WO2022054155A1 - 電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機 - Google Patents

電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機 Download PDF

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賢司 藤原
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Definitions

  • This application relates to a power conversion device and an aircraft equipped with a power conversion device.
  • the power conversion device is composed of a multi-level inverter and the applied voltage supplied to the inverter is adjusted according to the altitude to prevent accidental failure due to neutron rays (for example, Patent Document). See 1). Further, as a multi-level inverter, one in which a three-phase inverter and a single-phase inverter are connected in series is known (see, for example, Patent Document 2).
  • Non-Patent Document 1 the failure probability of a semiconductor element due to a neutron beam has a correlation with the type of the semiconductor element and the applied voltage (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • Patent Document 1 when the aircraft reaches an altitude exceeding the threshold value, it is possible to suppress the failure by lowering the applied voltage.
  • a power conversion device such as a multi-level inverter includes many semiconductor elements.
  • the failure probability due to the neutron beam from space differs depending on the type of the semiconductor element, it is not easy to control the applied voltage so that all the semiconductor elements do not fail. do not have.
  • preparing a semiconductor element in anticipation of an excessive withstand voltage may increase the size and weight of the power conversion device.
  • the present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and an object thereof is to provide a power conversion device capable of preventing failure due to a neutron beam, suppressing an increase in size of the device, and reducing the weight. do.
  • the power conversion device disclosed in the present application is a power conversion device that is arranged between a power supply and a load, converts power from the power supply and supplies the load, and is a semiconductor element controlled by a drive signal.
  • a plurality of switching elements each provided and a control device for generating the drive signal are provided, and a plurality of the semiconductor elements are applied with a voltage based on the drive signal generated by the control device, and a plurality of the semiconductor elements are provided.
  • the semiconductor device includes those having different failure probabilities due to neutron rays when the same voltage is applied, and the plurality of the semiconductor elements are due to neutron rays for each of the voltages applied based on the drive signal. The failure probabilities are the same.
  • the power conversion device disclosed in the present application it is possible to prevent a failure due to a neutron beam, suppress an increase in size of the device, and reduce the weight.
  • an aircraft equipped with this power conversion device can improve fuel efficiency as well as reliability.
  • FIG. It is a schematic block diagram which shows the structure of the power conversion system which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the circuit structure of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows another example of the circuit structure of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the switching element used in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows another example of the switching element used in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows still another example of the switching element used in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the output command value of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the output command value of the 3 phase 3 level inverter among the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the output command value of the single-phase inverter among the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the gate drive signal for driving the switching element which constitutes the three-phase three-level inverter among the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the gate drive signal for driving the switching element which constitutes a single-phase inverter among the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 2 It is a figure which shows the relationship between the voltage applied to a semiconductor element, and the failure probability about the semiconductor element which has a different element withstand voltage. It is a figure which shows the relationship between the voltage applied to a semiconductor element, and the failure probability about different kinds of semiconductor elements.
  • FIG. 2 It is a figure which shows an example of the circuit structure of the non-insulated step-down chopper circuit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the gate drive signal of the switching element which constitutes the non-insulated step-down chopper circuit which concerns on Embodiment 2, and the voltage of a link capacitor.
  • FIG. It is a schematic block diagram which shows the aircraft which concerns on Embodiment 5. It is a schematic block diagram which shows the aircraft which concerns on Embodiment 6. It is a hardware block diagram of the control apparatus which concerns on Embodiments 1 to 6.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an example of a power conversion system using the power conversion device 3 according to the first embodiment.
  • the DC link capacitor 2 and the power conversion device 3 are connected in parallel between the power supply 1 and the load 4.
  • the power conversion device 3 includes an inverter 10 which is a power conversion unit that converts power from a power source 1 which is a DC power supply into predetermined power and outputs the power to a load 4, and a control device 20 which is a control unit thereof.
  • a DC / AC inverter will be described as an example of the inverter 10.
  • FIG. 2A and 2B are diagrams showing an example of the circuit configuration of the inverter 10, and the DC / AC inverter 10 includes a three-phase three-level inverter 30 and a single-phase inverter 40.
  • the switching elements Q1 to Q12 constituting the three-phase three-level inverter 30 have a structure in which a diode is connected in antiparallel to an IGBT (Integrated Gate Bipolar Transistor) which is a semiconductor element, and constitutes a single-phase inverter 40.
  • IGBT Integrated Gate Bipolar Transistor
  • the switching elements Q13 to Q24 are examples having a structure in which a diode is connected in antiparallel to a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effective Transistor) which is a semiconductor element.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effective Transistor
  • FIG. 2B the switching elements Q1 to Q12 constituting the three-phase three-level inverter 30 have a structure in which a diode is connected in antiparallel to an IGBT which is a semiconductor element as in FIG. 2A, and switching constituting the single-phase inverter 40.
  • the elements Q13 to Q24 are examples having a structure in which a diode is connected in antiparallel to a semiconductor element HEMT (High Electron Mobility Transistor).
  • the switching elements Q1 to Q12 constituting the three-phase three-level inverter 30 and the switching elements Q13 to Q24 constituting the single-phase inverter 40 are all formed by using a wide bandgap semiconductor.
  • a wide bandgap semiconductor since the switching elements Q13 to Q24 constituting the single-phase inverter 40 perform high-speed switching, a switching element formed by using a wide bandgap semiconductor is more preferable.
  • FIG. 3A is an example showing the configuration of a semiconductor element applied to the switching elements Q1 to Q12 constituting the three-phase three-level inverter 30, and is an example of an IGBT 13 having a collector terminal C, a gate terminal G, and an emitter terminal E, and inversely parallel thereto. It is composed of a connected diode 14.
  • the IGBT 13 may be a Si-IGBT or, for example, a SiC-IGBT using a wide bandgap semiconductor.
  • the diode 14 may be a Si-diode or, for example, a SiC-diode using a wide bandgap semiconductor.
  • FIG. 3B is an example showing the configuration of a semiconductor element applied to the switching elements Q13 to Q24 constituting the single-phase inverter 40, and is connected in antiparallel to the MOSFET 15 having a drain terminal D, a gate terminal G, and a source terminal S. It is composed of a diode 16.
  • the MOSFET 15 may be a Si- MOSFET or, for example, a SiC- MOSFET using a wide bandgap semiconductor.
  • the diode 16 may be a Si-diode or, for example, a SiC-diode using a wide bandgap semiconductor. However, it is preferable that the semiconductor device uses a wide bandgap semiconductor.
  • FIG. 3C is an example showing another configuration of the semiconductor element applied to the switching elements Q13 to Q24 constituting the single-phase inverter 40, and is an example of HEMT17 having a drain terminal D, a gate terminal G, and a source terminal S and antiparallel to the HEMT17. It is composed of a connected diode 18.
  • HEMT17 is, for example, a GaN-HEMT using a wide bandgap semiconductor.
  • the diode 18 may be a Schottky barrier diode, a Si-diode, or, for example, a SiC-diode using a wide bandgap semiconductor. However, it is preferable that the semiconductor device uses a wide bandgap semiconductor.
  • the three-phase three-level inverter 30 includes a P-side capacitor 31 and an N-side capacitor 32 connected in series, switching elements Q1 to Q4 connected in series, switching elements Q5 to switching elements Q8 connected in series, and so on.
  • the switching element Q9 to the switching element Q12 connected in series are connected in parallel to the DC link capacitor 2.
  • connection point E between the P-side capacitor 31 and the N-side capacitor 32 is the connection point Eu between the anode terminal of the diode D1 and the cathode terminal of the diode D2, and the connection point Ev between the anode terminal of the diode D3 and the cathode terminal of the diode D4. And the connection point Ew between the anode terminal of the diode D5 and the cathode terminal of the diode D6.
  • the cathode terminal of the diode D1 is connected to the connection point Ku between the switching element Q1 and the switching element Q2
  • the cathode terminal of the diode D3 is connected to the connection point Kv between the switching element Q5 and the switching element Q6, and the cathode terminal of the diode D5 is It is connected to the connection point Kw between the switching element Q9 and the switching element Q10.
  • the anode terminal of the diode D2 is connected to the connection point Au between the switching element Q3 and the switching element Q4, the anode terminal of the diode D4 is connected to the connection point Av between the switching element Q7 and the switching element Q8, and the anode terminal of the diode D6 is. It is connected to the connection point Aw between the switching element Q11 and the switching element Q12.
  • connection point u between the switching element Q2 and the switching element Q3, the connection point v between the switching element Q6 and the switching element Q7, and the connection point w between the switching element Q10 and the switching element Q11 are connected to the single-phase inverter 40, respectively. ..
  • the switching element Q1 to the switching element Q4 connected in series have a U-phase leg
  • the switching element Q5 to the switching element Q8 connected in series have a V-phase leg
  • the switching element Q9 to the switching element Q12 connected in series Each constitutes a W-phase leg.
  • the single-phase inverter 40 is composed of a bridge circuit of four switching elements corresponding to each phase. That is, the switching element Q13 and the switching element Q14 connected in series, the switching element Q15 and the switching element Q16 connected in series, the U-phase inverter in which the capacitor 41 is connected in parallel, and the switching element Q17 connected in series. Switching element Q18, switching element Q19 and switching element Q20 connected in series, V-phase inverter in which capacitor 41 is connected in parallel, switching element Q21 and switching element Q22 connected in series, switching element connected in series. It includes a W-phase inverter in which Q23, a switching element Q24, and a capacitor 41 are connected in parallel.
  • connection point U between the switching element Q13 and the switching element Q14 is connected to the connection point u of the three-phase three-level inverter 30, and the connection point V between the switching element Q17 and the switching element Q18 is the connection point v of the three-phase three-level inverter 30.
  • connection point W between the switching element Q21 and the switching element Q22 is connected to the connection point w of the three-phase three-level inverter 30.
  • connection point Uo between the switching element Q15 and the switching element Q16, the connection point Vo between the switching element Q19 and the switching element Q20, and the connection point Wo between the switching element Q23 and the switching element Q24 are each connected to the load 4.
  • the control device 20 receives a sensor signal from a current sensor (not shown) or a voltage sensor (not shown) provided in the three-phase three-level inverter 30 and the single-phase inverter 40, and the three-phase three-level inverter 30.
  • the gate drive signal is output to the switching elements Q1 to Q24 included in the single-phase inverter 40, and control is performed so as to convert the power into a predetermined power.
  • FIG. 4A is a diagram showing an output voltage command value from the target inverter 10, and here, an example of the U phase is shown.
  • the output waveform is a sine wave as shown in the figure.
  • FIG. 4B is a diagram showing an output voltage command value (U phase) of the three-phase three-level inverter 30, and the output waveform is a 1-pulse square wave.
  • FIG. 4C shows the output voltage command value (U phase) of the single-phase inverter 40, which is the waveform of the difference between the target output waveform of FIG. 4A and the output voltage command value of the three-phase three-level inverter 30 of FIG. 4B.
  • the three-phase three-level inverter 30 and the single-phase inverter 40 output a voltage according to the output voltage command value of each predetermined waveform by the gate drive signal from the control device 20.
  • the three-phase three-level inverter 30 generates a one-pulse waveform by a low-frequency switching operation, and the single-phase inverter 40 has an output voltage command value generated by PWM (Pulse width modulation).
  • PWM Pulse width modulation
  • the voltage of each capacitor 41 of the single-phase inverter 40 is set to be smaller than the voltage of the P-side capacitor 31 and the N-side capacitor 32, which are the input capacitors of the three-phase three-level inverter 30. For example, if it is set to about 1/2 or 1/3, a stable waveform with few harmonic components can be output in the PWM operation of the single-phase inverter 40.
  • the control device 20 calculates a gate drive signal using a sensor signal from a current sensor or a voltage sensor provided in the three-phase three-level inverter 30 and the single-phase inverter 40 so as to maintain the relationship of the voltage ratio of the capacitor. Output to each switching element Q1 to Q24. As a result, the three-phase three-level inverter 30 generates a one-pulse waveform by a low-frequency switching operation at a high DC voltage, and the single-phase inverter 40 performs a high-speed switching operation at a low DC voltage.
  • FIG. 5A is a diagram showing a gate drive signal output to a switching element in order to output a voltage waveform corresponding to an output voltage command value (U phase) of the three-phase three-level inverter 30.
  • the output voltage command value (U phase) of the three-phase three-level inverter 30 and the gate for driving the switching element Q1 to the switching element Q4 constituting the U-phase leg of the three-phase three-level inverter 30 It is a waveform of a drive signal.
  • the switching element Q1 to the switching element Q4 are switched on and off once per cycle.
  • the switching element constituting the three-phase three-level inverter 30 has a small number of switching times, a semiconductor element such as a Si-IGBT having a long switching time (turn-on time and turn-off time) can be used.
  • the applied voltage between the collector and the emitter of the semiconductor element becomes the voltage value of the P-side capacitor 31 or the N-side capacitor 32, which is an input capacitor, during the period when the gate drive signal is off (that is, 0), and the gate drive signal is turned on (that is, that is).
  • the voltage value during the period of 1) becomes 0 (actually, the voltage drop due to the inside is applied).
  • FIG. 5B is a diagram showing a gate drive signal output to a switching element for outputting a voltage waveform corresponding to an output voltage command value (U phase) of the single-phase inverter 40.
  • the output voltage command value and carrier wave (U phase) of the single-phase inverter 40, and the gate drive for driving the switching element Q13 to the switching element Q16 constituting the U-phase inverter of the single-phase inverter 40 It is a waveform of a signal.
  • the switching element Q13 to the switching element Q16 are switched on and off a plurality of times per cycle.
  • the switching element constituting the single-phase inverter 40 that operates by PWM has a large number of switchings
  • a semiconductor element suitable for high-frequency driving such as SiC- MOSFET with a small switching loss may be used.
  • the applied voltage between the collector and the emitter of the semiconductor element becomes the voltage value of the capacitor 41 during the period when the gate drive signal is off (that is, 0), and the voltage value during the period when the gate drive signal is on (that is, 1) becomes 0. (Actually, the voltage drop due to the inside is applied).
  • each capacitor 41 of the single-phase inverter 40 smaller than the voltage of the P-side capacitor 31 and the N-side capacitor 32, which are the input capacitors of the three-phase three-level inverter 30, to 1/2 or 1/3.
  • the voltage applied to the switching element constituting the single-phase inverter 40 is 1/2 or 1/3 of the voltage applied to the switching element constituting the three-phase three-level inverter 30. That is, the applied voltage differs depending on which inverter is used. Even if these are not three-phase power converters, the applied voltage can be made different in a plurality of semiconductor elements by changing the step width of the output phase voltage of each inverter.
  • the SEB (Single Event Burnout) phenomenon in which a semiconductor element is destroyed by a neutron beam coming from space, is, for example, in a Si-IGBT in which a voltage is applied between a collector and an emitter, the neutron beam constitutes a Si-IGBT. It occurs when the insulation resistance of the Si-IGBT is lowered due to collision with the above. This is because if the dielectric strength of the Si-IGBT is lowered, the original withstand voltage cannot be guaranteed, or an overcurrent is energized and the element is destroyed.
  • Non-Patent Document 1 the failure probability of a semiconductor element due to the SEB phenomenon tends to decrease when the voltage applied to the semiconductor element is lowered. Further, it is obvious that in the same type of semiconductor element, a semiconductor element having a high withstand voltage has a lower failure probability than a semiconductor element having a low withstand voltage. The inventors arranged these relationships using FIGS. 6A and 6B.
  • FIG. 6A is a schematic diagram showing the relationship between the voltage applied to the semiconductor element and the failure probability due to the SEB phenomenon for the same type of semiconductor element having different element withstand voltage.
  • the withstand voltage of the same type of element is different from low, medium, and high, for example, when the applied voltage of the semiconductor element is VA , the lower the withstand voltage of the semiconductor, the higher the failure probability.
  • the failure probability decreases exponentially when the applied voltage is lowered. That is, when the operating voltage (applied voltage) is the same in semiconductor elements of the same type having different semiconductor element withstand voltage or breakdown voltage, the failure probability of the semiconductor element is inversely proportional to the element withstand voltage or breakdown voltage.
  • the failure probability of an element with a high semiconductor element withstand voltage is set as a set value, and when the applied voltage of an element with a high semiconductor element withstand voltage is VA , the failure probability when an element with a medium semiconductor element withstand voltage is driven by the same applied voltage VA .
  • the failure probability can be adjusted to the set value by stepping down the applied voltage of the element whose semiconductor element withstand voltage is medium to VB. That is, the failure probabilities of both can be made equal.
  • the failure probability can be adjusted to the set value by stepping down the applied voltage of the device having a low withstand voltage of the semiconductor device from VA to VC .
  • FIG. 6B is a schematic showing the relationship between the voltage applied to the semiconductor element and the failure probability due to SEB for the semiconductor elements of different types and having the same withstand voltage (the element withstand voltage is the same but the breakdown voltage does not have to be the same). It is a figure.
  • the different types are, for example, the relationship between the IGBT and the MOSFET.
  • the applied voltage of the semiconductor element is VD
  • the semiconductor failure probability due to the SEB phenomenon is larger in the element B than in the element A.
  • the failure probability of the element A is set as a set value
  • the failure probability can be adjusted to the set value by stepping down the applied voltage of the element B from V D to VE.
  • the applied voltage of the element B is V y
  • the same failure probability can be adjusted by setting the applied voltage of the element A to V x .
  • the element withstand voltage of the semiconductor element represents, for example, the upper limit of the voltage allowed between the collector and the emitter (in the case of MOSFET, between the drain and the source) in the IGBT, and this value is determined by each manufacturer.
  • the breakdown voltage region is reached, the element causes abnormal heat generation, and the element is destroyed.
  • the voltage at this time is called the breakdown voltage.
  • the breakdown voltage is determined for each element (even for the same element, it may differ due to product variation).
  • the voltage applied to the switching element constituting the single-phase inverter 40 is, for example, 1/2 of the voltage applied to the switching element constituting the three-phase three-level inverter 30 based on the set ratio. Or it becomes 1/3.
  • the switching element constituting the three-phase three-level inverter 30 a semiconductor element having a high element withstand voltage is used because the applied voltage is high as illustrated, and the switching element constituting the single-phase inverter 40 is a semiconductor element having a medium or low applied voltage. Is used.
  • the element withstand voltage and the applied voltage are set so that the failure probabilities are equal to or close to the applied voltages of both.
  • the switching element constituting the three-phase three-level inverter 30 and the switching element constituting the single-phase inverter 40 are composed of different types of semiconductor elements as illustrated, according to FIG. 6B.
  • the type of element and the applied voltage are set so that the failure probabilities are equal to or close to the applied voltages of both.
  • the first embodiment is a power conversion device used in an environment susceptible to neutron rays such as aircraft applications, and is a power conversion device configured by using a plurality of semiconductor elements.
  • the voltage applied to the semiconductor element, the withstand voltage of the semiconductor element (element withstand voltage or breakdown voltage), and the type of the element are adjusted so that the failure probabilities of a plurality of semiconductor elements are made equal to each other. It is possible to suppress the increase in size, weight and cost of the device while ensuring the above.
  • a voltage is applied to each of the plurality of semiconductor elements used in the power conversion device according to the first embodiment based on a drive signal generated by the control device, but the same voltage is applied to the plurality of semiconductor elements.
  • it is configured to include those with different failure probabilities due to neutron rays, and is adjusted so that the failure probabilities are the same when a voltage generated based on the drive signal is applied to each semiconductor element. be.
  • the power conversion device of the first embodiment includes an inverter 10 including a three-phase three-level inverter 30 and a single-phase inverter 40, and a control device 20 for driving and controlling the inverter 10, and is a three-phase three-level inverter.
  • a high withstand voltage semiconductor element is used for the switching element constituting 30, and a semiconductor element formed of a wide band gap semiconductor is used for the switching element constituting the single-phase inverter 40, and the semiconductor element fails. Since the probabilities are adjusted to be the same, in addition to the above effects, the loss associated with driving the switching element can be reduced, and a highly efficient power conversion device can be provided.
  • the term “equivalent” is not limited to the case of perfect matching, but also includes the case of being slightly different within the range in which the same effect is obtained.
  • FIG. 7 is a schematic configuration diagram showing the configuration of the power conversion system according to the second embodiment.
  • a DC / DC converter 50 for adjusting the power supply voltage is provided between the power supply 1 and the DC link capacitor 2.
  • the input voltage to the connected DC / AC inverter 10 that is, the voltage applied to the switching element is based on the voltage of the power supply 1.
  • the probability of failure due to the SEB phenomenon near 0 m above sea level before takeoff increases with altitude.
  • the voltage applied to the switching element is made variable so that the applied voltage can be controlled and the failure probability of the semiconductor element can be adjusted.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a non-insulated step-down chopper circuit as an example of the DC / DC converter 50 according to the second embodiment.
  • the non-insulated step-down chopper circuit includes a switching element Q201 and a switching element Q202 connected in series, and a DC reactor 51 having one end connected to a connection point a between the switching element Q201 and the switching element Q202.
  • the switching elements Q201 and Q202 are composed of a SiC-HPLC15 and a diode connected in antiparallel to the SiC-HPLC device as shown in FIG. 3B.
  • FIGS. 9A and 9B are diagrams showing the applied voltage (drive signal) of the switching element of the DC / DC converter 50, which is a non-insulated step-down chopper circuit, and the voltage of the DC link capacitor 2.
  • the voltage of the DC link capacitor 2 is stepped down to half of the input voltage.
  • the conductivity of the switching element Q201 is 100% and the conductivity of the switching element Q202 is 0% as shown in FIG. 9B
  • the voltage of the DC link capacitor 2 becomes equal to the input voltage, that is, the voltage of the power supply 1.
  • the withstand voltage or breakdown voltage of the semiconductor elements constituting these switching elements is the semiconductor element constituting the switching element of the inverter 10. It is necessary to use something higher than.
  • the withstand voltage of a large number (24) of the semiconductor elements constituting the switching element of the inverter 10 can be lowered, which leads to the weight reduction of the entire device.
  • the applied voltage of the semiconductor element constituting the inverter 10 can be changed, and as the altitude rises.
  • the applied voltage it is possible to adjust so as to reduce the failure probability and to make the failure probabilities of a plurality of semiconductor elements equal.
  • the failure probability is set based on the average altitude of the aircraft equipped with the power converter during the longest cruising time.
  • the applied voltage is set so that the flight cycle life determined by the failure probability at the applied voltage and the flight time set for each aircraft satisfies the preset life.
  • the DC / DC converter 50 that adjusts to lower the voltage of the DC link capacitor 2 is further provided, if the same applied voltage remains, a failure occurs due to an increase in altitude. Where the probability increases, the failure probability can be reduced by reducing the applied voltage.
  • the applied voltage as in the first embodiment based on the dropped voltage of the DC link capacitor 2, it is possible to adjust the failure probabilities of a plurality of semiconductor elements constituting the power conversion device to be equal. Therefore, the reliability of the power supply can be ensured.
  • the semiconductor element constituting the switching element has diodes connected in antiparallel to each transistor of the IGBT, MOSFET, and HEMT.
  • the semiconductor element Taking an example in which a SiC-diode is connected in anti-parallel to a SiC- MOSFET in FIG. 3B, these two semiconductor elements also have the same withstand voltage, but the failure probabilities due to SEB are different. Since the same voltage is applied to one switching element, the semiconductor element having a high failure probability is the rate-determining factor for the failure.
  • the withstand voltage or breakdown voltage of the semiconductor element having a high failure probability is configured to be larger than the withstand voltage or breakdown voltage of the semiconductor element having a low failure probability.
  • Embodiment 4 the power conversion device according to the fourth embodiment will be described.
  • Si-IGBT is preferable for the switching element of the three-phase three-level inverter 30
  • SiC- MOSFET or GaN is preferable for the switching element of the single-phase inverter 40.
  • HEMTs are preferred, it is possible to make any choice different from these combinations.
  • the concept when different types of semiconductor elements are used will be described below.
  • Non-Patent Document 1 the failure probabilities of the SiC- MOSFET and the Si-IGBT, both of which have a withstand voltage of 1.7 kV, are shown.
  • an applied voltage (bias) of 1000 V the failure probability of the Si-IGBT is larger than the failure probability of the SiC- MOSFET.
  • the relationship is reversed at about 870V, and the failure probability of the Si-IGBT becomes smaller than the failure probability of the SiC-PWM.
  • the element with the higher failure probability is the rate-determining element. Therefore, the withstand voltage or breakdown voltage of the semiconductor element having a high failure probability is configured to be larger than the withstand voltage or breakdown voltage of the semiconductor element having a low failure probability. As a result, considering FIGS. 6A and 6B, it is possible to make the failure probabilities equal to or closer to the same applied voltage, and to ensure the reliability of the power conversion device. Based on this idea, the type of semiconductor element can be changed in a switching element to which the same voltage is applied.
  • FIG. 10 shows the above-mentioned Fig. The failure probabilities of the 1.7 kV withstand voltage SiC- MOSFET and Si-IGBT of 6b) are schematically shown.
  • the solid line is a curve of the failure probability of the SiC- MOSFET and the Si-IGBT having a withstand voltage of 1.7 kV.
  • This withstand voltage element it is not possible to apply an applied voltage to the SiC- MOSFET by 1/2 to 1/3 lower than that of the Si-IGBT at any applied voltage.
  • the withstand voltage of the Si-IGBT is set to be larger, and the failure probability curve (Si- IGBT_ > 1.7 kV) is shown by the dotted line. As shown in the figure, 1.7 kV with respect to the applied voltage VF of the Si-IGBT. A voltage of VF / 2 is applied to the withstand voltage SiC- MOSFET, and the failure probabilities are the same.
  • SiC- MOSFET having a reduced withstand voltage.
  • the alternate long and short dash line in the figure is a failure probability curve (SiC- HPLC_ ⁇ 1.7 kV) with a withstand voltage of SiC-HPLC smaller than 1.7 kV, but a voltage of VF / 3 is applied and the failure probabilities are the same.
  • SiC- HPLC_ ⁇ 1.7 kV failure probability curve
  • the withstand voltage or breakdown voltage of the semiconductor element having a high failure probability is assumed to be larger than the withstand voltage or breakdown voltage of the semiconductor element having a low failure probability. Since it is configured so that the failure probabilities are equal to or close to each other, the reliability of the power conversion device can be ensured.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of the aircraft 100 according to the fifth embodiment, and is a block diagram showing a state in which the power conversion device described in the first to fourth embodiments is mounted.
  • the aircraft 100 is an electric power aircraft, and its propulsion system power system 60 includes a power source 63, a power source (DC power source) 1 connected to the power source 63, and a step-down chopper circuit connected to the power source 1 and converted into a predetermined voltage.
  • the load 61 is a propulsion system load for obtaining a propulsive force, and is, for example, an electric motor.
  • the power conversion devices of the first to fourth embodiments are used as the inverter 10 and the DC / DC converter 50 for the electric aircraft of the propulsion system power system 60 mounted on the aircraft 100. Since neutron rays increase in proportion to altitude, when a conventional power conversion device is mounted on an aircraft that flies over the sky, the failure probability increases compared to when it is used on the ground. By mounting on the propulsion system power system 60 provided with the power conversion device described in the first to fourth embodiments in consideration of the failure due to the neutron beam, the inverter 10 for the electric aircraft and the DC / DC converter for the electric aircraft can be installed.
  • the failure probability of the semiconductor element used for each of the 50 can be reduced and the failure probability of the semiconductor element is made equal, it is possible to suppress the increase in size, weight and cost of the device while ensuring reliability. can do. Therefore, the fuel efficiency of the electric aircraft is also improved.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the aircraft 100 according to the sixth embodiment, and is a block diagram showing a state in which the power conversion device described in the first to fourth embodiments is mounted.
  • the aircraft 100 is an electric aircraft, and as its equipment power system 70, a power source connected to a power source 74, an AC / DC converter 72 connected to the power source 74 to convert AC power into DC power, and an AC / DC converter 72.
  • DC power supply 1, DC / DC converter 50 provided with a step-down chopper circuit connected to power supply 1 and converted to a predetermined voltage, an inverter 10 that converts DC power stepped down by the DC / DC converter 50 into AC power, and an inverter.
  • a load 71 to which power is supplied from 10 and a control device 73 for controlling a DC / DC converter 50, an inverter 10, and an AC / DC converter 72 are provided.
  • the load 71 is an equipment-based load, and refers to, for example, an air conditioner, an engine starter, an electric motor used for driving an auxiliary power unit, and the like.
  • the power conversion devices of the first to fourth embodiments are used as the inverter 10 and the DC / DC converter 50 for the electric aircraft of the equipment-based power system 70 mounted on the aircraft 100. Since neutron rays increase in proportion to altitude, when a conventional power conversion device is mounted on an aircraft that flies over the sky, the failure probability increases compared to when it is used on the ground. By mounting it on the equipment-based power system 70 provided with the power conversion device described in the first to fourth embodiments in consideration of the failure due to the neutron beam, the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
  • the failure probability of the AC / DC converter 72 can be determined by designing the element so as to match the failure probabilities equally as described in the first to fourth embodiments. In addition to being able to reduce the size, it is possible to suppress the increase in size, weight, and cost of the device while ensuring reliability.
  • control devices 20, 62, and 73 are composed of a processor 1000 and a storage device 2000, as shown in FIG. 13 as an example of hardware.
  • the storage device includes a volatile storage device such as a random access memory and a non-volatile auxiliary storage device such as a flash memory.
  • the auxiliary storage device of the hard disk may be provided instead of the flash memory.
  • the processor 1000 executes the program input from the storage device 2000. In this case, the program is input from the auxiliary storage device to the processor 1000 via the volatile storage device. Further, the processor 1000 may output data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 2000, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.

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Abstract

電源（１）と負荷（４）との間に配置され、電源（１）からの電力を変換して負荷（４）に供給する電力変換装置（３）であって、半導体素子から構成される複数のスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ２４）と、複数のスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ２４）を制御する駆動信号を生成する制御装置（２０）と、を備え、複数の半導体素子は制御装置（２０）により生成された駆動信号に基づいてそれぞれ電圧が印加されるとともに、複数の半導体素子は中性子線による故障確率が同等となるようにして、電力変換装置（３）の中性子線による故障を防ぎ、大型化を抑制する。

Description

電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機
　本願は、電力変換装置及び電力変換装置を搭載した航空機に関する。
　近年、電気自動車及び船舶等において、エンジンから電動モータ駆動といった電動化システムの普及が進み、航空機に関してもＣＯ２削減の動きから電動化への研究が世界各国で進められている。電動モータを駆動するために、電動モータに所定の電力を供給する電力変換装置が用いられる。電動航空機に搭載される電力変換装置はパワーモジュールあるいは半導体素子を具備しており、高高度環境下で使用されるため、宇宙線（中性子線）によるパワーモジュールあるいは半導体素子の偶発故障を招くことが知られており、この故障発生を防ぐための対策が求められる。また、航空機に搭載するために、実装及び燃費の観点から小型かつ軽量な電力変換装置が求められる。
　このような状況において、電力変換装置を、マルチレベルインバータで構成し、高度に応じてインバータに供給する印加電圧を調整し、中性子線による偶発故障を防ぐことが開示されている（例えば、特許文献１参照）。
　また、マルチレベルインバータとしては、三相インバータと単相インバータとを直列接続されたものが知られている（例えば、特許文献２参照）。
　また、中性子線による半導体素子の故障確率は半導体素子の種類及び印加電圧に相関があることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
米国特許出願公開第２０１９／１５２６１７号明細書 国際公開第２００９／１１６２７３号
Akin Akturk, James McGarrity, Neil Goldsman, Daniel J. Lichtenwalner, Brett Hull, Dave Grider, and Richard Wilkins, "The Effects of Radiation on the Terrestrial Operation of SiC MOSFETs", 2018 IEEE international Reliability Physics Symposium, pp.2B.1-1 -2B.1-5
　特許文献１に開示される技術では、航空機が閾値を超える高度に到達した場合、印加電圧を下げることで、故障を抑制することが可能である。しかし、特許文献２に示されるように、マルチレベルインバータのような電力変換装置は、多くの半導体素子を具備している。そして、非特許文献１に開示されているように、半導体素子の種類によっても宇宙からの中性子線による故障確率が異なるため、全ての半導体素子が故障しないように印加電圧を制御することは容易ではない。あるいは、過剰な耐圧を見込んで半導体素子を準備することにより電力変換装置の大型化、重量増加の虞がある。
　本願は、上記の課題を解決するための技術を開示するものであり、中性子線による故障を防ぎ、かつ装置の大型化を抑制し、軽量化の可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、電源と負荷との間に配置され、前記電源からの電力を変換して前記負荷に供給する電力変換装置であって、駆動信号によって制御される半導体素子をそれぞれ備えた複数のスイッチング素子と、前記駆動信号を生成する制御装置と、を備え、複数の前記半導体素子は前記制御装置により生成された前記駆動信号に基づいてそれぞれ電圧が印加されるとともに、複数の前記半導体素子は同じ前記電圧が印加された場合に中性子線による故障確率が異なるものを含み、複数の前記半導体素子は前記駆動信号に基づいて印加されるそれぞれの前記電圧に対して中性子線による故障確率が同等となるようにしたものである。
　本願に開示される電力変換装置によれば、中性子線による故障を防ぎ、かつ装置の大型化を抑制し、軽量化が可能となる。また、この電力変換装置を搭載した航空機は、信頼性とともに燃費を向上させることができる。
実施の形態１に係る電力変換システムの構成を示す概略構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成の別の例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置に用いられるスイッチング素子の一例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置に用いられるスイッチング素子の別の例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置に用いられるスイッチング素子のさらに別の例を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の出力指令値を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置のうち３相３レベルインバータの出力指令値を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置のうち単相インバータの出力指令値を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置のうち３相３レベルインバータを構成するスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動信号を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置のうち単相インバータを構成するスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動信号を示す図である。 異なる素子耐圧を有する半導体素子について、半導体素子への印加電圧と故障確率との関係を示す図である。 種類の異なる半導体素子について、半導体素子への印加電圧と故障確率との関係を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換システムの構成を示す概略構成図である。 実施の形態２に係る非絶縁降圧チョッパ回路の回路構成の一例を示す図である。 実施の形態２に係る非絶縁降圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子のゲート駆動信号及びリンクコンデンサの電圧を示す図である。 実施の形態２に係る非絶縁降圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子のゲート駆動信号及びリンクコンデンサの電圧を示す別の図である。 実施の形態４に係る電力変換装置において、種類の異なる半導体素子の故障確率の合わせ方を説明するための図である。 実施の形態５に係る航空機を示す概略構成図である。 実施の形態６に係る航空機を示す概略構成図である。 実施の形態１から６に係る制御装置のハードウエア構成図である。
　以下、本実施の形態について図を参照して説明する。なお、各図中、同一符号は、同一または相当部分を示すものとする。
実施の形態１．
　以下、実施の形態１に係る電力変換装置について図を用いて説明する。
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置３を用いた電力変換システムの一例を示す概略構成図である。図において、電源１と負荷４との間に、ＤＣリンクコンデンサ２及び電力変換装置３が並列に接続されている。電力変換装置３は直流電源である電源１からの電力を所定の電力に変換して負荷４に出力する電力変換部であるインバータ１０とその制御部である制御装置２０とを具備する。なお、本実施の形態１においてはインバータ１０として、ＤＣ／ＡＣインバータを例に説明する。
　図２Ａ、図２Ｂは、インバータ１０の回路構成の一例を示す図で、ＤＣ／ＡＣインバータ１０は、三相３レベルインバータ３０及び単相インバータ４０を備えている。
　図２Ａにおいて、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２は半導体素子であるＩＧＢＴ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にダイオードが逆並列接続された構造を有し、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ２４は半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にダイオードが逆並列接続された構造を有する例である。図２Ｂにおいて、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２は図２Ａと同様に半導体素子であるＩＧＢＴにダイオードが逆並列接続された構造を有し、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ２４は半導体素子であるＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にダイオードが逆並列接続された構造を有する例である。
　ここで、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２及び単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ２４はいずれもワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたものが好ましい。詳細は後述するが、特に単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ２４は高速スイッチングを行うので、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子がより好適である。
　図２Ａ、図２Ｂの三相３レベルインバータ３０及び単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ２４の構造を図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃを用いて説明する。
　図３Ａは、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子Ｑ１からＱ１２に適用される半導体素子の構成を示す一例で、コレクタ端子Ｃ、ゲート端子Ｇ、エミッタ端子Ｅを有するＩＧＢＴ１３とこれに逆並列接続されたダイオード１４とで構成される。ＩＧＢＴ１３は、Ｓｉ－ＩＧＢＴであっても、ワイドバンドギャップ半導体を用いた例えばＳｉＣ－ＩＧＢＴであってもよい。また、ダイオード１４はＳｉ－ダイオードであっても、ワイドバンドギャップ半導体を用いた例えばＳｉＣ－ダイオードであってもよい。
　図３Ｂは、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ２４に適用される半導体素子の構成を示す一例で、ドレイン端子Ｄ、ゲート端子Ｇ、ソース端子Ｓを有するＭＯＳＦＥＴ１５とこれに逆並列接続されたダイオード１６とで構成される。ＭＯＳＦＥＴ１５は、Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴであっても、ワイドバンドギャップ半導体を用いた例えばＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、ダイオード１６はＳｉ－ダイオードであっても、ワイドバンドギャップ半導体を用いた例えばＳｉＣ－ダイオードであってもよい。しかし、望ましくはワイドバンドギャップ半導体を用いた半導体素子である方がよい。
　図３Ｃは、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ２４に適用される半導体素子の別の構成を示す一例で、ドレイン端子Ｄ、ゲート端子Ｇ、ソース端子Ｓを有するＨＥＭＴ１７とこれに逆並列接続されたダイオード１８とで構成される。ＨＥＭＴ１７は、例えばワイドバンドギャップ半導体を用いたＧａＮ－ＨＥＭＴである。また、ダイオード１８はショットキーバリアダイオード、Ｓｉ－ダイオードであっても、ワイドバンドギャップ半導体を用いた例えばＳｉＣ－ダイオードであってもよい。しかし、望ましくはワイドバンドギャップ半導体を用いた半導体素子である方がよい。
　次に、図２Ａを用いて、インバータ１０の回路構成について説明する。
　図２Ａにおいて、三相３レベルインバータ３０は、直列接続されたＰ側コンデンサ３１とＮ側コンデンサ３２、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１～スイッチング素子Ｑ４、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５～スイッチング素子Ｑ８、直列接続されたスイッチング素子Ｑ９～スイッチング素子Ｑ１２がＤＣリンクコンデンサ２に並列接続されて構成されている。
　Ｐ側コンデンサ３１とＮ側コンデンサ３２との接続点Ｅは、ダイオードＤ１のアノード端子とダイオードＤ２のカソード端子との接続点Ｅｕ、ダイオードＤ３のアノード端子とダイオードＤ４のカソード端子との接続点Ｅｖ、及びダイオードＤ５のアノード端子とダイオードＤ６のカソード端子との接続点Ｅｗと接続されている。
　ダイオードＤ１のカソード端子はスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点Ｋｕと接続され、ダイオードＤ３のカソード端子はスイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点Ｋｖと接続され、ダイオードＤ５のカソード端子はスイッチング素子Ｑ９とスイッチング素子Ｑ１０との接続点Ｋｗと接続されている。
　ダイオードＤ２のアノード端子はスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点Ａｕと接続され、ダイオードＤ４のアノード端子はスイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８との接続点Ａｖと接続され、ダイオードＤ６のアノード端子はスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との接続点Ａｗと接続されている。
　スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３との接続点ｕ、スイッチング素子Ｑ６とスイッチング素子Ｑ７との接続点ｖ、及びスイッチング素子Ｑ１０とスイッチング素子Ｑ１１との接続点ｗはそれぞれ単相インバータ４０に接続されている。
　直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１～スイッチング素子Ｑ４はＵ相のレグを、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ５～スイッチング素子Ｑ８はＶ相のレグを、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ９～スイッチング素子Ｑ１２はＷ相のレグをそれぞれ構成する。
　単相インバータ４０は、各相に対応した４つのスイッチング素子のブリッジ回路で構成されている。すなわち、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１５とスイッチング素子Ｑ１６、及びコンデンサ４１が並列に接続されたＵ相インバータ、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１７とスイッチング素子Ｑ１８、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１９とスイッチング素子Ｑ２０、及びコンデンサ４１が並列に接続されたＶ相インバータ、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４、及びコンデンサ４１が並列に接続されたＷ相インバータを備えている。
　スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４との接続点Ｕは三相３レベルインバータ３０の接続点ｕと接続され、スイッチング素子Ｑ１７とスイッチング素子Ｑ１８との接続点Ｖは三相３レベルインバータ３０の接続点ｖと接続され、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との接続点Ｗは三相３レベルインバータ３０の接続点ｗとそれぞれ接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１５とスイッチング素子Ｑ１６との接続点Ｕｏ、スイッチング素子Ｑ１９とスイッチング素子Ｑ２０との接続点Ｖｏ、スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４との接続点Ｗｏは、それぞれ負荷４に接続される。
　制御装置２０は、三相３レベルインバータ３０及び単相インバータ４０に設けられた電流センサ（図示せず）あるいは電圧センサ（図示せず）からのセンサ信号を受信するとともに、三相３レベルインバータ３０及び単相インバータ４０の具備するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ２４にゲート駆動信号を出力し、所定の電力に変換するように制御を行う。
　次に、実施の形態１に係る電力変換装置３の動作について説明する。
　図４Ａは、目標とするインバータ１０からの出力電圧指令値を示す図で、ここではＵ相の例を示している。出力波形は図のように正弦波である。図４Ｂは三相３レベルインバータ３０の出力電圧指令値（Ｕ相）を示す図で、出力波形は１パルスの方形波である。図４Ｃに、単相インバータ４０の出力電圧指令値（Ｕ相）を示すが、図４Ａの目標出力波形と図４Ｂの三相３レベルインバータ３０の出力電圧指令値の差分の波形となる。
　三相３レベルインバータ３０及び単相インバータ４０は、制御装置２０からのゲート駆動信号により、それぞれの所定の波形の出力電圧指令値により電圧を出力する。
　三相３レベルインバータ３０は、低周波のスイッチング動作により、ワンパルスの波形を生成し、単相インバータ４０は出力電圧指令値がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）により生成された波形であるため、多数のパルス状の電圧波形を生成する。そのため、単相インバータ４０の各コンデンサ４１の電圧が、三相３レベルインバータ３０の入力コンデンサであるＰ側コンデンサ３１及びＮ側コンデンサ３２の電圧より小さくなるように設定する。例えば、１／２あるいは１／３程度に設定すれば、単相インバータ４０のＰＷＭ動作において高調波成分の少ない安定した波形を出力することができる。
　制御装置２０は、コンデンサの電圧比の関係を保つように、三相３レベルインバータ３０及び単相インバータ４０に設けられた電流センサあるいは電圧センサからのセンサ信号を用いてゲート駆動信号を演算し、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ２４に出力する。その結果、三相３レベルインバータ３０は、高い直流電圧で低周波のスイッチング動作によりワンパルスの波形を生成し、単相インバータ４０は低い直流電圧で高速スイッチング動作を行うことになる。
　図５Ａは、三相３レベルインバータ３０の出力電圧指令値（Ｕ相）に対応する電圧波形を出力するためにスイッチング素子に出力されるゲート駆動信号を示す図である。図において、上から順に、三相３レベルインバータ３０の出力電圧指令値（Ｕ相）、三相３レベルインバータ３０のＵ相のレグを構成するスイッチング素子Ｑ１～スイッチング素子Ｑ４を駆動するためのゲート駆動信号の波形である。スイッチング素子Ｑ１～スイッチング素子Ｑ４は一周期当たりオン及びオフが１回ずつスイッチングする。そのため、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子はスイッチング回数が少ないので、スイッチング時間（ターンオン時間及びターンオフ時間）が長いＳｉ－ＩＧＢＴ等の半導体素子を使用することができる。このとき半導体素子のコレクタ―エミッタ間の印加電圧はゲート駆動信号がオフ(すなわち０)の期間に入力コンデンサであるＰ側コンデンサ３１またはＮ側コンデンサ３２の電圧値となり、ゲート駆動信号がオン(すなわち１)の期間の電圧値は０となる（実際には内部による電圧降下分印加される）。
　図５Ｂは、単相インバータ４０の出力電圧指令値（Ｕ相）に対応する電圧波形を出力するためのスイッチング素子に出力されるゲート駆動信号を示す図である。図において、上から順に、単相インバータ４０の出力電圧指令値及びキャリア波（Ｕ相）、単相インバータ４０のＵ相のインバータを構成するスイッチング素子Ｑ１３～スイッチング素子Ｑ１６を駆動するためのゲート駆動信号の波形である。スイッチング素子Ｑ１３～スイッチング素子Ｑ１６は一周期当たり複数回ずつオン及びオフスイッチングする。ＰＷＭ動作する単相インバータ４０を構成するスイッチング素子はスイッチング回数が多いので、スイッチング損失の小さいＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ等の高周波駆動に適した半導体素子を使用すればよい。このとき半導体素子のコレクタ―エミッタ間の印加電圧はゲート駆動信号がオフ(すなわち０)の期間にコンデンサ４１の電圧値となり、ゲート駆動信号がオン(すなわち１)の期間の電圧値は０となる（実際には内部による電圧降下分印加される）。
　単相インバータ４０の各コンデンサ４１の電圧が、三相３レベルインバータ３０の入力コンデンサであるＰ側コンデンサ３１及びＮ側コンデンサ３２の電圧より小さくなるように、例えば、１／２あるいは１／３に設定した場合、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子に印加される電圧は、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子に印加される電圧の１／２あるいは１／３となる。すなわち、いずれのインバータに用いられるかによって印加電圧が異なることになる。これらは３相の電力変換装置でなくても各インバータの出力相電圧のステップ幅を変えることにより複数半導体素子において印加電圧を異ならせることができる。
　次に、中性子線による半導体素子の偶発故障と半導体素子に印加される電圧との関係について説明する。
　宇宙から飛来する中性子線により半導体素子が破壊されるＳＥＢ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｅｖｅｎｔ　Ｂｕｒｎｏｕｔ）現象は、例えば、コレクタとエミッタ間に電圧が印加されたＳｉ－ＩＧＢＴにおいて、中性子線がＳｉ－ＩＧＢＴを構成するＳｉ原子等に衝突し、Ｓｉ－ＩＧＢＴの絶縁耐量が低下することで生じる。Ｓｉ－ＩＧＢＴの絶縁耐量が低下すると、本来の耐圧を担保できない、あるいは過電流が通電され素子破壊に至るためである。このＳＥＢ現象による故障は確率的に発生するものであり、中性子線量に比例して故障確率は上昇するため、高度が高いほど故障確率が上昇することが知られている。また、この現象により発生する偶発故障の耐性を表した指標としてＬＴＤＳ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　ＤＣ　Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）があり、これを用いて半導体素子の故障確率を記述することができる。
　一方、非特許文献１によれば、ＳＥＢ現象による半導体素子の故障確率は半導体素子に印加される電圧を下げると、故障確率は下がる傾向にある。また、同種の半導体素子において、耐圧が高い半導体素子は耐圧が低い半導体素子より故障確率が低いことは自明である。発明者らはこれらの関係を図６Ａ及び図６Ｂを用いて整理した。
　図６Ａは、異なる素子耐圧を有する同種の半導体素子について、半導体素子への印加電圧とＳＥＢ現象による故障確率との関係を示す模式図である。同種素子の耐圧が低、中、高と異なる場合において、例えば半導体素子印加電圧がＶＡの時、半導体耐圧が低いほど故障確率が大きくなる。また、これら半導体のＬＴＤＳ特性により、印加電圧を下げると故障確率は指数関数的に減少する。すなわち半導体素子耐圧またはブレークダウン電圧が異なる同種類の半導体素子において動作電圧（印加電圧）が等しい場合に半導体素子の故障確率は素子耐圧またはブレークダウン電圧に反比例する。
　図において、半導体素子耐圧が高い素子の故障確率を設定値とし、半導体素子耐圧が高い素子の印加電圧がＶＡの時、半導体素子耐圧が中の素子を同じ印加電圧ＶＡで駆動すると故障確率が大きくなってしまうが、半導体素子耐圧が中の素子の印加電圧をＶＢに降圧することで故障確率を設定値に調整できる。すなわち、両者の故障確率を同等にすることができる。同様に半導体素子耐圧が低い素子の印加電圧をＶＡからＶＣに降圧することで故障確率を設定値に調整できる。
　図６Ｂは、種類が異なり、同耐圧（素子耐圧が等しいが、ブレークダウン電圧は等しくなくてもよい）である半導体素子について、半導体素子への印加電圧とＳＥＢによる故障確率との関係を示す模式図である。種類が異なるとは、例えばＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴとの関係である。図において、半導体素子印加電圧がＶＤでは、ＳＥＢ現象による半導体故障確率は素子Ｂの方が素子Ａより大きい。素子Ａの故障確率を設定値とするとき、素子Ｂの印加電圧をＶＤからＶＥに降圧することで故障確率を設定値に調整できる。また、素子Ｂの印加電圧がＶｙにおいては、素子Ａの印加電圧をＶｘにすることで同等の故障確率に調整できる。
　ここで、半導体素子の素子耐圧は、例えばＩＧＢＴではコレクタ－エミッタ間（ＭＯＳＦＥＴであればドレイン-ソース間）に許容される電圧上限値を表しており、この値は各製造メーカによって定められる。半導体素子の素子耐圧により制限される値を超えた電圧が印加された場合、ブレークダウン電圧領域に達し、素子が異常発熱を起こし、破壊に至る。このときの電圧をブレークダウン電圧と言う。ブレークダウン電圧は素子ごとに決まっている（同一素子においても製品バラツキにより異なる場合がある）。
　以上の知見から、本実施の形態のインバータ１０を構成する半導体素子の故障確率の調整方法について説明する。
　上述のとおり、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子に印加される電圧は、設定された比率に基づいて、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子に印加される電圧の例えば、１／２あるいは１／３となる。三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子は、例示したように印加電圧が高いので素子耐圧の高い半導体素子を用い、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子には印加電圧の中または低い半導体素子を用いる。このとき、図６Ａ及び図６Ｂに従って、両者の印加電圧に対して故障確率が同等あるいは近くなるように、素子耐圧及び印加電圧の設定を行う。
　また、スイッチング周波数の観点で、例示したように三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子と単相インバータ４０を構成するスイッチング素子とを異なる種類の半導体素子で構成した場合は、図６Ｂに従って、両者の印加電圧に対して故障確率が同等あるいは近くなるように、素子の種類及び印加電圧の設定を行う。
　複数の半導体素子を備えた電力変換装置においては、例えば、一部に故障確率の著しく低い素子を用いていてもそのメリットを活かせず、全体として信頼性確保のために過剰な耐圧品の使用等の手当をして装置の大型化、重量化及びコストの増加を招いていた。本実施の形態においては、電力変換装置を構成する半導体素子の故障確率を同等あるいは近くなるように設定するので、信頼性を確保しつつ装置の大型化、重量化及びコストの増加を抑制することができる。
　なお、インバータ１０の動作及びインバータ１０を構成する半導体素子の故障確率の調整方法等については、図２Ａの構成を中心に説明したが、図２Ｂの単相インバータ４０を構成するスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ２４は半導体素子であるＨＥＭＴにダイオードが逆並列接続された構造の例であっても同様であるので、説明は省略する。
　以上のように、本実施の形態１によれば、航空機用途等の中性子線の影響を受けやすい環境において使用される電力変換装置であって、複数の半導体素子を用いて構成された電力変換装置３において、半導体素子に印加される電圧、半導体素子の耐圧（素子耐圧またはブレークダウン電圧）、素子の種類を調整することにより複数の半導体素子の故障確率を同等となるようにしたので、信頼性を確保しつつ装置の大型化、重量化及びコストの増加を抑制することができる。
　すなわち、実施の形態１に係る電力変換装置に用いられる複数の半導体素子は、制御装置により生成された駆動信号に基づいてそれぞれ電圧が印加されるが、複数の前記半導体素子は同じ電圧が印加された場合に中性子線による故障確率が異なるものを含むように構成し、それぞれの半導体素子に駆動信号に基づいて生成された電圧が印加されたときに故障確率が同様となるように調整するものである。
　また、本実施の形態１の電力変換装置は、三相３レベルインバータ３０と単相インバータ４０とを備えたインバータ１０、及びインバータ１０の駆動制御を行う制御装置２０を備え、三相３レベルインバータ３０を構成するスイッチング素子には高耐圧の半導体素子を用い、単相インバータ４０を構成するスイッチング素子には、ワイドバンドギャップ半導体により形成された半導体素子を用いて構成し、それらの半導体素子の故障確率を同等となるように調整したので、上記の効果に加え、スイッチング素子の駆動に伴う損失も低減し、高効率な電力変換装置を提供することができる。
　なお、故障確率を同等となるように調整する場合は、故障確率の低い素子に合わせるように耐圧、印加電圧等を調整することが望ましいことは言うまでもない。
　また、同等とは、完全に一致する場合に限らず、同様の効果が奏される範囲で、多少異なる場合も含む。
実施の形態２．
　以下、実施の形態２に係る電力変換装置について図を用いて説明する。
　図７は、実施の形態２に係る電力変換システムの構成を示す概略構成図である。実施の形態１の図１との違いは、電源電圧を調整するためのＤＣ／ＤＣコンバータ５０を電源１とＤＣリンクコンデンサ２との間に設けたことである。実施の形態１においては、接続しＤＣ／ＡＣインバータ１０への入力電圧すなわちスイッチング素子に印加される電圧は電源１の電圧が基準となっていた。しかし、航空機の離陸前後では電力変換装置を動作させながら高度を上昇させるため、離陸前の海抜０ｍ付近でのＳＥＢ現象による故障確率は高度に伴い増加する。ＤＣ／ＡＣインバータ１０へ入力電圧が一定では、高度上昇に伴う半導体素子の故障確率を低減することは困難である。そのため、スイッチング素子に印加する電圧を可変にし、印加電圧を制御可能として半導体素子の故障確率を調整できるようにした。
　図８は、実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ５０の一例として、非絶縁降圧チョッパ回路の回路構成の一例を示す図である。図において、非絶縁降圧チョッパ回路は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２０１及びスイッチング素子Ｑ２０２と、スイッチング素子Ｑ２０１とスイッチング素子Ｑ２０２との接続点ａに一端が接続されたＤＣリアクトル５１とを備える。スイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２は図３Ｂで示したような、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１５これに逆並列接続されたダイオードとで構成される。
　図９Ａ、図９Ｂは、非絶縁降圧チョッパ回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ５０のスイッチング素子の印加電圧（駆動信号）及びＤＣリンクコンデンサ２の電圧を示す図である。図９Ａのようにスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２の導通率を５０％とすると、ＤＣリンクコンデンサ２の電圧は入力電圧の半分に降圧される。また、図９Ｂのようにスイッチング素子Ｑ２０１の導通率が１００％、スイッチング素子Ｑ２０２の導通率が０％とすると、ＤＣリンクコンデンサ２の電圧は入力電圧すなわち、電源１の電圧と等しくなる。
　このように、スイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２を駆動するゲート電圧の通電率に応じてＤＣリンクコンデンサ２に印加される電圧を、
ＤＣリンクコンデンサ電圧=入力電圧×スイッチング素子Ｑ２０１の導通率
で調整することができる。
　このＤＣ／ＤＣコンバータ５０のスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２には電源電圧と等しい電圧が印加されるため、これらスイッチング素子を構成する半導体素子の耐圧またはブレークダウン電圧はインバータ１０のスイッチング素子を構成する半導体素子よりも高いもの用いる必要がある。インバータ１０のスイッチング素子を構成する多数の（２４個）の半導体素子の耐圧を低くすることができ、装置全体の軽量化につながる。
　また、このように非絶縁降圧チョッパであるＤＣ／ＤＣコンバータ５０のスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２の導通率を調整することでインバータ１０を構成する半導体素子の印加電圧を変えることができ、高度上昇に伴い、印加電圧を下げることで故障確率を低減するように調整するとともに、複数の半導体素子の故障確率を同等にするように調整することが可能となる。例えば、故障確率は電力変換装置が搭載される航空機の運航時間の最も長い巡航時の平均高度に基づいて設定する。また、印加電圧は、その印加電圧における故障確率と機体毎に設定された飛行時間とで決まる飛行サイクル寿命が、予め設定された寿命を満たすように、設定する。
　以上のように、実施の形態２によれば、ＤＣリンクコンデンサ２の電圧を降下させるように調整するＤＣ／ＤＣコンバータ５０をさらに設けたので、同じ印加電圧のままであると高度上昇に伴い故障確率が増加するところを、印加電圧を低減することで、故障確率を低減することができる。降下したＤＣリンクコンデンサ２の電圧に基づいて、実施の形態１のように印加電圧を調整すれば、電力変換装置を構成する複数の半導体素子の故障確率を同等にするように調整することが可能となり、電力装置の信頼性を確保することができる。
実施の形態３．
　以下、実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。
スイッチング素子を構成する半導体素子は図３Ａ～図３Ｃに示したように、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴの各トランジスタにダイオードが逆並列接続されている。図３ＢでＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴにＳｉＣ－ダイオードが逆並列接続されている例をとると、この２つの半導体素子も同じ耐圧に対し、ＳＥＢによる故障確率が異なる。１つのスイッチング素子には同じ電圧が印加されることから、故障確率の高い半導体素子が故障に対して律速となる。そこで、故障確率の高い半導体素子の耐圧またはブレークダウン電圧を故障確率の低い半導体素子の耐圧またはブレークダウン電圧よりも大きいものとして構成する。これにより、図６Ａ及び図６Ｂを考慮すると、同じ印加電圧に対して、故障確率を同等あるいは近づけることが可能となり、電力変換装置の信頼性を確保することができる。
実施の形態４．
　以下、実施の形態４に係る電力変換装置について説明する。
　実施の形態１から３では、図２Ａ、図２Ｂで示したように、三相３レベルインバータ３０のスイッチング素子にはＳｉ－ＩＧＢＴが好ましく、単相インバータ４０のスイッチング素子にはＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴが好ましいと述べたが、これらの組み合わせとは異なる任意の選択を行うことも可能である。種類の異なる半導体素子を用いる場合の考え方について以下に説明する。
　非特許文献１のＦｉｇ．６ｂ）には共に１．７ｋＶ耐圧のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとＳｉ－ＩＧＢＴの故障確率が示されている。印加電圧（バイアス）１０００VにおいてはＳｉ－ＩＧＢＴの故障確率はＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの故障確率より大きい。しかし、印加電圧を下げていき、約８７０Vを境にその関係は逆転し、Ｓｉ－ＩＧＢＴの故障確率はＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの故障確率より小さくなる。
　同耐圧で種類の異なる素子においては、故障確率の高い方の素子が律速となる。そのため、故障確率の高い半導体素子の耐圧またはブレークダウン電圧を故障確率の低い半導体素子の耐圧またはブレークダウン電圧よりも大きいものとして構成する。これにより、図６Ａ及び図６Ｂを考慮すると、同じ印加電圧に対して、故障確率を同等あるいは近づけることが可能となり、電力変換装置の信頼性を確保することができる。このような考え方で同じ電圧印加されるスイッチング素子において半導体素子の種類を変更することができる。
　一方、実施の形態１から３において、図２Ａの構成によれば、三相３レベルインバータ３０のスイッチング素子にＳｉ－ＩＧＢＴを用い、単相インバータ４０のスイッチング素子にＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、単相インバータ４０のスイッチング素子のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴには三相３レベルインバータ３０のスイッチング素子のＳｉ－ＩＧＢＴよりも１／２から１／３低い印加電圧を与えることが好ましいとされている。
　図１０に、上述の非特許文献１のＦｉｇ．６ｂ）の１．７ｋＶ耐圧のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとＳｉ－ＩＧＢＴの故障確率を模式的に示す。実線は１．７ｋＶ耐圧のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴとＳｉ－ＩＧＢＴの故障確率の曲線である。この耐圧の素子ではいずれの印加電圧においても、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴにＳｉ－ＩＧＢＴよりも１／２から１／３低い印加電圧を与えることはできない。Ｓｉ－ＩＧＢＴの耐圧をさらに大きなものを設定し、その故障確率曲線（Ｓｉ－ＩＧＢＴ＿＞１．７ｋＶ）を点線に示すが、図のようにＳｉ－ＩＧＢＴの印加電圧ＶＦに対し、１．７ｋＶ耐圧のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴにはＶＦ／２の電圧が印加され、かつ故障確率が同等となる。さらに、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴはＳｉ－ＩＧＢＴより印加電圧が小さいことがわかっているので、耐圧を下げたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。図中一点鎖線はＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの耐圧を１．７ｋＶより小さなものの故障確率曲線（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ＿＜１．７ｋＶ）であるが、ＶＦ／３の電圧が印加され、かつ故障確率が同等となるように設定可能となる。
　以上のように、実施の形態４によれば、種類の異なる半導体素子については故障確率の高い半導体素子の耐圧またはブレークダウン電圧を故障確率の低い半導体素子の耐圧またはブレークダウン電圧よりも大きいものとして構成して、故障確率を同等あるいは近づけるようにしたので、電力変換装置の信頼性を確保することができる。
実施の形態５．
　以下、実施の形態５に係る航空機について説明する。
　図１１は、実施の形態５に係る航空機１００の一例を示す図で、実施の形態１から４で説明した電力変換装置が搭載された状態を示すブロック図である。航空機１００は電動航空機であり、その推進系電力システム６０として、電力源６３、電力源６３に接続された電源（ＤＣ電源）１、電源１に接続され所定の電圧に変換する降圧チョッパ回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ５０、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０で降圧された直流電力を交流電力に変換するインバータ１０、インバータ１０から電力が供給される負荷６１、及びＤＣ／ＤＣコンバータ５０、インバータ１０を制御する制御装置６２を備える。ここで負荷６１は推進力を得るための推進系負荷であり、例えば電動モータである。
　実施の形態１から４の電力変換装置は、航空機１００に搭載される推進系電力システム６０の電動航空機用のインバータ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０として用いられる。中性子線は高度に比例して増加するため、航空機のように上空を飛行するものに従来の電力変換装置を搭載した場合、故障確率が地上で使用する場合に比べて増加する。中性子線による故障を考慮した実施の形態１から４で説明した電力変換装置を備えた推進系電力システム６０に搭載することで、電動航空機用としてのインバータ１０、電動航空機用としてのＤＣ／ＤＣコンバータ５０それぞれに用いられる半導体素子の故障確率を下げることができるとともに、半導体素子の故障確率を同等となるようにしたので、信頼性を確保しつつ装置の大型化、重量化及びコストの増加を抑制することができる。そのため、電動航空機の燃費も向上する。
実施の形態６．
　以下、実施の形態６に係る航空機について説明する。
　図１２は、実施の形態６に係る航空機１００の一例を示す図で、実施の形態１から４で説明した電力変換装置が搭載された状態を示すブロック図である。航空機１００は電動航空機であり、その装備品系電力システム７０として、電力源７４、電力源７４に接続され交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ７２、ＡＣ／ＤＣコンバータ７２に接続された電源（ＤＣ電源）１、電源１に接続され所定の電圧に変換する降圧チョッパ回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータ５０、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０で降圧された直流電力を交流電力に変換するインバータ１０、インバータ１０から電力が供給される負荷７１、及びＤＣ／ＤＣコンバータ５０、インバータ１０、ＡＣ／ＤＣコンバータ７２を制御する制御装置７３を備える。ここで負荷７１は装備品系負荷であり、例えば空調、エンジンスタータ、及び補助電力装置の駆動に用いる電動モータ等を指す。
　実施の形態５と同様に、実施の形態１から４の電力変換装置は、航空機１００に搭載される装備品系電力システム７０の電動航空機用のインバータ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０として用いられる。中性子線は高度に比例して増加するため、航空機のように上空を飛行するものに従来の電力変換装置を搭載した場合、故障確率が地上で使用する場合に比べて増加する。中性子線による故障を考慮した実施の形態１から４で説明した電力変換装置を備えた装備品系電力システム７０に搭載することで、実施の形態５と同様の効果を奏する。
　なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ７２に用いられるスイッチング素子の半導体素子についても実施の形態１から４で説明した、故障確率を同等に合わせるように素子設計を行うことでＡＣ／ＤＣコンバータ７２の故障確率を下げることができるとともに、信頼性を確保しつつ装置の大型化、重量化及びコストの増加を抑制することができる。
　実施の形態５、６に係る航空機のように複数の電力変換装置を具備する場合は、電力変換装置間での半導体素子の故障確率を同等に合わせるように設計するのが望ましい。
　なお、制御装置２０、６２、７３は、ハードウエアの一例を図１３に示すように、プロセッサ１０００と記憶装置２０００から構成される。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１０００は、記憶装置２０００から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１０００にプログラムが入力される。また、プロセッサ１０００は、演算結果等のデータを記憶装置２０００の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
　本開示は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１：電源、　２：ＤＣリンクコンデンサ、　３：電力変換装置、　４：負荷、　１０：インバータ、　１３：ＩＧＢＴ、　１４：ダイオード、　１５：ＭＯＳＦＥＴ、　１６：ダイオード、　１７：ＨＥＭＴ、　１８：ダイオード、　２０：制御装置、　３０：三相３レベルインバータ、　３１：Ｐ側コンデンサ、　３２：Ｎ側コンデンサ、　４０：単相インバータ、　４１：コンデンサ、　５０：ＤＣ／ＤＣコンバータ（非絶縁降圧チョッパ回路）、　５１：ＤＣリアクトル、　６０：推進系電力システム、　６１：負荷、　６２：制御装置、　６３：電力源、　７０：装備品系電力システム、　７１：負荷、　７２：ＡＣ／ＤＣコンバータ、　７３：制御装置、　７４：電力源、　１００：航空機、　１０００：プロセッサ、　２０００：記憶装置

Claims (9)

  1. 　電源と負荷との間に配置され、前記電源からの電力を変換して前記負荷に供給する電力変換装置であって、
    　駆動信号によって制御される半導体素子をそれぞれ備えた複数のスイッチング素子と、
    　前記駆動信号を生成する制御装置と、を備え、
    　複数の前記半導体素子は前記制御装置により生成された前記駆動信号に基づいてそれぞれ電圧が印加されるとともに、複数の前記半導体素子は同じ前記電圧が印加された場合に中性子線による故障確率が異なるものを含み、複数の前記半導体素子は前記駆動信号に基づいて印加されるそれぞれの前記電圧に対して中性子線による故障確率が同等である、電力変換装置。
  2. 　前記半導体素子に印加される電圧、前記半導体素子の素子耐圧またはブレークダウン電圧、及び前記半導体素子の種類に基づいて、複数の前記半導体素子の中性子線による故障確率が同等となるようにした、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記スイッチング素子が４つ直列に接続されたレグが３つ、前記電源に並列に接続された三相３レベルインバータと、前記スイッチング素子のブリッジ回路で構成された各相インバータを３つ有する単相インバータとを備え、前記三相３レベルインバータの前記レグの各中間点がそれぞれ前記単相インバータの前記各相インバータに接続されているＤＣ／ＡＣインバータである、請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電源の電圧を変換する電圧変換回路をさらに備え、前記電圧変換回路により前記半導体素子に印加する電圧を降下させる、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電圧変換回路は、直列に接続された前記スイッチング素子が前記電源に並列に接続され、直列に接続された前記スイッチング素子の中間点に接続されたリアクトルを有する降圧チョッパ回路である請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ及びＨＥＭＴの中の１つの前記半導体素子と、それに逆並列に接続されたダイオードとを含み、１つの前記スイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ及びＨＥＭＴの中の１つの前記半導体素子と前記ダイオードとの中性子線による故障確率が同等である、請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記三相３レベルインバータに設けられた前記スイッチング素子を構成する半導体素子がＳｉ半導体で形成され、前記単相インバータに設けられた前記スイッチング素子を構成する半導体素子がワイドバンドギャップ半導体で形成されている、請求項３に記載の電力変換装置。
  8. 　前記三相３レベルインバータに設けられた前記スイッチング素子を構成する半導体素子がＳｉ－ＩＧＢＴであり、前記単相インバータに設けられた前記スイッチング素子を構成する半導体素子がＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ－ＨＥＭＴである、請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置を搭載した航空機。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2024046903A (ja) * 2022-09-26 2024-04-05 株式会社日立製作所 電力変換装置
WO2024105872A1 (ja) * 2022-11-18 2024-05-23 三菱電機株式会社 電力変換装置、および飛行物体
WO2024247485A1 (ja) * 2023-06-02 2024-12-05 株式会社日立製作所 インバータ制御装置および制御方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114553039B (zh) * 2020-11-25 2025-10-31 华为数字能源技术有限公司 中点箝位逆变器及光伏供电系统
US12525899B2 (en) * 2021-09-03 2026-01-13 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and aircraft equipped with power conversion device
EP4468587A4 (en) 2022-01-19 2025-02-26 Mitsubishi Electric Corporation POWER CONVERSION DEVICE AND AIRCRAFT
WO2023139699A1 (ja) 2022-01-19 2023-07-27 三菱電機株式会社 電力変換装置および航空機
JP7720986B2 (ja) * 2022-03-09 2025-08-08 三菱電機株式会社 電力変換装置
JPWO2023189052A1 (ja) * 2022-03-31 2023-10-05
DE102024201287A1 (de) * 2024-02-13 2025-08-14 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Drei-Level-Stromrichter mit partitioniertem Spannungszwischenkreis, elektrische Maschineneinheit und Verfahren hierzu

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007166815A (ja) * 2005-12-15 2007-06-28 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp インバータ装置及びその過電圧保護方法
WO2009116273A1 (ja) 2008-03-19 2009-09-24 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2018216263A1 (ja) * 2017-05-25 2018-11-29 三菱電機株式会社 点火装置および点火装置の制御方法
US20190152617A1 (en) 2016-02-12 2019-05-23 Siemens Aktiengesellschaft Method for driving an air vehicle, and air vehicle
JP6682049B1 (ja) * 2019-06-25 2020-04-15 三菱電機株式会社 電力変換装置
EP3664268A1 (en) * 2018-12-07 2020-06-10 GE Energy Power Conversion Technology Ltd. Methods of starting an inverter system, and inverter systems

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2800735B2 (ja) 1994-10-31 1998-09-21 日本電気株式会社 半導体装置
CA2425111C (en) 2000-11-03 2010-06-01 Smc Electrical Products, Inc. Microdrive
JP4091595B2 (ja) 2004-12-09 2008-05-28 株式会社東芝 半導体装置
JP6698431B2 (ja) 2016-06-08 2020-05-27 三菱重工業株式会社 耐放射線型電子装置、耐放射線型電子ユニット装置、及びその監視制御方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007166815A (ja) * 2005-12-15 2007-06-28 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp インバータ装置及びその過電圧保護方法
WO2009116273A1 (ja) 2008-03-19 2009-09-24 三菱電機株式会社 電力変換装置
US20190152617A1 (en) 2016-02-12 2019-05-23 Siemens Aktiengesellschaft Method for driving an air vehicle, and air vehicle
WO2018216263A1 (ja) * 2017-05-25 2018-11-29 三菱電機株式会社 点火装置および点火装置の制御方法
EP3664268A1 (en) * 2018-12-07 2020-06-10 GE Energy Power Conversion Technology Ltd. Methods of starting an inverter system, and inverter systems
JP6682049B1 (ja) * 2019-06-25 2020-04-15 三菱電機株式会社 電力変換装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
AKIN AKTURKJAMES MCGARRITYNEIL GOLDSMANDANIEL J. LICHTENWALNERBRETT HULLDAVE GRIDERRICHARD WILKINS: "The Effects of Radiation on the Terrestrial Operation of SiC MOSFETs", IEEE INTERNATIONAL RELIABILITY PHYSICS SYMPOSIUM, 2018, pages 1 - 5
See also references of EP4213362A4

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2024046903A (ja) * 2022-09-26 2024-04-05 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP7773453B2 (ja) 2022-09-26 2025-11-19 株式会社日立製作所 電力変換装置
WO2024105872A1 (ja) * 2022-11-18 2024-05-23 三菱電機株式会社 電力変換装置、および飛行物体
WO2024247485A1 (ja) * 2023-06-02 2024-12-05 株式会社日立製作所 インバータ制御装置および制御方法

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