WO2022123697A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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current
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voltage
converter
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拓也 梶山
俊行 藤井
修平 藤原
和順 田畠
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device.
  • a modular multilevel converter which is configured by connecting a plurality of unit converters (hereinafter, also referred to as converter cells) in a cascade, is known.
  • MMC is widely applied to power transmission and distribution systems because it can easily cope with high voltage by increasing the number of converter cells connected to the cascade.
  • STATCOM STATic synchronous COMPensator
  • HVDC power transmission AC / DC power converter for high-voltage DC power transmission
  • STATCOM is also referred to as a self-excited SVC (Static Var Compensator).
  • Each converter cell constituting the MMC includes a plurality of switches (hereinafter, also referred to as switching elements) and a storage element (hereinafter, also referred to as a capacitor).
  • switches hereinafter, also referred to as switching elements
  • storage element hereinafter, also referred to as a capacitor
  • a half-bridge circuit hereinafter, also referred to as a chopper circuit
  • full-bridge circuit there are variations in the configuration of the converter cell, such as a half-bridge circuit (hereinafter, also referred to as a chopper circuit) or a full-bridge circuit.
  • Patent Document 1 discloses that a resistance element is provided in parallel with each switching element inside the converter cell. In order to consume the discharge energy output from the capacitor, one of the positive electrode side switching element and the negative electrode side switching element connected in series is controlled to be in the on state and the other is controlled to be in the off state.
  • Patent Document 1 Since a resistance element is physically provided for each converter cell, there is a concern that the size of the power converter and the cost will increase. To.
  • the present disclosure has been made in view of the above background, and the purpose of one aspect is to minimize the addition of a physical discharge mechanism to discharge the capacitors provided in each transducer cell. It is to provide a power conversion device that can be realized in a short time.
  • the power converter includes a power converter including a plurality of arms having a plurality of converter cells cascaded to each other, and a control device for controlling the power converter. Each of the arms is electrically connected to the corresponding phase of the AC circuit.
  • Each of the plurality of converter cells includes a pair of input / output terminals, a plurality of switching elements, and a storage element electrically connected to the input / output terminals via the plurality of switching elements.
  • the control device includes an AC current control unit that controls an AC current flowing between the power converter and the AC circuit, and a circulating current control unit that controls the circulating current flowing between the arms of the power converter.
  • the circulating current control unit controls the circulating current so as to eliminate the voltage imbalance of the power storage element between different arms.
  • the circulating current control unit increases the effective value or the amplitude value of the circulating current in the second operation mode as compared with the case of the first operation mode. Reduce the voltage.
  • the AC current control unit reduces the effective value or the amplitude value of the AC current in the second operation mode as compared with the case of the first operation mode.
  • the effective value or the amplitude value of the alternating current is reduced in the case of the second operation mode as compared with the case of the first operation mode, and the effective value or the amplitude value of the circulating current is reduced. Therefore, the discharge of the capacitor provided in each converter cell can be realized in a short time.
  • FIG. It is a schematic block diagram of the power conversion apparatus of Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram which shows the structural example of the converter cell which constitutes a power converter.
  • FIG. It is a block diagram which shows the hardware configuration example of a control device. It is a functional block diagram explaining the internal structure of the control device shown in FIG.
  • It is a block diagram explaining the configuration example of an arm control unit. It is a flowchart for demonstrating the switching timing from a normal operation mode to a discharge operation mode.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of an individual cell control unit in the power conversion device of the fourth embodiment. It is a flowchart for demonstrating the setting of the gate resistance in the power converter of Embodiment 4. It is a schematic block diagram of the power conversion apparatus in the power conversion apparatus of Embodiment 5. It is a functional block diagram explaining the internal structure of the control device in the power conversion device of Embodiment 5. It is a flowchart explaining the operation of the charge resistance control unit.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the power conversion device of the first embodiment.
  • the power converter 1 is configured by a modular multi-level converter (MMC) that includes a plurality of converter cells connected in series with each other.
  • MMC modular multi-level converter
  • the "converter cell” is also referred to as a "submodule”, "SM”, or "unit converter”.
  • the power conversion device 1 performs power conversion between the DC circuit 14 and the AC circuit 12.
  • the power converter 1 includes a power converter 2 and a control device 3.
  • the power converter 2 has a plurality of leg circuits 4u, which are connected in parallel between the positive electrode DC terminal (that is, the high potential side DC terminal) Np and the negative electrode DC terminal (that is, the low potential side DC terminal) Nn.
  • Includes 4v, 4w (referred to as leg circuit 4 when generically or arbitrarily).
  • the leg circuit 4 is provided in each of the plurality of phases constituting the alternating current.
  • the leg circuit 4 is connected between the AC circuit 12 and the DC circuit 14, and performs power conversion between the two circuits.
  • FIG. 1 shows a case where the AC circuit 12 is a three-phase AC system, and three leg circuits 4u, 4v, and 4w are provided corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the AC input terminals Nu, Nv, Nw provided in the leg circuits 4u, 4v, 4w, respectively, are connected to the AC circuit 12 via the transformer 13.
  • An AC circuit breaker 19 is provided between the transformer 13 and the AC circuit 12.
  • the AC circuit 12 is an AC power system including, for example, an AC power supply.
  • FIG. 1 in order to facilitate the illustration, the connection between the AC input terminals Nv, Nw and the transformer 13 is not shown.
  • the three-phase AC line is displayed by one transmission line.
  • the high potential side DC terminal Np and the low potential side DC terminal Nn commonly connected to each leg circuit 4 are connected to the DC circuit 14.
  • a DC circuit breaker 23A is provided between the high potential side DC terminal Np and the DC circuit 14, and a DC circuit breaker 23B is provided between the low potential side DC terminal Nn and the DC circuit 14.
  • the DC circuit 14 is, for example, a DC terminal of a DC power system or other power conversion device including a DC power grid or the like. In the latter case, a BTB (Back To Back) system for connecting AC power systems having different rated frequencies is configured by connecting two power conversion devices.
  • the transformer 13 of FIG. 1 may be configured to be connected to the AC circuit 12 via an interconnection reactor.
  • the leg circuits 4u, 4v, 4w are provided with primary windings, respectively, and the leg circuits 4u, 4v, 4w are provided via the secondary windings magnetically coupled to the primary windings. May be connected to the transformer 13 or the interconnection reactor in an alternating current manner.
  • the primary winding may be the following reactors 8A and 8B.
  • leg circuit 4 is electrically (that is, DC or AC) via a connection provided in each leg circuit 4u, 4v, 4w, such as an AC input terminal Nu, Nv, Nw or the above primary winding. It is connected to the AC circuit 12.
  • the leg circuit 4u includes an upper arm 5 from the high potential side DC terminal Np to the AC input terminal Nu, and a lower arm 6 from the low potential side DC terminal Nn to the AC input terminal Nu.
  • the AC input terminal Nu which is a connection point between the upper arm 5 and the lower arm 6, is connected to the transformer 13.
  • the high potential side DC terminal Np and the low potential side DC terminal Nn are connected to the DC circuit 14. Since the leg circuits 4v and 4w have the same configuration, the leg circuits 4u will be described below as a representative.
  • the upper arm 5 includes a plurality of converter cells 7 connected in cascade and a reactor 8A.
  • the plurality of converter cells 7 and the reactor 8A are connected in series.
  • the lower arm 6 includes a plurality of cascaded transducer cells 7 and a reactor 8B.
  • the plurality of converter cells 7 and the reactor 8B are connected in series.
  • the number of converter cells 7 included in each of the upper arm 5 and the lower arm 6 is defined as Ncell. However, Ncell ⁇ 2.
  • converter cells 7_1 to 7_Ncell When distinguishing the individual converter cells 7 included in each of the upper arm 5 and the lower arm 6, it is described as converter cells 7_1 to 7_Ncell.
  • the position where the reactor 8A is inserted may be any position of the upper arm 5 of the leg circuit 4u, and the position where the reactor 8B is inserted may be any position of the lower arm 6 of the leg circuit 4u. good.
  • the inductance values of each reactor may be different from each other. Further, only the reactor 8A of the upper arm 5 or only the reactor 8B of the lower arm 6 may be provided.
  • the power conversion device 1 further includes an AC voltage detector 10, an AC current detector 16, and DC voltage detectors 11A and 11B as detectors for measuring the amount of electricity (current, voltage, etc.) used for control. And arm current detectors 9A and 9B provided in each leg circuit 4, and a direct current detector 17 is included. The signal detected by these detectors is input to the control device 3.
  • the signal line of the signal input from each detector to the control device 3 and the signal line of the signal input / output between the control device 3 and each converter cell 7 are shown. Is described partially collectively, but is actually provided for each detector and each converter cell 7.
  • the signal lines between each converter cell 7 and the control device 3 may be provided separately for transmission and reception.
  • the signal line is composed of, for example, an optical fiber.
  • the AC voltage detector 10 detects the U-phase AC voltage Vsysu, the V-phase AC voltage Vsysv, and the W-phase AC voltage Vsysw of the AC circuit 12.
  • Vsys, Vsysv, and Vsysw are collectively referred to as Vsys.
  • the AC voltage Vacu, Vacv, Vacw of the AC input terminals Nu, Nv, Nw of the power converter 2 has the transformation ratio and impedance drop of the transformer 13 from the AC voltage Vsysu, Vsysv, Vsysw detected by the AC voltage detector 10. Can be obtained in consideration of.
  • AC Vacu, Vacv, and Vacw are collectively referred to as Vac.
  • the AC current detector 16 detects the U-phase AC current Issu, the V-phase AC current Isv, and the W-phase AC current Isw of the AC circuit 12.
  • Isys, Isysv, and Isysw are collectively referred to as Isys. Further, the sign of the alternating current when being output from the power converter 2 to the alternating current circuit 12 is positive.
  • the DC voltage detector 11A detects the DC voltage Vdcp of the high potential side DC terminal Np connected to the DC circuit 14.
  • the DC voltage detector 11B detects the DC voltage Vdcn of the low potential side DC terminal Nn connected to the DC circuit 14. The difference between the DC voltage Vdcp and the DC voltage Vdcn is defined as the DC voltage Vdc.
  • the DC current detector 17 detects the DC current Idc flowing through the high potential side DC terminal Np or the low potential side DC terminal Nn. In the following description, the sign of the DC current when flowing from the DC circuit 14 to the high potential side DC terminal Np and when flowing from the low potential side DC terminal Nn to the DC circuit 14 is positive.
  • the arm current detectors 9A and 9B provided in the leg circuit 4u for the U phase detect the upper arm current Ipu flowing in the upper arm 5 and the lower arm current Inu flowing in the lower arm 6, respectively.
  • the arm current detectors 9A and 9B provided in the leg circuit 4v for the V phase detect the upper arm current Ipv and the lower arm current Inv, respectively.
  • the arm current detectors 9A and 9B provided in the leg circuit 4w for the W phase detect the upper arm current Ipw and the lower arm current Inw, respectively.
  • the upper arm currents Ipu, Ipv, and Ipw are collectively referred to as the upper arm currentInventmp
  • the lower arm currents Inu, Inv, and Inw are collectively referred to as the lower arm current Iarmn.
  • the lower arm current Iarmn is also collectively referred to as Iarm.
  • the sign of the arm current when flowing from the high potential side DC terminal Np to the low potential side DC terminal Nn is positive.
  • the U-phase AC current Iacu, the V-phase AC current Iacv, and the W-phase AC current Iacw output from the power converter 2 to the AC circuit 12 can be represented by using the arm current Iarm.
  • Iacv Ipv-Inv... (2)
  • Iacw Ipw-Inw ... (3) It is expressed as.
  • Iac, Iacv, and Iacw are collectively referred to as Iac.
  • the alternating current Iac represented by the above equations (1) to (3) corresponds to the secondary side current of the transformer (current on the power converter 2 side). Ideally, the AC current Iac and the AC current Iss detected by the AC current detector 16 differ only by the transformer ratio of the transformer 13. When an interconnection reactor is used instead of the transformer 13, the alternating current Iac and the alternating current Is are the same. In the control device 3, the AC current Iss measured by the AC current detector 16 may be used instead of the AC current Iac calculated by the above equations (1) to (3).
  • the DC current Idc flowing from the DC circuit 14 to the high potential side DC terminal Np of the power converter 2 can also be represented by using the arm current Iarm.
  • the current flowing through the closed circuit in the power converter 2 without including the AC circuit 12 and the DC circuit 14 in the path is referred to as a circulating current.
  • Izv (Ipv + Inv) /2-Idc/3 ... (6)
  • Izw (Ipw + Inw) /2-Idc/3 ... (7)
  • the circulating currents Izu, Izv, and Izw of each phase are collectively referred to as Iz.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a converter cell constituting a power converter.
  • the converter cell 7 shown in FIG. 2A has a circuit configuration called a half-bridge configuration.
  • the converter cell 7 includes a series body formed by connecting two switching elements 31p and 31n in series, a power storage element 32, a voltage detector 33, and input / output terminals P1 and P2.
  • the series of switching elements 31p and 31n and the power storage element 32 are connected in parallel.
  • the voltage detector 33 detects the voltage Vc between both ends of the power storage element 32.
  • Both terminals of the switching element 31n are connected to the input / output terminals P1 and P2, respectively.
  • the converter cell 7 outputs the voltage Vc or zero voltage of the power storage element 32 between the input / output terminals P1 and P2 by the switching operation of the switching elements 31p and 31n.
  • the switching element 31p is turned on and the switching element 31n is turned off, the voltage Vc of the power storage element 32 is output from the converter cell 7.
  • the converter cell 7 When the switching element 31p is off and the switching element 31n is on, the converter cell 7 outputs a zero voltage.
  • the converter cell 7 shown in FIG. 2B has a circuit configuration called a full bridge configuration.
  • the converter cell 7 includes a first series body formed by connecting two switching elements 31p1 and 31n1 in series, and a second series body formed by connecting two switching elements 31p2 and 31n2 in series.
  • the storage element 32, the voltage detector 33, and the input / output terminals P1 and P2 are provided.
  • the first series body, the second series body, and the power storage element 32 are connected in parallel.
  • the voltage detector 33 detects the voltage Vc between both ends of the power storage element 32.
  • the midpoint of the switching element 31p1 and the switching element 31n1 is connected to the input / output terminal P1.
  • the midpoint of the switching element 31p2 and the switching element 31n2 is connected to the input / output terminal P2.
  • the converter cell 7 outputs the voltage Vc, ⁇ Vc, or zero voltage of the power storage element 32 between the input / output terminals P1 and P2 by the switching operation of the switching elements 31p1, 31n1, 31p2, 31n2.
  • the switching elements 31p, 31n, 31p1, 31n1, 31p2, 31n2 are self-extinguishing, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a GCT (Gate Commutated Turn-off) thyristor, or the like.
  • FWD Freewheeling Diode
  • a capacitor such as a film capacitor is mainly used for the power storage element 32.
  • the power storage element 32 may be referred to as a capacitor in the following description.
  • the voltage Vc of the power storage element 32 is also referred to as a capacitor voltage Vc.
  • the converter cells 7 are cascade-connected.
  • the input / output terminal P1 is the input / output terminal P2 of the adjacent converter cell 7 or the high potential side DC terminal. It is connected to Np, and the input / output terminal P2 is connected to the input / output terminal P1 or the AC input terminal Nu of the adjacent converter cell 7.
  • the input / output terminal P1 is connected to the input / output terminal P2 or the AC input terminal Nu of the adjacent converter cell 7, and the input / output terminal P2 is adjacent to the input / output terminal P2. It is connected to the input / output terminal P1 of the converter cell 7 or the low potential side DC terminal Nn.
  • the converter cell 7 has the configuration of the half-bridge cell shown in FIG. 2A, and a semiconductor switching element is used as the switching element and a capacitor is used as the storage element will be described as an example.
  • the converter cell 7 constituting the power converter 2 may have a full bridge configuration as shown in FIG. 2B.
  • a converter cell other than the configuration exemplified above, for example, a converter cell to which a circuit configuration called a clamped double cell or the like is applied may be used, and the switching element and the power storage element are also limited to the above examples. is not.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a hardware configuration example of the control device 3.
  • FIG. 3 shows an example in which the control device 3 is configured by a computer.
  • the control device 3 includes one or more input converters 70, one or more sample hold (S / H) circuits 71, a multiplexer (MUX) 72, and an A / D (Analog to). Digital) Including the converter 73. Further, the control device 3 includes one or more CPUs (Central Processing Units) 74, a RAM (Random Access Memory) 75, and a ROM (Read Only Memory) 76. Further, the control device 3 includes one or more input / output interfaces 77, an auxiliary storage device 78, and a bus 79 that interconnects the above components.
  • CPUs Central Processing Units
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • the input converter 70 has an auxiliary transformer (not shown) for each input channel.
  • Each auxiliary transformer converts the detection signal from each electric quantity detector in FIG. 1 into a voltage level signal suitable for subsequent signal processing.
  • the sample hold circuit 71 is provided for each input converter 70.
  • the sample hold circuit 71 samples and holds a signal representing the amount of electricity received from the corresponding input converter 70 at a specified sampling frequency.
  • the multiplexer 72 sequentially selects signals held in a plurality of sample hold circuits 71.
  • the A / D converter 73 converts the signal selected by the multiplexer 72 into a digital value. By providing a plurality of A / D converters 73, A / D conversion may be executed in parallel for the detection signals of the plurality of input channels.
  • the CPU 74 controls the entire control device 3 and executes arithmetic processing according to a program.
  • the RAM 75 as the volatile memory and the ROM 76 as the non-volatile memory are used as the main memory of the CPU 74.
  • the ROM 76 stores programs, setting values for signal processing, and the like.
  • the auxiliary storage device 78 is a non-volatile memory having a larger capacity than the ROM 76, and stores programs, electric energy detection value data, and the like.
  • the input / output interface 77 is an interface circuit for communication between the CPU 74 and an external device.
  • control device 3 can be configured by using a circuit such as FPGA (Field Programmable Gate Array) and ASIC (Application Specific Integrated Circuit). That is, the function of each functional block shown in FIG. 3 can be configured based on the computer illustrated in FIG. 3, or at least a part thereof can be configured by using circuits such as FPGA and ASIC. can. Further, at least a part of the functions of each functional block can be configured by an analog circuit.
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • FIG. 4 is a functional block diagram illustrating the internal configuration of the control device 3 shown in FIG.
  • the control device 3 controls on / off of the switching elements 31p and 31n of each converter cell 7 as one of its control functions.
  • the control device 3 includes a U-phase basic control unit 502U, a U-phase upper arm control unit 503UP, a U-phase lower arm control unit 503UN, a V-phase basic control unit 502V, a V-phase upper arm control unit 503VP, and a V-phase. It includes a lower arm control unit 503VN, a W phase basic control unit 502W, a W phase upper arm control unit 503WP, a W phase lower arm control unit 503WN, and a circulation current command value generation unit 510.
  • the U-phase basic control unit 502U, the V-phase basic control unit 502V, and the W-phase basic control unit 502W are collectively referred to as the basic control unit 502 when they are generically referred to or unspecified.
  • the U-phase upper arm control unit 503UP, the V-phase upper arm control unit 503VP, and the W-phase upper arm control unit 503WP are generically referred to or unspecified, they are referred to as the upper arm control unit 503P.
  • the U phase lower arm control unit 503UN, the V phase lower arm control unit 503VN, and the W phase lower arm control unit 503WN are generically referred to or unspecified, they are also referred to as the lower arm control unit 503N.
  • the upper arm control unit 503P and the lower arm control unit 503N are collectively referred to as an arm control unit 503.
  • the circulating current command value generation unit 510 generates the u-phase circulating current command value Izrefu, the v-phase circulating current command value Izrefv, and the w-phase circulating current command value Izrefw.
  • the circulating current command value of each phase is generically referred to or when the circulating current command value of an unspecified phase is indicated, it is described as the circulating current command value Izref.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration example of the circulating current command value generation unit of FIG.
  • the circulating current command value generation unit 510 includes a voltage average value generation unit 511, an intergroup voltage control unit 515, and a subtraction unit 514.
  • the voltage average value generation unit 511 receives the capacitor voltage Vc detected by the voltage detector 33 from each converter cell 7.
  • the voltage average value generation unit 511 predeterminedly determines from the capacitor voltage Vc of each converter cell 7 to the total voltage average value Vcall indicating the average value of the stored energies of the capacitors 32 of all the converter cells 7 of the power converter 2.
  • the voltage average value Vcgr for each group which is the average value of the stored energy of the capacitor 32 of the converter cell 7 for each group, is generated.
  • the voltage mean value Vcgr for each group is a plurality of (2 ⁇ Necll) converter cells 7 included in each of the leg circuits 4u (U phase), 4v (V phase), and 4w (W phase).
  • the U-phase voltage average value Vcgu, the V-phase voltage average value Vcgv, and the W-phase voltage average value Vcgw indicating the average value of the stored energy are included.
  • the voltage mean value Vcgr for each group is replaced with or in addition to the voltage mean value for each leg circuit 4 (U phase, V phase, W phase), and the upper arm 5 and the lower arm 6 are used for each leg circuit 4.
  • the voltage average value Vcgr for each group indicating the average value of the stored energies of the plurality of (Necll) converter cells included in each arm may be included. That is, the voltage average value Vcgr for each group is U phase upper arm voltage average value Vcgup, U phase lower arm voltage average value Vcgun, V phase upper arm voltage average value Vcgbp, V phase lower arm voltage average value Vcgvn, W phase upper arm.
  • the voltage mean value Vcgwp and the W phase lower arm voltage mean value Vcgwn may be included.
  • the inter-group voltage control unit 515 balances the stored energy between the groups (between each phase leg circuit or between the arms) based on the group-by-group voltage mean value Vcgr generated by the voltage mean value generation unit 511.
  • the circulating current command value Izref for compensating for the above is generated for each phase. That is, the intergroup voltage control unit 515 generates the U-phase circulating current command value Izrefu, the V-phase circulating current command value Izrefv, and the W-phase circulating current command value Izrefw.
  • the subtraction unit 514 subtracts the voltage average value Vcgr for each group from the total voltage average value Vcall. For example, when the U-phase circulating current command value Izrefu is generated, the U-phase voltage mean value Vcgu is input to the subtraction unit 514 as the group-by-group voltage mean value Vcgr, and the U-phase upper arm voltage mean value Vcgup and The U-phase lower arm voltage average value Vcgun may be input.
  • the intergroup voltage control unit 515 generates the u-phase circulating current command value Izrefu by performing an operation on the deviation of the U-phase voltage average value Vcgu with respect to the total voltage average value Vcall calculated by the subtraction unit 514.
  • the intergroup voltage control unit 515 has a deviation of the U-phase voltage average value Vcgu with respect to the total voltage average value Vcall, a deviation of the U-phase upper arm voltage average value Vcguup with respect to the total voltage average value Vcall, and a U with respect to the total voltage average value Vcall.
  • An operation is performed for each deviation of the mean value Vcgun of the lower arm voltage, and the u-phase circulating current command value Izrefu is generated by adding the operation results.
  • the circulating current command value Izref equalizes the level of the capacitor voltage Vc of the converter cell 7 between the groups (between the leg circuits and even between the arms for each phase), and the stored energy in the converter cell 7 between the groups. Corresponds to the circulating current value for eliminating the imbalance of.
  • the intergroup voltage control unit 515 can be configured as a PI controller that performs proportional calculation and integral calculation with respect to the deviation calculated by the subtraction unit 514, or is further configured as a PID controller that performs differential calculation. You can also do it. Alternatively, it is also possible to configure the intergroup voltage control unit 515 by using the configuration of another controller generally used for feedback control.
  • FIG. 6 is a diagram showing a more detailed configuration of each basic control unit 502 of FIG.
  • the basic control unit 502 includes an arm voltage command generation unit 601 and a capacitor voltage command generation unit 602.
  • the arm voltage command generation unit 601 has a voltage command value krefp of Ncell converter cells 7 included in the upper arm 5 of FIG. 1 and a voltage command value krefn of Ncell converter cells 7 included in the lower arm 6. To generate.
  • the arm voltage command generation unit 601 outputs the generated voltage command value krefp to the upper arm control unit 503P, and outputs the generated voltage command value krefn to the lower arm control unit 503N.
  • the voltage command value krefp for the upper arm 5 and the voltage command value krefn for the lower arm 6 are collectively referred to as a voltage command value kref.
  • the capacitor voltage command generation unit 602 generates the capacitor voltage command value Vcrefp of the capacitors 32 of the Ncell converter cells 7 included in the upper arm 5.
  • the capacitor voltage command generation unit 602 further calculates the capacitor voltage command value Vcrefn of the capacitors 32 of the Ncell converter cells 7 included in the lower arm 6.
  • the capacitor voltage command generation unit 602 outputs the generated capacitor voltage command value Vcrefp for the upper arm 5 to the upper arm control unit 503P, and outputs the generated capacitor voltage command value Vcrefn for the lower arm 6 to the lower arm control unit 503N. Output to.
  • the capacitor voltage command value Vcrefp for the upper arm 5 is, for example, the average voltage of the capacitor 32 of the converter cell 7 of the upper arm
  • the capacitor voltage command value Vcrefn for the lower arm 6 is, for example, the conversion of the lower arm 6. Let it be the average voltage of the capacitor 32 of the instrument cell 7.
  • the capacitor voltage command value Vcrefp for the upper arm 5 and the capacitor voltage command value Vcrefn for the lower arm 6 are collectively referred to as a capacitor voltage command value Vcref.
  • the arm voltage command generation unit 601 includes an AC current control unit 603, a DC current control unit 604, a circulating current control unit 605, a command distribution unit 606, and a discharge control unit. It is equipped with 607.
  • the AC current control unit 603 calculates the AC control command value Vcr for making the deviation between the detected AC current Iac and the set AC current command value Iacref 0. Alternatively, the AC current control unit 603 calculates the AC control command value Vcr for making the deviation between the detected AC current Iac and the AC current command value Iacref changed by the discharge control unit 607 zero.
  • the AC current control unit 603 can be configured as a PI controller that performs proportional calculation and integral calculation with respect to the deviation, and can also be configured as a PID controller that performs differential calculation. Alternatively, it is also possible to configure the AC current control unit 603 by using the configuration of another controller generally used for feedback control.
  • the DC current control unit 604 sets the deviation between the detected DC current Idc and the set DC current command value Idcref to 0 based on the set DC voltage command value Vdcref and the set DC current command value Idcref.
  • the DC control command value Vdcr for this is calculated.
  • the DC voltage command value Vdcref may be calculated based on the detected DC voltage Vdc.
  • the circulation current control unit 605 sets a circulation control command value Vzr for controlling the detected circulation current Iz according to the set circulation current command value Izref or the circulation current command value Izref changed by the discharge control unit 607. calculate.
  • the set value of the circulating current command value Izref is set to, for example, 0. The operation of the discharge control unit 607 will be described later.
  • the command distribution unit 606 receives an AC control command value Vcr, a circulation control command value Vzr, a DC control command value Vdcr, a neutral point voltage Vsn, and an AC voltage Vsys. Since the AC side of the power converter 2 is connected to the AC circuit 12 via the transformer 13, the neutral point voltage Vsn can be obtained from the voltage of the DC power supply of the DC circuit 14.
  • the DC control command value Vdcr may be determined by DC output control or may be a constant value.
  • the command distribution unit 606 calculates the voltage shared by the output of the upper arm and the lower arm based on these inputs.
  • the command distribution unit 606 determines the arm voltage command value krefp of the upper arm and the arm voltage command value krefn of the lower arm by subtracting the voltage drop due to the inductance components in the upper arm and the lower arm from the calculated voltage, respectively. ..
  • the determined upper arm arm voltage command value krefp and lower arm arm voltage command value krefn cause the AC current Iac to follow the AC current command value Iacref, the circulating current Iz to follow the circulating current command value Izref, and the DC voltage.
  • This is an output voltage command that causes Vdc to follow the DC voltage command value Vdcref and feed-forward controls the AC voltage Vsys.
  • a signal OM indicating the operation mode of the control device 3 is input to the discharge control unit 607.
  • the MMC requires the effective value of the circulating current Iz to continue the operation of the power converter in order to minimize the loss of the power converter 2 in the normal operation mode (also referred to as the first operation mode). Control to the minimum value.
  • the MMC of the present embodiment controls the effective value of the circulating current Iz in the discharge operation mode (also referred to as the second operation mode) so as to be larger than in the case of normal control. Since a resistance component exists inside the power converter 2, the loss increases by passing the circulating current Iz. This promotes the discharge of the capacitor 32 of each converter cell 7.
  • the discharge control unit 607 changes the circulating current command value Izref so that the effective value of the circulating current Iz becomes larger than usual when the operation mode is switched from the normal operation mode to the discharge operation mode. More specifically, the discharge control unit 607 adds and corrects the discharge control output value to the circulating current command value Izref in the normal operation mode.
  • the circulating current Iz When the circulating current Iz is intentionally passed, if the power converter 2 is connected to the AC power system (AC circuit 12), it is necessary to pass the circulating current Iz at a frequency other than the frequency of the system voltage. When the line is disconnected from the power system, it does not matter which frequency the circulating current is used. It is desirable that the frequency of the circulating current is high because the loss is expected to increase due to the skin effect.
  • the discharge control unit 607 sets the amplitude value or the effective value of the AC current command value Iacref in the discharge operation mode to be smaller than in the normal operation mode. More specifically, the discharge control unit 607 subtracts and corrects the discharge control output value to the AC current command value Iacref.
  • the function of the discharge control unit 607 may be included in each of the AC current control unit 603 and the circulation current control unit 605.
  • the signal OM indicating the operation mode of the control device 3 is input to the alternating current control unit 603 and the circulating current control unit 605, respectively.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the arm control unit 503.
  • the arm control unit 503 includes Ncell individual cell control units 202.
  • the individual cell control unit 202 individually controls the corresponding converter cell 7.
  • the individual cell control unit 202 receives the arm voltage command value kref, the arm current Iarm, and the capacitor voltage command value Vcref from the basic control unit 502.
  • the individual cell control unit 202 generates the gate signal ga of the corresponding converter cell 7 and outputs it to the corresponding converter cell 7.
  • each individual cell control unit 202 receives the detection value of the capacitor voltage Vc from the voltage detector 33 of the corresponding converter cell 7. Further, the detection value of the capacitor voltage Vc from the voltage detector 33 of each converter cell 7 is input to the basic control unit 502.
  • FIG. 8 is a flowchart for explaining the switching timing from the normal operation mode to the discharge operation mode. In the initial state, it is assumed that the control device 3 is operating in the normal operation mode.
  • step S100 when at least one capacitor voltage Vc exceeds the threshold value Vth (YES in step S100), the control device 3 advances the process to step S110.
  • step S110 the control device 3 switches the operation mode from the normal operation mode to the discharge operation mode.
  • step S210 the control device 3 switches the operation mode from the normal operation mode to the discharge operation mode.
  • FIG. 9 is a flowchart for explaining the operation of the circulating current control unit, the discharge control unit, and the AC current control unit of FIG. 6 in the discharge operation mode.
  • step S300 of FIG. 9 in the case of the normal operation mode, the AC current control unit 603 is based on the deviation between the detected AC current Iac and the AC current command value Iacref in the normal operation mode. Then, the AC control command value Vcr is generated. Further, the circulation control command value Vzr generates the circulation control command value Vzr based on the deviation between the detected circulation current Iz and the circulation current command value Izref in the normal operation mode described with reference to FIG. When the normal operation mode is continued (NO in step S310), the above step S300 is repeated.
  • step S310 When the normal operation mode is switched to the discharge operation mode (YES in step S310), the control device 3 advances the process to steps S320 and S330. Either of steps S320 and S330 may be executed first, or may be executed in parallel.
  • step S320 the AC current control unit 603 sets the effective value or amplitude value of the AC current command value Iacref to be smaller than in the normal operation mode, and calculates the AC control command value Vcr.
  • step S330 the circulation current control unit 605 sets the effective value or the amplitude value of the circulation current command value Izref to be larger than that in the normal operation mode, and calculates the circulation control command value Vzr.
  • the circulating current control unit 605 changes the circulating control command value Vzr so that the effective value or the amplitude value of the circulating current Iz becomes larger than in the normal operation mode without changing the circulating current command value Izref. You may.
  • step S340 When the discharge operation mode is continued (NO in step S340), the above steps S320 and S330 are repeated.
  • the control device 3 returns the process to step S300.
  • the effective value or amplitude value of the circulating current Iz is the minimum value required to continue the operation of the power converter 2 in order to minimize the loss of the power converter 2. Is controlled.
  • the control device 3 when the operation mode is switched from the normal operation mode to the discharge operation mode, the control device 3 has an effective value or an amplitude value of the circulating current Iz as compared with the case of the normal operation mode.
  • the power converter 2 is controlled so as to be large. Since the resistance component exists inside the power converter 2, the loss increases by passing the circulating current Iz, which can promote the discharge of the capacitor 32 of each converter cell 7.
  • the discharge control unit 607 corrects the circulation current command value Izref or the circulation control command value Vzr so that the effective value or the amplitude value of the circulation current Iz becomes larger in the discharge operation mode than in the normal operation mode. do. More specifically, the discharge control unit 607 adds and corrects the discharge control output to the circulating current command value Izref.
  • the circulating current Iz When the circulating current Iz is intentionally passed, if the power converter 2 is connected to the AC power system (AC circuit 12), it is necessary to pass the circulating current Iz at a frequency other than the frequency of the system voltage. When the power converter 2 is disconnected from the AC power system (AC circuit 12), there is no problem in using any frequency of the circulating current Iz. It is desirable that the frequency of the circulating current Iz is high because the loss is expected to increase due to the skin effect.
  • Embodiment 2 the power converter 2 is controlled so as to increase the effective value or the amplitude value of the circulating current Iz as much as possible within the range of the safe operating area (SOA).
  • SOA means a range of voltage and current at which the semiconductor element used as the switching element 31 of the converter cell 7 can safely switch.
  • FIG. 10 is a diagram conceptually showing an example of SOA of an IGBT or MOSFET.
  • the vertical axis of FIG. 10 shows the collector current Ic
  • the horizontal axis of FIG. 10 shows the collector-emitter voltage Vce.
  • the collector current Ic corresponds to the arm current Iarm flowing through each arm
  • the collector-emitter voltage Vce corresponds to the capacitor voltage Vc of each converter cell 7.
  • the upper limit of the collector current Ic is a constant value Imax. While the collector-emitter voltage Vce is from V2 to Vmax, the allowable collector current Ic becomes smaller as the collector-emitter voltage Vce increases. In this way, the upper limit of the collector current Ic changes according to the collector-emitter voltage Vce.
  • the magnitude of the circulating current Iz is determined by determining the magnitude of the effective value or the amplitude value of the circulating current Iz so that the peak value of the arm current Iarm matches the upper limit value of the SOA according to the capacitor voltage Vc. You can increase as much as possible. Further, since the arm current Iarm is determined by the sum of the AC current Iac, the DC current Idc, and the circulating current Iz, in order to set the amplitude value or the effective value of the circulating current Iz larger, the amplitude of the AC current command value Iacref. It is desirable to set the value or effective value smaller than in the normal operation mode.
  • the amplitude value or effective value of the circulating current Iz is determined so that the peak value of the arm current Iarm coincides with I1.
  • the upper limit of the arm current Iarm increases. Therefore, the effective value or the amplitude value of the circulating current Iz is increased according to the magnitude of the capacitor voltage Vc.
  • the capacitor 32 can be discharged safely and at high speed.
  • the circulating current control unit 605 determines the effective value or the amplitude value of the circulating current Iz so that the peak value of the arm current Iarm matches the upper limit value Imax of the SOA.
  • FIG. 11 is a flowchart for explaining the operation of the circulating current control unit, the discharge control unit, and the AC current control unit in the discharge operation mode in the power conversion device of the second embodiment.
  • the flowchart of FIG. 11 differs from the flowchart of FIG. 9 in that step S330 is changed to step S330A. Since the other steps in FIG. 11 are the same as in the case of FIG. 9, the same or corresponding steps are designated by the same reference numerals and the description is not repeated.
  • the circulating current control unit 605 determines the effective value or amplitude value of the circulating current command value Izref so that the peak value of the arm current Iarm becomes equal to the upper limit value of SOA according to the decrease of the capacitor voltage Vc. To determine. Alternatively, the circulation current control unit 605 does not change the circulation current command value Izref, and the circulation control command value Vzr so that the peak value of the arm current Iarm becomes equal to the upper limit value of the SOA according to the decrease in the capacitor voltage Vc. May be changed.
  • the control device 3 is a power converter in the discharge operation mode so as to increase the effective value or the amplitude value of the circulating current Iz as much as possible within the range of SOA. 2 is controlled.
  • the capacitor 32 can be discharged at the fastest speed without damaging the switching element 31 of each converter cell 7.
  • Embodiment 3 In the power conversion device 1 of the third embodiment, the carrier frequency in the pulse width control is increased in the discharge operation mode. As a result, the switching loss of the switching element 31 can be increased, so that the discharge of the capacitor 32 can be accelerated.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of the individual cell control unit 202 shown in FIG. 7.
  • the individual cell control unit 202 includes a carrier generator 203, an individual voltage control unit 205, an adder 206, and a gate signal generation unit 207.
  • the carrier generator 203 generates a carrier signal CS having a predetermined frequency (that is, carrier frequency) used in phase shift PWM (Pulse Width Modulation) control.
  • the phase shift PWM control shifts the timing of the PWM signals output to each of the plurality of (Ncell) converter cells 7 constituting the same arm (upper arm 5 or lower arm 6). .. It is known that this reduces the harmonic components included in the combined voltage of the output voltage of each converter cell 7.
  • the carrier generator 203 generates carrier signals CS that are out of phase with each other among the Ncell converter cells 7 based on the common reference phase ⁇ i and carrier frequency fc received from the basic control unit 502.
  • the individual voltage control unit 205 receives the capacitor voltage command value Vcref, the capacitor voltage Vc of the corresponding converter cell 7, and the detected value of the arm current Iarm of the arm to which the corresponding converter cell 7 belongs.
  • the capacitor voltage command value Vcref may be set to the average value of the entire capacitor voltage Vc of the power converter 2, or may be set to the average value of the capacitor voltages of Ncell converter cells 7 included in the same arm. May be good.
  • the individual voltage control unit 205 calculates the control output dkref for individual voltage control by calculating the deviation of the capacitor voltage Vc with respect to the capacitor voltage command value Vcref.
  • the individual voltage control unit 205 can also be configured by a controller that executes PI control, PID control, or the like. Further, by multiplying the calculated value by the controller by "+1" or "-1" according to the polarity of the arm current Iarm, the capacitor 32 is charged and discharged in the direction of eliminating the deviation.
  • the control output dkref is calculated.
  • the control output dkref for charging / discharging the capacitor 32 may be calculated by multiplying the calculated value by the controller by the arm current Iarm in the direction of eliminating the deviation.
  • the adder 206 outputs the cell voltage command value krefc by adding the arm voltage command value kref from the basic control unit 502 and the control output dkref of the individual voltage control unit 205.
  • the gate signal generation unit 207 generates a gate signal ga by PWM-modulating the cell voltage command value krefc by the carrier signal CS from the carrier generator 203.
  • FIG. 13 is a conceptual waveform diagram for explaining PWM modulation control by the gate signal generation unit shown in FIG.
  • the signal waveform shown in FIG. 13 is exaggerated for the sake of explanation, and does not show the actual signal waveform as it is.
  • the cell voltage command value krefc is typically voltage-compared with the carrier signal CS composed of a triangular wave.
  • the PWM modulation signal Spwm is set to a high level (H level).
  • the PWM modulation signal Spwm is set to the low level (L level).
  • the switching elements 31p and 31n of the converter cell 7 are on / off controlled by being sent to the gate driver (not shown) of the switching elements 31p and 31n of the converter cell 7 as the gate signal ga.
  • the cell voltage command value krefc corresponds to the sinusoidal voltage corrected by the control output dkref. Therefore, in the control device 3, the modulation factor command value in PWM modulation is calculated from the amplitude (or effective value) of the sinusoidal voltage (arm voltage command value kref) and the amplitude of the carrier signal CS by a known method. It is possible.
  • FIG. 14 is a flowchart for explaining the setting of the carrier frequency in the power converter according to the third embodiment. In the initial state, it is assumed that the control device 3 is in the normal operation mode.
  • step S410 the control device 3 sets the carrier frequency fc to be larger than that in the normal operation mode.
  • step S410 If the discharge operation mode is maintained (NO in step S410), the above step S410 is continued. On the other hand, when switching from the discharge operation mode to the normal operation mode (YES in step S410), in the next step S430, the control device 3 returns the carrier frequency fc to the set value of the original normal operation mode.
  • the control device 3 sets the carrier frequency fc in the phase shift PWM control to a larger value in the discharge operation mode than in the normal operation mode. As a result, the switching loss in the switching element 31 of the converter cell 7 can be increased, so that the discharge of the capacitor 32 can be accelerated.
  • Embodiment 4 In the power conversion device 1 of the fourth embodiment, the loss of the switching element 31 in the discharge operation mode is increased by using the active gate drive. As a result, the discharge of the capacitor 32 can be accelerated.
  • the fourth embodiment can be combined with any of the second and third embodiments.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration example of a converter cell constituting the power converter in the power converter according to the fourth embodiment.
  • the converter cell 7 includes a gate driver capable of an active gate drive of the switching element 31.
  • the circuit diagram (A) of FIG. 15 is different from the circuit diagram (A) of FIG. 2 in that the gate resistors 34p and 34n whose resistance values are variable according to the control signal act are further provided.
  • the circuit diagram (B) of FIG. 15 differs from the circuit diagram (B) of FIG. 2 in that it further includes a gate resistor 34p1, 34p2, 34n1, 34n2 whose resistance value is variable according to the control signal act. Since the other points of FIG. 15 are the same as those of FIG. 2, the same or corresponding parts are designated by the same reference numerals and the description is not repeated.
  • gate resistors 34 when the gate resistors 34p, 34n and the gate resistors 34p1, 34p2, 34n1, 34n2 are generically referred to or unspecified, they are referred to as gate resistors 34.
  • a variable resistor is provided as the gate resistor 34, but the gate resistor 34 may be configured to change the resistance value by switching the connection of a plurality of resistors.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration example of an individual cell control unit in the power conversion device of the fourth embodiment.
  • the individual cell control unit 202 of FIG. 16 is different from the individual cell control unit 202 of FIG. 12 in that the gate drive control unit 208 is further included. Since the other points of FIG. 16 are the same as those of FIG. 12, the same or corresponding parts are designated by the same reference numerals and the description is not repeated.
  • the gate drive control unit 208 of the individual cell control unit 202 activates the control signal act when the operation mode of the control device 3 is switched from the normal operation mode to the discharge operation mode. ..
  • the gate drive control unit 208 increases the gate resistance value of the corresponding converter cell 7.
  • the switching time of the switching element 31 of the converter cell 7 increases, so that the switching loss increases, so that the discharge of the capacitor 32 can be accelerated.
  • the method of active gate drive is not limited to the method of changing the gate resistance as long as it changes the switching loss of the switching element 31.
  • the switching time may be increased by a method other than increasing the gate resistance value.
  • FIG. 17 is a flowchart for explaining the setting of the gate resistance in the power converter according to the fourth embodiment. In the initial state, it is assumed that the control device 3 is in the normal operation mode.
  • step S500 When switching from the normal operation mode to the discharge operation mode (YES in step S500), the control device 3 advances the process to step S510.
  • step S510 the control device 3 sets the resistance value of the gate resistor 34 provided corresponding to the switching element 31 of each converter cell 7 to be larger than that in the normal operation mode.
  • step S510 If the discharge operation mode is maintained (NO in step S510), the above step S510 is continued. On the other hand, when switching from the discharge operation mode to the normal operation mode (YES in step S510), in the next step S530, the control device 3 returns the gate resistance value to the set value of the original normal operation mode.
  • the control device 3 uses the active gate drive in the discharge operation mode to increase the loss of the switching element 31 as compared with the case of the normal operation mode.
  • Each converter cell 7 is controlled in such a manner. As a result, the discharge of the capacitor 32 can be accelerated.
  • Embodiment 5 In MMC, it is common to provide a charging resistor between the power converter 2 and the AC system in order to suppress the charging current at the time of starting. In the power conversion device 1 of the fifth embodiment, the charge resistor is provided in each arm to increase the loss due to the circulating current Iz flowing in the discharge operation mode.
  • the fifth embodiment can be combined with any of the second to fourth embodiments.
  • FIG. 18 is a schematic configuration diagram of the power conversion device in the power conversion device 1 of the fifth embodiment.
  • Each upper arm 5 of FIG. 18 further includes a charging resistor 18A provided in series with the plurality of converter cells 7 and the reactor 8A, and a bypass switch 15A connected in parallel with the charging resistor 18A. It is different from each upper arm 5 of 2.
  • each lower arm 6 of FIG. 18 further includes a charging resistor 18B provided in series with the plurality of converter cells 7 and the reactor 8B, and a bypass switch 15B connected in parallel with the charging resistor 18B. It differs from each lower arm 6 in FIG. 2 in that it is different from each lower arm 6 in FIG.
  • charging resistors 18A and 18B When the charging resistors 18A and 18B are generically referred to or when they indicate unspecified ones, they are referred to as charging resistors 18. Further, the bypass switch 15A and 15B are referred to as a bypass switch 15 when they are generically referred to or when they indicate an unspecified one. Since the other points of FIG. 18 are the same as those of FIG. 1, the same or corresponding parts are designated by the same reference numerals and the description is not repeated.
  • FIG. 19 is a functional block diagram illustrating the internal configuration of the control device 3 in the power conversion device 1 of the fifth embodiment.
  • the control device 3 of FIG. 19 is different from the control device 3 of FIG. 4 in that it further includes a charge resistance control unit 504 for controlling the bypass switch 15. Since the other points in FIG. 19 are the same as in the case of FIG. 4, the same or corresponding parts are designated by the same reference numerals and the description is not repeated.
  • the charge resistance control unit 504 controls the bypass switch 15 in the closed state in the normal operation mode. As a result, the arm current Iarm is bypassed, so that the loss increase of the power converter 2 due to the charge resistor 18 can be prevented.
  • the charge resistance control unit 504 opens the bypass switch 15 in the discharge operation mode. As a result, the arm current Iarm flows through the charge resistor 18, so that the loss of the power converter 2 can be increased.
  • FIG. 20 is a flowchart illustrating the operation of the charge resistance control unit.
  • the flowchart (A) of FIG. 20 shows the operation of the charge resistance control unit 504 when the power converter 2 is started, and the flowchart (B) of FIG. 20 shows the operation of the charge resistance control unit 504 in the discharge operation mode.
  • step S600 the control device 3 advances the process to step S610.
  • step S610 the charge resistance control unit 504 of the control device 3 opens each bypass switch 15. As a result, the charging current of the capacitor 32 of each converter cell 7 is suppressed.
  • the control device 3 determines that the charging of the capacitor 32 is completed (YES in step S620). In this case, in the next step S630, the charge resistance control unit 504 of the control device 3 closes each bypass switch 15.
  • control device 3 is in the normal operation mode and each bypass switch 15 is in the closed state in the initial state.
  • step S700 When switching from the normal operation mode to the discharge operation mode (YES in step S700), the control device 3 advances the process to step S710.
  • step S710 the charge resistance control unit 504 of the control device 3 opens each bypass switch 15. As a result, the arm current Iarm flows through the charge resistor 18 and the loss of the power converter 2 increases, so that the discharge of the capacitor 32 can be accelerated.
  • step S720 When switching from the discharge operation mode to the normal operation mode (YES in step S720), the control device 3 advances the process to step S730. In step S730, the charge resistance control unit 504 of the control device 3 closes each bypass switch 15.
  • the charge resistor 18 provided on each arm is used to increase the loss due to the circulating current Iz in the discharge operation mode. As a result, the discharge of the capacitor 32 in the discharge operation mode can be accelerated.

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Abstract

電力変換装置（１）は、互いにカスケード接続された複数の変換器セル（７）を有するアーム（５，６）を複数含む電力変換器（２）を備える。制御装置（３）は、電力変換器（２）と交流回路（１２）との間を流れる交流電流（Ｉａｃ）を制御する交流電流制御部（６０３）と、電力変換器（２）のアーム間を流れる循環電流（Ｉｚ）を制御する循環電流制御部（６０４）とを含む。交流電流制御部（６０３）は、変換器セル（７）の蓄電素子（３２）の電圧を放電させる放電運転モードの場合に、通常運転モードの場合よりも交流電流（Ｉａｃ）の実効値または振幅値を減少させる。循環電流制御部（６０５）は、放電運転モードの場合に、通常運転モードの場合よりも循環電流（Ｉｚ）の実効値または振幅値を増加させる。

Description

電力変換装置
　本開示は、電力変換装置に関する。
　複数の単位変換器（以下、変換器セルとも称する）をカスケードに接続して構成するモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Modular　Multilevel　Converter）が知られている。ＭＭＣは、カスケードに接続する変換器セルの数を増加させることによって、容易に高電圧への対応ができることから送配電系統に広く適用されている。たとえば、大容量のＳＴＡＴＣＯＭ（STATic　synchronous　COMpensator）および高圧直流送電（ＨＶＤＣ送電）用の交直電力変換装置などとして用いられる。なお、ＳＴＡＴＣＯＭは、自励式ＳＶＣ（Static　Var　Compensator：静止形無効電力補償装置）とも称する。
　ＭＭＣを構成する各変換器セルは、複数のスイッチ（以下、スイッチング素子とも称する）と、蓄電要素（以下、キャパシタとも称する）とを備える。変換器セルの構成には、ハーフブリッジ回路（以下、チョッパ回路とも称する）またはフルブリッジ回路などのバリエーションがある。
　ＭＭＣでは、蓄電要素の充電電圧が規定値よりも増加したとき、もしくは、ＭＭＣの運転を停止するときなどに、変換器セルごとに分散配置された蓄電要素を速やかに放電することが求められる。
　たとえば、特開２０１８－０９３６３７号公報（特許文献１）は、変換器セルの内部において各スイッチング素子と並列に抵抗素子を設けることを開示する。キャパシタから出力される放電エネルギを消費するために、直列接続された正極側スイッチング素子と負極側スイッチング素子とのうち一方がオン状態に他方がオフ状態に制御される。
特開２０１８－０９３６３７号公報
　上記の特開２０１８－０９３６３７号公報（特許文献１）に記載のＭＭＣでは、変換器セルごとに物理的に抵抗素子を設けることになるので、電力変換装置の大型化およびコストの増大が懸念される。
　本開示は、上記の背景を考慮してなされたものであって、ある局面における目的は、物理的な放電機構の追加を最小限に抑えて、各変換器セルに設けられたキャパシタの放電を短時間で実現する電力変換装置を提供することである。
　一局面による電力変換装置は、互いにカスケード接続された複数の変換器セルを有するアームを複数含む電力変換器と、電力変換器を制御する制御装置とを備える。複数のアームの各々は、交流回路の対応する相と電気的に接続される。複数の変換器セルの各々は、一対の入出力端子と、複数のスイッチング素子と、複数のスイッチング素子を介して入出力端子と電気的に接続される蓄電素子とを含む。制御装置は、電力変換器と交流回路との間を流れる交流電流を制御する交流電流制御部と、電力変換器のアーム間を流れる循環電流を制御する循環電流制御部とを含む。循環電流制御部は、第１の運転モードにおいて、異なるアーム間での蓄電素子の電圧の不均衡を解消するように、循環電流を制御する。循環電流制御部は、第２の運転モードにおいて、第１の運転モードの場合よりも循環電流の実効値または振幅値を増加させることにより、電力変換器を構成する各変換器セルの蓄電素子の電圧を低下させる。交流電流制御部は、第２の運転モードにおいて、第１の運転モードの場合よりも交流電流の実効値または振幅値を減少させる。
　上記の局面の電力変換装置によれば、第２の運転モードの場合に第１の運転モードの場合よりも、交流電流の実効値または振幅値を減少させ、かつ循環電流の実効値または振幅値を増加させるので、各変換器セルに設けられたキャパシタの放電を短時間で実現できる。
実施の形態１の電力変換装置の概略構成図である。 電力変換器を構成する変換器セルの構成例を示す回路図である。 制御装置のハードウェア構成例を示すブロック図である。 図１に示された制御装置の内部構成を説明する機能ブロック図である。 図４の循環電流指令値生成部の詳細な構成例を示すブロック図である。 図４の各基本制御部のさらに詳細な構成を示す図である。 アーム制御部の構成例を説明するブロック図である。 通常運転モードから放電運転モードへの切り替えタイミングを説明するためのフローチャートである。 放電運転モードにおける図６の循環電流制御部、放電制御部、および交流電流制御部の動作を説明するためのフローチャートである。 ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴのＳＯＡの一例を概念的に示す図である。 実施の形態２の電力変換装置において、放電運転モードにおける循環電流制御部、放電制御部、および交流電流制御部の動作を説明するためのフローチャートである。 図７に示された個別セル制御部の構成例を示すブロック図である。 図１２に示されたゲート信号生成部によるＰＷＭ変調制御を説明するための概念的な波形図である。 実施の形態３の電力変換器におけるキャリア周波数の設定について説明するためのフローチャートである。 実施の形態４の電力変換装置において、電力変換器を構成する変換器セルの構成例を示す回路図である。 実施の形態４の電力変換装置において、個別セル制御部の構成例を示すブロック図である。 実施の形態４の電力変換器におけるゲート抵抗の設定について説明するためのフローチャートである。 実施の形態５の電力変換装置における電力変換装置の概略構成図である。 実施の形態５の電力変換装置における制御装置の内部構成を説明する機能ブロック図である。 充電抵抗制御部の動作を説明するフローチャートである。
　以下、各実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない場合がある。
　実施の形態１．
　［電力変換装置の全体構成］
　図１は、実施の形態１の電力変換装置の概略構成図である。図１を参照して、電力変換装置１は、互いに直列接続された複数の変換器セルを含むモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ）によって構成されている。なお、「変換器セル」は、「サブモジュール」、「ＳＭ」、または「単位変換器」とも呼ばれる。電力変換装置１は、直流回路１４と交流回路１２との間で電力変換を行なう。電力変換装置１は、電力変換器２と、制御装置３とを含む。
　電力変換器２は、正極直流端子（すなわち、高電位側直流端子）Ｎｐと、負極直流端子（すなわち、低電位側直流端子）Ｎｎとの間に互いに並列に接続された複数のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗ（総称する場合または任意のものを示す場合、レグ回路４と記載する）を含む。
　レグ回路４は、交流を構成する複数相の各々に設けられる。レグ回路４は、交流回路１２と直流回路１４との間に接続され、両回路間で電力変換を行なう。図１には、交流回路１２が３相交流系統の場合が示され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが設けられている。
　レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ設けられた交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、変圧器１３を介して交流回路１２に接続される。変圧器１３と交流回路１２との間に交流遮断器１９が設けられる。交流回路１２は、たとえば、交流電源などを含む交流電力系統である。図１では、図解を容易にするために、交流入力端子Ｎｖ，Ｎｗと変圧器１３との接続は図示していない。また、三相交流線路を１本の伝送路で表示している。
　各レグ回路４に共通に接続された高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎは、直流回路１４に接続される。高電位側直流端子Ｎｐと直流回路１４との間に直流遮断器２３Ａが設けられ、低電位側直流端子Ｎｎと直流回路１４との間に直流遮断器２３Ｂが設けられる。直流回路１４は、たとえば、直流送電網などを含む直流電力系統または他の電力変換装置の直流端子である。後者の場合、２台の電力変換装置を連結することによって定格周波数などが異なる交流電力系統間を接続するためのＢＴＢ（Back　To　Back）システムが構成される。
　図１の変圧器１３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流回路１２に接続する構成としてもよい。さらに、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに代えてレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが変圧器１３または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル８Ａ，８Ｂとしてもよい。すなわち、レグ回路４は、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗまたは上記の一次巻線など、各レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗに設けられた接続部を介して電気的に（すなわち直流的または交流的に）交流回路１２と接続される。
　レグ回路４ｕは、高電位側直流端子Ｎｐから交流入力端子Ｎｕまでの上アーム５と、低電位側直流端子Ｎｎから交流入力端子Ｎｕまでの下アーム６とを含む。上アーム５と下アーム６との接続点である交流入力端子Ｎｕが変圧器１３と接続される。高電位側直流端子Ｎｐおよび低電位側直流端子Ｎｎが直流回路１４に接続される。レグ回路４ｖ，４ｗについても同様の構成を有するので、以下、レグ回路４ｕを代表として説明する。
　上アーム５は、カスケード接続された複数の変換器セル７と、リアクトル８Ａとを含む。複数の変換器セル７およびリアクトル８Ａは、直列に接続されている。同様に、下アーム６は、カスケード接続された複数の変換器セル７と、リアクトル８Ｂとを含む。複数の変換器セル７およびリアクトル８Ｂは、直列に接続されている。
　以下の説明では、上アーム５および下アーム６の各々に含まれる変換器セル７の個数をＮｃｅｌｌとする。但し、Ｎｃｅｌｌ≧２とする。上アーム５および下アーム６の各々に含まれる個々の変換器セル７を区別する場合、変換器セル７＿１～７＿Ｎｃｅｌｌのように記載する。
　リアクトル８Ａが挿入される位置は、レグ回路４ｕの上アーム５のいずれの位置であってもよく、リアクトル８Ｂが挿入される位置は、レグ回路４ｕの下アーム６のいずれの位置であってもよい。リアクトル８Ａ，８Ｂはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、上アーム５のリアクトル８Ａのみ、もしくは、下アーム６のリアクトル８Ｂのみを設けてもよい。
　電力変換装置１は、さらに、制御に使用される電気量（電流、電圧など）を計測する各検出器として、交流電圧検出器１０と、交流電流検出器１６と、直流電圧検出器１１Ａ，１１Ｂと、各レグ回路４に設けられたアーム電流検出器９Ａ，９Ｂと、直流電流検出器１７とを含む。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置３に入力される。
　なお、図１では図解を容易にするために、各検出器から制御装置３に入力される信号の信号線と、制御装置３および各変換器セル７間で入出力される信号の信号線とは、一部まとめて記載されているが、実際には検出器ごとおよび変換器セル７ごとに設けられている。各変換器セル７と制御装置３との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられていてもよい。信号線は、たとえば光ファイバによって構成される。
　次に、各検出器について具体的に説明する。
　交流電圧検出器１０は、交流回路１２のＵ相の交流電圧Ｖｓｙｓｕ、Ｖ相の交流電圧Ｖｓｙｓｖ、および、Ｗ相の交流電圧Ｖｓｙｓｗを検出する。以下の説明では、Ｖｓｙｓｕ、Ｖｓｙｓｖ、および、Ｖｓｙｓｗを総称してＶｓｙｓとも記載する。電力変換器２の交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの交流電圧Ｖａｃｕ，Ｖａｃｖ，Ｖａｃｗは、交流電圧検出器１０で検出される交流電圧Ｖｓｙｓｕ，Ｖｓｙｓｖ，Ｖｓｙｓｗから、変圧器１３の変圧比およびインピーダンス降下を考慮して求めることができる。以下の説明では、交流Ｖａｃｕ、Ｖａｃｖ、およびＶａｃｗを総称してＶａｃとも記載する。
　交流電流検出器１６は、交流回路１２のＵ相の交流電流Ｉｓｙｓｕ、Ｖ相の交流電流Ｉｓｙｓｖ、および、Ｗ相の交流電流Ｉｓｙｓｗを検出する。以下の説明では、Ｉｓｙｓｕ、Ｉｓｙｓｖ、およびＩｓｙｓｗを総称してＩｓｙｓとも記載する。また、電力変換器２から交流回路１２に出力される場合の交流電流の符号を正とする。
　直流電圧検出器１１Ａは、直流回路１４に接続された高電位側直流端子Ｎｐの直流電圧Ｖｄｃｐを検出する。直流電圧検出器１１Ｂは、直流回路１４に接続された低電位側直流端子Ｎｎの直流電圧Ｖｄｃｎを検出する。直流電圧Ｖｄｃｐと直流電圧Ｖｄｃｎとの差を直流電圧Ｖｄｃとする。
　直流電流検出器１７は、高電位側直流端子Ｎｐまたは低電位側直流端子Ｎｎを流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。以下の説明では、直流回路１４から高電位側直流端子Ｎｐに流れる場合、および低電位側直流端子Ｎｎから直流回路１４に流れる場合の直流電流の符号を正とする。
　Ｕ相用のレグ回路４ｕに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム５に流れる上アーム電流Ｉｐｕ、および、下アーム６に流れる下アーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。Ｖ相用のレグ回路４ｖに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｖおよび下アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路４ｗに設けられたアーム電流検出器９Ａおよび９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｗおよび下アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。以下の説明では、上アーム電流Ｉｐｕ、Ｉｐｖ、Ｉｐｗを総称して上アーム電流Ｉａｒｍｐとも記載し、下アーム電流Ｉｎｕ、Ｉｎｖ、Ｉｎｗを総称して下アーム電流Ｉａｒｍｎとも記載し、上アーム電流Ｉａｒｍｐと下アーム電流Ｉａｒｍｎとを総称してＩａｒｍとも記載する。また、高電位側直流端子Ｎｐから低電位側直流端子Ｎｎに流れる場合のアーム電流の符号を正とする。
　電力変換器２から交流回路１２に出力するＵ相交流電流Ｉａｃｕ、Ｖ相交流電流Ｉａｃｖ、およびＷ相交流電流Ｉａｃｗは、アーム電流Ｉａｒｍを用いて表すことができる。具体的に、各相の交流電流Ｉａｃは、
　Ｉａｃｕ＝Ｉｐｕ－Ｉｎｕ　　…(1)
　Ｉａｃｖ＝Ｉｐｖ－Ｉｎｖ　　…(2)
　Ｉａｃｗ＝Ｉｐｗ－Ｉｎｗ　　…(3)
のように表される。以下の説明では、Ｉａｃｕ、Ｉａｃｖ、およびＩａｃｗを総称して、Ｉａｃとも記載する。
　上記の（１）～（３）式で表される交流電流Ｉａｃは、変圧器の二次側電流（電力変換器２の側の電流）に相当する。交流電流Ｉａｃと、交流電流検出器１６で検出される交流電流Ｉｓｙｓとは、理想的には、変圧器１３の変圧比だけ異なる。変圧器１３に代えて連系リアクトルを用いる場合には、交流電流Ｉａｃと交流電流Ｉｓｙｓとは一致する。制御装置３では、上式（１）～（３）で計算される交流電流Ｉａｃに代えて、交流電流検出器１６に計測される交流電流Ｉｓｙｓを用いてもよい。
　直流回路１４から電力変換器２の高電位側直流端子Ｎｐに流入する直流電流Ｉｄｃも、アーム電流Ｉａｒｍを用いて表すことができる。具体的に、直流電流Ｉｄｃは、
　Ｉｄｃ＝（Ｉｐｕ＋Ｉｎｕ＋Ｉｐｖ＋Ｉｎｖ＋Ｉｐｗ＋Ｉｎｗ）／２　　…(4)
と表される。
　交流回路１２および直流回路１４を経路に含まずに電力変換器２内の閉回路に流れる電流を循環電流と称する。Ｕ相アームに流れる循環電流Ｉｚｕ、Ｖ相アームに流れる循環電流れる循環電流Ｉｚｖ、およびＷ相アームに流れる循環電流Ｉｚｗは、
　Ｉｚｕ＝（Ｉｐｕ＋Ｉｎｕ）／２－Ｉｄｃ／３　　…(5)
　Ｉｚｖ＝（Ｉｐｖ＋Ｉｎｖ）／２－Ｉｄｃ／３　　…(6)
　Ｉｚｗ＝（Ｉｐｗ＋Ｉｎｗ）／２－Ｉｄｃ／３　　…(7)
のように定義できる。各相の循環電流Ｉｚｕ，Ｉｚｖ，Ｉｚｗを総称してＩｚと記載する。
　［変換器セルの構成例］
　図２は、電力変換器を構成する変換器セルの構成例を示す回路図である。
　図２の（Ａ）に示す変換器セル７は、ハーフブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。この変換器セル７は、２つのスイッチング素子３１ｐおよび３１ｎを直列接続して形成した直列体と、蓄電素子３２と、電圧検出器３３と、入出力端子Ｐ１，Ｐ２とを備える。スイッチング素子３１ｐおよび３１ｎの直列体と蓄電素子３２とは並列接続される。電圧検出器３３は、蓄電素子３２の両端間の電圧Ｖｃを検出する。
　スイッチング素子３１ｎの両端子は、入出力端子Ｐ１，Ｐ２にそれぞれ接続される。変換器セル７は、スイッチング素子３１ｐ，３１ｎのスイッチング動作により、蓄電素子３２の電圧Ｖｃまたは零電圧を、入出力端子Ｐ１およびＰ２の間に出力する。スイッチング素子３１ｐがオン、かつスイッチング素子３１ｎがオフとなったときに、変換器セル７からは、蓄電素子３２の電圧Ｖｃが出力される。スイッチング素子３１ｐがオフ、かつスイッチング素子３１ｎがオンとなったときに、変換器セル７は、零電圧を出力する。
　図２の（Ｂ）に示す変換器セル７は、フルブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。この変換器セル７は、２つのスイッチング素子３１ｐ１および３１ｎ１を直列接続して形成された第１の直列体と、２つスイッチング素子３１ｐ２および３１ｎ２を直列接続して形成された第２の直列体と、蓄電素子３２と、電圧検出器３３と、入出力端子Ｐ１，Ｐ２とを備える。第１の直列体と、第２の直列体と、蓄電素子３２とが並列接続される。電圧検出器３３は、蓄電素子３２の両端間の電圧Ｖｃを検出する。
　スイッチング素子３１ｐ１およびスイッチング素子３１ｎ１の中点は、入出力端子Ｐ１と接続される。同様に、スイッチング素子３１ｐ２およびスイッチング素子３１ｎ２の中点は、入出力端子Ｐ２と接続される。変換器セル７は、スイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１，３１ｐ２，３１ｎ２のスイッチング動作により、蓄電素子３２の電圧Ｖｃ、－Ｖｃ、または零電圧を、入出力端子Ｐ１およびＰ２の間に出力する。
　図２の（Ａ）および（Ｂ）において、スイッチング素子３１ｐ，３１ｎ，３１ｐ１，３１ｎ１，３１ｐ２，３１ｎ２は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、ＧＣＴ（Gate　Commutated　Turn-off）サイリスタなどの自己消弧型の半導体スイッチング素子にＦＷＤ（Freewheeling　Diode）が逆並列に接続されて構成される。
　図２の（Ａ）および（Ｂ）において、蓄電素子３２には、フィルムコンデンサなどのキャパシタが主に用いられる。蓄電素子３２は、以降の説明では、キャパシタと呼称することもある。以下では、蓄電素子３２の電圧Ｖｃをキャパシタ電圧Ｖｃとも称する。
　図１に示されるように、変換器セル７はカスケード接続されている。図２の（Ａ）および（Ｂ）の各々において、上アーム５に配置された変換器セル７では、入出力端子Ｐ１は、隣の変換器セル７の入出力端子Ｐ２または高電位側直流端子Ｎｐと接続され、入出力端子Ｐ２は、隣の変換器セル７の入出力端子Ｐ１または交流入力端子Ｎｕと接続される。同様に、下アーム６に配置された変換器セル７では、入出力端子Ｐ１は、隣の変換器セル７の入出力端子Ｐ２または交流入力端子Ｎｕと接続され、入出力端子Ｐ２は、隣の変換器セル７の入出力端子Ｐ１または低電位側直流端子Ｎｎと接続される。
　以降では、変換器セル７を図２の（Ａ）に示すハーフブリッジセルの構成とし、スイッチング素子として半導体スイッチング素子、蓄電素子としてキャパシタを用いた場合を例に説明する。但し、電力変換器２を構成する変換器セル７を図２の（Ｂ）に示すフルブリッジ構成とすることも可能である。また、上記で例示した構成以外の変換器セル、たとえば、クランプトダブルセルと呼ばれる回路構成などを適用した変換器セルを用いてもよく、スイッチング素子および蓄電素子も上記の例示に限定されるものではない。
　［制御装置］
　図３は、制御装置３のハードウェア構成例を示すブロック図である。図３には、コンピュータによって制御装置３を構成する例が示される。
　図３を参照して、制御装置３は、１つ以上の入力変換器７０と、１つ以上のサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路７１と、マルチプレクサ（ＭＵＸ）７２と、Ａ／Ｄ（Analog　to　Digital）変換器７３とを含む。さらに、制御装置３は、１つ以上のＣＰＵ（Central　Processing　Unit）７４と、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）７５と、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）７６とを含む。さらに、制御装置３は、１つ以上の入出力インターフェイス７７と、補助記憶装置７８と、上記の構成要素間を相互に接続するバス７９を含む。
　入力変換器７０は、入力チャンネルごとに補助変成器（図示せず）を有する。各補助変成器は、図１の各電気量検出器による検出信号を、後続する信号処理に適した電圧レベルの信号に変換する。
　サンプルホールド回路７１は、入力変換器７０ごとに設けられる。サンプルホールド回路７１は、対応の入力変換器７０から受けた電気量を表す信号を規定のサンプリング周波数でサンプリングして保持する。
　マルチプレクサ７２は、複数のサンプルホールド回路７１に保持された信号を順次選択する。Ａ／Ｄ変換器７３は、マルチプレクサ７２によって選択された信号をデジタル値に変換する。なお、複数のＡ／Ｄ変換器７３を設けることによって、複数の入力チャンネルの検出信号に対して並列的にＡ／Ｄ変換を実行するようにしてもよい。
　ＣＰＵ７４は、制御装置３の全体を制御し、プログラムに従って演算処理を実行する。揮発性メモリとしてのＲＡＭ７５および不揮発性メモリとしてのＲＯＭ７６は、ＣＰＵ７４の主記憶として用いられる。ＲＯＭ７６は、プログラムおよび信号処理用の設定値などを収納する。補助記憶装置７８は、ＲＯＭ７６に比べて大容量の不揮発性メモリであり、プログラムおよび電気量検出値のデータなどを格納する。
　入出力インターフェイス７７は、ＣＰＵ７４および外部装置の間で通信する際のインターフェイス回路である。
　なお、図３の例とは異なり、制御装置３の少なくとも一部をＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）および、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）等の回路を用いて構成することも可能である。すなわち、図３に記載された各機能ブロックの機能は、図３に例示されたコンピュータをベースに構成することもできるし、その少なくとも一部をＦＰＧＡおよびＡＳＩＣなどの回路を用いて構成することができる。また、各機能ブロックの機能の少なくとも一部は、アナログ回路によって構成することも可能である。
　図４は、図１に示された制御装置３の内部構成を説明する機能ブロック図である。制御装置３は、その制御機能の１つとして、各変換器セル７のスイッチング素子３１ｐ，３１ｎのオン、オフを制御する。
　制御装置３は、Ｕ相基本制御部５０２Ｕと、Ｕ相上アーム制御部５０３ＵＰと、Ｕ相下アーム制御部５０３ＵＮと、Ｖ相基本制御部５０２Ｖと、Ｖ相上アーム制御部５０３ＶＰと、Ｖ相下アーム制御部５０３ＶＮと、Ｗ相基本制御部５０２Ｗと、Ｗ相上アーム制御部５０３ＷＰと、Ｗ相下アーム制御部５０３ＷＮと、循環電流指令値生成部５１０とを含む。
　以下の説明では、Ｕ相基本制御部５０２Ｕ、Ｖ相基本制御部５０２Ｖ、および、Ｗ相基本制御部５０２Ｗを総称する場合または不特定のものを示す場合に、基本制御部５０２とも記載する。Ｕ相上アーム制御部５０３ＵＰ、Ｖ相上アーム制御部５０３ＶＰ、およびＷ相上アーム制御部５０３ＷＰを総称する場合または不特定のものを示す場合に、上アーム制御部５０３Ｐと記載する。Ｕ相下アーム制御部５０３ＵＮ、Ｖ相下アーム制御部５０３ＶＮ、およびＷ相下アーム制御部５０３ＷＮを総称する場合または不特定のものを示す場合に、下アーム制御部５０３Ｎとも記載する。上アーム制御部５０３Ｐおよび下アーム制御部５０３Ｎを総称してアーム制御部５０３と記載する。
　基本制御部５０２の構成例は図６で説明し、アーム制御部５０３の構成例は図７で説明する。以下では、まず、循環電流指令値生成部５１０の構成例について説明する。循環電流指令値生成部５１０は、ｕ相の循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｕ、ｖ相の循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｖ、およびｗ相の循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｗを生成する。以下の説明では、各相の循環電流指令値を総称する場合または不特定相の循環電流指令値を示す場合に、循環電流指令値Ｉｚｒｅｆと記載する。
　図５は、図４の循環電流指令値生成部の詳細な構成例を示すブロック図である。図５を参照して、循環電流指令値生成部５１０は、電圧平均値生成部５１１と、グループ間電圧制御部５１５と、減算部５１４とを含む。
　電圧平均値生成部５１１は、各変換器セル７から電圧検出器３３によって検出されたキャパシタ電圧Ｖｃを受ける。電圧平均値生成部５１１は、各変換器セル７のキャパシタ電圧Ｖｃから、電力変換器２の全ての変換器セル７のキャパシタ３２の蓄積エネルギの平均値を示す全電圧平均値Ｖｃａｌｌと、予め定められたグループ毎での変換器セル７のキャパシタ３２の蓄積エネルギの平均値であるグループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒとを生成する。
　たとえば、グループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒは、レグ回路４ｕ（Ｕ相）、４ｖ（Ｖ相）、および、４ｗ（Ｗ相）のそれぞれに含まれる複数個（２×Ｎｅｃｌｌ個）の変換器セル７の蓄積エネルギの平均値を示すＵ相電圧平均値Ｖｃｇｕ、Ｖ相電圧平均値Ｖｃｇｖ、および、Ｗ相電圧平均値Ｖｃｇｗを含む。あるいは、グループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒは、レグ回路４（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）毎の電圧平均値に代えて、あるいはこれに加えて、各レグ回路４について上アーム５および下アーム６のそれぞれについて、各アームに含まれる複数個（Ｎｅｃｌｌ個）の変換器セル７の蓄積エネルギの平均値を示すグループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒを含んでもよい。すなわち、グループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒは、Ｕ相上アーム電圧平均値Ｖｃｇｕｐ、Ｕ相下アーム電圧平均値Ｖｃｇｕｎ、Ｖ相上アーム電圧平均値Ｖｃｇｖｐ、Ｖ相下アーム電圧平均値Ｖｃｇｖｎ、Ｗ相上アーム電圧平均値Ｖｃｇｗｐ、およびＷ相下アーム電圧平均値Ｖｃｇｗｎを含んでもよい。
　グループ間電圧制御部５１５は、電圧平均値生成部５１１によって生成された相ごとのグループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒに基づいて、グループ間（各相レグ回路間またはアーム間）での蓄積エネルギの不均衡を補償するための循環電流指令値Ｉｚｒｅｆを相ごとに生成する。すなわち、グループ間電圧制御部５１５は、Ｕ相循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｕ、Ｖ相循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｖ、およびＷ相循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｗを生成する。
　具体的に、減算部５１４は、全電圧平均値Ｖｃａｌｌからグループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒを減算する。たとえば、Ｕ相循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｕを生成する場合には、減算部５１４には、グループ毎電圧平均値Ｖｃｇｒとして、Ｕ相電圧平均値Ｖｃｇｕが入力され、さらにＵ相上アーム電圧平均値ＶｃｇｕｐおよびＵ相下アーム電圧平均値Ｖｃｇｕｎが入力されてもよい。グループ間電圧制御部５１５は、減算部５１４によって算出された、全電圧平均値Ｖｃａｌｌに対するＵ相電圧平均値Ｖｃｇｕの偏差に対して演算を施すことによって、ｕ相循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｕを生成する。もしくは、グループ間電圧制御部５１５は、全電圧平均値Ｖｃａｌｌに対するＵ相電圧平均値Ｖｃｇｕの偏差、全電圧平均値Ｖｃａｌｌに対するＵ相上アーム電圧平均値Ｖｃｇｕｐの偏差、および全電圧平均値Ｖｃａｌｌに対するＵ相下アーム電圧平均値Ｖｃｇｕｎの偏差の各々に対して演算を施し、演算結果を加算することによってｕ相循環電流指令値Ｉｚｒｅｆｕを生成する。循環電流指令値Ｉｚｒｅｆは、グループ間（レグ回路間さらには相ごとのアーム間）で、変換器セル７のキャパシタ電圧Ｖｃのレベルを均一化して、グループ間での変換器セル７での蓄積エネルギの不均衡を解消するための循環電流値に相当する。
　たとえば、グループ間電圧制御部５１５は、減算部５１４が算出した上記偏差に対して比例演算および積分演算を行うＰＩ制御器として構成することもできるし、さらに微分演算を行うＰＩＤ制御器として構成することもできる。あるいは、一般的にフィードバック制御に用いられる他の制御器の構成を用いて、グループ間電圧制御部５１５を構成することも可能である。
　図６は、図４の各基本制御部５０２のさらに詳細な構成を示す図である。図６を参照して、基本制御部５０２は、アーム電圧指令生成部６０１と、キャパシタ電圧指令生成部６０２とを含む。
　アーム電圧指令生成部６０１は、図１の上アーム５に含まれるＮｃｅｌｌ個の変換器セル７の電圧指令値ｋｒｅｆｐと、下アーム６に含まれるＮｃｅｌｌ個の変換器セル７の電圧指令値ｋｒｅｆｎとを生成する。アーム電圧指令生成部６０１は、生成した電圧指令値ｋｒｅｆｐを上アーム制御部５０３Ｐに出力し、生成した電圧指令値ｋｒｅｆｎを下アーム制御部５０３Ｎに出力する。以下の説明では、上アーム５のための電圧指令値ｋｒｅｆｐと下アーム６のための電圧指令値ｋｒｅｆｎとを総称して、電圧指令値ｋｒｅｆと記載する。
　キャパシタ電圧指令生成部６０２は、上アーム５に含まれるＮｃｅｌｌ個の変換器セル７のキャパシタ３２のキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｐを生成する。キャパシタ電圧指令生成部６０２は、さらに、下アーム６に含まれるＮｃｅｌｌ個の変換器セル７のキャパシタ３２のキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｎを算出する。キャパシタ電圧指令生成部６０２は、生成した上アーム５のためのキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｐを上アーム制御部５０３Ｐに出力し、生成した下アーム６のためのキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｎを下アーム制御部５０３Ｎに出力する。
　上アーム５のためのキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｐは、たとえば、上アームの変換器セル７のキャパシタ３２の平均電圧とし、下アーム６のためのキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｎは、たとえば、下アーム６の変換器セル７のキャパシタ３２の平均電圧とする。以下の説明では、上アーム５のためのキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｐと下アーム６のためのキャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆｎとを総称して、キャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆと記載する。
　図６に示すように、より詳細には、アーム電圧指令生成部６０１は、交流電流制御部６０３と、直流電流制御部６０４と、循環電流制御部６０５と、指令分配部６０６と、放電制御部６０７とを備える。
　交流電流制御部６０３は、検出された交流電流Ｉａｃと設定された交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆとの偏差を０にするための交流制御指令値Ｖｃｒを算出する。もしくは、交流電流制御部６０３は、検出された交流電流Ｉａｃと放電制御部６０７によって変更された交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆとの偏差を０にするための交流制御指令値Ｖｃｒを算出する。たとえば、交流電流制御部６０３は、上記偏差に対して比例演算および積分演算を行うＰＩ制御器として構成することもできるし、さらに微分演算を行うＰＩＤ制御器として構成することもできる。あるいは、一般的にフィードバック制御に用いられる他の制御器の構成を用いて交流電流制御部６０３を構成することも可能である。
　直流電流制御部６０４は、設定された直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆと設定された直流電流指令値Ｉｄｃｒｅｆとに基づいて、検出された直流電流Ｉｄｃと設定された直流電流指令値Ｉｄｃｒｅｆとの偏差を０にするための直流制御指令値Ｖｄｃｒを算出する。この際、直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆは検出された直流電圧Ｖｄｃに基づいて演算されるものでもよい。
　循環電流制御部６０５は、検出された循環電流Ｉｚを、設定された循環電流指令値Ｉｚｒｅｆまたは放電制御部６０７によって変更された循環電流指令値Ｉｚｒｅｆに追従制御するための、循環制御指令値Ｖｚｒを算出する。循環電流指令値Ｉｚｒｅｆの設定値は、たとえば、０に設定される。放電制御部６０７の動作については後述する。
　指令分配部６０６は、交流制御指令値Ｖｃｒと、循環制御指令値Ｖｚｒと、直流制御指令値Ｖｄｃｒと、中性点電圧Ｖｓｎと、交流電圧Ｖｓｙｓとを受ける。電力変換器２の交流側が変圧器１３を介して交流回路１２に接続されているため、中性点電圧Ｖｓｎは、直流回路１４の直流電源の電圧により求めることができる。直流制御指令値Ｖｄｃｒは、直流出力制御により決定されても、一定値でもよい。
　指令分配部６０６は、これらの入力に基づいて、上アーム、および下アームがそれぞれ出力分担する電圧を算出する。指令分配部６０６は、算出した電圧から上アーム、下アーム内のインダクタンス成分による電圧降下分をそれぞれ差し引くことによって、上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐ、および下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎを決定する。
　決定された上アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｐおよび下アームのアーム電圧指令値ｋｒｅｆｎは、交流電流Ｉａｃを交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆに追従させ、循環電流Ｉｚを循環電流指令値Ｉｚｒｅｆに追従させ、直流電圧Ｖｄｃを直流電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆに追従させるとともに、交流電圧Ｖｓｙｓをフィードフォワード制御する出力電圧指令である。
　次に、放電制御部６０７の動作について説明する。放電制御部６０７には制御装置３の運転モードを表す信号ＯＭが入力される。ＭＭＣは、通常運転モード（第１の運転モードとも称する）において電力変換器２の損失を最小限にするために、循環電流Ｉｚの実効値を、電力変換器の運転を継続するために必要な最小の値となるように制御する。
　一方、本実施の形態のＭＭＣは、放電運転モード（第２の運転モードとも称する）において、循環電流Ｉｚの実効値を通常制御の場合よりも多くなるように制御する。電力変換器２の内部には抵抗成分が存在するため、循環電流Ｉｚを流すことにより損失が増加する。これによって、各変換器セル７のキャパシタ３２の放電が促される。
　具体的に、放電制御部６０７は、運転モードが通常運転モードから放電運転モードに切り替わると、循環電流Ｉｚの実効値が通常よりも多くなるように循環電流指令値Ｉｚｒｅｆを変更する。より具体的には、放電制御部６０７は、通常運転モードにおける循環電流指令値Ｉｚｒｅｆに放電制御出力値を加算補正する。
　循環電流Ｉｚを意図的に流す際、電力変換器２が交流電力系統（交流回路１２）に連系されている場合は、系統電圧の周波数以外の周波数で循環電流Ｉｚを流す必要がある。電力系統から解列している場合は、循環電流はいずれの周波数用いても問題ない。なお、表皮効果による損失増加が見込まれるため、循環電流の周波数は高いほうが望ましい。
　スイッチング素子３１が安全に動作できる範囲内で循環電流Ｉｚの実効値をできるだけ大きくしたほうが、各変換器セル７のキャパシタ３２の放電を早めることができる。スイッチング素子３１の安全動作のためにアーム電流Ｉａｒｍの上限値が決まるので、循環電流Ｉｚの振幅値または実効値をより大きく設定するためには、交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆの振幅値または実効値を通常運転モードの場合よりも小さく設定するのが望ましい。したがって、放電制御部６０７は、放電運転モードにおいて、交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆの振幅値または実効値を通常運転モードの場合よりも小さく設定する。より具体的には、放電制御部６０７は、交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆに放電制御出力値を減算補正する。
　なお、図６の場合と異なり、放電制御部６０７の機能を交流電流制御部６０３および循環電流制御部６０５の各々に含ませてもよい。この場合、制御装置３の運転モードを表す信号ＯＭは、交流電流制御部６０３および循環電流制御部６０５にそれぞれ入力される。
　図７は、アーム制御部５０３の構成例を説明するブロック図である。図７を参照して、アーム制御部５０３は、Ｎｃｅｌｌ個の個別セル制御部２０２を含む。
　個別セル制御部２０２は、対応する変換器セル７を個別に制御する。個別セル制御部２０２は、基本制御部５０２からアーム電圧指令値ｋｒｅｆ、アーム電流Ｉａｒｍ、および、キャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆを受ける。
　個別セル制御部２０２は、対応する変換器セル７のゲート信号ｇａを生成して、対応する変換器セル７へ出力する。ゲート信号ｇａは、図２の（Ａ）の変換器セル７では、スイッチング素子３１ｐおよび３１ｎのオンオフを制御する信号である（ｎ＝２）。なお、変換器セル７が、図２の（Ｂ）のフルブリッジ構成である場合には、スイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１，３１ｐ２，３１ｎ２のそれぞれのゲート信号が生成される（ｎ＝４）。
　一方で、各個別セル制御部２０２は、対応する変換器セル７の電圧検出器３３から、キャパシタ電圧Ｖｃの検出値を受信する。さらに、各変換器セル７の電圧検出器３３からのキャパシタ電圧Ｖｃの検出値は、基本制御部５０２に入力される。
　［放電運転モードにおける電力変換器２の制御手順］
　以下、放電運転モードにおける電力変換器２の制御手順について、これまでの説明を総括する。
　図８は、通常運転モードから放電運転モードへの切り替えタイミングを説明するためのフローチャートである。初期状態において、制御装置３は、通常運転モードで運転中であるとする。
　図８のフローチャート（Ａ）を参照して、制御装置３は、少なくとも１つのキャパシタ電圧Ｖｃが閾値Ｖｔｈを超えているとき（ステップＳ１００でＹＥＳ）、処理をステップＳ１１０に進める。ステップＳ１１０において、制御装置３は、運転モードを通常運転モードから放電運転モードへ切り替える。
　図８のフローチャート（Ｂ）を参照して、制御装置３は、電力変換器２の停止指令を受けた場合に（ステップＳ２００でＹＥＳ）、処理をステップＳ２１０に進める。ステップＳ２１０において、制御装置３は、運転モードを通常運転モードから放電運転モードへ切り替える。
　図９は、放電運転モードにおける図６の循環電流制御部、放電制御部、および交流電流制御部の動作を説明するためのフローチャートである。
　図６および図９を参照して、図９ステップＳ３００において、通常運転モードの場合、交流電流制御部６０３は、検出された交流電流Ｉａｃと通常運転モードにおける交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆとの偏差に基づいて、交流制御指令値Ｖｃｒを生成する。また、循環制御指令値Ｖｚｒは、検出された循環電流Ｉｚと、図５を参照して説明した通常運転モードにおける循環電流指令値Ｉｚｒｅｆとの偏差に基づいて、循環制御指令値Ｖｚｒを生成する。通常運転モードが継続される場合（ステップＳ３１０でＮＯ）、上記のステップＳ３００が繰り返される。
　通常運転モードから放電運転モードに切り替わると（ステップＳ３１０でＹＥＳ）、制御装置３は、処理をステップＳ３２０およびステップＳ３３０に進める。ステップＳ３２０およびＳ３３０は、どちらを先に実行してもよいし、並行して実行してもよい。
　ステップＳ３２０において、交流電流制御部６０３は、交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆの実効値または振幅値を通常運転モードの場合よりも小さく設定して、交流制御指令値Ｖｃｒを計算する。
　ステップＳ３３０において、循環電流制御部６０５は、循環電流指令値Ｉｚｒｅｆの実効値または振幅値を通常運転モードの場合よりも大きく設定して、循環制御指令値Ｖｚｒを計算する。もしくは、循環電流制御部６０５は、循環電流指令値Ｉｚｒｅｆを変更せずに、循環電流Ｉｚの実効値または振幅値が通常運転モードの場合よりも大きくなるように、循環制御指令値Ｖｚｒを変更してもよい。
　放電運転モードが継続される場合（ステップＳ３４０でＮＯ）、上記のステップＳ３２０およびステップＳ３３０が繰り返される。制御装置３は、放電運転モードから通常運転モードに切り替える場合、処理をステップＳ３００に戻す。
　［実施の形態１の効果］
　通常のＭＭＣの制御では、電力変換器２の損失を最小限にするために、循環電流Ｉｚの実効値または振幅値は、電力変換器２の運転を継続するために必要な最小の値になるように制御される。
　実施の形態１の電力変換装置１の場合には、制御装置３は、運転モードが通常運転モードから放電運転モードに切り替わると、通常運転モードの場合よりも循環電流Ｉｚの実効値または振幅値が大きくなるように電力変換器２を制御する。電力変換器２の内部には、抵抗成分が存在するために、循環電流Ｉｚを流すことにより損失が増加し、これにより各変換器セル７のキャパシタ３２の放電を促すことができる。
　具体的に、放電制御部６０７は、放電運転モードにおいて、循環電流Ｉｚの実効値または振幅値が通常運転モードの場合よりも大きくなるように、循環電流指令値Ｉｚｒｅｆまたは循環制御指令値Ｖｚｒを補正する。より具体的には、放電制御部６０７は、循環電流指令値Ｉｚｒｅｆに放電制御出力を加算補正する。
　循環電流Ｉｚを意図的に流す際、電力変換器２が交流電力系統（交流回路１２）に連系されている場合は、系統電圧の周波数以外の周波数で循環電流Ｉｚを流す必要がある。電力変換器２が交流電力系統（交流回路１２）から解列している場合は、循環電流Ｉｚの周波数はいずれの周波数用いても問題ない。なお、表皮効果による損失増加が見込まれるため、循環電流Ｉｚの周波数は高いほうが望ましい。
　実施の形態２．
　実施の形態２では、安全運転領域（ＳＯＡ：Safety　Operating　Area）の範囲内で、できるだけ循環電流Ｉｚの実効値または振幅値を大きくするように、電力変換器２を制御する。これにより、各変換器セル７のキャパシタ３２の放電を早めることができる。ここで、ＳＯＡとは、変換器セル７のスイッチング素子３１として用いられている半導体素子が安全にスイッチングを行うことができる電圧と電流の範囲をいう。
　なお、実施の形態２の電力変換装置１のハードウェア構成および制御装置３の機能的構成は実施の形態１の場合と同様であるので説明を繰り返さない。
　［実施の形態２の電力変換装置における放電制御の特徴］
　図１０は、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴのＳＯＡの一例を概念的に示す図である。図１０の縦軸はコレクタ電流Ｉｃを示し、図１０の横軸はコレクタエミッタ電圧Ｖｃｅを示す。コレクタ電流Ｉｃは各アームを流れるアーム電流Ｉａｒｍに対応し、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅは各変換器セル７のキャパシタ電圧Ｖｃに対応する。
　図１０に示すように、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅが０からＶ２までの間は、コレクタ電流Ｉｃの上限値は一定値Ｉｍａｘである。コレクタエミッタ電圧ＶｃｅがＶ２からＶｍａｘまでの間は、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅが増加するほど許容されるコレクタ電流Ｉｃは小さくなる。このように、コレクタエミッタ電圧Ｖｃｅに応じてコレクタ電流Ｉｃの上限値は変化する。
　したがって、キャパシタ電圧Ｖｃに応じて、アーム電流Ｉａｒｍのピーク値がＳＯＡの上限値に一致するように循環電流Ｉｚの実効値または振幅値の大きさを決定することによって、循環電流Ｉｚの大きさをできるだけ増やすことができる。また、アーム電流Ｉａｒｍは、交流電流Ｉａｃと直流電流Ｉｄｃと循環電流Ｉｚとの和によって決まるので、循環電流Ｉｚの振幅値または実効値をより大きく設定するためには、交流電流指令値Ｉａｃｒｅｆの振幅値または実効値を通常運転モードの場合よりも小さく設定するのが望ましい。
　具体的に図１０の場合には、キャパシタ電圧Ｖｃの値Ｖ１が過大であったとする。このときのアーム電流Ｉａｒｍの上限値はＩ１であるので、アーム電流Ｉａｒｍのピーク値がＩ１に一致するように、循環電流Ｉｚの振幅値または実効値を定める。その後、キャパシタ３２の放電によりキャパシタ電圧Ｖｃが低下するにつれて、アーム電流Ｉａｒｍの上限値は増加する。したがって、キャパシタ電圧Ｖｃの大きさに応じて循環電流Ｉｚの実効値または振幅値を増やすようにする。これにより、安全にかつ高速にキャパシタ３２を放電することができる。なお、キャパシタ電圧ＶｃがＶ２以下の場合には、ＳＯＡの上限値はＩｍａｘで一定になる。したがって、循環電流制御部６０５は、アーム電流Ｉａｒｍのピーク値がＳＯＡの上限値Ｉｍａｘに一致するように、循環電流Ｉｚの実効値または振幅値を決定する。
　［放電運転モードにおける電力変換器２の制御手順］
　図１１は、実施の形態２の電力変換装置において、放電運転モードにおける循環電流制御部、放電制御部、および交流電流制御部の動作を説明するためのフローチャートである。図１１のフローチャートは、ステップＳ３３０がステップＳ３３０Ａに変更された点で図９のフローチャートと異なる。図１１のその他のステップは図９の場合と同様であるので、同一または相当するステップには同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
　図１１のステップＳ３３０Ａにおいて、循環電流制御部６０５は、キャパシタ電圧Ｖｃの低下に応じてアーム電流Ｉａｒｍのピーク値がＳＯＡの上限値に等しくなるように、循環電流指令値Ｉｚｒｅｆの実効値または振幅値を決定する。もしくは、循環電流制御部６０５は、循環電流指令値Ｉｚｒｅｆを変更せずに、キャパシタ電圧Ｖｃの低下に応じてアーム電流Ｉａｒｍのピーク値がＳＯＡの上限値に等しくなるように、循環制御指令値Ｖｚｒを変更してもよい。
　［実施の形態２の効果］
　以上のとおり、実施の形態２の電力変換装置１によれば、制御装置３は、放電運転モードにおいて、ＳＯＡの範囲内でできるだけ循環電流Ｉｚの実効値または振幅値を大きくするように電力変換器２を制御する。これによって、各変換器セル７のスイッチング素子３１を破損させることなく、最速でキャパシタ３２の放電を行うことができる。
　実施の形態３．
　実施の形態３の電力変換装置１では、放電運転モードにおいて、パルス幅制御におけるキャリア周波数を増大させる。これによってスイッチング素子３１のスイッチング損失を増大させることができるので、キャパシタ３２の放電を早めることができる。
　以下では、まず、図７の個別セル制御部２０２のより詳細な構成と、パルス幅制御について説明した後、実施の形態３の電力変換装置１における放電運転モードの特徴について説明する。なお、実施の形態３の電力変換装置１のハードウェア構成および制御装置３の機能的構成は実施の形態１の場合と同様であるので説明を繰り返さない。なお、実施の形態３は、実施の形態２と組み合わせることができる。
　図１２は、図７に示された個別セル制御部２０２の構成例を示すブロック図である。
　図１２を参照して、個別セル制御部２０２は、キャリア発生器２０３と、個別電圧制御部２０５と、加算器２０６と、ゲート信号生成部２０７とを備える。
　キャリア発生器２０３は、位相シフトＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御で用いられる、ある定められた周波数（すなわち、キャリア周波数）を有するキャリア信号ＣＳを生成する。位相シフトＰＷＭ制御とは、同一アーム（上アーム５または下アーム６）を構成する複数（Ｎｃｅｌｌ個）の変換器セル７のそれぞれに対して出力されるＰＷＭ信号のタイミングを相互にずらすものである。これによって、各変換器セル７の出力電圧の合成電圧に含まれる高調波成分が削減されることが知られている。
　キャリア発生器２０３は、基本制御部５０２から受信した共通の基準位相θｉおよびキャリア周波数ｆｃに基づいて、上記Ｎｃｅｌｌ個の変換器セル７の間で相互に位相のずれたキャリア信号ＣＳを生成する。
　個別電圧制御部２０５には、キャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆと、対応する変換器セル７のキャパシタ電圧Ｖｃと、対応する変換器セル７が属するアームのアーム電流Ｉａｒｍの検出値とを受ける。キャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆは、電力変換器２の全体のキャパシタ電圧Ｖｃの平均値に設定されてもよいし、同一アームに含まれるＮｃｅｌｌ個の変換器セル７のキャパシタ電圧の平均値に設定されてもよい。
　個別電圧制御部２０５は、キャパシタ電圧指令値Ｖｃｒｅｆに対するキャパシタ電圧Ｖｃの偏差に演算を施して、個別電圧制御のための制御出力ｄｋｒｅｆを算出する。個別電圧制御部２０５についても、ＰＩ制御またはＰＩＤ制御等を実行する制御器によって構成することが可能である。また、上記制御器による演算値に対して、アーム電流Ｉａｒｍの極性に応じて、「＋１」または「－１」を乗算することによって、上記偏差を解消する方向にキャパシタ３２を充放電するための制御出力ｄｋｒｅｆが算出される。もしくは、上記制御器による演算値に対して、アーム電流Ｉａｒｍを乗算することによって、上記偏差を解消する方向にキャパシタ３２を充放電するための制御出力ｄｋｒｅｆを算出してもよい。
　加算器２０６は、基本制御部５０２からのアーム電圧指令値ｋｒｅｆと、個別電圧制御部２０５の制御出力ｄｋｒｅｆとを加算することによって、セル電圧指令値ｋｒｅｆｃを出力する。
　ゲート信号生成部２０７は、キャリア発生器２０３からのキャリア信号ＣＳによって、セル電圧指令値ｋｒｅｆｃをＰＷＭ変調することでゲート信号ｇａを生成する。
　図１３は、図１２に示されたゲート信号生成部によるＰＷＭ変調制御を説明するための概念的な波形図である。なお、図１３に示された信号波形は説明のために誇張したものであり、実際の信号波形をそのまま示したものではない。
　図１３を参照して、セル電圧指令値ｋｒｅｆｃは、代表的には三角波で構成されるキャリア信号ＣＳと、電圧比較される。セル電圧指令値ｋｒｅｆｃの電圧が、キャリア信号ＣＳの電圧よりも高いときには、ＰＷＭ変調信号Ｓｐｗｍはハイレベル（Ｈレベル）に設定される。反対に、キャリア信号ＣＳの電圧がセル電圧指令値ｋｒｅｆｃの電圧よりも高いときには、ＰＷＭ変調信号Ｓｐｗｍはローレベル（Ｌレベル）に設定される。
　たとえば、ＰＷＭ変調信号ＳｐｗｍのＨレベル期間では、図２（Ａ）の変換器セル７において、スイッチング素子３１ｐをオンする一方で、スイッチング素子３１ｎをオフするようにゲート信号ｇａ（ｎ＝２）が生成される。反対に、ＰＷＭ変調信号ＳｐｗｍのＬレベル期間では、スイッチング素子３１ｎをオンする一方で、スイッチング素子３１ｐをオフするようにゲート信号ｇａ（ｎ＝２）が生成される。
　ゲート信号ｇａとして、変換器セル７のスイッチング素子３１ｐ、３１ｎのゲートドライバ（図示せず）に送出されることによって、変換器セル７のスイッチング素子３１ｐ、３１ｎがオンオフ制御される。
　セル電圧指令値ｋｒｅｆｃは、制御出力ｄｋｒｅｆによって修正された、正弦波電圧に相当する。したがって、制御装置３では、当該正弦波電圧（アーム電圧指令値ｋｒｅｆ）の振幅（または、実効値）と、キャリア信号ＣＳの振幅から、ＰＷＭ変調での変調率指令値を公知の手法によって算出することが可能である。
　［放電運転モードにおける電力変換器２の制御手順］
　図１４は、実施の形態３の電力変換器におけるキャリア周波数の設定について説明するためのフローチャートである。初期状態において、制御装置３は通常運転モードであるとする。
　制御装置３は、通常運転モードから放電運転モードに切り替える場合に（ステップＳ４００でＹＥＳ）、処理をステップＳ４１０に進める。ステップＳ４１０において、制御装置３は、キャリア周波数ｆｃを通常運転モードの場合よりも大きく設定する。スイッチング素子３１の動作温度の上限値によって決まる限界周波数までキャリア周波数ｆｃを大きくしたほうが、スイッチング素子３１の損失が増大させることできるので、キャパシタ３２の放電を早めることができる。
　放電運転モードが維持される場合には（ステップＳ４１０でＮＯ）、上記のステップＳ４１０が継続される。一方、放電運転モードから通常運転モードに切り替える場合には（ステップＳ４１０でＹＥＳ）、次のステップＳ４３０において、制御装置３はキャリア周波数ｆｃを元の通常運転モードの設定値に戻す。
　［実施の形態３の効果］
　以上のとおり、実施の形態３の電力変換装置１によれば、制御装置３は、放電運転モードにおいて、位相シフトＰＷＭ制御におけるキャリア周波数ｆｃを通常運転モードの場合より大きな値に設定する。これによって、変換器セル７のスイッチング素子３１におけるスイッチング損失を増大させることができるので、キャパシタ３２の放電を早めることができる。
　実施の形態４．
　実施の形態４の電力変換装置１では、アクティブゲートドライブを用いることによって、放電運転モードにおけるスイッチング素子３１の損失を増大させる。これによって、キャパシタ３２の放電を早めることができる。以下、図面を参照して具体的に説明する。なお、実施の形態４は、実施の形態２，３のいずれとも組み合わせることができる。
　［アクティブゲートドライブの構成例］
　図１５は、実施の形態４の電力変換装置において、電力変換器を構成する変換器セルの構成例を示す回路図である。実施の形態４の場合には、変換器セル７は、スイッチング素子３１のアクティブゲートドライブが可能なゲートドライバを備える。
　具体的に、図１５の回路図（Ａ）は、制御信号ａｃｔに応じて抵抗値が可変のゲート抵抗器３４ｐ，３４ｎをさらに備える点で図２の回路図（Ａ）と異なる。同様に、図１５の回路図（Ｂ）は、制御信号ａｃｔに応じて抵抗値が可変のゲート抵抗器３４ｐ１，３４ｐ２，３４ｎ１，３４ｎ２をさらに備える点で図２の回路図（Ｂ）と異なる。図１５のその他の点は図２の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
　図１５において、ゲート抵抗器３４ｐ，３４ｎおよびゲート抵抗器３４ｐ１，３４ｐ２，３４ｎ１，３４ｎ２を総称する場合または不特定のものを示す場合には、ゲート抵抗器３４と記載する。図１５では、ゲート抵抗器３４として可変抵抗器が設けられているが、ゲート抵抗器３４は、複数の抵抗器の接続を切り替えることによって抵抗値を変更するように構成されていてもよい。
　図１６は、実施の形態４の電力変換装置において、個別セル制御部の構成例を示すブロック図である。図１６の個別セル制御部２０２は、ゲートドライブ制御部２０８をさらに含む点で図１２の個別セル制御部２０２と異なる。図１６のその他の点は図１２の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
　図１５および図１６を参照して、個別セル制御部２０２のゲートドライブ制御部２０８は、制御装置３の運転モードが通常運転モードから放電運転モードに切り替わった場合に、制御信号ａｃｔを活性化させる。これにより、ゲートドライブ制御部２０８は、対応する変換器セル７のゲート抵抗値を増大させる。この結果、変換器セル７のスイッチング素子３１のスイッチング時間が増大するためにスイッチング損失が増大するので、キャパシタ３２の放電を早めることができる。
　なお、スイッチング素子３１のスイッチング損失を変更するものであれば、アクティブゲートドライブの手法はゲート抵抗を変更する方式には限定されない。たとえば、ゲート抵抗値を増大させる以外の方法でスイッチング時間を増加させてもよい。
　［放電運転モードにおける電力変換器２の制御手順］
　図１７は、実施の形態４の電力変換器におけるゲート抵抗の設定について説明するためのフローチャートである。初期状態において、制御装置３は通常運転モードであるとする。
　制御装置３は、通常運転モードから放電運転モードに切り替える場合に（ステップＳ５００でＹＥＳ）、処理をステップＳ５１０に進める。ステップＳ５１０において、制御装置３は、各変換器セル７のスイッチング素子３１に対応して設けられたゲート抵抗器３４の抵抗値を通常運転モードの場合よりも大きく設定する。
　放電運転モードが維持される場合には（ステップＳ５１０でＮＯ）、上記のステップＳ５１０が継続される。一方、放電運転モードから通常運転モードに切り替える場合には（ステップＳ５１０でＹＥＳ）、次のステップＳ５３０において、制御装置３はゲート抵抗値を元の通常運転モードの設定値に戻す。
　［実施の形態４の効果］
　以上のとおり、実施の形態４の電力変換装置１によれば、制御装置３は、放電運転モードにおいて、アクティブゲートドライブを用いることにより、スイッチング素子３１の損失を通常運転モードの場合よりも増大させるように各変換器セル７を制御する。これにより、キャパシタ３２の放電を早めることができる。
　実施の形態５．
　ＭＭＣでは、起動時の充電電流を抑制するために、電力変換器２と交流系統との間に充電抵抗器を設けることが一般的である。実施の形態５の電力変換装置１では、充電抵抗器を各アームに設けることにより、放電運転モードにおいて流す循環電流Ｉｚによる損失を増大させる。以下、図面を参照して詳しく説明する。なお、実施の形態５は、実施の形態２～４のいずれとも組み合わせることができる。
　［電力変換器２および制御装置３の構成］
　図１８は、実施の形態５の電力変換装置１における電力変換装置の概略構成図である。
　図１８の各上アーム５は、複数の変換器セル７およびリアクトル８Ａと直列に設けられた充電抵抗器１８Ａと、充電抵抗器１８Ａと並列に接続されたバイパススイッチ１５Ａとをさらに含む点で図２の各上アーム５と異なる。同様に、図１８の各下アーム６は、複数の変換器セル７およびリアクトル８Ｂと直列に設けられた充電抵抗器１８Ｂと、充電抵抗器１８Ｂと並列に接続されたバイパススイッチ１５Ｂとをさらに含む点で図２の各下アーム６と異なる。
　充電抵抗器１８Ａ，１８Ｂを総称する場合または不特定のものを示す場合に充電抵抗器１８と記載する。また、バイパススイッチ１５Ａ，１５Ｂを総称する場合または不特定のものを示す場合にバイパススイッチ１５と記載する。図１８のその他の点は図１の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
　図１９は、実施の形態５の電力変換装置１における制御装置３の内部構成を説明する機能ブロック図である。図１９の制御装置３は、バイパススイッチ１５を制御するための充電抵抗制御部５０４をさらに含む点で図４の制御装置３と異なる。図１９のその他の点は図４の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
　充電抵抗制御部５０４は、通常運転モードではバイパススイッチ１５を閉状態に制御する。これによって、アーム電流Ｉａｒｍはバイパスされるので充電抵抗器１８による電力変換器２の損失増大を防止できる。充電抵抗制御部５０４は、放電運転モードにおいて、バイパススイッチ１５を開放する。これにより、アーム電流Ｉａｒｍが充電抵抗器１８を流れるので、電力変換器２の損失を増大させることができる。
　［充電抵抗制御部の動作手順］
　図２０は、充電抵抗制御部の動作を説明するフローチャートである。図２０のフローチャート（Ａ）は、電力変換器２の起動時の充電抵抗制御部５０４の動作を示し、図２０のフローチャート（Ｂ）は、放電運転モードにおける充電抵抗制御部５０４の動作を示す。
　図２０の（Ａ）を参照して、初期状態において電力変換器２は停止状態であるとする。制御装置３は、電力変換器２の起動指令を受けると（ステップＳ６００でＹＥＳ）、処理をステップＳ６１０に進める。ステップＳ６１０において、制御装置３の充電抵抗制御部５０４は、各バイパススイッチ１５を開放させる。これによって、各変換器セル７のキャパシタ３２の充電電流が抑制される。
　制御装置３は、電圧検出器３３によって検出されるキャパシタ電圧Ｖｃが基準値に達すると、キャパシタ３２の充電は完了したと判断する（ステップＳ６２０でＹＥＳ）。この場合、次のステップＳ６３０において、制御装置３の充電抵抗制御部５０４は、各バイパススイッチ１５を閉状態にする。
　図２０の（Ｂ）を参照して、初期状態において制御装置３は通常運転モードであり、各バイパススイッチ１５は閉状態であるとする。
　制御装置３は、通常運転モードから放電運転モードに切り替える場合に（ステップＳ７００でＹＥＳ）、処理をステップＳ７１０に進める。ステップＳ７１０において、制御装置３の充電抵抗制御部５０４は、各バイパススイッチ１５を開放させる。これによって、アーム電流Ｉａｒｍが充電抵抗器１８を流れて電力変換器２の損失が増大するので、キャパシタ３２の放電を早めることができる。
　制御装置３は、放電運転モードから通常運転モードに切り替える場合に（ステップＳ７２０でＹＥＳ）、処理をステップＳ７３０に進める。ステップＳ７３０において、制御装置３の充電抵抗制御部５０４は、各バイパススイッチ１５を閉状態にする。
　［実施の形態５の効果］
　以上のとおり、実施の形態５の電力変換装置１によれば、各アームに設けられた充電抵抗器１８を利用して放電運転モード時に循環電流Ｉｚによる損失を増大させる。これによって、放電運転モードにおけるキャパシタ３２の放電を早めることができる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この出願の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　電力変換装置、２　電力変換器、３　制御装置、４　レグ回路、５　上アーム、６　下アーム、７　変換器セル、８Ａ，８Ｂ　リアクトル、９Ａ，９Ｂ　アーム電流検出器、１０　交流電圧検出器、１１Ａ，１１Ｂ　直流電圧検出器、１２　交流回路、１３　変圧器、１４　直流回路、１５　バイパススイッチ、１６　交流電流検出器、１７　直流電流検出器、１８　充電抵抗器、１９　交流遮断器、２３Ａ，２３Ｂ　直流遮断器、３１　スイッチング素子、３２　キャパシタ（蓄電素子）、３３　電圧検出器、３４　ゲート抵抗器、７４　ＣＰＵ、７５　ＲＡＭ、７６　ＲＯＭ、７８　補助記憶装置、２０２　個別セル制御部、２０３　キャリア発生器、２０５　個別電圧制御部、２０６　加算器、２０７　ゲート信号生成部、２０８　ゲートドライブ制御部、５０２　基本制御部、５０３　アーム制御部、５０４　充電抵抗制御部、６０１　アーム電圧指令生成部、６０２　キャパシタ電圧指令生成部、６０３　交流電流制御部、６０４　直流電流制御部、６０５　循環電流制御部、６０６　指令分配部、６０７　放電制御部、Ｉａｃｒｅｆ　交流電流指令値、Ｉａｃ　交流電流、Ｉａｒｍ　アーム電流、Ｉｄｃ　直流電流、Ｉｄｃｒｅｆ　直流電流指令値、Ｉｚ　循環電流、Ｉｚｒｅｆ　循環電流指令値、Ｎｎ　低電位側直流端子、Ｎｐ　高電位側直流端子、Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ　交流入力端子、Ｐ１，Ｐ２　入出力端子、Ｖｓｙｓｕ，Ｖｓｙｓｖ，Ｖｓｙｓｗ　交流電圧、Ｖｃ　キャパシタ電圧、Ｖｃｒ　交流制御指令値、Ｖｃｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆｎ，Ｖｃｒｅｆｐ　キャパシタ電圧指令値、Ｖｄｃ　直流電圧、Ｖｄｃｒｅｆ　直流電圧指令値、Ｖｄｃｒ　直流制御指令値、Ｖｚｒ　循環制御指令値、ｆｃ　キャリア周波数、ｇａ　ゲート信号。

Claims (9)

  1. 　互いにカスケード接続された複数の変換器セルを有するアームを複数含む電力変換器と、
    　前記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
    　前記複数のアームの各々は、交流回路の対応する相と電気的に接続され、
    　前記複数の変換器セルの各々は、
    　一対の入出力端子と、
    　複数のスイッチング素子と、
    　前記複数のスイッチング素子を介して前記入出力端子と電気的に接続される蓄電素子とを含み、
    　前記制御装置は、
    　前記電力変換器と前記交流回路との間を流れる交流電流を制御する交流電流制御部と、
    　前記電力変換器の前記アーム間を流れる循環電流を制御する循環電流制御部とを含み、
    　前記循環電流制御部は、第１の運転モードにおいて、異なる前記アーム間での前記蓄電素子の電圧の不均衡を解消するように、前記循環電流を制御し、
    　前記循環電流制御部は、第２の運転モードにおいて、前記第１の運転モードの場合よりも前記循環電流の実効値または振幅値を増加させることにより、前記電力変換器を構成する各前記変換器セルの前記蓄電素子の電圧を低下させ、
    　前記交流電流制御部は、前記第２の運転モードにおいて、前記第１の運転モードの場合よりも前記交流電流の実効値または振幅値を減少させる、電力変換装置。
  2. 　前記循環電流制御部は、前記第２の運転モードにおいて、前記蓄電素子の電圧の低下に応じて前記循環電流の実効値または振幅値を変化させる、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記循環電流制御部は、前記第２の運転モードにおいて、各前記変換器セルの各前記スイッチング素子の安全動作領域で決まる電流の上限値にアーム電流のピーク値が一致するように、前記循環電流の実効値または振幅値を変化させる、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御装置は、位相シフトパルス幅変調によって各前記変換器セルの出力電圧を制御し、
    　前記制御装置は、前記第２の運転モードにおいて、前記位相シフトパルス幅変調のキャリア周波数を、前記第１の運転モードの場合よりも増加させる、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　各前記変換器セルに設けられた各前記スイッチング素子のスイッチング損失は、前記制御装置からの制御によって変化し、
    　前記制御装置は、前記第２の運転モードにおいて、各前記変換器セルに設けられた各前記スイッチング素子のスイッチング損失を、前記第１の運転モードの場合よりも増加させる、請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　各前記変換器セルに設けられた各前記スイッチング素子のゲート抵抗値は、前記制御装置からの制御によって変化し、
    　前記制御装置は、前記第２の運転モードにおいて、前記ゲート抵抗値を前記第１の運転モードの場合よりも増加させることによって前記スイッチング損失を増加させる、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　各前記アームは、前記複数の変換器セルと直列に接続された充電抵抗器と、前記充電抵抗器と並列に接続されたバイパススイッチとをさらに含み、
    　前記制御装置は、前記第２の運転モードにおいて前記バイパススイッチを開放状態にし、前記第１の運転モードにおいて前記バイパススイッチを閉状態にする、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記制御装置は、前記複数の変換器セルに設けられた前記蓄電素子の少なくとも１つの電圧が閾値を超えている場合に、前記第１の運転モードから前記第２の運転モードに運転モードを切り替える、請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記制御装置は、前記電力変換器の運転停止指令を受けた場合に、前記第１の運転モードから前記第２の運転モードに運転モードを切り替える、請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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