect to the DC voltage Vdc. The ratios Dn1 and Dn2 of the respective set periods of the vectors Vn1 and Vn2 are calculated.
  • the magnitudes of the components Vn1c and Vn2c of the two proximity fundamental voltage vectors are calculated as follows based on the voltage command value V ⁇ on the ⁇ axis and the voltage command value V ⁇ on the ⁇ axis. To.
  • the voltage command calculation unit 32 sets so that the ratios D0 and D7 of the respective setting periods of the 0th and 7th basic voltage vectors V0 and V7, which are the zero voltage vectors in the PWM cycle Tc, satisfy the following equation.
  • D0 + D7 1- (Dn1 + Dn2) ... (3-4)
  • the period other than the setting period of the two proximity basic voltage vectors Vn1 and Vn2 in the PWM cycle Tc can be arbitrarily allocated and set to the zero voltage vectors V0 and V7.
  • the ratios D0 and D7 of the setting period of V0 and V7 are set evenly as in the following equation.
  • the period obtained by multiplying each of the ratios Dn1, Dn2, D0, and D7 of the setting periods of the four setting basic voltage vectors by the PWM cycle Tc is the setting period of the four setting basic voltage vectors.
  • ⁇ Zero-phase voltage value calculation unit 33 Similar to the first embodiment, the zero-phase voltage value calculation unit 33 sequentially switches n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n having different values (n is a natural number of 2 or more) in each switching cycle Tv. Calculated as the zero-phase voltage value Vz.
  • the n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n are preset so as to satisfy the idea A.
  • the voltage command correction unit 34 corrects the command voltage vector Vo based on the zero-phase voltage value Vz.
  • the voltage command correction unit 34 sets the period of the two on / off patterns corresponding to the zero voltage vector (in this example, the setting period of the 0th and 7th basic voltage vectors V0 and V7) according to the zero-phase voltage value Vz. Change the total period of the two so that they do not change.
  • the voltage command correction unit 34 divides the zero-phase voltage value Vz by the DC voltage Vdc to calculate the zero-phase voltage correction period ratio Dz.
  • Dz Vz / Vdc ⁇ ⁇ ⁇ (3-6)
  • the voltage command correction unit 34 adds the zero-phase voltage correction period ratio Dz to the ratio D0 of the setting period of the 0th fundamental voltage vector V0, and the corrected 0th fundamental voltage vector V0.
  • the ratio D0c of the set period is calculated, the zero-phase voltage correction period ratio Dz is subtracted from the ratio D7 of the set period of the 7th fundamental voltage vector V7, and the ratio D7c of the set period of the 7th fundamental voltage vector V7 after correction is calculated.
  • the period obtained by multiplying each of the corrected ratios D0c and D7c of the 0th and 7th fundamental voltage vectors by the PWM cycle Tc is the setting period of the 0th and 7th fundamental voltage vectors.
  • the ratios Dn1 and Dn2 of the set periods of the two proximity basic voltage vectors Vn1 and Vn2 are not changed by the zero-phase voltage value Vz.
  • the PWM control unit 35 has four on / off patterns (in this example, two proximity basic voltage vectors Vn1, Vn2, and 0th and 7th basic voltage vectors V0, V7) determined by the voltage command calculation unit 32, and a voltage.
  • a plurality of switching elements are on / off controlled based on the period of four on / off patterns (Dn1, Dn2, D0c, D7c in this example) determined and corrected by the command calculation unit 32 and the voltage command correction unit 34.
  • the PWM control unit 35 has four set basic voltage vectors (Vn1, Vn2, V0, V7) set in the PWM cycle Tc and a ratio (Dn1, Dn2, D0c) of the set periods of the four set basic voltage vectors in the PWM cycle Tc. Based on D7c), switching signals GPu to GNw of each switching element are generated. For example, in the example of FIG. 33, as shown in FIG. 35, switching signals GPU to GNw of each switching element are generated.
  • the voltage obtained by multiplying the switching signals GPu, GPv, GPw of the switching element on the positive electrode side of each phase by the DC voltage Vdc corresponds to the applied voltages Vu_PWM, Vv_PWM, Vw_PWM of the windings of each phase.
  • the applied voltages Vu_PWM, Vv_PWM, and Vw_PWM of the windings of each phase are turned on and off.
  • the timing fluctuates equally in all phases. Therefore, as in the first and second embodiments, the harmonic component of the applied voltage of the winding of each phase can be reduced in many bands of 150 kHz to 3000 kHz, and the noise generated by the inverter 4 can be reduced. can. Further, since the zero-phase voltage value Vz satisfies the concept A, the noise of the AC rotary electric machine 1 can be reduced in many frequency bands including the mechanical resonance frequency band of the AC rotary electric machine 1.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 may change the magnitude of the zero-phase voltage value Vz according to the amplitude of the voltage applied to the three-phase winding.
  • the amplitude of the voltage applied to the three-phase winding is set to the amplitude of the fundamental wave components of the three-phase voltage command values Vub, Vvb, and Vwb.
  • the amplitude of the voltage applied to the three-phase winding is set to the magnitude of the command voltage vector Vo.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 sets the gain according to the amplitude of the voltage applied to the three-phase winding, and switches n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n in order for each switching cycle Tv.
  • the zero-phase voltage value Vz is set by multiplying the set voltage value by the gain. For example, the zero-phase voltage value calculation unit 33 reduces the gain as the amplitude of the voltage applied to the three-phase winding increases. Further, the zero-phase voltage value calculation unit 33 reduces the gain as the rotation speed of the AC rotary electric machine 1 increases.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 may change the magnitude of the zero-phase voltage value Vz according to the DC voltage Vdc.
  • the zero-phase voltage value calculation unit 33 sets the gain according to the DC voltage Vdc, and the n zero-phase candidate voltage values Vzc_1 to Vzc_n are sequentially switched for each switching cycle Tv to obtain a gain.
  • the AC rotary electric machine 1 may be a rotary electric machine provided with three-phase windings, for example, a field winding type synchronous rotary machine provided with an electromagnet in the rotor, or a permanent magnet in the rotor. It may be an induction machine that is not provided. Further, the AC rotary electric machine 1 may be a rotary electric machine provided with a plurality of sets of three-phase windings. The configuration of the present application can be applied to each set of three-phase windings.
  • a current sensor may be provided on the electric wire connecting the inverter 4 and the three-phase winding.
  • the AC rotary electric machine 1 may be used as a driving force source for various devices other than the electric power steering device 100.
  • the AC rotary electric machine 1 may be used as a driving force source for wheels.

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Abstract

交流回転電機の機械的な共振周期を考慮し、ノイズを低減しつつ、交流回転電機の騒音の増加を抑制できる交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供する。ｎ個の零相候補電圧値を、切換周期（Ｔｖ）毎に順番に切り替えて零相電圧値（Ｖｚ）として算出し、零相電圧値（Ｖｚ）により補正した電圧指令値に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御し、零相電圧値（Ｖｚ）と、零相電圧値（Ｖｚ）を切換周期（Ｔｖ）のｊ倍値だけ遅らせた値との偏差を零相時間遅れ偏差値（Ｖｚｄｉｆ）とし、ｊは、交流回転電機の機械的な共振周期（Ｔｍ）の半周期と、切換周期（Ｔｖ）のｊ倍値との差を最小にする自然数であり、ｎ個の零相候補電圧値は、零相電圧値の交流成分の実効値（ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ）に比べて、零相時間遅れ偏差値の実効値（Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ）が小さくなるように、予め設定されている交流回転電機の制御装置（１０）。

Description

交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置
　本願は、交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。
　特許文献１には、電気ノイズが小さい交流回転電機を提供するために、異なる周波数の複数のキャリア波を用意し、用意した複数のキャリア波から所定の時間毎にランダムに１つを選択し、選択したキャリア波を用いてＰＷＭ制御を行い、交流回転電機を駆動する技術が開示されている。
　特許文献２には、スイッチング周波数のディザリングによるノイズ（ＥＭＩ）の低減手法として、少なくとも１つのレジスタを含んでいる制御装置を用い、その動作パラメータに基づいてモータを制御するためにモータと信号通信する制御装置を提供する工程と、第１のクロック周波数を選択する工程と、第１のスイッチング周波数を選択する工程と、少なくとも１つのレジスタを初期化し、それにより、定められた少なくとも１つの数を設定する工程と、第１のホッピング期間を選択する工程と、少なくとも１つのレジスタの定められた少なくとも１つの数、第１のクロック周波数、及び第１のホッピング周波数に基づいて、パルス変調のスイッチング周波数をランダムに変調する工程と、を備える技術が開示されている。
　特許文献３には、オフセット電圧を演算するオフセット電圧演算部と、３相の電圧指令値のそれぞれに等しくオフセット電圧を加算することによって、修正三相電圧指令値を出力する修正三相電圧指令値演算部と、を備え、オフセット電圧演算部は、オフセット電圧として、値が異なるｎ個のオフセット候補電圧を、設定された時間毎に切り替えて出力することにより、３相巻線への印加電圧のオンタイミング及びオフタイミングを等しく変動させ、ノイズ（ＥＭＩ）を低減する技術が開示されている。
特開２００１－３４６３９３号公報 特許第４６２９９３８号 特許第６６４４１７２号
　特許文献１及び特許文献２の技術には、以下（１）及び（２）の課題がある。
（１）キャリア波の周波数を複数用意して、その複数の周波数から１つを選択するような方法においては、複数のキャリア波を記憶する必要があり、複数の周波数のキャリア波に対応させてＰＷＭ制御を行う必要があるため、メモリー容量及び処理負荷が増加し、廉価なマイコン（ＣＰＵ）への実装が容易でない。
（２）キャリア波を任意に変更できるように、マイコン（ＣＰＵ）に実装することは容易でない。
　そこで、特許文献３においては、（１）、（２）の課題に対して、ＰＷＭ制御そのものを変更することなく、処理の追加が容易なオフセット電圧の加算を用い、ノイズ（ＥＭＩ）を低減している。
　しかし、特許文献３の技術では、交流回転電機の機械的な共振周期の特性が考慮されておらず、値が異なるｎ個のオフセット候補電圧から順番に選択されたランダムなオフセット電圧の加算により、印加電圧に含まれる機械的な共振周期の成分が増大し、交流回転電機の騒音が増大されてしまう場合がある。特許文献３には、どのように、ｎ個のオフセット候補電圧を設定すれば、交流回転電機の機械的な共振周期により、交流回転電機の騒音が増大しないようになるか記載されていない。
　そこで、本願は、交流回転電機の機械的な共振周期を考慮し、ノイズ（ＥＭＩ）を低減しつつ、交流回転電機の騒音の増加を抑制できる交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
　本願に係る交流回転電機の制御装置は、３相の巻線が巻装されたステータとロータとを有する交流回転電機を、複数のスイッチング素子を有するインバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
　前記３相の巻線に印加する３相の電圧指令値、又は前記３相の巻線に印加する電圧を、前記３相の巻線に関連付けた２軸の固定座標系で表した指令電圧ベクトルを算出する電圧指令算出部と、
　値が異なるｎ個（ｎは２以上の自然数）の零相候補電圧値を、切換周期毎に順番に切り替えて零相電圧値として算出する零相電圧値算出部と、
　前記零相電圧値に基づいて、前記３相の電圧指令値又は前記指令電圧ベクトルを補正する電圧指令補正部と、
　前記電圧指令補正部による、補正後の前記３相の電圧指令値又は補正後の前記指令電圧ベクトルに基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ制御部と、を備え、
　前記零相電圧値と、前記零相電圧値を前記切換周期のｊ倍値（ｊは１以上の自然数）だけ遅らせた時間遅れ零相電圧値との偏差を零相時間遅れ偏差値とし、
　ｊは、前記交流回転電機の機械的な共振周期の半周期と、前記切換周期のｊ倍値との差を最小にする自然数であり、
　前記ｎ個の零相候補電圧値は、前記零相電圧値の交流成分の実効値に比べて、前記零相時間遅れ偏差値の実効値が小さくなるように、予め設定されているものである。
　本願に係る電動パワーステアリング装置は、
　上記の交流回転電機の制御装置と、
　前記インバータと、
　前記交流回転電機と、
　前記交流回転電機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
　前記ＰＷＭ制御部のＰＷＭ周期は、６０μｓ以下に設定され、
　前記交流回転電機の機械的な前記共振周期は、２００μｓ以上、５００μｓ以下の範囲内である。
　ｎ個の零相候補電圧値が、上記のように予め設定されることで、零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値に含まれる機械的な共振周期の成分が小さくすることができ、共振による交流回転電機の騒音の増加を抑制することができる。よって、本願に係る交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置によれば、ノイズ（ＥＭＩ）を低減しつつ、交流回転電機の騒音の増加を抑制できる。
実施の形態１に係る交流回転電機、インバータ、及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る制御装置のブロック図である。 実施の形態１に係る制御装置のハードウェア構成図である。 実施の形態１に係るｎ＝８０の零相候補電圧値の設定例を示す図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ制御を説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係る零相電圧値の加算後のＰＷＭ制御を説明するタイムチャートである。 零相電圧値を加算しない比較例に係る印加電圧の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝８０の場合の印加電圧の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係る巻線電流に対する交流回転電機の騒音の感度特性を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝８０の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値のタイムチャートである。 実施の形態１に係るｎ＝８０の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値の周波数解析結果を示す図である。 比較例に係る零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値のタイムチャートである。 比較例に係る零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係る零相電圧値の設定を変えた場合の騒音レベルの実測結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝２の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値のタイムチャートである。 実施の形態１に係るｎ＝２の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝２の場合の印加電圧の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝１０の零相候補電圧値の設定例を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝１０の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値のタイムチャートである。 実施の形態１に係るｎ＝１０の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝１０の場合の印加電圧の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝４０の零相候補電圧値の設定例を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝４０の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値のタイムチャートである。 実施の形態１に係るｎ＝４０の場合の零相電圧値及び零相時間遅れ偏差値の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝４０の場合の印加電圧の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態１に係るｎ＝１０において、振幅２倍にした場合の印加電圧の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態２に係る交流回転電機、インバータ、及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態２に係るＰＷＭ制御及び電流検出を説明するタイムチャートである。 実施の形態２に係る抵抗を設けない場合の１相分の直列回路の等価回路を示す図である。 実施の形態２に係る抵抗を設ける場合の１相分の直列回路の等価回路を示す図である。 実施の形態２に係る、巻線電流が小さい状態で、零相電圧値の設定を変えた場合の騒音レベルの実測結果を示す図である。 実施の形態２に係る、巻線電流が大きい状態で、零相電圧値の設定を変えた場合の騒音レベルの実測結果を示す図である。 実施の形態３に係る電圧ベクトルを説明する図である。 実施の形態３に係る８つのオンオフパターン及び電圧ベクトルを説明する図である。 実施の形態３に係るＰＷＭ制御を説明するタイムチャートである。
１．実施の形態１
　実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置１０（以下、単に制御装置１０と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転電機１、インバータ４、及び制御装置１０の概略構成図である。本実施の形態では、交流回転電機１が、電動パワーステアリング装置１００の駆動力源となっており、交流回転電機１、インバータ４及び制御装置１０が、電動パワーステアリング装置１００を構成している。
１－１．交流回転電機１
　交流回転電機１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを有している。交流回転電機１は、ステータと、ステータの径方向内側に配置されたロータと、を備えている。ステータには、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが巻装されている。本実施の形態では、ロータには永久磁石が設けられており、永久磁石式の同期回転機とされている。３相の巻線は、スター結線されてもよいし、デルタ結線されてもよい。
　ロータには、ロータの回転角度を検出するための回転検出回路２が備えられている。回転検出回路２には、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲセンサ等が用いられる。回転検出回路２の出力信号は、制御装置１０に入力される。
１－２．インバータ４
　インバータ４は、直流電源３の正極側に接続される正極側のスイッチング素子ＳＰと直流電源３の負極側に接続される負極側のスイッチング素子ＳＮとが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相に対応して３セット設けている。そして、各相の直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
　具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＵ相の巻線Ｃｕに接続されている。Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＶ相の巻線Ｃｖに接続されている。Ｗ相の直列回路では、Ｗの正極側のスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＷ相の巻線Ｃｗに接続されている。平滑コンデンサ５が、直流電源３の正極側と負極側との間に接続されている。
　スイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置１０に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置１０から出力されたスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗによりオン又はオフされる。
　直流電源３は、インバータ４に直流電圧Ｖｄｃを出力する。本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃは、１２Ｖとされている。直流電源３として、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧Ｖｄｃを出力する機器であれば、どのような機器であってもよい。直流電源３には、直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサが設けられ、電圧センサの出力信号が制御装置１０に入力されてもよい。制御装置１０は、検出した直流電圧Ｖｄｃを用いて、制御を行ってもよい。
１－３．電動パワーステアリング装置１００
　電動パワーステアリング装置１００は、交流回転電機の制御装置１０と、インバータ４と、交流回転電機１と、交流回転電機１の駆動力を車両の操舵装置１０２に伝達する駆動力伝達機構１０１と、を備えている。
　交流回転電機１のロータの回転軸は、駆動力伝達機構１０１を介して車輪１０３の操舵装置１０２に連結される。例えば、電動パワーステアリング装置１００は、運転者が左右に回転するハンドル１０４と、ハンドル１０４に連結されて、ハンドル１０４による操舵トルクを車輪１０３の操舵装置１０２に伝達するシャフト１０５と、シャフト１０５に取り付けられ、ハンドル１０４による操舵トルクＴｓを検出するトルクセンサ１０６と、交流回転電機１の回転軸をシャフト１０５に連結するウォームギヤ機構等の駆動力伝達機構１０１と、を備えている。トルクセンサ１０６の出力信号は、制御装置１０（入力回路９２）に入力される。
１－４．制御装置１０
　制御装置１０は、インバータ４を介して交流回転電機１を制御する。図２に示すように、制御装置１０は、回転検出部３１、電圧指令算出部３２、零相電圧値算出部３３、電圧指令補正部３４、及びＰＷＭ制御部３５等を備えている。制御装置１０の各機能は、制御装置１０が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１０は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。
　演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転検出回路２、トルクセンサ１０６等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。
　そして、制御装置１０が備える各制御部３１～３５等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１０の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３５等が用いるｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎ、切換周期Ｔｖ等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１０の各機能について詳細に説明する。
＜回転検出部３１＞
　回転検出部３１は、電気角でのロータの磁極位置θ（ロータの回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部３１は、回転検出回路２の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ（回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。磁極位置θは、ロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに設定される。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。
＜電圧指令算出部３２＞
　電圧指令算出部３２は、３相の巻線に印加する３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを算出する。
　本実施の形態では、電圧指令算出部３２は、トルクセンサ１０６の出力信号に基づいて、運転者の操舵トルクＴｓを検出する。電圧指令算出部３２は、操舵トルクＴｓ及び磁極位置θに基づいて、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを算出する。以下、詳細に説明する。
　電圧指令算出部３２は、次式に示すように、操舵トルクＴｓに基づいてｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを設定し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０に設定する。
　Ｉｑｏ＝Ｋａ×Ｔｓ
　Ｉｄｏ＝０　　　　　　　　・・・（１－１）
　ここで、Ｋａは、定数であるが、操舵トルクＴｓ及び車両の走行速度等に応じて変化されてもよい。また、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏは、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて設定されてもよい。また、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏは、最大トルク電流制御、弱め磁束制御等の公知のベクトル制御法によって、決定されてもよい。なお、ｄ軸は、磁極位置θ（Ｎ極）の方向に定められ、ｑ軸は、ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定められる。
　電圧指令算出部３２は、次式に示すように、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを、交流回転電機１の諸元（巻線の抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、永久磁石による鎖交磁束ψ）、及び回転角速度ωに基づいて、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに変換する。
　Ｖｄｏ＝Ｒ×Ｉｄｏ－ω×Ｌｑ×Ｉｑｏ
　Ｖｑｏ＝Ｒ×Ｉｑｏ－ω×（Ｌｄ×Ｉｄｏ＋ψ）　　・・・（１－２）
　そして、電圧指令算出部３２は、次式に示すように、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、電圧指令算出部３２は、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに対して、３次高調波重畳等の公知の変調を加えてもよい。
＜零相電圧値算出部３３＞
　零相電圧値算出部３３は、値が異なるｎ個（ｎは２以上の自然数）の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１、Ｖｚｃ＿２、・・・Ｖｚｃ＿ｎを、切換周期Ｔｖ毎に順番に切り替えて零相電圧値Ｖｚとして算出する。なお、ｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎの設定値については、後述する。
　例えば、図４に、ｎ＝８０の場合の８０個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿８０の設定例を示す。零相電圧値算出部３３は、８０個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿８０が予め設定された零相候補電圧値テーブルデータを参照し、切換周期Ｔｖ毎に、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１から８０番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿８０まで順番に選択し、選択した零相候補電圧値Ｖｚｃを零相電圧値Ｖｚとして算出する。なお、８０番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿８０の次は、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１が選択される。よって、切換周期Ｔｖのｎ倍値が、ｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎが一巡して、零相電圧値Ｖｚに設定される一巡周期Ｔｖｎ（＝ｎ×Ｔｖ）になる。
＜電圧指令補正部３４＞
　電圧指令補正部３４は、零相電圧値Ｖｚに基づいて、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを補正する。本実施の形態では、電圧指令補正部３４は、次式に示すように、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂのそれぞれに、零相電圧値Ｖｚを加算して、補正後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する。
　Ｖｕｃ＝Ｖｕｂ＋Ｖｚ
　Ｖｖｃ＝Ｖｖｂ＋Ｖｚ　　　　　・・・（１－４）
　Ｖｗｃ＝Ｖｗｂ＋Ｖｚ
＜ＰＷＭ制御部３５＞
　ＰＷＭ制御部３５は、電圧指令補正部３４による、補正後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいて、インバータ４の複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。ＰＷＭ制御部３５は、ＰＷＭ周期Ｔｃで振動するキャリア波ＣＡと、補正後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃのそれぞれとを比較し、比較結果に基づいて、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。
　図５に示すように、キャリア波ＣＡは、ＰＷＭ周期Ｔｃで０を中心に直流電圧の半分値Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされている。ＰＷＭ制御部３５は、各相について、キャリア波ＣＡが電圧指令値を下回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰをオン（本例では、１）して、正極側のスイッチング素子をオンし、キャリア波ＣＡが電圧指令値を上回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰをオフ（本例では、０）して、正極側のスイッチング素子をオフする。一方、ＰＷＭ制御部３５は、各相について、キャリア波ＣＡが電圧指令値を下回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮをオフ（本例では、０）して、負極側のスイッチング素子をオフして、負極側のスイッチング素子をオフし、キャリア波ＣＡが電圧指令値を上回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＮをオン（本例では、１）して、負極側のスイッチング素子をオンする。なお、各相について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。
＜零相電圧値Ｖｚの加算後のＰＷＭ制御の例＞
　図６に、零相電圧値Ｖｚの加算後のＰＷＭ制御の例を示す。零相電圧値Ｖｚの切換周期Ｔｖは、ＰＷＭ周期Ｔｃと同じに設定されており、キャリア波ＣＡの谷の頂点のタイミングで、零相電圧値Ｖｚが切り替えられている。切換周期Ｔｖは、ＰＷＭ周期Ｔｃと異なるように設定されてもよい。例えば、切換周期Ｔｖは、ＰＷＭ周期Ｔｃの自然数倍に設定されてもよいし、ＰＷＭ周期Ｔｃの半周期の自然数倍に設定されてもよい。
　切換周期Ｔｖ毎に、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１、２番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿２、３番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿３、４番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿４、・・・の順に、順番に零相電圧値Ｖｚに設定されている。図６では、簡単化のため、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂが０に設定されている。そのため、零相電圧値Ｖｚの加算後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃが全て同じ値になっている。
　上述したように、加算後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとキャリア波ＣＡとが比較され、３相の正極側及び負極側のスイッチング信号が生成される。その結果、３相の巻線には、３相の正極側のスイッチング信号がオンの場合は、直流電圧Ｖｄｃが印加され、３相の正極側のスイッチング信号がオフの場合は、０Ｖが印加される。図６には、３相の巻線に印加される印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭを示している。３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂが一定値であるにも関わらず、零相電圧値Ｖｚを加算することによって、キャリア波ＣＡの谷の頂点の基準タイミングｔｂ＿１、ｔｂ＿２、ｔｂ＿３に対する、各相の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭが、０Ｖから直流電圧Ｖｄｃに切り関わるタイミングの期間Δｔｏｎ＿１、Δｔｏｎ＿２、Δｔｏｎ＿３、及び各相の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭが０Ｖから直流電圧Ｖｄｃに切り関わるタイミングの期間Δｔｏｆｆ＿１、Δｔｏｆｆ＿２、Δｔｏｆｆ＿３が、３相等しく変動している。
＜ＰＷＭ制御による印加電圧への高調波成分の重畳＞
　ＰＷＭ制御により、３相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭは、ＰＷＭ周期Ｔｃの矩形波となり、本来印加したい３相の電圧指令値の成分の他に、多くの高調波成分が含まれる。その高調波成分に起因して、インバータ４から周辺機器へノイズ（ＥＭＩ）が伝導又は放射し、周辺機器を誤動作させる要因になる。よって、３相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭに含まれる高調波成分は可能な限り低減することが好ましい。
　図７に、零相電圧値Ｖｚを常に０に設定した場合、すなわち、零相電圧値Ｖｚを加算しない場合の、Ｕ相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果（解析の周波数範囲：１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚ）である。同図において、点線が各成分のレベルを繋いだ高調波成分のレベルである。インバータ４より生じるノイズを低減するためには、この高周波成分のレベルを低減する必要がある。
＜零相電圧値Ｖｚの加算による高調波成分の低減＞
　図８に、図４の８０個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚを加算した場合の、Ｕ相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示す。なお、Ｔｃ＝Ｔｖ＝５０μｓに設定さている。図８には、図７に示した零相電圧値Ｖｚを加算しない場合の高調波成分のレベルを点線で示している。同図より、零相電圧値Ｖｚの加算により、印加電圧のオンタイミング及びオフタイミングが全相等しく変動するため、１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚの多くの帯域において、高調波成分が低減しており、インバータ４より生じるノイズ（ＥＭＩ）を低減することができる。
＜零相電圧値Ｖｚに含まれる機械的共振成分の低減の必要性＞
　インバータ４を含む交流回転電機１により生じる騒音を低減するためには、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍの成分を可能な限り低減することが重要である。特に、電動パワーステアリング装置１００においては、静粛性が求められるため、このことが非常に重要である。
　ここで、ノイズ低減のための零相電圧値Ｖｚの加算により、交流回転電機１に騒音が生じる理由について説明する。零相電圧値Ｖｚは、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに３相等しく加算されるので、対称座標法における「零相電圧」に相当する。そのため、交流回転電機１が３相３線式であるならば、零相電圧値Ｖｚの加算により、２つの相電圧の間の線間電圧は変化せず、３相の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは変化しない。しかし、現実には、インバータ４の正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子との間における、導通抵抗の差、ドレイン－ソース間の電圧差（ＭＯＳＦＥＴの場合）、コレクタ－エミッタ間の電圧差（ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタの場合）が生じることにより、零相電圧値Ｖｚの加算により、３相の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが変化する。これによって、周波数帯によって、交流回転電機１から騒音が生じる場合がある。
　図９は、電動パワーステアリング装置用の交流回転電機１で測定した、巻線電流に対する騒音の感度特性の測定結果である。縦軸のゲインが大きいほど、電流のノイズ成分の振幅に対して、交流回転電機１の騒音が大きくなる。この交流回転電機１では、２５００Ｈｚ近傍にピークが存在する。これは、交流回転電機１のフレームの機械的な共振周波数が２５００Ｈｚ付近（共振周期Ｔｍは、４００μｓ）であることによる。
　なお、交流回転電機１の機械的な共振は、交流回転電機１のフレーム、或いは交流回転電機１、インバータ４、及び制御装置１０が一体となったパワーパック、或いはフレーム又はパワーパックとギヤ機構とを含む動力装置等において生じる。
　零相電圧値Ｖｚの加算により生じる巻線電流の変動成分に含まれる様々な周波数のうち、交流回転電機１の機械的な共振周波数に近い周波数の成分は、交流回転電機１の騒音になりやすい。よって、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍの成分を低減することが望まれる。
＜考え方Ａを満たすｎ個の零相候補電圧値の設定＞
　次に、零相電圧値Ｖｚに含まれる機械的な共振周期Ｔｍの成分を低減するｎ個の零相候補電圧値の設定法について説明する。
　本願のｎ個の零相候補電圧値の設定は、以下の考え方Ａに基づく。
　考え方Ａ：
　次式に示すように、ｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎを、零相電圧値Ｖｚの交流成分ＶｚＡＣの実効値ＶｚＡＣ＿ｒｍｓに比べて、零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの実効値Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓが小さくなるように、予め設定する。
　ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＞Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ　　・・・（１－５）
　ここで、零相電圧値Ｖｚの交流成分ＶｚＡＣは、次式に示すように、零相電圧値Ｖｚから直流成分（零相電圧値Ｖｚの一巡周期Ｔｖｎ（＝ｎ×Ｔｖ）の平均値）を減算した値になる。零相電圧値の交流成分ＶｚＡＣの実効値ＶｚＡＣ＿ｒｍｓは、次式に示すように、零相電圧値の交流成分ＶｚＡＣの２乗値を、一巡周期Ｔｖｎで平均した値の平方根になる。ここで、ｔは、時間である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆは、次式に示すように、零相電圧値Ｖｚと、零相電圧値Ｖｚを切換周期Ｔｖのｊ倍値（ｊは１以上の自然数）だけ遅らせた時間遅れ零相電圧値との偏差である。ここで、ｊは、交流回転電機の機械的な共振周期の半周期Ｔｍ／２と、切換周期Ｔｖのｊ倍値との差を最小にする自然数に設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの実効値Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓは、次式に示すように、零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの２乗値を、一巡周期Ｔｖｎで平均した値の平方根になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　以上が、考え方Ａである。
＜ｎ個の零相候補電圧値の設定例＞
　次に、図９に示したように、交流回転電機１の機械的な共振周期周波数が２５００Ｈｚ（機械的な共振周期Ｔｍ＝４００ｕｓ）であり、零相電圧値Ｖｚの切換周期Ｔｖ＝１００μｓである場合は、共振周期の半周期Ｔｍ／２と、切換周期Ｔｖのｊ倍値との差を最小にするｊは、ｊ＝２になる。図１０の上段に、図４に示した８０個の零相候補電圧値を切換周期Ｔｖで順番に出力された零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を示す、図１０の下段に、式（１－７）に示すように、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）から、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を切換周期Ｔｖのｊ倍値（本例では、１００μｓ×２＝２００μｓ）だけ遅らせた時間遅れ零相電圧値Ｖｚ（ｔ－２００μｓ）を減算した零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）を示す。
　式（１－６）を用い、図１０の上段の零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の交流成分の実効値ＶｚＡＣ＿ｒｍｓを計算すると、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＝０．３４４５Ｖである。一方、式（１－８）を用い、図１０の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）の実効値Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓを計算すると、Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ＝０．３２９Ｖである。よって、式（１－５）のように、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＞Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓになるように、８０個の零相候補電圧値が設定されており、上記の考え方Ａを満たしている。
　図１１の上段に、図１０の上段の零相電圧値Ｖｚの周波数解析結果を示し、図１１の下段に、図１０の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの周波数解析結果を示す。考え方Ａを満たす場合は、図１１に示すように、零相電圧値Ｖｚ及び零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆに含まれる機械的共振周波数（２５００Ｈｚ近傍）の成分が小さくなっている。これにより、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍの成分を低減することができ、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
　次に、考え方Ａを満たさないｎ個の零相候補電圧値の設定例として、特許文献３（段落００３６～００３８）に記載された７個の零相候補電圧値（Ｖｚｃ＿１＝－０．７５Ｖ、Ｖｚｃ＿２＝－０．５Ｖ、Ｖｚｃ＿３＝０Ｖ、Ｖｚｃ＿４＝０．７５Ｖ、Ｖｚｃ＿５＝０．５Ｖ、Ｖｚｃ＿６＝－０．２５Ｖ、Ｖｚｃ＿７＝０．２５Ｖ）を用いて説明する。
　図１２の上段に、特許文献３の７個の零相候補電圧値を用いた場合の零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を示す、図１２の下段に、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）から、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を２００μｓだけ遅らせた時間遅れ零相電圧値Ｖｚ（ｔ－２００μｓ）を減算した零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）を示す。図１２の上段の特許文献３の零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の交流成分の実効値ＶｚＡＣ＿ｒｍｓを計算すると、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＝０．５００Ｖである。一方、図１２の下段の特許文献３の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）の実効値Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ＝０．７７８９Ｖである。よって、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＜Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓであり、上記の考え方Ａを満足しない。
　図１３の上段に、図１２の上段の特許文献３の零相電圧値Ｖｚの周波数解析結果を示し、図１１の下段に、図１２の下段の特許文献３の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの周波数解析結果を示す。考え方Ａを満足しない場合は、図１３に示すように、零相電圧値Ｖｚ及び零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆに含まれる機械的な共振周波数（２５００Ｈｚ近傍）の成分が大きくなっている。これにより、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍの成分が大きく、交流回転電機１の騒音が大きくなる。
　図１４に、図９の感度特性を有する電動パワーステアリング装置用の交流回転電機１における、零相電圧値Ｖｚの設定を変えた場合の騒音レベルの実測結果を示す。図１４の左側は、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）＝０の場合であり、図１４の中央は、特許文献３の７個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の場合であり、図１４の右側は、図４の８０個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の場合である。図１４の中央の考え方Ａを満たしていない特許文献３の場合は、左側の零相電圧値Ｖｚ＝０の場合よりも騒音が悪化している（特に、機械的共振周波数に近い２．８ｋＨｚ）。一方、図１４の右側の考え方Ａを満たす本願の場合は、左側の零相電圧値Ｖｚ＝０の場合よりも全体的に騒音が低下しており、機械的共振周波数においても、騒音が増加しておらず、低下している。
　よって、考え方Ａを満たすようにｎ個の零相候補電圧値を設定し、零相電圧値Ｖｚを３相電圧指令値に加算することで、交流回転電機１の機械的共振周波数帯を含み、多くの周波数帯において、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
＜ｎ個の零相候補電圧値の第１変形例＞
　ｎ個の零相候補電圧値の変形例について説明する。ｎ個の零相候補電圧値は、考え方Ａを満たすように設定されればよく、図４の８０個の零相候補電圧値に限定されない。以下、具体例を述べていく。
　ｎ＝２に設定され、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１＝－０．５Ｖ、２番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１＝０．５Ｖに設定されている場合について説明する。図１５の上段に、２個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１、Ｖｚｃ＿２が切換周期Ｔｖ＝１００μｓで順番に出力された零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を示す。図１６の下段に、考え方Ａを満たすようにｊ＝２に設定し、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）から、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を切換周期Ｔｖのｊ倍値（本例では、１００μｓ×２＝２００μｓ）だけ遅らせた時間遅れ零相電圧値Ｖｚ（ｔ－２００μｓ）を減算した零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）を示す。
　図１５の上段の零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の交流成分の実効値ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＝０．５００Ｖであり、図１５の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）の実効値Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ＝０Ｖであり、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＞Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓになり、考え方Ａが満たされている。
　図１６の上段に、図１５の上段の零相電圧値Ｖｚの周波数解析結果を示し、図１６の下段に、図１５の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの周波数解析結果を示す。考え方Ａを満たす場合は、図１６に示すように、零相電圧値Ｖｚ及び零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆに含まれる機械的共振周波数（２５００Ｈｚ近傍）の成分が小さくなっている。これにより、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍの成分を低減することができ、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
　図１７に、２個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚを加算した場合の、Ｕ相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示す。図１７には、図７に示した零相電圧値Ｖｚを加算しない場合の高調波成分のレベルを点線で示している。同図より、零相電圧値Ｖｚの加算により、印加電圧のオンタイミング及びオフタイミングが全相等しく変動するため、１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚの多くの帯域において、高調波成分が低減しており、インバータ４より生じるノイズを低減することができる。考え方Ａを満たしているので、交流回転電機１の機械的共振周波数帯を含み、多くの周波数帯において、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
＜ｎ個の零相候補電圧値の第２変形例＞
　図１８に、ｎ＝１０の場合の１０個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿１０の設定例を示す。零相電圧値算出部３３は、切換周期Ｔｖ毎に、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１から１０番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１０まで順番に選択し、選択した零相候補電圧値Ｖｚｃを零相電圧値Ｖｚとして算出する。なお、１０番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１０の次は、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１が選択される。
　図１９の上段に、１０個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿１０が切換周期Ｔｖ＝１００μｓで順番に出力された零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を示す。図１９の下段に、考え方Ａを満たすようにｊ＝２に設定し、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）から、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を切換周期Ｔｖのｊ倍値（本例では、１００μｓ×２＝２００μｓ）だけ遅らせた時間遅れ零相電圧値Ｖｚ（ｔ－２００μｓ）を減算した零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）を示す。
　図１９の上段の零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の交流成分の実効値ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＝５．０７Ｖであり、図１９の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）の実効値Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ＝２．５３Ｖであり、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＞Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓになり、考え方Ａが満たされている。
　図２０の上段に、図１９の上段の零相電圧値Ｖｚの周波数解析結果を示し、図２０の下段に、図１９の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの周波数解析結果を示す。考え方Ａを満たす場合は、図２０に示すように、零相電圧値Ｖｚ及び零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆに含まれる機械的共振周波数（２５００Ｈｚ近傍）の成分が小さくなっている。これにより、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍの成分を低減することができ、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
　図２１に、１０個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚを加算した場合の、Ｕ相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示す。図２１には、図７に示した零相電圧値Ｖｚを加算しない場合の高調波成分のレベルを点線で示している。同図より、零相電圧値Ｖｚの加算により、印加電圧のオンタイミング及びオフタイミングが全相等しく変動するため、１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚの多くの帯域において、高調波成分が低減しており、インバータ４より生じるノイズを低減することができる。また、考え方Ａを満たしているので、交流回転電機１の機械的共振周波数帯を含み、多くの周波数帯において、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
＜ｎ個の零相候補電圧値の第３変形例＞
　図２２に、ｎ＝４０の場合の４０個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿４０の設定例を示す。零相電圧値算出部３３は、切換周期Ｔｖ毎に、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１から４０番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿４０まで順番に選択し、選択した零相候補電圧値Ｖｚｃを零相電圧値Ｖｚとして算出する。なお、４０番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿４０の次は、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１が選択される。
　図２３の上段に、４０個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿４０が切換周期Ｔｖ＝１００μｓで順番に出力された零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を示す。図２３の下段に、考え方Ａを満たすようにｊ＝２に設定し、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）から、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）を切換周期Ｔｖのｊ倍値（本例では、１００μｓ×２＝２００μｓ）だけ遅らせた時間遅れ零相電圧値Ｖｚ（ｔ－２００μｓ）を減算した零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）を示す。
　図２３の上段の零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の交流成分の実効値ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＝３．９４Ｖであり、図２３の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆ（ｔ）の実効値Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ＝３．１８Ｖであり、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ＞Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓになり、考え方Ａが満たされている。
　図２４の上段に、図２３の上段の零相電圧値Ｖｚの周波数解析結果を示し、図２４の下段に、図２３の下段の零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆの周波数解析結果を示す。考え方Ａを満たす場合は、図２４に示すように、零相電圧値Ｖｚ及び零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆに含まれる機械的共振周波数（２５００Ｈｚ近傍）の成分が小さくなっている。これにより、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍの成分を低減することができ、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
　図２５に、４０個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚを加算した場合の、Ｕ相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示す。図２５には、図７に示した零相電圧値Ｖｚを加算しない場合の高調波成分のレベルを点線で示している。同図より、零相電圧値Ｖｚの加算により、印加電圧のオンタイミング及びオフタイミングが全相等しく変動するため、１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚの多くの帯域において、高調波成分が低減しており、インバータ４より生じるノイズを低減することができる。また、考え方Ａを満たしているので、交流回転電機１の機械的共振周波数帯を含み、多くの周波数帯において、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
＜まとめ＞
　以上、複数の具体例について述べた。本願の目的は、インバータ４より生じるノイズ（ＥＭＩ）を低減することと、交流回転電機１の騒音を小さくすることの両立である。そのために、本願では、考え方Ａを満足するように、ｎ個の零相候補電圧値を設定することによって、零相電圧値Ｖｚ及び零相時間遅れ偏差値Ｖｚｄｉｆに含まれる交流回転電機１の機械的共振周期Ｔｍの成分を小さくでき、交流回転電機１の騒音を低減できる。複数の具体例より、ｎを大きくするほど、巻線の印加電圧に含まれる１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚの成分が低減する傾向である。
　よって、本願を実施する場合、まずは考え方Ａを満足するようにｎ個の零相候補電圧値を決定し、零相電圧値Ｖｚに含まれる交流回転電機１の機械的共振周期Ｔｍの成分を小さくする。そのうえで、巻線の印加電圧に含まれる１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚの成分が仕様を満足されればよいが、満足しない場合、ｎを増やして再度仕様を満足するかを確認すればよい。ただし、ｎは少なくとも２個は必要となる。
＜ｎ個の零相候補電圧値の振幅の調整＞
　また、ｎを増やすことに加えて、ｎ個の零相候補電圧値の振幅を調整することも有効である。図２６に、図１８に示した１０個の零相候補電圧値をすべて２倍にして用いた場合の、Ｕ相巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭの周波数解析結果を示す。２倍していない図２１と比べ、２倍している図２６では、おおよそ３００ｋＨｚ～５００ｋＨｚ近傍の高調波成分が低減している。よって、ｎ個の零相候補電圧値の振幅を調整することはノイズレベルの調整に有効である。
　おおよその目安として、ＬＷ帯（１５０ｋＨｚ～５００ｋＨｚ）を十分に低減したい場合は、ｎ個の零相候補電圧値の内の最大値と、ｎ個の零相候補電圧値の内の最小値との差が、インバータに供給される直流電圧Ｖｄｃの１０％以上になるように、ｎ個の零相候補電圧値が予め設定されればよい。
　ＡＭ帯（５００ｋＨｚ～１７３０ｋＨｚ）を十分に低減したい場合は、ｎ個の零相候補電圧値の内の最大値と、ｎ個の零相候補電圧値の内の最小値との差が、インバータに供給される直流電圧Ｖｄｃの５％以上になるように、ｎ個の零相候補電圧値が予め設定されればよい。
＜各周期の設定＞
　本願に係る電動パワーステアリング装置用の交流回転電機１の機械的な共振周期Ｔｍは、２００μｓ以上、５００μｓ以下の範囲内である（機械的共振周波数は、２ｋＨｚ以上、５ｋＨｚ以下）。より好ましくは、機械的な共振周期Ｔｍは、３００μｓ以上、４００μｓ以下の範囲内である（機械的共振周波数は、２．５ｋＨｚ以上、３．３ｋＨｚ以下）。また、ＰＷＭ周期Ｔｃが、６０μｓ以下、６．６７μｓ以上である場合に、ノイズを低減し、且つ交流回転電機１の騒音を低減する電動パワーステアリング装置１００に用いると好適である。ＰＷＭ周期Ｔｃが、６０μｓ以下、６．６７μｓ以上であると、ＰＷＭ周波数（１／Ｔｃ）が、１６ｋＨｚ以上、１５０ｋＨｚ以下になり、１５０ｋＨｚ以上では、ノイズ低減効果が低下し、１６ｋＨｚ未満では、交流回転電機１のＰＷＭ周波数の成分の音が目立つため人間の可聴域の騒音が悪化する。
２．実施の形態２
　実施の形態２に係る交流回転電機１、インバータ４、及び制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機１、インバータ４、及び制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、インバータ４に電流センサが設けられており、制御装置１０が電流検出に基づいて、電圧指令値を設定する点が実施の形態１と異なる。図２７は、本実施の形態に係る交流回転電機１、インバータ４、及び制御装置１０の概略構成図である。
　インバータ４の３相の直列回路は、各相の負極側のスイッチング素子ＳＮに直列接続されたＵ相の抵抗Ｒｕ、Ｖ相の抵抗Ｒｖ、Ｗ相の抵抗Ｒｗを有する。各相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、負極側のスイッチング素子ＳＮの負極側に直列接続されている。本実施の形態では、３相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、電流検出用のシャント抵抗とされており、アンプ２１、２２、２３により各相の抵抗の両端電位差が検出され、両端電位差が制御装置１０に入力される。よって、本実施の形態のインバータ４は、いわゆる、下アーム３シャント方式のインバータとなっている。
　なお、各相の抵抗は、正極側のスイッチング素子ＳＰに直列接続されてもよい。或いは、インバータ４と直流電源３とを接続する正極側の母線又は負極側の母線に、抵抗が直列接続されてもよい。
　本実施の形態では、電圧指令算出部３２は、各相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの両端電位差に基づいて、各相の巻線に流れる電流Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出する。そして、電圧指令算出部３２は、次式に示すように、３相の電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｄ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｄに変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　なお、インバータ４と直流電源３とを接続する正極側の母線又は負極側の母線に、抵抗が直列接続される場合は、電圧指令算出部３２は、抵抗の両端電位差に基づいて、母線電流を検出し、公知の方法を用い、母線電流を検出した時点の各相のスイッチング素子のオンオフパターン、及び母線電流に基づいて、各相の巻線電流Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出する。
　実施の形態１と同様に、電圧指令算出部３２は、トルクセンサ１０６の出力信号に基づいて、運転者の操舵トルクＴｓを検出する。電圧指令算出部３２は、式（１－１）に示したように、操舵トルクＴｓに基づいてｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを設定し、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０に設定する。
　そして、電圧指令算出部３２は、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｄ、Ｉｑｄが、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに近づくように、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを変化させる。電圧指令算出部３２は、次式に示すように、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｄがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づくように、ＰＩ制御によりｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを変化させ、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｄがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ＰＩ制御によりｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを変化させる。なお、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のため等のフィードフォワード制御が行われてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ここで、Ｋｄ、Ｋｑは、比例ゲインであり、Ｔｄ、Ｔｑは、積分時定数であり、ｓは、ラプラス演算子である。
　そして、実施の形態１と同様に、電圧指令算出部３２は、式（１－３）に示したように、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂに変換する。
　実施の形態１と同様に、零相電圧値算出部３３は、値が異なるｎ個（ｎは２以上の自然数）の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎを、切換周期Ｔｖ毎に順番に切り替えて零相電圧値Ｖｚとして算出する。ｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎは、考え方Ａを満たすように予め設定されている。
　実施の形態１と同様に、電圧指令補正部３４は、零相電圧値Ｖｚに基づいて、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを補正する。電圧指令補正部３４は、式（１－４）に示したように、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂのそれぞれに、零相電圧値Ｖｚを加算して、補正後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを算出する。
　実施の形態１と同様に、ＰＷＭ制御部３５は、補正後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに基づいて、インバータ４の複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。
＜電流検出タイミング＞
　抵抗の両端電位差に基づく電流検出タイミングについて説明する。Ｕ相の直列回路においては、負極側のスイッチング素子ＳＮｕがオンである場合に、Ｕ相の抵抗Ｒｕに電流が流れ、抵抗を流れる電流は、Ｕ相の巻線Ｃｕに流れる電流Ｉｕに等しくなる。よって、Ｕ相の巻線電流Ｉｕの検出は、Ｕ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕがオンであれば、任意のタイミングで行うことができる。同様に、Ｖ相の巻線電流Ｉｖの検出は、Ｖ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖがオンであれば、任意のタイミングで行うことができる。Ｗ相の巻線電流Ｉｗの検出は、Ｗ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗがオンであれば、任意のタイミングで行うことができる。
　しかし、本実施の形態では、図２８に示すように、電圧指令算出部３２は、キャリア波の山の頂点のタイミングで、各相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの両端電位差に基づいて、各相の巻線に流れる電流Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出する。なお、各相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗが、正極側のスイッチング素子に直列接続される場合は、電圧指令算出部３２は、キャリア波の谷の頂点のタイミングで、各相の抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの両端電位差に基づいて、各相の巻線に流れる電流Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを検出するように構成される。
　以下、その影響について説明する。図２８は、ＰＷＭ周期Ｔｃの３周期分の制御挙動を示している。実施の形態１と同様に、零相電圧値Ｖｚの切換周期Ｔｖは、ＰＷＭ周期Ｔｃと同じに設定されており、キャリア波ＣＡの谷の頂点のタイミングで、零相電圧値Ｖｚが切り替えられている。図２８では、１番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１、２番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿２、及び３番目の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿３が、切換周期Ｔｖ毎に順番に零相電圧値Ｖｚに設定されている。３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂは異なる値に設定されている。そのため、零相電圧値Ｖｚの加算後の３相の電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、異なる値になっており、切換周期Ｔｖ毎に零相電圧値Ｖｚの変化に応じて変化している。
　図２８には、Ｕ相の巻線に流れる電流Ｉｕ、Ｖ相の巻線に流れる電流Ｉｖ、Ｗ相の巻線に流れる電流Ｉｗを示している。また、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗのＰＷＭ周期Ｔｃ間の移動平均値Ｉｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅを示している。各相の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、各相の巻線電流の平均値Ｉｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅに対してリップル成分を含んでいる。しかし、キャリア波ＣＡの山の頂点（又は谷の頂点）では、各相の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、各相の巻線電流の平均値Ｉｕ＿ａｖｅ、Ｉｖ＿ａｖｅ、Ｉｗ＿ａｖｅに一致する。よって、電流検出タイミングを、キャリア波ＣＡの山の頂点に設定することで、リップル成分を含む巻線電流から、回転周期の基本波成分を検出することができる。
　特に、電動パワーステアリング装置用の交流回転電機１の制御では、巻線電流を高精度に検出することが求められる。巻線電流の検出値に巻線電流の真値に対する誤差が生じると、真値に対し誤差をもつ巻線電流の検出値を電流指令値に一致させるように制御され、交流回転電機１の出力トルクにトルクリップルが生じる。トルクリップルがシャフト１０５を介して、ハンドル１０４に伝達され、運転者の操舵感を悪化させる。
　電流検出タイミングを、キャリア波ＣＡの山の頂点に設定することにより、リップル成分を含む巻線電流からその基本波を検出することができる。よって、巻線電流を高精度に検出することができ、電流検出誤差によるトルクリップルの発生を抑制し、運転者の良好なハンドルの操舵感が得られる。
　次に、負極側のスイッチング素子ＳＮに抵抗Ｒを直列接続し、考え方Ａによりｎ個の零相候補電圧値を設定することの利点について説明する。
＜抵抗Ｒを設けない場合の、巻線電流への影響＞
　図２９に、抵抗Ｒを設けない場合の、インバータ４の１相分の直列回路の等価回路を示す。正極側のスイッチング素子ＳＰ及び負極側のスイッチング素子ＳＮをスイッチで表し、導通抵抗は無視する。正極側のスイッチング素子ＳＰ及び負極側のスイッチング素子ＳＮの中間に、対応する相の巻線に接続される出力端子があり、出力端子の電位Ｖｏｕｔは、巻線の印加電圧になる。
　ここで、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける正極側のスイッチング素子ＳＰのオン期間の割合をＤとすると、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける出力端子の電位Ｖｏｕｔの平均値Ｖｏｕｔ＿ａｖｅは、次式で表せる。
　Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ＝Ｄ×Ｖｄｃ　　・・・（２－３）
　同様に、Ｕ相の直列回路の出力端子電位の平均値Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ、及びＶ相の直列回路の出力端子電位の平均値Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅは、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕのオン期間の割合をＤｕとし、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖのオン期間の割合をＤｖとすると、次式で表せる。
　Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ＝Ｄｕ×Ｖｄｃ
　Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅ＝Ｄｖ×Ｖｄｃ　　・・・（２－４）
　ここで、式（２－４）の状態に零相電圧値Ｖｚを加算した場合に、零相電圧値Ｖｚを加算による各相のオン期間の割合の変動分をΔＤとすると、次式で表せる。
　Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ＝（Ｄｕ＋ΔＤ）×Ｖｄｃ
　Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅ＝（Ｄｖ＋ΔＤ）×Ｖｄｃ　・・・（２－５）
　式（２－５）から、Ｕ相とＶ相間の線間電圧ΔＶｏｕｔ＿ｕｖは、次式で表せる。
　ΔＶｏｕｔ＿ｕｖ＝Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ－Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅ
　　　　＝（Ｄｕ－Ｄｖ）×Ｖｄｃ　　　　・・・（２－６）
　この式からわかるように、線間電圧に、零相電圧値Ｖｚの加算による影響は生じない。抵抗Ｒを設けない場合は、交流回転電機１の巻線電流は線間電圧に基づいて流れるので、零相電圧値Ｖｚの影響は巻線電流には表れない。
＜抵抗Ｒを設けた場合の、巻線電流への影響＞
　図３０に、抵抗Ｒを設けた場合の、インバータ４の１相分の直列回路の等価回路を示す。図２９に加えて、負極側のスイッチング素子ＳＮの負極側に抵抗Ｒが直列接続されている。正極側のスイッチング素子ＳＰ及び負極側のスイッチング素子ＳＮの中間に、対応する相の巻線に接続される出力端子があり、出力端子の電位Ｖｏｕｔは、巻線の印加電圧になる。
　抵抗Ｒを巻線電流Ｉが流れることによって電圧降下が生じ、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける出力端子の電位Ｖｏｕｔの平均値Ｖｏｕｔ＿ａｖｅは、次式で表せる。ここで、抵抗Ｒの抵抗値をＲで表している。
　Ｖｏｕｔ＿ａｖｅ＝Ｄ×Ｖｄｃ＋（１－Ｄ）×（－Ｒ×Ｉ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２－７）
　同様に、Ｕ相の直列回路の出力端子電位の平均値Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ、及びＶ相の直列回路の出力端子電位の平均値Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅは、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕのオン期間の割合をＤｕとし、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖのオン期間の割合をＤｖとし、Ｕ相の巻線電流をＩｕとし、Ｖ相の巻線電流をＩｖとすると、次式で表せる。
　Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ＝Ｄｕ×Ｖｄｃ＋（１－Ｄｕ）×（－Ｒ×Ｉｕ）
　Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅ＝Ｄｖ×Ｖｄｃ＋（１－Ｄｖ）×（－Ｒ×Ｉｖ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２－８）
　ここで、式（２－８）の状態に零相電圧値Ｖｚを加算した場合に、零相電圧値Ｖｚを加算による各相のオン期間の割合の変動分をΔＤとすると、次式で表せる。
　Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ＝（Ｄｕ＋ΔＤ）×Ｖｄｃ＋（１－（Ｄｕ＋ΔＤ））×（－Ｒ×Ｉｕ）
　Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅ＝（Ｄｖ＋ΔＤ）×Ｖｄｃ＋（１－（Ｄｖ＋ΔＤ））×（－Ｒ×Ｉｖ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２－９）
　式（２－９）から、Ｕ相とＶ相間の線間電圧ΔＶｏｕｔ＿ｕｖは、次式で表せる。
　ΔＶｏｕｔ＿ｕｖ＝Ｖｏｕｔｕ＿ａｖｅ－Ｖｏｕｔｖ＿ａｖｅ
　　　　＝（Ｄｕ－Ｄｖ）×Ｖｄｃ＋ΔＤ×Ｒ×（Ｉｕ－Ｉｖ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２－１０）
　抵抗Ｒを設けない場合の式（２－６）と比べて、抵抗Ｒを設ける場合の式（２－１０）では、右辺の第２項に「ΔＤ×Ｒ×（Ｉｕ－Ｉｖ）」が追加されている。よって、抵抗Ｒを設けた場合は、線間電圧に、零相電圧値Ｖｚを加算の影響が生じ、零相電圧値Ｖｚの影響が巻線電流に表れる。
　よって、本実施の形態のような下アーム３シャント方式のインバータ、或いは、上アーム３シャント方式のインバータ、母線１シャント方式のインバータのように、負極側のスイッチング素子ＳＮがオンした場合の抵抗と正極側のスイッチング素子ＳＰがオンした場合の抵抗とが異なるインバータにおいては、零相電圧値Ｖｚの加算の影響が、線間電圧及び巻線電流に表れてしまう。
＜考え方Ａによる騒音の低減＞
　以下で、インバータ４に抵抗Ｒを設けることによって、零相電圧値Ｖｚの加算により巻線電流の変動が増加する場合でも、考え方Ａを満たす零相電圧値Ｖｚの加算により、交流回転電機１の騒音が低減することを示す。
　図３１及び図３２に、本実施の形態に係る下アーム３シャント方式のインバータにおいて、図９の感度特性を有する電動パワーステアリング装置用の交流回転電機１における、零相電圧値Ｖｚの設定を変えた場合の騒音レベルの実測結果を示す。図３１は、巻線電流の実効値＝１０Ａｒｍｓの場合であり、図３２は、巻線電流の実効値＝７０Ａｒｍｓの場合である。
　図３１及び図３２の左側は、零相電圧値Ｖｚ（ｔ）＝０の場合であり、図３１及び図３２の中央は、特許文献３の７個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の場合であり、図３１及び図３２の右側は、図４の８０個の零相候補電圧値による零相電圧値Ｖｚ（ｔ）の場合である。図３１及び図３２の中央の考え方Ａを満たさない特許文献３の場合は、左側の零相電圧値Ｖｚ＝０の場合よりも騒音が悪化しており（特に、機械的共振周波数に近い２．８ｋＨｚ）、巻線電流の実効値が小さい図３１よりも巻線電流の実効値が大きい図３２の方が、騒音の悪化度合いが大きくなっている。
　一方、図３１及び図３２の右側の考え方Ａを満たす本願の場合は、左側の零相電圧値Ｖｚ＝０の場合よりも全体的に騒音が低下しており、機械的共振周波数においても、騒音が増加しておらず、低下している。よって、インバータ４への抵抗Ｒの設置及び零相電圧値Ｖｚの加算による騒音の増加よりも、考え方Ａを満たす零相電圧値Ｖｚの加算による騒音の低下の方が上回っている。すなわち、下アーム３シャント方式、上アーム３シャント方式、及び母線１シャント方式のインバータのように、インバータ４に抵抗Ｒを設ける場合でも、考え方Ａを満たすようにｎ個の零相候補電圧値を設定し、零相電圧値Ｖｚを３相電圧指令値に加算することで、交流回転電機１の機械的共振周波数帯を含み、多くの周波数帯において、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
３．実施の形態３
　実施の形態３に係る交流回転電機１、インバータ４、及び制御装置１０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機１、インバータ４、及び制御装置１０の基本的な構成は実施の形態１、２と同様であるが、制御装置１０が指令電圧ベクトルを設定し、零相電圧値Ｖｚに基づいて指令電圧ベクトルを補正し、補正後の指令電圧ベクトルに基づいてスイッチング素子のオンオフ制御を行う点が実施の形態１、２と異なる。
＜電圧指令算出部３２＞
　本実施の形態では、電圧指令算出部３２は、３相の巻線に印加する電圧を、３相の巻線に関連付けた２軸の固定座標系で表した指令電圧ベクトルＶｏを算出する。本実施の形態では、図３３に示すように、２軸の固定座標系は、Ｕ相の巻線Ｃｕの方向に定めたα軸と、α軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたβ軸とからなる。磁極位置θは、α軸に対するｄ軸の角度である。
　電圧指令算出部３２は、実施の形態１又は２と同様の方法を用いて、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
　本実施の形態では、電圧指令算出部３２は、次式に示すように、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて固定座標変換を行って、α軸の電圧指令値Ｖα及びβ軸の電圧指令値Ｖβに変換する。このα軸の電圧指令値Ｖα及びβ軸の電圧指令値Ｖβで表される電圧ベクトルが、指令電圧ベクトルＶｏになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　電圧指令算出部３２は、指令電圧ベクトルＶｏに基づいて、ＰＷＭ周期Ｔｃの間に設定する、複数のスイッチング素子の４つのオンオフパターンを決定する共に、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける４つのオンオフパターンの期間を決定する。決定される４つのオンオフパターンには、零電圧ベクトルに対応する２つのオンオフパターンが含まれる。この処理は、公知の空間ベクトルＰＷＭと同様である。
　図３４に示すように、設定可能なインバータ４の複数のスイッチング素子のオンオフパターンは、全部で８つになる。ここで、「１」は、スイッチング素子がオンされることを示し、「０」は、スイッチング素子がオフされることを示す。８つのオンオフパターンは、図３３に示す、８つの基本電圧ベクトルＶ０～Ｖ７に対応する。
　第０基本電圧ベクトルＶ０は、零電圧ベクトルである。すなわち、第０基本電圧ベクトルＶ０では、３相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗが全てオフになり、３相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗが全てオンになるため、３相の巻線には直流電圧Ｖｄｃが印加されない。第７基本電圧ベクトルＶ７は、零電圧ベクトルである。すなわち、第７基本電圧ベクトルＶ７では、３相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕ、ＳＰｖ、ＳＰｗが全てオンになり、３相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕ、ＳＮｖ、ＳＮｗが全てオフになるため、３相の巻線には直流電圧Ｖｄｃが印加されない。
　第１基本電圧ベクトルＶ１は、Ｕ相の巻線の方向のベクトルとなり、第２基本電圧ベクトルＶ２は、Ｗ相の巻線の方向とは逆方向のベクトルとなり、第３基本電圧ベクトルＶ３は、Ｖ相の巻線の方向のベクトルとなり、第４基本電圧ベクトルＶ４は、Ｕ相の巻線の方向とは逆方向のベクトルとなり、第５基本電圧ベクトルＶ５は、Ｗ相の巻線の方向のベクトルとなり、第６基本電圧ベクトルＶ６は、Ｖ相の巻線の方向とは逆方向のベクトルとなる。
　電圧指令算出部３２は、零電圧ベクトルである第０及び第７基本電圧ベクトルＶ０、Ｖ７を除く６つの基本電圧ベクトルＶ１～Ｖ６から、指令電圧ベクトルＶｏに近い２つの基本電圧ベクトル（以下、近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２と称す）を決定する。そして、電圧指令算出部３２は、決定した２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２と、第０及び第７基本電圧ベクトルＶ０、Ｖ７を、ＰＷＭ周期Ｔｃの間に設定する４つの基本電圧ベクトル（以下、設定基本電圧ベクトルと称す）として決定する。
　図３３の例では、指令電圧ベクトルＶｏに近い第１基本電圧ベクトルＶ１と第２基本電圧ベクトルＶ２が、２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２に決定される。
　そして、電圧指令算出部３２は、指令電圧ベクトルＶｏを、２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２の成分Ｖｎ１ｃ、Ｖｎ２ｃに分解する。そして、電圧指令算出部３２は、次式に示すように、直流電圧Ｖｄｃに対する、２つの近接基本電圧ベクトルの成分Ｖｎ１ｃ、Ｖｎ２ｃのそれぞれの大きさに基づいて、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２のそれぞれの設定期間の比率Ｄｎ１、Ｄｎ２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　図３３の例では、２つの近接基本電圧ベクトルの成分Ｖｎ１ｃ、Ｖｎ２ｃのそれぞれの大きさは、α軸の電圧指令値Ｖα及びβ軸の電圧指令値Ｖβに基づいて、次式にように算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　そして、電圧指令算出部３２は、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける零電圧ベクトルである第０及び第７基本電圧ベクトルＶ０、Ｖ７のそれぞれの設定期間の比率Ｄ０、Ｄ７が、次式を満たすように設定する。
　Ｄ０＋Ｄ７＝１－（Ｄｎ１＋Ｄｎ２）　　　・・・（３－４）
　すなわち、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける、２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２の設定期間以外の期間は、零電圧ベクトルであるＶ０、Ｖ７に任意には配分して設定することができる。例えば、Ｖ０、Ｖ７の設定期間の比率Ｄ０、Ｄ７は、次式のように均等に設定される。
　Ｄ０＝Ｄ７＝｛１－（Ｄｎ１＋Ｄｎ２）｝／２　・・・（３－５）
　なお、４つの設定基本電圧ベクトルの設定期間の比率Ｄｎ１、Ｄｎ２、Ｄ０、Ｄ７のそれぞれにＰＷＭ周期Ｔｃを乗算した期間が、４つの設定基本電圧ベクトルの設定期間になる。
＜零相電圧値算出部３３＞
　実施の形態１と同様に、零相電圧値算出部３３は、値が異なるｎ個（ｎは２以上の自然数）の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎを、切換周期Ｔｖ毎に順番に切り替えて零相電圧値Ｖｚとして算出する。ｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎは、考え方Ａを満たすように予め設定されている。
＜電圧指令補正部３４＞
　本実施の形態では、電圧指令補正部３４は、零相電圧値Ｖｚに基づいて、指令電圧ベクトルＶｏを補正する。電圧指令補正部３４は、零相電圧値Ｖｚに応じて、零電圧ベクトルに対応する２つのオンオフパターンの期間（本例では、第０及び第７基本電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の設定期間）を、２つの合計期間が変化しないように変化させる。
　電圧指令補正部３４は、次式に示すように、零相電圧値Ｖｚを直流電圧Ｖｄｃで除算して、零相電圧補正期間比率Ｄｚを算出する。
　Ｄｚ＝Ｖｚ／Ｖｄｃ　　　・・・（３－６）
　そして、電圧指令補正部３４は、次式に示すように、第０基本電圧ベクトルＶ０の設定期間の比率Ｄ０に零相電圧補正期間比率Ｄｚを加算し、補正後の第０基本電圧ベクトルＶ０の設定期間の比率Ｄ０ｃを算出し、第７基本電圧ベクトルＶ７の設定期間の比率Ｄ７から零相電圧補正期間比率Ｄｚを減算し、補正後の第７基本電圧ベクトルＶ７の設定期間の比率Ｄ７ｃを算出する。
　Ｄ０ｃ＝Ｄ０＋Ｄｚ
　Ｄ７ｃ＝Ｄ７－Ｄｚ　　　　・・・（３－７）
　なお、補正後の第０及び第７基本電圧ベクトルの設定期間の比率Ｄ０ｃ、Ｄ７ｃのそれぞれにＰＷＭ周期Ｔｃを乗算した期間が、第０及び第７基本電圧ベクトルの設定期間になる。零相電圧値Ｖｚにより、２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２の設定期間の比率Ｄｎ１、Ｄｎ２は変化されない。
＜ＰＷＭ制御部３５＞
　ＰＷＭ制御部３５は、電圧指令算出部３２により決定された４つのオンオフパターン（本例では、２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２、及び第０及び第７基本電圧ベクトルＶ０、Ｖ７）、及び電圧指令算出部３２及び電圧指令補正部３４により決定され補正された４つのオンオフパターンの期間（本例では、Ｄｎ１、Ｄｎ２、Ｄ０ｃ、Ｄ７ｃ）に基づいて、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。
　ＰＷＭ制御部３５は、ＰＷＭ周期Ｔｃにおいて設定する４つの設定基本電圧ベクトル（Ｖｎ１、Ｖｎ２、Ｖ０、Ｖ７）及びＰＷＭ周期Ｔｃにおける４つの設定基本電圧ベクトルの設定期間の比率（Ｄｎ１、Ｄｎ２、Ｄ０ｃ、Ｄ７ｃ）に基づいて、各スイッチング素子のスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗを生成する。例えば、図３３の例では、図３５に示すように、各スイッチング素子のスイッチング信号ＧＰｕ～ＧＮｗが生成される。
　ここで、各相の正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＧＰｕ、ＧＰｖ、ＧＰｗに直流電圧Ｖｄｃを乗算した電圧は、各相の巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭに相当する。
　このように、零相電圧値Ｖｚにより、零電圧ベクトルである第０及び第７基本電圧ベクトルの設定期間のみが変化され、零電圧ベクトルでない２つの近接基本電圧ベクトルＶｎ１、Ｖｎ２の設定期間は変化されないので、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける巻線への印加電圧の平均値は変化しない。よって、零相電圧値Ｖｚの補正により、ＰＷＭ周期Ｔｃにおける線間電圧の平均値は変化しないため、巻線電流は変化しない。一方、零相電圧値Ｖｚにより、零電圧ベクトルである第０及び第７基本電圧ベクトルの設定期間を変化させたことにより、各相の巻線の印加電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭのオンタイミング及びオフタイミングが全相等しく変動する。そのため、実施の形態１及び２と同様に、１５０ｋＨｚ～３０００ｋＨｚの多くの帯域において、各相の巻線の印加電圧の高調波成分が低減することができ、インバータ４より生じるノイズを低減することができる。また、零相電圧値Ｖｚは考え方Ａを満たしているので、交流回転電機１の機械的共振周波数帯を含み、多くの周波数帯において、交流回転電機１の騒音を低減することができる。
〔その他の実施の形態〕
　最後に、本願のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
（１）零相電圧値算出部３３は、３相巻線への印加電圧の振幅に応じて、零相電圧値Ｖｚの大きさを変化させてもよい。例えば、実施の形態１、２では、３相巻線への印加電圧の振幅は、３相の電圧指令値Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの基本波成分の振幅に設定される。実施の形態３では、３相巻線への印加電圧の振幅は、指令電圧ベクトルＶｏの大きさに設定される。そして、零相電圧値算出部３３は、３相巻線への印加電圧の振幅に応じてゲインを設定し、ｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎを切換周期Ｔｖ毎に順番に切り替えて設定した電圧値に対して、ゲインを乗算して、零相電圧値Ｖｚを設定する。例えば、零相電圧値算出部３３は、３相巻線への印加電圧の振幅が増加するに従って、ゲインを減少させる。また、零相電圧値算出部３３は、交流回転電機１の回転速度が増加するに従って、ゲインを減少させる。
（２）零相電圧値算出部３３は、直流電圧Ｖｄｃに応じて、零相電圧値Ｖｚの大きさを変化させてもよい。零相電圧値算出部３３は、直流電圧Ｖｄｃに応じてゲインを設定し、ｎ個の零相候補電圧値Ｖｚｃ＿１～Ｖｚｃ＿ｎを切換周期Ｔｖ毎に順番に切り替えて設定した電圧値に対して、ゲインを乗算して、零相電圧値Ｖｚを設定する。例えば、零相電圧値算出部３３は、直流電圧Ｖｄｃが増加するに従って、ゲインを増加させる。
（３）交流回転電機１は、３相の巻線が設けられた回転電機であればよく、例えば、ロータに電磁石が設けられている界磁巻線型の同期回転機、又はロータに永久磁石が設けられていない誘導機であってもよい。また、交流回転電機１は、３相の巻線が複数組設けられた回転電機であってもよい。各組の３相の巻線に対して、本願の構成が適用できる。
（４）実施の形態２において、インバータ４と３相の巻線とを接続する電線上に、電流センサが設けられてもよい。
（５）交流回転電機１は、電動パワーステアリング装置１００以外の各種の装置の駆動力源とされてもよい。例えば、交流回転電機１は、車輪の駆動力源とされてもよい。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　交流回転電機、４　インバータ、１０　交流回転電機の制御装置、３２　電圧指令算出部、３３　零相電圧値算出部、３４　電圧指令補正部、３５　ＰＷＭ制御部、１００　電動パワーステアリング装置、ＣＡ　キャリア波、Ｒ　抵抗、Ｔｃ　ＰＷＭ周期、Ｔｍ　共振周期、Ｔｖ　切換周期、Ｖｏ　指令電圧ベクトル、Ｖｚ　零相電圧値、ＶｚＡＣ　零相電圧値の交流成分、ＶｚＡＣ＿ｒｍｓ　零相電圧値の交流成分の実効値、Ｖｚｃ　零相候補電圧値、Ｖｚｄｉｆ　零相時間遅れ偏差値、Ｖｚｄｉｆ＿ｒｍｓ　零相時間遅れ偏差値の実効値

Claims (8)

  1. 　３相の巻線が巻装されたステータとロータとを有する交流回転電機を、複数のスイッチング素子を有するインバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
    　前記３相の巻線に印加する３相の電圧指令値、又は前記３相の巻線に印加する電圧を、前記３相の巻線に関連付けた２軸の固定座標系で表した指令電圧ベクトルを算出する電圧指令算出部と、
    　値が異なるｎ個（ｎは２以上の自然数）の零相候補電圧値を、切換周期毎に順番に切り替えて零相電圧値として算出する零相電圧値算出部と、
    　前記零相電圧値に基づいて、前記３相の電圧指令値又は前記指令電圧ベクトルを補正する電圧指令補正部と、
    　前記電圧指令補正部による、補正後の前記３相の電圧指令値又は補正後の前記指令電圧ベクトルに基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ制御部と、を備え、
    　前記零相電圧値と、前記零相電圧値を前記切換周期のｊ倍値（ｊは１以上の自然数）だけ遅らせた時間遅れ零相電圧値との偏差を零相時間遅れ偏差値とし、
    　ｊは、前記交流回転電機の機械的な共振周期の半周期と、前記切換周期のｊ倍値との差を最小にする自然数であり、
    　前記ｎ個の零相候補電圧値は、前記零相電圧値の交流成分の実効値に比べて、前記零相時間遅れ偏差値の実効値が小さくなるように、予め設定されている交流回転電機の制御装置。
  2. 　前記電圧指令算出部は、前記３相の電圧指令値を算出し、
    　前記電圧指令補正部は、前記３相の電圧指令値のそれぞれに、前記零相電圧値を加算して、前記補正後の３相の電圧指令値を算出し、
    　前記ＰＷＭ制御部は、ＰＷＭ周期で振動するキャリア波と、前記補正後の３相の電圧指令値のそれぞれと、を比較し、比較結果に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
  3. 　前記電圧指令算出部は、前記指令電圧ベクトルを算出し、前記指令電圧ベクトルに基づいて、ＰＷＭ周期の間に設定する、零電圧ベクトルに対応する２つのオンオフパターンを含む、前記複数のスイッチング素子の４つのオンオフパターンを決定する共に、前記ＰＷＭ周期における前記４つのオンオフパターンの期間を決定し、
    　前記電圧指令補正部は、前記零相電圧値に応じて、前記零電圧ベクトルに対応する２つのオンオフパターンの期間を、２つの合計期間が変化しないように変化させ、
    　前記ＰＷＭ制御部は、前記電圧指令算出部により決定された前記４つのオンオフパターン、及び前記電圧指令算出部及び前記電圧指令補正部により決定され補正された前記４つのオンオフパターンの期間に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
  4. 　前記インバータは、直流電源の正極側に接続される正極側のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続される負極側のスイッチング素子とが直列接続され、直列接続の接続点が対応する相の前記巻線に接続される直列回路を３相各相に対応して３セット設け、少なくとも１相の前記直列回路は、前記正極側のスイッチング素子又は前記負極側のスイッチング素子に直列接続された抵抗を有する請求項１から３のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  5. 　前記電圧指令算出部は、前記抵抗の両端電位差に基づいて、前記巻線に流れる電流を検出し、電流の検出値に基づいて、前記３相の電圧指令値又は前記指令電圧ベクトルを算出する請求項４に記載の交流回転電機の制御装置。
  6. 　前記ｎ個の零相候補電圧値は、前記ｎ個の零相候補電圧値の内の最大値と、前記ｎ個の零相候補電圧値の内の最小値との差が、前記インバータに供給される直流電圧の５％以上になるように、予め設定されている請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  7. 　前記ｎ個の零相候補電圧値は、前記ｎ個の零相候補電圧値の内の最大値と、前記ｎ個の零相候補電圧値の内の最小値との差が、前記インバータに供給される直流電圧の１０％以上になるように、予め設定されている請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  8. 　請求項１から７のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置と、
    　前記インバータと、
    　前記交流回転電機と、
    　前記交流回転電機の駆動力を車両の操舵装置に伝達する駆動力伝達機構と、を備え、
    　前記ＰＷＭ制御部のＰＷＭ周期は、６０μｓ以下に設定され、
    　前記交流回転電機の機械的な前記共振周期は、２００μｓ以上、５００μｓ以下の範囲内である電動パワーステアリング装置。
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