WO2022054199A1 - オープン巻線モータ駆動装置 - Google Patents

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正樹 金森
嘉隆 内山
慶一 加藤
健太 山本
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    • H02P2201/11—Buck converter, i.e. DC-DC step down converter decreasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor

Definitions

  • An embodiment of the present invention relates to a device for driving a motor having an open winding structure.
  • the DC link common method that shares the DC link voltage of two inverters is the simplest without the need to insulate the circuit.
  • the zero-axis current flows through the motor.
  • the zero-axis current is generated because a path is formed in which the three-phase winding of the motor flows in the same direction and returns through either the upper or lower DC link portion. Since the zero-axis current is a motor, it increases the harmonic component of the motor current, which causes problems such as an increase in torque ripple and an increase in loss in the inverter.
  • the zero-axis current is classified into a frequency component three times the motor current frequency and a carrier frequency component used for PWM control. Since the triple frequency component is a relatively low frequency, it can be dealt with by feedback control or the like (see Patent Document 2), but since the carrier frequency component is generated in each switching cycle, a method for generating a signal for driving the inverter is used. Need to consider.
  • the three-phase windings are independent of each other, and are connected to three output terminals of the six output terminals of the motor having an open winding structure having six output terminals.
  • the next-side inverter By controlling the next-side inverter, the secondary-side inverter connected to the remaining three output terminals of the motor, and the primary-side and secondary-side inverters, the current and rotational speed that energize the motor. It is provided with a control unit for controlling. Then, DC power is supplied to the primary side and secondary side inverters, and the control unit has the primary side and secondary side inverters according to a switching pattern in which the number of phases at which the switching elements are turned on is equal.
  • one of the three phase outputs keeps ON only for the upper switching element, and the other one phase is lower during one cycle of the electric angle of the motor over a plurality of carrier cycles of the PWM control. Only the side switching element is kept ON, and the remaining one phase is provided with a switching pattern in which ON and OFF of the upper and lower switching elements are alternately performed so as to be opposite to each other. It was
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a space voltage vector.
  • FIG. 3 is a diagram showing each signal waveform by simulation when the modulation factor is 1.0 in general sine wave modulation.
  • FIG. 4 is a diagram showing each signal waveform by simulation when the modulation factor is 1.15 in general sine wave modulation.
  • FIG. 5 is a diagram showing each signal waveform by simulation when the modulation factor is 1.0 in the control of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing each signal waveform by simulation when the modulation factor is 1.15 in the control of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a waveform of a noise terminal voltage when the modulation factor is 1.15 in the conventional sinusoidal modulation and the control of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a second embodiment and is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive device.
  • FIG. 9 is a third embodiment and is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive device.
  • FIG. 1 shows the configuration of the motor drive system of the present embodiment.
  • the motor 10 is assumed to be a three-phase permanent magnet synchronous motor, an inducer, or the like, but in the present embodiment, it is a permanent magnet synchronous motor, a so-called sensorless DC brushless motor.
  • the three-phase windings of the motor 10 are not connected to each other and both terminals are in an open state. That is, the motor 10 includes six winding terminals Ua, Va, Wa, Ub, Vb, and Wb.
  • the motor 10 drives, for example, a compressor of an air conditioner at a variable speed.
  • the three-phase primary side inverter 1 and the three-phase secondary side inverter 2 are configured by connecting an IGBT 3 which is a switching element to each other in a three-phase bridge, and these are configured by connecting a converter 5 to one end side via a DC reactor 4. Are connected in parallel to.
  • the primary side inverter 1 and the secondary side inverter 2 may be referred to as INV1 and INV2, respectively.
  • a freewheel diode 6 is connected between the collector and the emitter of the IGBT 3.
  • Each phase output terminal of the inverter 1 is connected to the winding terminals Ua, Va, Wa of the motor 10, and each phase output terminal of the inverter 2 is connected to the winding terminals Ub, Vb, Wb of the motor 10, respectively.
  • the primary side inverter 1 and the secondary side inverter 2 may be configured by using three single-phase inverters.
  • the converter 5 is a rectifier circuit in which diodes are connected by a three-phase bridge, and the input side is connected to the three-phase AC power supply 7 via a noise filter NF.
  • a smoothing capacitor 8 is connected in parallel to the DC reactor 4 side of the inverter 1.
  • the voltage sensor 9 detects the terminal voltage VDC of the smoothing capacitor 8 and outputs it to the control device 12.
  • a current sensor 11 for detecting each phase current Iu, Iv, Iw is arranged between each phase output terminal of the inverter 1 and the winding terminal Ua, Va, Wa of the motor 10, and the detected phase current. Iu, Iv, and Iw are input to the control device 12.
  • the control device 12 is given a speed command value ⁇ Ref from a higher-level control device in a system using the motor 10, for example, a controller of an air conditioner, so that the estimated motor speed ⁇ matches the speed command value ⁇ Ref .
  • the control device 12 generates PWM signals U1 + to W1- and U2 + to W2- to be given to the gates of the IGBTs 3 constituting the inverters 1 and 2 based on the phase currents Iu, Iv, and Iw detected by the current sensor 11. ..
  • the field weakening control unit 13 changes the d-axis current command value I dref , which is an output when the motor rotates at high speed. Specifically, the d-axis current command value I def is maintained at "0" until the voltage command values D' u1 to D' w2 of the PWM signal input from the space vector modulator described later become maximum. When each phase command value of the PWM signal, that is, the voltage command values D' u1 to D' w2 reaches the maximum, a negative d-axis current command value I dref is generated and output to the current control unit 14.
  • the speed control unit 15 When the negative d-axis current command value I def is generated, the phase of the current by the inverters 1 and 2 with respect to the rotor position of the motor advances.
  • the speed control unit 15 generates a q-axis current command value I qref according to the difference between the speed command value ⁇ Ref and the motor speed ⁇ , and outputs the q-axis current command value I qref to the current control unit 14.
  • the current control unit 14 responds to the difference between the d, q-axis current command values I def, I qref and the d, q-axis currents Id, Iq obtained by coordinate-converting the phase currents Iu, Iv, Iw.
  • the d and q axis voltages Vd and Vq are generated and output to the dq / ⁇ conversion unit 16.
  • the dq / ⁇ conversion unit 16 converts the d, q-axis voltage Vd, Vq into the ⁇ -axis voltage V ⁇ , V ⁇ by the rotor rotation position ⁇ of the motor 10 obtained from each phase current Iu, Iv, Iw, and space vector modulation. Output to unit 17.
  • the 3 ⁇ / dq coordinate conversion unit 18 converts the phase currents Iu, Iv, Iw detected by the current sensor 11 into dq axis coordinates to generate the above-mentioned d, q axis currents Id, Iq, and the rotor rotation position ⁇ . To generate.
  • the speed estimation unit 19 estimates the motor speed ⁇ described above based on the rotor rotation position ⁇ .
  • the space vector modulation unit 17 performs space vector operations from the ⁇ axis voltages V ⁇ and V ⁇ , and sets the command values before each phase correction of the inverter 1, that is, the command values Du1 , D v1 , and D w1 of the output voltage before the upper limit regulation.
  • the command values D u2 , D v2 , and D w2 before each phase correction of the inverter 2 are generated and output to the modulation factor upper limit setting unit 20.
  • the modulation factor upper limit setting unit 20 sets the upper limit of the modulation factor of the switching control signal by PWM control to 1.15, which is larger than 1.
  • the voltage command values D' u1 , D' v1 , D' w1 which are the upper limit set according to this setting, and the phase command values D' u2 , D' v2 , D' w2 of the inverter 2. Is generated and output to the PWM signal generation unit 21.
  • the modulation factor upper limit setting unit 20 when each phase pre-correction command value Du1 to D w2 exceeds 1.15, each phase pre-correction command value D' u1 , D'restricting the upper limit to 1.15. It is changed to v1 , D' w1 , D' u2 , D' v2 , D' w2 . Therefore, the maximum value of the modulation factor of each phase command value, that is, the command values D' u1 to D' w2 of the output voltage is 1.15.
  • the PWM signal generation unit 21 gives a predetermined duty switching signal, PWM signal U1 ⁇ , V1 ⁇ , W1 to the gates of each IGBT 3 constituting the inverters 1 and 2 from the input phase command values D' u1 to D' w2 .
  • ⁇ , U2 ⁇ , V2 ⁇ , W2 ⁇ are generated and output.
  • the generation of the PWM signal, which is a switching signal, will be described in detail later, but is performed by comparing the magnitude of each phase command value D' u1 , to D' w2 with a triangular wave having a predetermined carrier frequency, for example, 5 kHz, which is a carrier. ..
  • the zero-axis current is generated by the zero-axis voltage, and the zero-axis voltage is the difference between the average values of the three-phase voltages of the inverters 1 and 2, respectively.
  • the polarity of the zero-axis voltage fluctuates positively and negatively according to the switching state of each inverter 1 and 2, the zero-axis current increases during the period when the zero-axis voltage is generated on the positive side, and the zero-axis voltage becomes negative.
  • the zero-axis current decreases during the period of occurrence. Therefore, when the zero-axis voltage becomes zero, the fluctuation of the carrier frequency component, which is the ripple of the zero-axis current, also disappears.
  • the generation state of the zero-axis voltage depends on the number of phases in which the IGBT 3 is ON in the inverters 1 and 2, and when the number of ON phases in the inverters 1 and 2 is different, it is generated positively or negatively according to the difference. .. That is, if the number of ON phases of the inverters 1 and 2 can be made uniform, the zero-axis voltage will not be generated. However, in the normally performed sinusoidal energization and sinusoidal modulation, the number of ON phases of the inverters 1 and 2 cannot always be matched.
  • the switching pattern of the inverters 1 and 2 that suppress the zero-axis current is examined by the space voltage vector.
  • V1 (100) indicates a state in which the U-phase upper arm is ON, the V-phase upper arm is OFF, and the W-phase upper arm is OFF.
  • the switching pattern that generates the voltage applied to the motor 10 and does not generate the zero-axis voltage that acts equally on the three phases is the two inverters 1 and 2.
  • the number of ON phases is the same, and at least two of the ON phases are inconsistent.
  • This pattern has 12 patterns of V15, V24, V26, V35, V31, V46, V42, V51, V53, V62, V64, and V13 in the space voltage vector of 64.
  • the PWM waveform corresponding to each voltage vector is also shown.
  • the above 12 patterns are paired with each other and placed at the vertices to draw a regular hexagon and divided into 6 sectors. For example, in order to output the vector belonging to the sector 4 indicated by the arrow in FIG. 2, the energization time of each of the voltage vectors V42 and V31 is adjusted.
  • the first and second vector patterns corresponding to the first and second switching patterns are defined as follows. ⁇ First vector pattern> A pattern that generates a voltage applied to the motor 10 and does not generate a zero-axis voltage that acts equally on the three phases. It corresponds to the above-mentioned 12 patterns.
  • ⁇ Second vector pattern> A pattern in which a voltage acting between the phases of the motor 10 is not generated, and a zero-axis voltage acting equally on the three phases is not generated.
  • V77 and V00 are the second vector patterns common to all sectors.
  • the space vector modulator 17 determines which sector the space voltage vector, which is determined by the magnitudes of the input ⁇ axis voltages V ⁇ and V ⁇ , belongs to, and sets two first vector patterns according to the determined sector. select. As described above, if the vector belongs to sector 4, the first vector pattern is V42 and V31, and the calculation is performed from the ⁇ axis voltages V ⁇ and V ⁇ including the magnitudes of V77 and V00. Since the magnitude of the three-phase voltage of each of the inverters 1 and 2 can be obtained by the above calculation, each phase command value Du1 to Dw2 is determined and output by dividing by the DC voltage VDC .
  • the modulation factor is obtained from the voltage to be output by the inverter, and the larger the modulation factor, the larger the output voltage command.
  • the modulation factor exceeds "1"
  • the harmonic distortion and controllability of the output voltage deteriorate, but the output voltage can be increased.
  • it is used up to a modulation factor of about 1.15.
  • the modulation factor is 1.0 on the circumference indicated by the broken line, which is the inscribed circle of the regular hexagon, and when it is extended to the regular hexagon tangent to the circumference indicated by the solid line, which is the circumscribed circle.
  • the modulation factor is 2 / ⁇ 3 ⁇ 1.15.
  • each phase command value D' u1 to D' w2 and the vertical axis of the uppermost figure in FIGS. 3 and 4 change in the range of -1.0V to + 1.0V.
  • a magnitude comparison with the carrier signal of the sine wave is performed.
  • the duty which is the ON / OFF timing of the switching elements of the inverters 1 and 2 during the carrier cycle of the triangular wave is determined.
  • the amplitude of the carrier signal of the triangular wave corresponds to the DC voltage.
  • the output voltage of the converter 5, that is, the DC power supply voltage Vdc of the inverters 1 and 2 is about 280V. Therefore, the amplitude width of the triangular wave carrier signal of ⁇ 1.0V to +1.0V corresponds to ⁇ Vdc / 2 (about ⁇ 140V) to Vdc / 2 (about +140V) as the output voltage of the inverter.
  • each phase command value D' u1 to D' w2 is ⁇ 1.0V to +1.0V
  • the modulation factor becomes 1.0
  • each phase command value D' u1 to D' w2 If the fluctuation range is -1.15V to + 1.15V, the modulation factor is 1.15. If the fluctuation range of each phase command value D' u1 to D' w2 falls within the range of ⁇ 1.0 V to +1.0 V, the modulation factor becomes less than 1.0. When the modulation factor becomes 1.15, each phase command value D' u1 to D' w2 is the carrier amplitude near the maximum amplitude of the sine wave, that is, -1.0V to + 1.0V on the vertical axis in FIGS.
  • the inverter output voltage is defined with reference to the neutral point of the DC part
  • the output voltage when the upper phase is turned on is V dc / 2
  • the output voltage when the lower phase is turned on is -V dc / 2.
  • the output voltage becomes V dc / 6, ⁇ V dc / 6 due to the switching state of the other two phases.
  • the common mode voltage is the average value of the three-phase output voltage, and when the modulation factor is 1.0 or less, it becomes a four-level waveform in all sections. Therefore, the change width ⁇ V com of the common mode voltage is V dc / 3.
  • FIGS. 5 and 6 are equivalent to FIGS. 3 and 4 when the modulation factors are 1.0 and 1.15, respectively, for the control method of the present embodiment.
  • the voltage command values D' u1 to D' w2 of each phase are not sinusoidal. It should be noted that when this switching pattern is adopted, the command value of one phase always shows the minimum, and the command value of the other phase shows the minimum during the period when any one of D' u1 to D' w2 shows the maximum. It is a point.
  • the command value when the modulation factor exceeds 1.0, the command value continuously exceeds + 1.0 V in the vicinity of the maximum command value in any phase, and the command value continuously exceeds + 1.0 V in the vicinity of the minimum command value.
  • the command value is continuously below the minimum value of the triangular wave that is the carrier, -1.0V, that is, below -1.0V.
  • the upper phase of one phase of the inverter is solid ON, the other one phase is solid OFF, in other words, the lower phase is solid ON. Then, only the remaining one phase is in a state of switching.
  • the modulation factor increases to 1.15, the period in which the command value continuously exceeds 1.0 V and the period in which the command value continuously falls below ⁇ 1.0 V expands.
  • the upper phase of the inverter is solid ON, the other phase is solid OFF, and only the remaining one phase is switched.
  • the common mode voltage can take only two levels of V dc / 6, ⁇ V dc / 6. That is, it can be seen that as the modulation factor increases from 1.0, the fluctuation range and the number of fluctuations of the common mode voltage decrease significantly, and the fluctuation of the common mode current decreases.
  • FIGS. 5 and 6 the peak value of the common mode current is increased as compared with FIGS. 3 and 4, but this is the result of the simulation, and the switching elements of the inverters 1 and 2 are actually turned on. Since a short-time deviation occurs in the change of the inverter output voltage with respect to turning off and a deviation occurs in the timing of the change of the common mode voltage, the peak value of the common mode current is also shown in FIGS. 3 and 3 in the control of FIGS. 5 and 6. It will be almost the same as 4.
  • the three-phase windings are independent of each other, and the primary side inverter 1 connected to three of the six output terminals of the motor 10 having the open winding structure and the remaining three.
  • a secondary side inverter 2 connected to one output terminal is provided, and the control device 12 controls the current and the rotation speed of energizing the motor 10 by controlling the primary side and the secondary side inverters 1 and 2.
  • DC power is supplied to the inverters 1 and 2, and the control device 12 PWM-controls the inverters 1 and 2 by a switching pattern in which the number of phases at which each IGBT 3 is turned on is equal, and the motor 10 over a plurality of cycles.
  • the control device 12 PWM-controls the inverters 1 and 2 by a switching pattern in which the number of phases at which each IGBT 3 is turned on is equal, and the motor 10 over a plurality of cycles.
  • the control device 12 PWM-controls the inverters 1 and 2 by a switching pattern in which the number of phases at which each IGBT
  • the control of the first embodiment obtains a noise reduction effect of 3 dB or more over a wide frequency range in the noise terminal voltage as compared with the conventional sinusoidal modulation control. You can see that it has been done.
  • the control device 22 of the second embodiment includes a timing delay unit 24 inside the PWM signal generation unit 23 instead of the PWM signal generation unit 21.
  • the timing delay unit 24 imparts a delay time of, for example, several hundred ns to several ⁇ s to the PWM signals U2 ⁇ , V2 ⁇ , W2 ⁇ given to the gate of the IGBT 3 on the inverter 2 side.
  • the timing delay unit 24 actively assigns a delay time to the PWM signals U2 ⁇ , V2 ⁇ , W2 ⁇ on the inverter 2 side, so that the inverters 1 and 2 line up.
  • the peak of the common mode current is reduced by positively shifting the switching timing.
  • the IGBT 25 is connected between the converter 5 and the reactor 4 with the collector on the reactor 4 side. Further, a diode 26 in the opposite direction is connected between the collector of the IGBT 25 and the ground.
  • the step-down circuit 27 is composed of the reactor 4, the IGBT 25 and the diode 26.
  • the control device 28 controls the output voltage of the converter 5 to step down by the step-down circuit 27, so that the modulation factor of the inverters 1 and 2, for example, is always larger than 1.0 even when the motor 10 is driven at a low rotation speed. Will be able to be set to.
  • one of the three-phase outputs keeps ON only the upper switching element in one cycle of the electric angle of the motor over a plurality of carrier cycles of PWM control.
  • the other one phase keeps ON only for the lower switching element, and the remaining one phase is common by using a switching pattern in which ON and OFF of the upper and lower switching elements are alternately performed so as to be opposite to each other.
  • the mode current can be reduced to improve the EMI characteristics.
  • the output voltage of the step-down circuit 27 is adjusted so that the modulation factor becomes larger than 1.0 with respect to the required rotation speed of the motor 10. For example, the output voltage of the step-down circuit 27 is lowered when the motor 10 has a low rotation speed so that the modulation factor is maintained at 1.15, and the output voltage of the step-down circuit 27 is increased as the rotation speed of the motor 1 increases. go. It was
  • the modulation factor is not limited to 1.15 and may be set to a value larger than 1.0.
  • the PWM signal of the primary side inverter 1 may be delayed.

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Abstract

実施形態によれば、３相巻線がそれぞれ独立なオープン巻線構造のモータ１０が備える６つのうち３つの出力端子に接続される１次側インバータ１と、残り３つの出力端子に接続される２次側インバータ２とを備え、制御装置１２は、１次側及び２次側インバータ１，２を制御することでモータ１０に通電する電流及び回転速度を制御する。インバータ１及び２には直流電力が供給され、制御装置１２は、それぞれのＩＧＢＴ３がＯＮになる相数が等しくなるスイッチングパターンによってインバータ１及び２をＰＷＭ制御すると共に、ＰＷＭ制御の複数のキャリア周期に亘り、モータ１０の電気角１周期中において、３相出力のうち１相は上側ＩＧＢＴ３のみＯＮを継続し、他の１相は下側ＩＧＢＴ３のみＯＦＦを継続し、残りの１相は上側，下側ＩＧＢＴ３のＯＮ，ＯＦＦが互いに逆相となるように交互に行うスイッチングパターンとする。

Description

オープン巻線モータ駆動装置
　本発明の実施形態は、オープン巻線構造のモータを駆動する装置に関する。
　オープン巻線モータを２台のインバータによって駆動する技術がある。この技術は、モータを高速で回転させる場合等にインバータの出力電圧を増大させることができる。このため、低負荷低回転時から高負荷高回転までの幅広い運転範囲を必要とする空調機や熱源機器等のヒートポンプ機器の圧縮機駆動に適用する際には、非常に大きな効果が期待できる。
　上記駆動の方式が複数あるうち、例えば特許文献１に開示されているように、２台のインバータの直流リンク電圧を共有化するＤＣリンク共通方式は、回路の絶縁等を行う必要がなく最もシンプルな構成であるが、モータに零軸電流が流れてしまう。零軸電流は、モータの３相巻線を同方向に流れ、上下何れかの直流リンク部を介して還流する経路が形成されるために発生する。零軸電流はモータため、モータ電流の高調波成分を増大させるため、トルクリップルの増加やインバータにおける損失が増加するという問題がある。
国際公開ＷＯ２０１６／１２５５５７号 特開２０２０－３１４５８号公報
　零軸電流は、モータ電流周波数の３倍周波数成分と、ＰＷＭ制御に用いるキャリア周波数成分とに分類される。３倍周波数成分は、比較的低周波であるからフィードバック制御等で対応可能であるが（特許文献２参照）、キャリア周波数成分はスイッチング周期毎に発生するため、インバータを駆動する信号の生成方法を考慮する必要がある。
　また、オープン巻線モータを２台のインバータで駆動すると、モータ巻線の両端からコモンモード電圧を印加することになり、１台のインバータで駆動する一般的なスター結線モータよりも対地容量が見かけ上大きくなることで、コモンモードノイズが大幅に増加してしまう。
　そこで、零軸電流のキャリア周波数成分を抑制すると共にコモンモードノイズを低減できるオープン巻線モータモータ駆動装置を提供する。
　実施形態のオープン巻線モータ駆動装置は、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの出力端子を備えるオープン巻線構造のモータが備える６つの出力端子のうち３つの出力端子に接続される１次側インバータと、前記モータの出力端子の残り３つの出力端子に接続される２次側インバータと、前記１次側及び２次側インバータを制御することで、前記モータに通電する電流及び回転速度を制御する制御部を備える。そして、前記１次側及び２次側インバータには、直流電力が供給され、前記制御部は、それぞれのスイッチング素子がＯＮになる相数が等しくなるスイッチングパターンによって前記１次側及び２次側インバータをＰＷＭ制御すると共に、前記ＰＷＭ制御の複数のキャリア周期に亘り、前記モータの電気角１周期中において、３相出力のうち１相は上側スイッチング素子のみＯＮを継続し、他の１相は下側スイッチング素子のみＯＮを継続し、残りの１相は上側，下側スイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦが互いに逆相となるように交互に行うスイッチングパターンを備える。　
図１は、第１実施形態であり、モータ駆動装置の回路構成を示す図である。 図２は、空間電圧ベクトルを示す図である。 図３は、一般的な正弦波変調において変調率を１．０とした場合のシミュレーションによる各信号波形を示す図である。 図４は、一般的な正弦波変調において変調率を１．１５とした場合のシミュレーションによる各信号波形を示す図である。 図５は、第１実施形態の制御において変調率を１．０とした場合のシミュレーションによる各信号波形を示す図である。 図６は、第１実施形態の制御において変調率を１．１５とした場合のシミュレーションによる各信号波形を示す図である。 図７は、従来の正弦波変調と第１実施形態の制御とで、変調率を１．１５とした場合の雑音端子電圧の波形を示す図である。 図８は、第２実施形態であり、モータ駆動装置の回路構成を示す図である。 図９は、第３実施形態であり、モータ駆動装置の回路構成を示す図である。
　　（第１実施形態）
　以下、第１実施形態について図１から図６を参照して説明する。図１は、本実施形態のモータ駆動システムの構成を示す。モータ１０は、３相の永久磁石同期モータや誘導機などが想定されるが、本実施形態では永久磁石同期モータ、所謂センサレスＤＣブラシレスモータとする。モータ１０の３相巻線は、それぞれが互いに結線されず両端子がオープン状態となっている。つまり、モータ１０は６つの巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂを備えている。モータ１０は、例えば空気調和機の圧縮機を可変速駆動する。
　三相の１次側インバータ１及び三相の２次側インバータ２は、それぞれスイッチング素子であるＩＧＢＴ３を３相ブリッジ接続して構成されており、これらは一端側に直流リアクトル４を介してコンバータ５に並列に接続されている。尚、１次側インバータ１    , ２次側インバータ２を、それぞれＩＮＶ１，ＩＮＶ２と称することがある。ＩＧＢＴ３のコレクタ，エミッタ間には、フリーホイールダイオード６が接続されている。インバータ１の各相出力端子はモータ１０の巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａにそれぞれ接続され、インバータ２の各相出力端子はモータ１０の巻線端子Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂにそれぞれ接続されている。尚、単相インバータを３個用いて１次側インバータ１及び２次側インバータ２を構成しても良い。
　コンバータ５は、ダイオードを３相ブリッジ接続した整流回路であり、入力側がノイズフィルタＮＦを介して３相交流電源７に接続される。インバータ１の直流リアクトル４側には、平滑コンデンサ８が並列に接続されている。電圧センサ９は、平滑コンデンサ８の端子電圧ＶＤＣを検出して制御装置１２に出力する。インバータ１の各相出力端子とモータ１０の巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａとの間には、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する電流センサ１１が配置されており、検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、制御装置１２に入力される。
　制御装置１２には、モータ１０を利用するシステムにおける上位の制御装置、例えば空気調和機の制御器から速度指令値ωＲｅｆが与えられ、速度指令値ωＲｅｆに推定したモータ速度ωが一致するように制御を行う。制御装置１２は、電流センサ１１が検出した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、インバータ１及び２を構成する各ＩＧＢＴ３のゲートに与えるＰＷＭ信号Ｕ１＋～Ｗ１－，Ｕ２＋～Ｗ２－を生成する。
　弱め界磁制御部１３は、モータの高速回転時に出力であるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを変更する。具体的には、後述する空間ベクトル変調部より入力されるＰＷＭ信号の電圧指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２が最大になるまでは、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを「０」に維持し、ＰＷＭ信号の各相指令値，つまり電圧指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２が最大に至った場合に負のｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを生成し、電流制御部１４に出力する。負のｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆが生成されると、モータのロータ位置に対するインバータ１，２による電流の位相が進むことになる。速度制御部１５は、速度指令値ωＲｅｆとモータ速度ωとの差分に応じてｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを生成し、電流制御部１４に出力する。
　電流制御部１４は、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標変換して得られたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑとの差に応じてｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを生成し、ｄｑ／αβ変換部１６に出力する。ｄｑ／αβ変換部１６は、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗより得られるモータ１０のロータ回転位置θにより、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑをαβ軸電圧Ｖα，Ｖβに変換し、空間ベクトル変調部１７に出力する。
　３φ／ｄｑ座標変換部１８は、電流センサ１１により検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ軸座標に変換して上述したｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを生成すると共に、ロータ回転位置θを生成する。速度推定部１９は、ロータ回転位置θに基づいて上述したモータ速度ωを推定する。
　空間ベクトル変調部１７は、αβ軸電圧Ｖα，Ｖβから空間ベクトル演算を行い、インバータ１の各相補正前指令値，つまり上限規制前の出力電圧の指令値Ｄｕ１,Ｄｖ１,Ｄｗ１と、インバータ２の各相補正前指令値Ｄｕ２,Ｄｖ２,Ｄｗ２を生成し、変調率上限設定部２０に出力する。変調率上限設定部２０は、ＰＷＭ制御によるスイッチング制御信号の変調率の上限を１より大きい１．１５に設定している。この設定に応じて上限設定された各相指令値である電圧指令値Ｄ’ｕ１,Ｄ’ｖ１,Ｄ’ｗ１と、インバータ２の各相指令値Ｄ’ｕ２,Ｄ’ｖ２,Ｄ’ｗ２とを生成し、ＰＷＭ信号生成部２１に出力する。変調率上限設定部２０では、各相補正前指令値Ｄｕ１～Ｄｗ２が１．１５を超えている場合、その上限を１．１５に規制した各相補正前指令値Ｄ’ｕ１,Ｄ’ｖ１,Ｄ’ｗ１、Ｄ’ｕ２,Ｄ’ｖ２,Ｄ’ｗ２に変更するものである。したがって、各相指令値，つまり出力電圧の指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２は、その変調率の最大値が１．１５となる。
　ＰＷＭ信号生成部２１は、入力された各相指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２よりインバータ１及び２を構成する各ＩＧＢＴ３のゲートに与える所定デューティのスイッチング信号，ＰＷＭ信号Ｕ１±，Ｖ１±，Ｗ１±，Ｕ２±，Ｖ２±，Ｗ２±を生成して出力する。スイッチング信号であるＰＷＭ信号の生成は、詳細は後述するが、各相指令値Ｄ’ｕ１,～Ｄ’ｗ２とキャリアである、所定のキャリア周波数、例えば５ｋＨｚ、の三角波との大小比較により行われる。
　次に、本実施形態においてキャリア周波数成分の零軸電流を抑制する制御について説明する。零軸電流は零軸電圧により発生し、零軸電圧はインバータ１，２それぞれの３相電圧の平均値の差分である。零軸電圧は、各インバータ１，２のスイッチング状態に応じて極性が正負に変動し、零軸電圧が正側に発生している期間に零軸電流は増加し、零軸電圧が負側に発生している期間に零軸電流は減少する。したがって、零軸電圧がゼロになれば、零軸電流のリップルであるキャリア周波数成分の変動もなくなる。
　また、零軸電圧の発生状態は、インバータ１，２においてＩＧＢＴ３がＯＮしている相数に依存し、インバータ１，２でＯＮの相数が異なる際に、その差に応じて正負に発生する。つまり、インバータ１，２のＯＮ相数を揃えることができれば、零軸電圧は発生しなくなる。しかしながら、通常行われている正弦波通電，正弦波変調では、インバータ１，２のＯＮ相数を常に一致させることはできない。
　ここで、零軸電流を抑制するインバータ１，２のスイッチングパターンを、空間電圧ベクトルによって検討する。一般的な、モータを３相インバータにより通電する場合の空間電圧ベクトルは、Ｖ０～Ｖ７の８つである。例えばＶ１（１００）は、Ｕ相上アームがＯＮ，Ｖ，Ｗ相の上アームはＯＦＦという状態を示す。これに対して、本実施形態のように、オープン巻線モータを２台のインバータにより通電する場合の空間電圧ベクトルの種類数は、８×８＝６４となる。
　これらの空間電圧ベクトルと零軸電圧との関係を考えると、モータ１０に印加する電圧を発生させ、且つ３相に等しく作用する零軸電圧を発生させないスイッチングパターンは、２台のインバータ１，２それぞれのＯＮ相数が同じでＯＮする相の少なくとも２つが不一致となるものである。このパターンは６４の空間電圧ベクトル中に、Ｖ１５，Ｖ２４，Ｖ２６，Ｖ３５，Ｖ３１，Ｖ４６，Ｖ４２，Ｖ５１，Ｖ５３，Ｖ６２，Ｖ６４，Ｖ１３の１２パターン存在する。
　図２では、各電圧ベクトルに対応するＰＷＭ波形も合わせて示している。上記１２のパターンを２つずつのペアとし頂点に配置して正六角形を描き、６つのセクタに分ける。例えば、図２中に矢印で示すセクタ４に属するベクトルを出力するには、電圧ベクトルＶ４２，Ｖ３１それぞれの通電時間を調整する。各電圧ベクトルのＰＷＭ波形は、
Ｖ４２：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＮ）
　　　　インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（ＯＮ，ＯＮ，ＯＦＦ）
Ｖ３１：インバータ１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（ＯＦＦ，ＯＮ，ＯＦＦ）
　　　　インバータ２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）＝（ＯＮ，ＯＦＦ，ＯＦＦ）
である。これらに、インバータ１，２の全相がＯＮとなるＶ７７，全相がＯＦＦとなるＶ００を加える。各ベクトルのＰＷＭ波形から分かるように、これらのパターンのみを使用すれば、インバータ１，２のＯＮ相数が完全に一致するので、零軸電圧Ｖ０が発生しない。つまり、このＰＷＭスイッチングパターンで通電すれば、零軸電流のキャリア成分のリップルを抑制できる。
　本実施形態では、第１，第２スイッチングパターンに相当する第１，第２ベクトルパターンを以下のように定義する。
　＜第１ベクトルパターン＞
　モータ１０に印加する電圧を発生させ、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生しないパターン。上述した１２のパターンに相当する。
　＜第２ベクトルパターン＞
　モータ１０の相間に作用する電圧を発生させず、且つ３相に等しく作用する零軸電圧が発生しないパターン。Ｖ７７，Ｖ００が、全てのセクタに共通する第２ベクトルパターンである。
　空間ベクトル変調部１７では、入力されたαβ軸電圧Ｖα，Ｖβの大きさにより定まる空間電圧ベクトルが６つのうちどのセクタに属するかを判別し、判別したセクタに応じて２つの第１ベクトルパターンを選択する。上述のように、セクタ４に属するベクトルであれば第１ベクトルパターンはＶ４２，Ｖ３１であり、Ｖ７７，Ｖ００の大きさも含めてαβ軸電圧Ｖα，Ｖβより演算する。以上の演算によりインバータ１，２それぞれの３相電圧の大きさが得られるので、直流電圧ＶＤＣで除して各相指令値Ｄｕ１～Ｄｗ２を決定し、出力する。
　次に、変調率とコモンモード電圧との関係について検討する。変調率は、インバータが出力すべき電圧から求められ、変調率が大きいほど出力電圧指令が大きくなる。変調率が「１」を超える値になると、出力電圧の高調波歪や制御牲は悪化するが、出力電圧を増大できる。一般的に、変調率１．１５程度まで利用されている。
　図２の空間電圧ベクトル図では、正六角形の内接円である破線で示す円周上が変調率１．０であり、それを外接円である実線で示す円周に接する正六角形まで拡張すると、変調率は、２／√３≒１．１５となる。変調率が１．０を超えると、インバータ上相のスイッチング素子は、ＰＷＭ制御における複数のキャリア周期をまたいでＯＮを継続する、所謂「ベタＯＮ」の区間及び複数のキャリア周期をまたいでＯＦＦを継続する、所謂「ベタＯＦＦ」の区間が発生し始める。
　図３，図４は、上から下に向けて一般的な正弦波変調における、正弦波変調信号生成のための波形と、変調率をそれぞれ１．０，１．１５とした場合のインバータ１の各相出力電圧波形と、インバータ１，２のコモンモード電圧波形と、コモンモード電流波形とを示している。最上部の正弦波変調信号の生成では、各相指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２と、図３，４中の最上部の図の縦軸で－１．０Ｖ～＋１．０Ｖの範囲で変化する三角波のキャリア信号との大小比較が行われる。これによって、三角波のキャリア周期中のインバータ１，２のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦタイミングであるデューティが決定される。
　三角波のキャリア信号の振幅は直流電圧に相当する。例えば、三相交流電源７が２００Ｖ電源で、コンバータ５が全波整流器である場合、コンバータ５の出力電圧、すなわちインバータ１，２の直流電源電圧Ｖdcは、約２８０Ｖとなる。したがって、三角波のキャリア信号の振幅幅－１．０Ｖ～＋１．０Ｖは、インバータの出力電圧としては－Ｖdc／２（約―１４０Ｖ)～Ｖdc／２（約＋１４０Ｖ）に相当する。
　ここで、各相指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２の変動範囲が－１．０Ｖ～＋１．０Ｖであれば、変調率が１．０となり、各相指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２の変動範囲が－１．１５Ｖ～＋１．１５Ｖであれば、変調率が１．１５となる。各相指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２の変動範囲が－１．０Ｖ～＋１．０Ｖの範囲内に収まれば、変調率は、１．０未満となる。
　変調率が１．１５になると、正弦波の最大振幅付近で各相指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２がキャリアの振幅，つまり図３，４中の縦軸で－１．０Ｖ～＋１．０Ｖの範囲を超えるため、スイッチング素子がベタＯＮ状態の区間が増加し、出力電圧の極性，モータ電流の正負に応じて上相，下相でのベタＯＮを交互に繰り返すことになる。
　この場合、直流部の中性点を基準としてインバータ出力電圧を定義すると、上相がＯＮした際の出力電圧はＶｄｃ／２，下相がＯＮした際の出力電圧は－Ｖｄｃ／２となる。更に、他の２相のスイッチング状態により出力電圧はＶｄｃ／６，－Ｖｄｃ／６となる。コモンモード電圧は、３相出力電圧の平均値であり、変調率が１．０以下の時は全ての区間で４レベルの波形となる。したがって、コモンモード電圧の変化幅ΔＶｃｏｍは、Ｖｄｃ／３となる。
　変調率が１．０を超えた場合にモータ電流が正の期間について考えると、１相の出力電圧がＶｄｃ／２に固定されるので、コモンモード電圧は他の２相のスイッチング状態によりＶｄｃ／２，Ｖｄｃ／６，－Ｖｄｃ／６の３レベルとなる。また、同じ場合にモータ電流が負の期間について考えると、１相の出力電圧が－Ｖｄｃ／２に固定されるので、コモンモード電圧は他の２相のスイッチング状態によりＶｄｃ／６，－Ｖｄｃ／６，－Ｖｄｃ／２の３レベルとなる。また、インバータ１，２の変調波の位相差は１８０°であるから、出力電圧は互いに逆相であり、コモンモード電圧の波形も逆相のようになる。
　コモンモード電圧の変化幅ΔＶｃｏｍが大きいほど、変動回数が多いほど、コモンモード電流が対地に流れるので、雑音端子電圧等のＥＭＩ（Electro-Magnetic Interference）特性が悪化する。図３，図４から分かるように、一般的な正弦波変調では、変調率を大きくしてもコモンモード電圧の変動回数を大幅に抑制することができず、効果的にノイズを低減できない。
　これに対して、図５，図６は、本実施形態の制御方式について変調率をそれぞれ１．０，１．１５とした場合の図３，図４相当図である。前述したように、第１実施形態では零軸電圧を発生しないスイッチングパターンのみを選択するため、各相の電圧指令値Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２は正弦波状ではなくなっている。注目すべきは、このスイッチングパターンを採用すると、常にある１相の指令値，Ｄ’ｕ１～Ｄ’ｗ２の何れか１相が最大を示す期間に、他の１相の指令値は最小を示している点である。
　そして、図５に示すように変調率が１．０を超えると、何れの相における指令値も最大を示す付近において指令値が連続して＋１．０Ｖを超え、指令値が最小を示す付近では指令値が連続してキャリアである三角波の最小値である―１．０Ｖを下回る、すなわち―１．０Ｖよりも低くなる。この期間においては、インバータの１相は上相がベタＯＮとなり、他の１相は上相がベタＯＦＦ、言い換えると下相がベタＯＮとなる。そして、残りの１相だけがスイッチングを行う状態となる。
　更に、図６に示すように、変調率が増加して１．１５になると、指令値が連続して１．０Ｖを超える期間及び指令値が連続して―１．０Ｖを下回る期間が拡大し、ほぼ全期間においてインバータの１相は上相がベタＯＮ，他の１相は上相がベタＯＦＦ，そして、残りの１相だけがスイッチングを行う状態となる。この状態では、コモンモード電圧はＶｄｃ／６，－Ｖｄｃ／６の２レベルしか取り得なくなる。すなわち、変調率１．０から上がるにつれて、コモンモード電圧の変動幅及び変動回数が大幅に減少し、コモンモード電流の変動が減少していることが分かる。
　尚、図５，６では、コモンモード電流のピーク値が図３，４に比べて増加しているが、これはシミュレーションの結果であり、実際にはインバータ１，２の各スイッチング素子のオン、オフに対するインバータ出力電圧の変化に短時間のずれが発生し、コモンモード電圧が変化するタイミングにもずれが発生するため、コモンモード電流のピーク値は、図５，６の制御においても図３，４とほぼ同じになる。
　以上のように本実施形態によれば、３相巻線がそれぞれ独立であり、オープン巻線構造のモータ１０が備える６つのうち３つの出力端子に接続される１次側インバータ１と、残り３つの出力端子に接続される２次側インバータ２とを備え、制御装置１２は、１次側及び２次側インバータ１，２を制御することでモータ１０に通電する電流及び回転速度を制御する。インバータ１及び２には直流電力が供給され、制御装置１２は、それぞれのＩＧＢＴ３がＯＮになる相数が等しくなるスイッチングパターンによってインバータ１及び２をＰＷＭ制御すると共に、複数の周期に亘り、モータ１０の電気角１周期中において、３相出力のうち１相は上側ＩＧＢＴ３のみＯＮを継続し、他の１相は下側ＩＧＢＴ３のみＯＮを継続し、残りの１相は上側，下側ＩＧＢＴ３のＯＮ，ＯＦＦを交互に行うスイッチングパターンとする。
　これにより、コモンモード電圧の変動回数及び変動幅を抑制して、コモンモード電流の変化頻度を減少させ、ＥＭＩ特性を改善することができる。このような制御は、例えばモータ１０が高速で回転する領域において有効である。この時、変調率を１．０よりも大に設定することで、コモンモード電圧の変動回数を更に抑制してＥＭＩ特性を一層改善できる。
　図７は、変調率を１．１５とした場合、第１実施形態の制御では、従来の正弦波変調制御に比較して、雑音端子電圧において広い周波数範囲に亘り３ｄＢ以上のノイズ低減効果が得られていることが分かる。
　　（第２実施形態）
　以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図８に示すように、第２実施形態の制御装置２２は、ＰＷＭ信号生成部２１に替わるＰＷＭ信号生成部２３の内部に、タイミング遅延部２４を備えている。タイミング遅延部２４は、インバータ２側のＩＧＢＴ３のゲートに与えるＰＷＭ信号Ｕ２±，Ｖ２±，Ｗ２±に、例えば数１００ｎｓから数μｓ程度の遅延時間を付与する。
　すなわち、インバータ１，２のスイッチングが完全に等しいタイミングで行われると、図５，図６に示したように、両者のコモンモード電圧波形が等しくなる。すると、モータ１０の巻線端子Ｕａ～Ｗａと巻線端子Ｕｂ～Ｗｂとの双方から同時に、コモンモード電圧の変動を加えることになるので、コモンモード電流のピークが２倍になってしまう。すでに説明したように、実際にはインバータ１，２の各スイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦに対するインバータ出力電圧の変化に極短時間のずれが発生するため、コモンモード電流のピーク値は小さくなるが、更に確実にコモンモード電圧の変化タイミングをずらすため、タイミング遅延部２４により、インバータ２側のＰＷＭ信号Ｕ２±，Ｖ２±，Ｗ２±に対しアクティブに遅延時間を付与することで、インバータ１，２で行われるスイッチングのタイミングを積極的にずらして、コモンモード電流のピークを低減する。
　　（第３実施形態）
　図９に示すように、第３実施形態の構成は、コンバータ５とリアクトル４との間にＩＧＢＴ２５が、コレクタをリアクトル４側にして接続されている。また、ＩＧＢＴ２５のコレクタとグランドとの間には、逆方向のダイオード２６が接続されている。そして、リアクトル４，ＩＧＢＴ２５及びダイオード２６により降圧回路２７が構成されている。制御装置１２に替わる制御装置２８は、ＩＧＢＴ２５のスイッチングも併せて制御する。
　制御装置２８は、降圧回路２７によりコンバータ５の出力電圧を降圧制御することで、モータ１０を低い回転数で駆動する場合においても、例えばインバータ１，２の変調率を常に１．０よりも大に設定することができるようになる。これにより、モータ１０の可変速運転範囲の全域又は広範囲において、ＰＷＭ制御の複数のキャリア周期に亘り、モータの電気角１周期中において、３相出力のうち１相は上側スイッチング素子のみＯＮを継続し、他の１相は下側スイッチング素子のみＯＮを継続し、残りの１相は上側，下側スイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦが互いに逆相となるように交互に行うスイッチングパターンとすることでコモンモード電流を低減して、ＥＭＩ特性を改善できる。逆に言えば、モータ１０の必要な回転数に対して、変調率が１．０よりも大となるように降圧回路２７の出力電圧を調整する。例えば、変調率が１.１５を維持するように、モータ１０が低い回転数の時には、降圧回路２７の出力電圧を下げ、モータ１の回転数が上がるにつれて、降圧回路２７の出力電圧を上げていく。　
　　（その他の実施形態）
　変調率は１．１５に限ることなく、１．０より大に設定すれば良い。
　第２実施形態において、１次側インバータ１のＰＷＭ信号を遅延させても良い。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

Claims (3)

  1. 　３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの出力端子を備えるオープン巻線構造のモータが備える６つの出力端子のうち３つの出力端子に接続される１次側インバータと、
    　前記モータの出力端子の残り３つの出力端子に接続される２次側インバータと、
    　前記１次側及び２次側インバータを制御することで、前記モータに通電する電流及び回転速度を制御する制御部と、
    　前記１次側及び２次側インバータには、直流電力が供給され、
    　前記制御部は、それぞれのスイッチング素子がＯＮになる相数が等しくなるスイッチングパターンによって前記１次側及び２次側インバータをＰＷＭ制御すると共に、
    　前記ＰＷＭ制御の複数のキャリア周期に亘り、前記モータの電気角１周期中において、３相出力のうち１相は上側スイッチング素子のみＯＮを継続し、他の１相は下側スイッチング素子のみＯＮを継続し、残りの１相は上側，下側スイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦが互いに逆相となるように交互に行うスイッチングパターンを備えるオープン巻線モータ駆動装置。
  2. 　前記制御部は、前記１次側インバータと前記２次側インバータとでスイッチングを行うタイミングをずらすように、ＰＷＭ信号を出力する請求項１記載のオープン巻線モータ駆動装置。
  3. 　交流電源に接続されたコンバータから前記１次側及び２次側インバータに直流電力を供給し、
    　前記制御部は、ＰＷＭ信号の変調率を「１」以上とするように前記コンバータの出力電圧を制御する請求項１又は２記載のオープン巻線モータ駆動装置。
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