WO2022219794A1 - 回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置 Download PDF

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幸寛 田丸
辰也 森
千明 藤本
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Mitsubishi Electric Corp
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    • B62D5/003—Backup systems, e.g. for manual steering

Definitions

  • the present disclosure relates to a rotary machine control device and an electric power steering device.
  • Patent Document 1 Conventionally, in an electric power steering device that assists steering using the driving force of a rotating machine, there is known a rotating machine control device that controls the steering assist amount with two independent systems (see Patent Document 1, for example).
  • Patent Document 2 In such a rotating machine control device, in Patent Literature 1, when the assist amount is calculated independently for each system and the current control is performed independently, a mismatch may occur between the systems. Therefore, for example, in the technique described in Patent Document 2, a master control unit and a slave control unit are provided, and a command value calculated by the master control unit is transmitted to the slave control unit, thereby correcting mismatch between systems. is decreasing.
  • the current supplied to the rotating machine is determined according to the difference between the induced voltage generated in proportion to the rotation speed and the voltage applied to the power converter (eg, inverter) that drives the rotating machine. Therefore, when the rotating machine rotates at high speed, the induced voltage increases, and the voltage required to supply current to the rotating machine according to the command value may exceed the upper limit of the voltage applied to the inverter. be. That is, since the electric current supplied to the rotating machine is based on the difference between the upper limit value of the applied voltage and the induced voltage, the electric current different from the command value may be supplied to the rotating machine. In this case, if the inverters of each system receive the DC voltage from the same DC power supply, no mismatch occurs between the systems.
  • the power converter eg, inverter
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and its object is to eliminate the inconsistency between the systems even if there is a difference in the DC voltages output by the DC power supplies of the multiple systems that control the rotating machine.
  • An object of the present invention is to provide a rotating machine control device and an electric power steering device capable of reducing matching.
  • one aspect of the present disclosure applies an AC voltage to the three-phase winding of the first system of the rotating machine based on the first DC voltage output by the DC power supply of the first system.
  • a first inverter that applies an AC voltage to the three-phase winding of the second system of the rotating machine based on the second DC voltage output by the DC power supply of the second system;
  • a first control unit that generates a command value for the first inverter based on a command value for the machine, the first DC voltage and the second DC voltage; a command value for the rotating machine;
  • a second control unit that generates a command value for the second inverter based on the voltage and the second DC voltage, and the first control unit and the second control unit each control the DC voltage of its own system; is higher than the DC voltage of the other system, the DC voltage of the other system limits the own system voltage command related to the voltage applied to the three-phase winding of the own system, and the own system voltage command is set to the own system
  • This is a rotating machine control device that
  • one aspect of the present disclosure includes the rotating machine control device described above, the rotating machine that assists steering, and a torque sensor that detects steering torque of the steering, wherein the rotating machine control device and an electric power steering apparatus for controlling the rotary machine using the steering assist command corresponding to the steering torque detected by the torque sensor as a command value for the rotary machine.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a rotating machine control device according to a first embodiment
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of two-system control units of the rotating machine control device according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of a current controller that generates a d-axis voltage command value in the first embodiment
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of a current controller that generates a q-axis voltage command value in the first embodiment
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of a control signal generator in the first embodiment
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing an example of processing of a carrier comparison unit in the first embodiment
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of a first-system control signal generator in the third embodiment
  • FIG. 12 is a block diagram showing an example of a second system control signal generator in the third embodiment
  • FIG. 11 is a diagram showing duty waveforms of respective phases when detection voltages of other systems are used in the third embodiment
  • FIG. 11 is a diagram showing duty waveforms of respective phases when the detected voltage of the own system is used in the third embodiment
  • FIG. 12 is a block diagram showing an example of a first-system control signal generator in the fourth embodiment
  • FIG. 12 is a block diagram showing an example of a second system control signal generator in the fourth embodiment
  • FIG. 11 is a diagram showing duty waveforms of respective phases when detection voltages of other systems are used in the fourth embodiment
  • FIG. 12 is a diagram showing waveforms of duty of each phase when using the detected voltage of its own system in the fourth embodiment
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of an electric power steering device according to a fifth embodiment
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of an electric power steering device according to a fifth embodiment
  • FIG. 11 is a
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a rotating machine control device 1 according to the first embodiment.
  • a rotating machine control device 1 according to the first embodiment is a control device that controls a rotating machine 10 .
  • the rotating machine control device 1 includes a position detection unit 2, a DC power supply 3-1, a DC power supply 3-2, a capacitor 4-1, a capacitor 4-2, an inverter 5-1, and a , an inverter 5-2, a current detection unit 6-1, a current detection unit 6-2, a control unit 7-1, and a control unit 7-2.
  • the rotating machine control device 1 controls the rotating machine 10 using two systems, a first system and a second system.
  • the first system includes a DC power supply 3-1, a capacitor 4-1, an inverter 5-1, a current detector 6-1, and a controller 7-1.
  • the second system includes a DC power supply 3-2, a capacitor 4-2, an inverter 5-2, a current detector 6-2, and a controller 7-2.
  • the rotating machine 10 is a rotating machine having a first system of three-phase windings (u1, v1, w1) and a second system of three-phase windings (u2, v2, w2).
  • the rotating machine 10 is, for example, a permanent magnet synchronous motor, an induction motor, a synchronous reluctance motor, or the like, and any motor having two three-phase windings can be applied to the present disclosure.
  • a non-salient pole permanent magnet synchronous motor will be described.
  • the position detection unit 2 outputs the rotational position ⁇ 1 of the first system to the control unit 7-1, which will be described later. Further, the position detection unit 2 outputs the rotational position ⁇ 2 of the second system to the control unit 7-2, which will be described later.
  • the position detection unit 2 here is described as being of a redundant type that outputs two rotational position signals, it is not limited to the redundant type, and a rotational position sensorless control system may be used. to obtain the rotational position ⁇ 1 of the first system and the rotational position ⁇ 2 of the second system.
  • the DC power supply 3-1 is a first system DC power supply having two outputs, a high potential side and a low potential side, and is an example of a first DC power supply.
  • the DC power supply 3-1 outputs a first DC voltage Vdc1 to an inverter 5-1, which will be described later, as voltages across two outputs, a high potential side and a low potential side.
  • the DC power supply 3-1 includes all devices that output a DC voltage, such as a battery, DC-DC converter, diode rectifier, and PWM rectifier.
  • the DC power supply 3-2 is a second system DC power supply having two outputs, a high potential side and a low potential side, and is an example of a second DC power supply.
  • the DC power supply 3-2 outputs a second DC voltage Vdc2 to an inverter 5-2, which will be described later, as a voltage across two outputs, a high potential side and a low potential side.
  • the DC power supply 3-2 includes all devices that output a DC voltage, such as a battery, DC-DC converter, diode rectifier, and PWM rectifier.
  • the capacitor 4-1 is a capacitor having a predetermined capacitance.
  • the capacitor 4-1 is connected between two output signal lines of the DC power supply 3-1 and electrically connected in parallel with the DC power supply 3-1.
  • Capacitor 4-1 functions as a smoothing capacitor that suppresses variations in first DC voltage Vdc1 supplied to inverter 5-1, which will be described later, to realize a stable DC voltage.
  • the DC voltage Vdc1 across the capacitor 4-1 is detected by, for example, a voltage detection unit (not shown) and output as a detected DC voltage Vdc1s to the control unit 7-1, which will be described later.
  • a capacitor 4-2 is a capacitor having a predetermined capacitance.
  • the capacitor 4-2 is connected between two output signal lines of the DC power supply 3-2 and electrically connected in parallel with the DC power supply 3-2.
  • the capacitor 4-2 functions as a smoothing capacitor that suppresses variations in the second DC voltage Vdc2 supplied to the inverter 5-2, which will be described later, to realize a stable DC voltage.
  • the DC voltage Vdc2 across the capacitor 4-2 is detected by, for example, a voltage detection unit (not shown) and output as a detected DC voltage Vdc2s to the control unit 7-2, which will be described later.
  • Inverter 5-1 (an example of a first inverter) generates three-phase windings (u1, v1, w1) of the first system of rotary machine 10 based on first DC voltage Vdc1 output by DC power supply 3-1. AC voltage is applied to The inverter 5-1 switches three switching elements on the high potential side of the DC power supply 3-1 based on control signals GS11 to GS16 (an example of a first control signal) output from the control unit 7-1, which will be described later. (51-1, 53-1, 55-1), and the three switching elements (52-1, 54-1, 56-1) on the low potential side of the DC power supply 3-1 are turned on and off.
  • the first DC voltage Vdc1 output from the power supply 3-1 is converted into power to apply an AC voltage to the three-phase windings (u1, v1, w1) of the first system.
  • the inverter 5-1 energizes the three-phase windings (u1, v1, w1) of the first system with the current Iu1, the current Iv1, and the current Iw1.
  • control signal GS11, the control signal GS13, and the control signal GS15 turn on and off the switching element 51-1, the switching element 53-1, and the switching element 55-1 on the high potential side, respectively, in the inverter 5-1 ( It is a control signal for making a conducting state or a non-conducting state). Further, the control signal GS12, the control signal GS14, and the control signal GS16 turn on/off the switching element 52-1, the switching element 54-1, and the switching element 56-1 on the low potential side in the inverter 5-1, respectively. state or non-conducting state).
  • control signals GS11 to GS16 are in the logic state of "1" (or High), the switching elements are turned on, and when in the logic state of "0" (or Low), the switching elements are turned on. shall be turned off.
  • Each of the switching element 51-1, switching element 52-1, switching element 53-1, switching element 54-1, switching element 55-1, and switching element 56-1 is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), Semiconductor switches such as bipolar transistors and MOS (Metal Oxide Semiconductor) power transistors. Also, each of the switching element 51-1, the switching element 52-1, the switching element 53-1, the switching element 54-1, the switching element 55-1, and the switching element 56-1 has a diode (or a body diode). , are connected in anti-parallel.
  • Inverter 5-2 (an example of a second inverter) operates on the basis of second DC voltage Vdc2 output from DC power supply 3-2. AC voltage is applied to The inverter 5-2 switches three switching elements on the high potential side of the DC power supply 3-2 based on control signals GS21 to GS26 (an example of a second control signal) output from the control unit 7-2, which will be described later. (51-2, 53-2, 55-2), and the three switching elements (52-2, 54-2, 56-2) on the low potential side of the DC power supply 3-2 are turned on and off.
  • the second DC voltage Vdc2 output by the power supply 3-2 is power-converted to apply an AC voltage to the three-phase windings (u2, v2, w2) of the second system.
  • the inverter 5-2 supplies currents Iu2, Iv2, and Iw2 to the three-phase windings (u2, v2, w2) of the second system.
  • control signal GS21, the control signal GS23, and the control signal GS25 turn on and off the switching elements 51-2, 53-2, and 55-2 on the high potential side, respectively, in the inverter 5-2 ( It is a control signal for making a conducting state or a non-conducting state).
  • control signal GS22, the control signal GS24, and the control signal GS26 turn on/off the switching element 52-2, the switching element 54-2, and the switching element 56-2 on the low potential side in the inverter 5-2, respectively. state or non-conducting state).
  • control signals GS21 to GS26 are in the logic state of "1" (or High), the switching elements are turned on, and when in the logic state of "0" (or Low), the switching elements are turned on. shall be turned off.
  • Each of the switching element 51-2, switching element 52-2, switching element 53-2, switching element 54-2, switching element 55-2, and switching element 56-2 is, for example, an IGBT, a bipolar transistor, and a MOS power It is a semiconductor switch such as a transistor. Further, each of the switching element 51-2, the switching element 52-2, the switching element 53-2, the switching element 54-2, the switching element 55-2, and the switching element 56-2 has a diode (or a body diode). , are connected in anti-parallel.
  • a current detection unit 6-1 detects a current Iu1, a current Iv1, and a current Iw1 flowing through the three-phase windings (u1, v1, w1) of the first system of the rotating machine 10, respectively. It is detected as a current value I us1 , a current value I vs1 , and a current value I ws1 .
  • the current detection unit 6-1 detects current by providing current detection resistors (shunt resistors) in series with the switching element 52-1, switching element 54-1, and switching element 56-1 of the inverter 5-1 (so-called Lower arm 3 shunt system) may be used.
  • the current detection unit 6-1 detects a DC current by providing a current detection resistor between the inverter 5-1 and the capacitor 4-1, and detects the three-phase winding (u1, v1, w1), the current Iu1, the current Iv1, and the current Iw1 flowing through (bus 1 shunt method) may be used.
  • a current detection unit 6-2 detects a current Iu2, a current Iv2, and a current Iw2 flowing through the three-phase windings (u2, v2, w2) of the second system of the rotating machine 10, respectively. It is detected as a current value Ius2 , a current value Ivs2 , and a current value Iws2 .
  • the current detection unit 6-2 detects current by providing current detection resistors (shunt resistors) in series with the switching element 52-2, switching element 54-2, and switching element 56-2 of the inverter 5-2 (so-called Lower arm 3 shunt system) may be used.
  • the current detection unit 6-2 detects a DC current by providing a current detection resistor between the inverter 5-2 and the capacitor 4-2, and detects the three-phase winding (u2, v2, w2), the current Iu2, the current Iv2, and the current Iw2 may be reproduced (bus line 1-shunt method).
  • the control unit 7-1 controls the current command values (Id_target1, Iq_target1), the rotational position ⁇ 1 detected by the position detection unit 2, the current value I us1 detected by the current detection unit 6-1, the current value I vs1 , and the control signal GS11 to control signal GS16 (first control signal ).
  • the control unit 7-1 When the DC voltage Vdc1s of the own system is higher than the DC voltage Vdc2s of the other system, the control unit 7-1 outputs the own system voltage command regarding the voltage to be applied to the three-phase winding of the own system by the DC voltage Vdc2s of the other system. limit. Further, the control unit 7-1 generates a value obtained by normalizing the self-system voltage command by the self-system DC voltage Vdc1s as a command value for the self-system inverter. The details of the configuration of the control section 7-1 will be described later with reference to FIG.
  • the control unit 7-2 (an example of the second control unit) includes, for example, a CPU, and controls the rotating machine 10 by the second system.
  • the control unit 7-2 controls the current command values (Id_target2, Iq_target1), the rotational position ⁇ 2 detected by the position detection unit 2 , the current value I us2 detected by the current detection unit 6-2, the current value I vs2 , And the control signal GS21 to control signal GS26 (second control signal ).
  • the control unit 7-2 When the DC voltage Vdc2s of the own system is higher than the DC voltage Vdc1s of the other system, the control unit 7-2 outputs the own system voltage command regarding the voltage to be applied to the three-phase winding of the own system by the DC voltage Vdc1s of the other system. limit. Further, the control unit 7-2 generates a value obtained by normalizing the self-system voltage command by the self-system DC voltage Vdc2s as a command value for the self-system inverter. The details of the configuration of the control section 7-2 will be described later with reference to FIG.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of the two-system control section 7 of the rotary machine control device 1 according to the present embodiment.
  • the control unit 7-1 includes a current command calculator 70-1, a subtractor 71-1, a current controller 72-1, a subtractor 73-1, and a current controller 74- 1, a coordinate converter 75-1, a MIN selector 76-1, a coordinate converter 77-1, and a control signal generator 78-1.
  • a current command calculator 70-1 generates a d-axis current command value Id_target1 and a q-axis current command value Iq_target1 of the first system from the command value (Ts1) of the rotating machine.
  • the coordinate converter 75-1 converts the current value I us1 , the current value I vs1 , and the current value I ws1 detected by the current detection unit 6-1 to the current I d1 on the two rotating axes based on the rotational position ⁇ 1 . and current I q1 . Specifically, the coordinate converter 75-1 converts the current values I us1 , I vs1 , and I ws1 from the current values I us1 , I vs1 , and I ws1 and the rotational position ⁇ 1 according to the following equation (1). Generate I d1 and current I q1 .
  • the subtractor 71-1 subtracts the current Id1 on the rotating two axes from the d-axis current command value Id_target1 , and outputs the result to the current controller 72-1.
  • Current Id1 is output from coordinate converter 75-1.
  • the subtractor 73-1 subtracts the current Iq1 on the rotating two axes from the q-axis current command value Iq_target1 , and outputs the result to the current controller 74-1.
  • Current Iq1 is output from coordinate converter 75-1.
  • the MIN selection unit 76-1 compares the first DC voltage Vdc1s and the second DC voltage Vdc2s, and outputs the lower one (the one with the smaller value) as the DC voltage minimum value Vdc_min.
  • the current controller 72-1 performs proportional and integral control on the output value of the subtractor 71-1 so that the output value of the subtractor 71-1 becomes "0" (zero). output the voltage Vd1 above.
  • a detailed configuration of the current controller 72-1 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the current controller 72-1 that generates the d-axis voltage command value in this embodiment.
  • current controller 72-1 includes amplifier 721-1, adder 722-1, amplifier 723-1, integrator 724-1, and limiter 725-1.
  • Amplifier 721-1 multiplies (d-axis current command value Id_target1-I d1 ) by Kpd and outputs the result to adder 722-1 as output value Vd1_p.
  • the amplification coefficient Kpd is, for example, a value obtained by multiplying the desired current control response ⁇ cc ([rad/s (radian/second)]) by the d-axis inductance Ld of the rotating machine 10 ( ⁇ cc ⁇ Ld). .
  • the amplifier 723-1 multiplies (d-axis current command value Id_target1-I d1 ) by Kid and outputs it.
  • the amplification coefficient Kid is, for example, a value obtained by multiplying the desired current control response ⁇ cc by the winding resistance R of the rotary machine 10 ( ⁇ cc ⁇ R).
  • the integrator 724-1 integrates the output (Kid ⁇ (Id1_target1 ⁇ I d1 )) of the amplifier 723-1 and outputs it as an output value Vd1_i. That is, the value Vd1_i is (Kid/s ⁇ (Id1_target1 ⁇ I d1 )). "s" here is the Laplacian operator.
  • the adder 722-1 adds the output value Vd1_p of the amplifier 721-1 and the output value Vd1_i of the integrator 724-1, and outputs the result as the output value Vd1' to the limiter 725-1.
  • Limiter 725-1 limits output value Vd1' of adder 722-1 based on DC voltage minimum value Vdc_min. Specifically, the limiter 725-1 limits the output value Vd1' of the adder 722-1 according to the following equation (2) to generate the voltage Vd1 on the two axes of rotation, which is the output value.
  • the limiter 725-1 reduces the voltage V Generate d1 .
  • Limiter 725-1 performs addition when output value Vd1′ of adder 722-1 is between ( ⁇ Vdc_min/2 0.5 ) and (Vdc_min/2 0.5 )
  • limiter 725-1 generates voltage V d1 such that the absolute value of output value Vd1′ of adder 722-1 is (Vdc_min/2 0.5 ) or less.
  • the limiter 725-1 may use known anti-windup control when, for example, it is desired to positively reset the output value Vd1_i of the integrator 724-1, which is the integral term.
  • the current controller 74-1 performs proportional and integral control on the output value of the subtractor 73-1 so that the output value of the subtractor 73-1 becomes "0" (zero). By doing so, the voltage V q1 on the two axes of rotation is output.
  • a detailed configuration of the current controller 74-1 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the current controller 74-1 that generates the q-axis voltage command value in this embodiment.
  • current controller 74-1 includes amplifier 741-1, adder 742-1, amplifier 743-1, integrator 744-1, and limiter 745-1.
  • Amplifier 741-1 multiplies (q-axis current command value Iq_target1-I q1 ) by Kpq and outputs the result to adder 742-1 as output value Vq1_p.
  • the amplification coefficient Kpq is, for example, a value ( ⁇ cc ⁇ Lq) obtained by multiplying the desired current control response ⁇ cc ([rad/s (radian/second)]) by the q-axis inductance Lq of the rotating machine 10. .
  • Amplifier 743-1 multiplies (q-axis current command value Iq_target1-I q1 ) by Kiq and outputs it.
  • the amplification coefficient Kiq is, for example, a value obtained by multiplying the desired current control response ⁇ cc by the winding resistance R of the rotating machine 10 ( ⁇ cc ⁇ R).
  • the integrator 744-1 integrates the output (Kiq ⁇ (Iq_target1 ⁇ I q1 )) of the amplifier 743-1 and outputs it as an output value Vq1_i. That is, the value Vq1_i is (Kiq/s ⁇ (Iq_target1 ⁇ I q1 )). "s" here is the Laplacian operator.
  • the adder 742-1 adds the output value Vq1_p of the amplifier 741-1 and the output value Vq1_i of the integrator 744-1, and outputs the result as the output value Vq1' to the limiter 745-1.
  • Limiter 745-1 limits output value Vq1′ of adder 742-1 based on DC voltage minimum value Vdc_min and voltage Vd1. Specifically, the limiter 745-1 limits the voltage Vq1' of the adder 742-1 according to the following equation (3) to generate the voltage Vq1 on the two axes of rotation, which is the output value.
  • limiter 745-1 determines the relationship between output value Vq1′ of adder 742-1 and the value (Vdc_min ⁇ V d1 ) obtained by subtracting voltage V d1 from minimum DC voltage value Vdc_min. Accordingly, voltage V q1 is generated as follows.
  • limiter 745-1 generates voltage V q1 such that the absolute value of output value V q1′ of adder 742-1 is less than or equal to ((Vdc_min ⁇ V d1 )/2 0.5 ).
  • the limiter 745-1 may use known anti-windup control when, for example, it is desired to positively reset the output value Vq1_i of the integrator 744-1, which is the integral term.
  • the voltage Vd1 and the voltage Vq1 described above are voltage command values on two rotation axes.
  • the coordinate converter 77-1 converts the voltage Vd1 and the voltage Vq1 , which are voltage commands on the two rotating axes, to the voltages on the three- phase axes based on the rotational position ⁇ 1. It is converted into the voltage V u1 , the voltage V v1 , and the voltage V w1 which are commands. Specifically, the coordinate converter 77-1 converts the voltage V d1 , the voltage V q1 , and the rotational position ⁇ 1 from the voltage V d1 , the voltage V q1 , and the rotational position ⁇ 1 according to the following equation (4). A voltage V v1 and a voltage V w1 are generated.
  • the coordinate converter 77-1 outputs the generated voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 to the control signal generator 78-1.
  • the control signal generator 78-1 generates a control signal for the inverter 5-1 based on the first DC voltage Vdc1s and voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 which are voltage command values on the three-phase axis. GS11 to control signal GS16 are output.
  • GS11 to control signal GS16 are output.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the control signal generator 78-1 in this embodiment. As shown in FIG. 5, the control signal generator 78-1 includes a duty calculator 781-1 and a carrier comparator 782-1.
  • the duty calculator 781-1 outputs a first duty (du1, dv1, dw1), which is a value normalized by the first DC voltage Vdc1s, based on the voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 .
  • the duty calculator 781-1 generates the first duty (du1, dv1, dw1), for example, according to the following equation (5).
  • the duty calculation unit 781-1 includes a multiplier 81-1, an adder 82-1, a multiplier 83-1, an adder 84-1, a multiplier 85-1, and an adder 86-1.
  • the multiplier 81-1 multiplies the voltage Vu1 by (1/Vdc1s) and outputs the multiplication result to the adder 82-1.
  • the adder 82-1 adds the constant "0.5" to the output value of the multiplier 81-1, and outputs the result as the first duty du1 to the carrier comparison section 782-1.
  • the multiplier 83-1 multiplies the voltage Vv1 by (1/ Vdc1s ) and outputs the multiplication result to the adder 84-1.
  • the adder 84-1 adds the constant "0.5" to the output value of the multiplier 83-1 and outputs the result as the first duty dv1 to the carrier comparison section 782-1.
  • the multiplier 85-1 multiplies the voltage Vw1 by (1/ Vdc1s ) and outputs the multiplication result to the adder 86-1.
  • the adder 86-1 adds the constant "0.5" to the output value of the multiplier 85-1 and outputs the result as the first duty dw1 to the carrier comparison section 782-1.
  • the carrier comparison section 782-1 outputs control signals GS11 to GS16 for the inverter 5-1 based on the first duty (du1, dv1, dw1). Now, referring to FIG. 6, the processing of carrier comparison section 782-1 will be described.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of processing of the carrier comparison section 782-1 in this embodiment.
  • waveforms W1 to W3 represent waveforms of the first duty (du1, dv1, dw1).
  • a waveform W4 represents the waveform of the triangular carrier wave CA whose crest level is "1" and whose trough level is "0".
  • Waveforms W5 to W10 indicate waveforms of the control signal GS11, the control signal GS13, the control signal GS15, the control signal GS12, the control signal GS14, and the control signal GS16 in order.
  • the carrier comparison unit 782-1 compares the first duty (du1, dv1, dw1) of the waveforms W1 to W3 with the carrier wave CA of the waveform W4. is high, the control signals (GS11, GS13, GS15) corresponding to the switching elements (51-1, 53-1, 55-1) on the high potential side of the inverter 5-1 are turned on (the value is "1"). ). Further, in each phase, when the first duty is low, the carrier comparison unit 782-1 controls the switching elements (51-1, 53-1, 55-1) on the high potential side of the inverter 5-1. The signals (GS11, GS13, GS15) are turned off (the value is "0").
  • the carrier comparison unit 782-1 compares the first duty (du1, dv1, dw1) of the waveforms W1 to W3 with the carrier wave CA of the waveform W4, and if the first duty is low in each phase,
  • the control signals (GS12, GS14, GS16) corresponding to the switching elements (52-1, 54-1, 56-1) on the low potential side of the inverter 5-1 are turned on (the value is "1").
  • the carrier comparison unit 782-1 controls the switching elements (52-1, 54-1, 56-1) on the high potential side of the inverter 5-1.
  • the signals (GS12, GS14, GS18) are turned off (the value is "0").
  • the carrier comparison unit 782-1 By such processing of the carrier comparison unit 782-1, if any one phase (X phase) among the phases is set to the first duty dx1, the control signal on the high potential side in the period Tc of the carrier wave CA is The rate at which the switching element is turned on is dx1, and the control signal on the low potential side turns the switching element on is (1-dx1). Therefore, the X-phase potential of the inverter 5-1 is the first DC voltage Vdc1 when the high potential side is ON, and the X-phase potential of the inverter 5-1 is "0" (when the low potential side is ON). GND). Therefore, the X-phase output voltage Vx1_PWM is expressed by the following equation (6).
  • the X-phase duty is represented by the following formula (7) from the above formula (5).
  • the inverter 5-1 can output the voltage according to the command value.
  • control unit 7-2 includes a current command calculator 70-2, a subtractor 71-2, a current controller 72-2, a subtractor 73-2, and a current controller. 74-2, a coordinate converter 75-2, a MIN selector 76-2, a coordinate converter 77-2, and a control signal generator 78-2.
  • the current command calculator 70-2 generates a d-axis current command value Id_target2 and a q-axis current command value Iq_target2 of the second system from the command value (Ts2) of the rotating machine 10.
  • Current command calculator 70-2 has the same configuration as current command calculator 70-1.
  • the coordinate converter 75-2 converts the current value I us2 , the current value I vs2 , and the current value I ws2 detected by the current detection unit 6-2 to the current I d2 on the two rotating axes based on the rotational position ⁇ 2 . and current I q2 .
  • the coordinate converter 75-2 has the same configuration as the coordinate converter 75-1.
  • the MIN selection unit 76-2 compares the first DC voltage Vdc1s and the second DC voltage Vdc2s, and outputs the lower one (the one with the smaller value) as the DC voltage minimum value Vdc_min.
  • the MIN selection section 76-2 has the same configuration as the MIN selection section 76-1.
  • the subtractor 71-2 subtracts the current Id2 on the rotating two axes from the d-axis current command value Id_target2 , and outputs the result to the current controller 72-2.
  • Current Id2 is output from coordinate converter 75-2 .
  • the subtractor 73-2 subtracts the current Iq2 on the rotating two axes from the q-axis current command value Iq_target2, and outputs the result to the current controller 74-2.
  • Current Iq2 is output from coordinate converter 75-2 .
  • the current controller 72-2 performs proportional and integral control on the output value of the subtractor 71-2 so that the output value of the subtractor 71-2 becomes "0" (zero). output the voltage Vd2 above. Since the configuration of the current controller 72-2 is the same as that of the current controller 72-1 described above, the description thereof will be omitted here.
  • the current controller 74-2 performs proportional and integral control on the output value of the subtractor 73-2 so that the output value of the subtractor 73-2 becomes "0" (zero). output the voltage V q2 above. Since the configuration of the current controller 74-2 is the same as that of the current controller 74-1 described above, the description thereof will be omitted here.
  • the coordinate converter 77-2 converts voltage Vd2 and voltage Vq2, which are voltage commands on the two rotating axes, to voltage Vu2 and voltage Vq2 , which are voltage commands on the three - phase axes, based on the rotational position ⁇ 2.
  • V v2 , and voltage V w2 Since the configuration of the coordinate converter 77-2 is the same as that of the coordinate converter 77-1 described above, the description thereof is omitted here.
  • the control signal generator 78-2 generates a control signal for the inverter 5-2 based on the second DC voltage Vdc2s and the voltage V u2 , the voltage V v2 , and the voltage V w2 which are the voltage command values on the three-phase axis.
  • GS21 to control signal GS26 are output. Since the configuration of the control signal generator 78-2 is the same as that of the control signal generator 78-1 described above, its description is omitted here.
  • the current controller 72-1 and the current controller 74-1 select the output V d1 and the output V q1 , which are voltage commands, from the output of the MIN selection unit 76-1.
  • the limit is based on a certain DC voltage minimum value Vdc_min.
  • the first voltage command vector V1 * generated by the output Vd1 and the output Vq1 is as shown in FIG. , the circle CR2 (size within
  • is the second DC voltage Vdc2 (
  • Vdc2).
  • the circle CR1 indicates a circle whose size is
  • the current controller 72-2 and the current controller 74-2 output V d2 and V q2 , which are voltage commands, to the output of the MIN selection unit 76-2. is limited based on the DC voltage minimum value Vdc_min.
  • the second voltage command vector V2 * generated by the output Vd2 and the output Vq2 is as shown in FIG. , to the circle CR4, whose size is within
  • is the second DC voltage Vdc2 (
  • Vdc2).
  • the circle CR3 indicates a circle whose size is
  • the rotating machine control device 1 increases the rotation speed of the rotating machine 10 and reaches the voltage saturation region, as shown in FIG. Even if it is, the mismatch between systems can be reduced.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the number of revolutions and the q-axis current in this embodiment.
  • the vertical axis indicates the q-axis current and the number of revolutions
  • the horizontal axis indicates time.
  • Waveforms W11 and W12 indicate the q -axis current Iq2 of the second system and the q-axis current Iq1 of the first system in this embodiment.
  • a waveform W13 indicates the q -axis current Iq1 of the first system in the prior art for comparison.
  • a waveform W14 indicates changes in the rotational speed of the rotary machine 10.
  • a region RG1 indicates a voltage saturation region.
  • the q-axis current Iq1 and the q-axis current Iq2 are limited by the first DC voltage Vdc1 and the second DC voltage Vdc2 , respectively.
  • Vdc1 and the second DC voltage Vdc2 are limited by the first DC voltage Vdc1 and the second DC voltage Vdc2 , respectively.
  • each of the q-axis current I q1 and the q-axis current I q2 is It decreases with respect to the target q-axis current Iq_target.
  • a region RG1 in which the q-axis current Iq1 and the q-axis current Iq2 decrease with respect to the target q-axis current Iq_target is called a voltage saturation region.
  • the q-axis current I q1 (waveform W13) is higher than the q-axis current I q2 (waveform W11) in the voltage saturation region. Become. Therefore, in the prior art, it was difficult to equally control the q-axis current Iq1 and the q-axis current Iq2 .
  • the voltage command can be made substantially equal (V d1 ⁇ V d2 and V q1 ⁇ V q2 ) even in the voltage saturation region (region RG1), and the q-axis current I q1 and the q-axis current I q2 are substantially can be controlled equally (waveform W11 and waveform W12).
  • the rotating machine control device 1 can reduce mismatch between systems (difference in current supplied to the rotating machine 10).
  • control signal generator 78-1 of the first system normalizes the voltage command values (V u1 , V v1 , V w1 ) on the three-phase axes with the first DC voltage Vdc1.
  • the control signal generator 78-2 of the second system normalizes the voltage command values (V u2 , V v2 , V w2 ) on the three-phase axis with the second DC voltage Vdc2.
  • the control unit 7-1 limits the voltage command values (V u1 , V v1 , V w1 ) on the three-phase axis by the DC voltage minimum value Vdc_min. Therefore, normally, the rotating machine 10 can be controlled in a steady state even when normalized by the DC voltage minimum value Vdc_min. However, in a transient state (for example, when there is a sudden change in the q-axis current command value Iq_target1 or a sudden change in the rotation speed), when the voltage command value of the own system is normalized by the DC voltage minimum value Vdc_min, the desired Cannot output voltage.
  • Vu1_PWM, Vv1_PWM, Vw1_PWM in this case can be expressed in the following equation (10) by referring to the above equations (6) to (8).
  • the three-phase output voltages (Vu1_PWM, Vv1_PWM, Vw1_PWM) are (Vdc1/Vdc_min) times the original voltage command, and the voltage an error occurs.
  • This voltage error is absorbed by the current controllers 72-1 and 72-2, so in a steady state, the original voltage command value is multiplied by (Vdc_min/Vdc1).
  • the voltage command values (V u1 ', V v1 ', V w1 ') on the three-phase axis are given by Equation (11) below.
  • the rotating machine control device 1 can achieve desired transient characteristics by standardizing the voltage command value of the own system with the own system DC voltage.
  • the rotating machine control device 1 includes the inverter 5-1 (first inverter), the inverter 5-2 (second inverter), and the control section 7-1 (first control section). and a control unit 7-2 (second control unit).
  • the inverter 5-1 applies an AC voltage to the three-phase windings (u1, v1, w1) of the first system based on the first DC voltage Vdc1 output by the DC power supply 3-1 of the first system.
  • the inverter 5-2 applies an AC voltage to the three-phase windings (u2, v2, w2) of the second system based on the second DC voltage Vdc2 output by the DC power supply 3-2 of the second system.
  • the control unit 7-1 generates a command value for the inverter 5-1 based on the command value (Ts1) for the rotary machine 10, the first DC voltage Vdc1 and the second DC voltage Vdc2.
  • the control unit 7-2 generates a command value for the inverter 5-2 based on the command value (Ts1) for the rotary machine 10, the first DC voltage Vdc1 and the second DC voltage Vdc2.
  • Each of the control unit 7-1 and the control unit 7-2 controls the DC voltage of the own system (eg, the first DC voltage Vdc1) to the DC voltage of the other system (eg, the second DC voltage Vdc2).
  • a value obtained by normalizing the own system voltage command by the own system DC voltage (eg, the first DC voltage Vdc1) (see, for example, formula (5) and formula (7)) to the inverter 5 of the own system (for example, the inverter 5- 1) is generated as a command value.
  • the rotating machine control device 1 uses the DC voltage minimum value Vdc_min, which is one of the smaller values of the first DC voltage Vdc1 and the second DC voltage Vdc2, to Since the self-system voltage command value to be applied to is limited, mismatch between systems (difference in current supplied to rotating machine 10) can be reduced.
  • Vdc_min is one of the smaller values of the first DC voltage Vdc1 and the second DC voltage Vdc2
  • the rotating machine control device 1 normalizes the own system voltage command by the own system DC voltage (first duty, second duty) to the inverters 5 of the first system and the second system ( 5-1 and 5-2), the transient characteristics can be improved.
  • control unit 7-1 has a first CPU
  • control unit 7-2 has a second CPU.
  • the rotating machine control device 1 can control the rotating machine 10 with the other system even if one of the systems fails, for example, by executing processing using two independent CPUs. can be continued.
  • the control unit 7 controls the DC voltage of the own system (for example, the first DC voltage Vdc1) to the DC voltage of another system (for example, the second DC voltage Vdc2).
  • the rotary machine control device 1 can adjust the voltage commands on the dq axes to match between the systems.
  • the control unit 7 controls the DC voltage of the own system (for example, the first DC voltage Vdc1) to the DC voltage of another system (for example, the second DC voltage Vdc2).
  • the rotating machine control device 1 can adjust the magnitudes of the voltage command vectors on the stationary coordinate axes to match between the systems.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an example of a rotary machine control device 1a according to the second embodiment.
  • the rotating machine control device 1a includes a position detector 2, a DC power supply 3-1, a DC power supply 3-2, a capacitor 4-1, a capacitor 4-2, an inverter 5-1, and a , an inverter 5-2, a current detection unit 6-1, a current detection unit 6-2, a control unit 7a-1, and a control unit 7a-2.
  • the same reference numerals are assigned to the same configurations as those of the first embodiment shown in FIG. 1, and the description thereof will be omitted.
  • the rotary machine control device 1a includes control units 7a (7a-1, 7a-2) instead of the control units 7 (7-1, 7-2), which is different from the first embodiment. It differs from the rotating machine control device 1 .
  • the first system has a wiring resistance (Rp1) in the DC section flowing from the DC power supply 3-1 to the inverter 5-1, and a voltage drop occurs due to the wiring resistance (Rp1). is defined as a first DC voltage Vdc1_real.
  • the second system has a wiring resistance (Rp2) in the DC section that flows from the DC power supply 3-2 to the inverter 5-2, and the true DC voltage resulting from the voltage drop due to the wiring resistance (Rp2) is 2 DC voltage Vdc2_real.
  • the control unit 7a-1 (an example of the first control unit) includes, for example, a CPU, and controls the rotating machine 10 by the first system.
  • the control unit 7a-1 controls the current command values (Id_target1, Iq_target1), the rotational position ⁇ 1 detected by the position detection unit 2 , the current value Ius1 detected by the current detection unit 6-1, the current value Ivs1 , and the control signal GS11 to control signal GS16 (first control signal ).
  • the control unit 7a-2 (an example of the second control unit) includes, for example, a CPU, and controls the rotating machine 10 by the second system.
  • the control unit 7a-2 controls the current command values (Id_target2, Iq_target2), the rotational position ⁇ 1 detected by the position detection unit 2 , the current value I us2 detected by the current detection unit 6-2, the current value I vs2 , and the control signal GS21 to control signal GS26 (second control signal ).
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of the two-system control units 7a of the rotating machine control device 1a according to the present embodiment.
  • the control unit 7a-1 includes a current command calculator 70-1, a subtractor 71-1, a current controller 72-1, a subtractor 73-1, a current controller 74- 1, a coordinate converter 75-1, a MIN selection unit 76-1, a coordinate converter 77-1, a control signal generator 78-1, a self-system battery current calculation unit 61-1, and another system battery It includes a current calculator 62-1 and a voltage deviation calculator 63-1.
  • MIN selection unit 76-1 and voltage deviation calculation unit 63-1 are included in voltage minimum value calculation unit 60-1.
  • Own system battery current calculation unit 61-1 calculates own system three-phase current values (current value I us1 , current value I vs1 , and current value I ws1 ) and the first duty (du1, dv1 , dw1), the current Idc1 of the own system is calculated.
  • the self-system current I dc1 (self-system DC part current) here is the DC part current that flows into the inverter 5-1 and is the first system DC part current.
  • the self-system battery current calculator 61-1 calculates the current Idc1 of the self-system using, for example, the following equation (12).
  • the other-system battery current calculation unit 62-1 provides a current Idc1 of the own system, a first DC voltage Vdc1s that is the detected value of the DC voltage of the own system, and a second DC voltage that is the detected value of the DC voltage of the other system.
  • the current Idc2 of the other system is calculated based on Vdc2s.
  • the other system current I dc2 (another system DC part current) is a DC part current that flows into the inverter 5-2, and is a second system DC part current.
  • the other system battery current calculator 62-1 calculates the current Idc2 of the other system using, for example, the following equation (13).
  • the voltage deviation calculation unit 63-1 calculates a value based on the own-system current Idc1 output by the own-system battery current calculation unit 61-1 and the other-system current Idc2 output by the other-system battery current calculation unit 62-1 . to calculate the voltage deviation ⁇ Va of the first system.
  • the voltage deviation calculator 63-1 calculates the voltage deviation ⁇ V a of the first system using, for example, the following equation (14).
  • the voltage minimum value calculator 60-1 includes a MIN selector 76-1 and a voltage deviation calculator 63-1. Based on the DC voltage minimum value Vdc_min output by the MIN selection unit 76-1 and the voltage deviation ⁇ V a of the first system calculated by the voltage minimum value calculation unit 60-1, the voltage minimum value calculation unit 60-1 A new DC voltage minimum value Vdc_min2 is generated, and the generated DC voltage minimum value Vdc_min2 is output.
  • DC voltage minimum value Vdc_min2 is a correction value of DC voltage minimum value Vdc_min in consideration of voltage deviation ⁇ Va.
  • Voltage minimum value calculation section 60-1 calculates DC voltage minimum value Vdc_min2 using, for example, the following equation (15).
  • the DC voltage minimum value Vdc_min2 output by the voltage minimum value calculation unit 60-1 is supplied to the subtractors 71-1 and 73-1 instead of the DC voltage minimum value Vdc_min. Subsequent processing by the control unit 7a-1 is the same as that of the control unit 7-1 of the first embodiment, so description thereof will be omitted here.
  • control unit 7a-2 includes a current command calculator 70-2, a subtractor 71-2, a current controller 72-2, a subtractor 73-2, a current controller 74-2, a coordinate conversion device 75-2, MIN selection unit 76-2, coordinate converter 77-2, control signal generator 78-2, own system battery current calculation unit 61-2, other system battery current calculation unit 62- 2 and a voltage deviation calculator 63-2.
  • MIN selection unit 76-2 and voltage deviation calculation unit 63-2 are included in voltage minimum value calculation unit 60-2.
  • Own system battery current calculation unit 61-2 calculates own system three-phase current values (current value I us2 , current value I vs2 , and current value I ws2 ) and the second duty (du2, dv2 , dw2), the current Idc2 of the own system is calculated.
  • the self-system current I dc2 (self-system DC part current) here is the DC part current that flows into the inverter 5-2 and is the second system DC part current.
  • the self-system battery current calculator 61-2 calculates the current Idc2 of the self-system using, for example, the following equation (16).
  • the other-system battery current calculation unit 62-2 generates a current Idc2 of the own system, a second DC voltage Vdc2s that is the detected value of the DC voltage of the own system, and a first DC voltage that is the detected value of the DC voltage of the other system.
  • the current Idc1 of the other system is calculated based on Vdc1s.
  • the other system current I dc1 (another system DC part current) is the DC part current flowing into the inverter 5-1 and is the first system DC part current.
  • the other system battery current calculator 62-1 calculates the current Idc1 of the other system using, for example, the following equation (17).
  • the voltage deviation calculation unit 63-2 calculates a value based on the own system current Idc2 output by the own system battery current calculation unit 61-2 and the other system current Idc1 output by the other system battery current calculation unit 62-2 . to calculate the voltage deviation ⁇ Vb of the second system.
  • the voltage deviation calculator 63-2 calculates the voltage deviation ⁇ V b of the second system using, for example, the following equation (18).
  • the voltage minimum value calculator 60-2 includes a MIN selector 76-2 and a voltage deviation calculator 63-2. Based on the DC voltage minimum value Vdc_min output by the MIN selection unit 76-2 and the voltage deviation ⁇ Vb of the second system calculated by the voltage minimum value calculation unit 60-2, the voltage minimum value calculation unit 60-2 A new DC voltage minimum value Vdc_min2 is generated, and the generated DC voltage minimum value Vdc_min2 is output.
  • DC voltage minimum value Vdc_min2 is a correction value of DC voltage minimum value Vdc_min in consideration of voltage deviation ⁇ Vb.
  • Voltage minimum value calculation section 60-2 calculates DC voltage minimum value Vdc_min2 using, for example, the following equation (19).
  • the DC voltage minimum value Vdc_min2 output by the voltage minimum value calculation unit 60-2 is supplied to the subtractors 71-2 and 73-2 instead of the DC voltage minimum value Vdc_min. Subsequent processing by the controller 7a-2 is similar to that of the controller 7-2 of the first embodiment.
  • the inverters 5-1 and 5-2 since there is a wiring resistance Rp , a deviation occurs between the detected voltage Vdc1s of the own system and the true input voltage Vdc1_real. Further, since the wiring resistance Rp exists in the inverter 5-2, a deviation occurs between the detected voltage Vdc2s of the own system and the true input voltage Vdc2_real. Therefore, in order to match the current of the first system and the current of the two systems supplied to the rotating machine 10, the inverters 5-1 and 5-2 must have the true input voltage Vdc1_real and the true input voltage Vdc2_real. It is necessary to apply a voltage based on the voltage on the smaller side of .
  • the rotary machine control device 1a corrects this error using the voltage deviation calculator 63-1 and the voltage deviation calculator 63-2.
  • the rotating machine control device 1a performs control so that the inverters 5-1 and 5-2 supply the same power to the rotating machine 10, so the following equation (20) holds.
  • the MIN selection unit 76-1 selects the voltage Vdc2s as the DC voltage minimum value Vdc_min. 1 is output.
  • the voltage minimum value calculation unit 60-1 uses the voltage deviation ⁇ V a shown by Equation (14) to correct the DC voltage minimum value Vdc_min.
  • the voltage (input voltage Vdc1_real) applied to the inverter 5-1 is represented by the following equation (24).
  • Equation (24) The right side of Equation (24) is the same as the input voltage Vdc2_real indicated by Equation (21) above. Therefore, in the rotary machine control device 1a according to the present embodiment, the voltage applied to the inverter 5-1 (input voltage Vdc1_real) matches the voltage applied to the inverter 5-2 (input voltage Vdc2_real).
  • the current Idc1 of the first system is the current of the second system according to the above equation (13). greater than I dc2 (I dc1 >I dc2 ).
  • the input voltage Vdc1_real given by the above equation (21) is output to the inverter 5-1.
  • MIN selection unit 76-2 selects voltage Vdc1s as DC voltage minimum value Vdc_min. 2 is output.
  • the voltage applied to the inverter 5-1 (input voltage Vdc1_real ) and the voltage applied to the inverter 5-2 (input voltage Vdc2_real) are do not match. Therefore, the current flowing through the three-phase windings (u1, v1, w1) of the first system does not match the current flowing through the three-phase windings (u2, v2, w2) of the second system, For example, noise may occur in the rotating machine 10 .
  • the voltage minimum value calculation unit 60-2 uses the voltage deviation ⁇ Vb shown by Equation (14) to correct the DC voltage minimum value Vdc_min .
  • the voltage (input voltage Vdc2_real) applied to the inverter 5-2 is represented by the following equation (27).
  • Equation (27) The right side of Equation (27) is the same as the input voltage Vdc1_real indicated by Equation (21) above. Therefore, in the rotary machine control device 1a according to the present embodiment, the voltage applied to the inverter 5-1 (input voltage Vdc1_real) matches the voltage applied to the inverter 5-2 (input voltage Vdc2_real).
  • the control unit 7a controls the voltage deviation ( ⁇ V a , ⁇ V b ) to , limit the own system voltage command.
  • the voltage deviations ( ⁇ V a , ⁇ V b ) are the DC current (current I dc1 ) of the first system, which is the DC current flowing into the inverter 5-1, and the DC current flowing into the inverter 5-2.
  • the value obtained by subtracting the DC part current of the own system from the DC part current of the other system of the DC part current (current I dc2 ) of the second system is the resistance of the wiring through which the DC part current of the own system flows It is a value obtained by multiplying the wiring resistance (R p ) (see equations (14) and (18)).
  • the rotating machine control device 1a according to the present embodiment can match the voltages output from the inverters 5-1 and 5-2 even when the wiring resistance Rp of the inverter 5 exists, as described above. It is possible to reduce the mismatch between systems.
  • the currents supplied to the three-phase windings (u1, v1, w1) of the first system and the three-phase windings (u2, v2, w2) of the second system match. Therefore, for example, noise generated from the rotating machine 10 can be reduced.
  • the controller 7a calculates the DC part current of the other system based on the DC voltage of the other system.
  • the rotating machine control device 1a according to the present embodiment calculates the DC part current of the other system, it is not necessary to detect the DC part current of the other system. Therefore, the rotating machine control device 1a according to the present embodiment can reduce the number of detection units such as sensors, simplify the configuration, and realize cost reduction.
  • control unit 7a calculates the DC part current of the other system based on the DC voltage of the own system, the DC voltage of the other system, and the DC current of the own system (equation (13) and (17)).
  • the rotating machine control device 1a according to the present embodiment can easily calculate the DC part current of the other system using a simple method.
  • the rotating machine control device 1a includes current detection units 6 (6-1, 6-2) that detect currents flowing through the three-phase windings of each system.
  • the control unit 7a calculates the direct current of its own system based on the current flowing through the 3-phase winding of its own system detected by the current detection unit 6 (see equations (12) and (16)).
  • the rotating machine control device 1a according to the present embodiment can easily calculate the DC part current of its own system by a simple method.
  • the minimum voltage value calculator 60-1 of the first system calculates the battery current I dc2 of the other system using the above-described formula (13) or formula (14) in the other system. The calculated value may be received from another system and used.
  • the second system voltage minimum value calculation unit 60-2 calculates the battery current I dc1 of the other system, the value calculated using the above-described formula (12) or formula (17) in the other system, It may be received from the system and used.
  • the rotating machine control device 1b includes control signal generators 78a (78a-1, 78a-2) instead of the control signal generators 78 (78-1, 78-2), and other configurations are , is the same as the rotating machine control device 1 of the first embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram showing an example of the control signal generator 78a-1 of the first system in this embodiment.
  • the control signal generator 78a-1 includes a duty calculator 781a-1 and a carrier comparator 782-1. 12, the same components as in FIG. 5 described above are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the control signal generator 78a-1 generates a control signal for the inverter 5-1 based on the first DC voltage Vdc1s and the voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 which are voltage command values on the three-phase axis.
  • GS11 to control signal GS16 are output.
  • the rotating machine control device 1b includes a control section 7b-1 of the first system, and the control section 7b-1 includes a control signal generator 78a-1.
  • the duty calculator 781a-1 outputs a first duty (du1, dv1, dw1), which is a value normalized by the first DC voltage Vdc1s, based on the voltage V u1 , the voltage V v1 , and the voltage V w1 .
  • the duty calculation unit 781a-1 includes a zero-phase voltage calculation unit 80-1, a multiplier 81-1, an adder 82-1, a multiplier 83-1, an adder 84-1, and a multiplier 85- 1, an adder 86-1, a subtractor 87-1, a subtractor 88-1, and a subtractor 89-1.
  • the duty calculation unit 781a-1 is the first in that a zero-phase voltage calculation unit 80-1, a subtractor 87-1, a subtractor 88-1, and a subtractor 89-1 are added. is different from the duty calculation section 781-1 of the embodiment.
  • the zero-phase voltage calculator 80-1 calculates the zero-phase voltage V 0a based on the voltage command values of the voltage V u1 , the voltage V v1 , and the voltage V w1 and the detected voltage Vdc1s of the own system.
  • the zero-phase voltage calculator 80-1 calculates the zero-phase voltage V0a using, for example, the following equation (28). Note that the zero-phase voltage calculation unit 80-1 determines that the minimum self-system voltage command (voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 ) is a predetermined lower limit value (for example, , 0V), the zero-phase voltage V0a of the own system is calculated.
  • the minimum voltage V min is the minimum value of the voltage V u1 , the voltage V v1 , and the voltage V w1 at the time of calculating the zero-phase voltage V 0a .
  • Zero-phase voltage calculation unit 80-1 determines that the minimum (minimum voltage V min ) of self-system voltage commands (voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 ) is a predetermined voltage based on self-system DC voltage Vdc1s.
  • the zero-phase voltage V0a of the own system is obtained by adding half the DC voltage Vdc1s of the own system (Vdc1s/2) to the minimum voltage Vmin so as to match the lower limit value (for example, 0V). calculate.
  • the subtractor 87-1 outputs a value obtained by subtracting the zero-phase voltage V0a from the voltage Vu1 , which is the voltage command value, to the multiplier 81-1.
  • the subtractor 88-1 outputs a value obtained by subtracting the zero-phase voltage V0a from the voltage Vv1 , which is the voltage command value, to the multiplier 83-1.
  • the subtractor 89-1 outputs a value obtained by subtracting the zero-phase voltage V0a from the voltage Vw1 , which is the voltage command value, to the multiplier 85-1.
  • the duty calculator 781a-1 calculates the first duty (du1, dv1, dw1) using the following equation (29).
  • FIG. 13 is a block diagram showing an example of the second-system control signal generator 78a-1 in this embodiment.
  • the control signal generator 78a-2 includes a duty calculator 781a-2 and a carrier comparator 782-2.
  • the control signal generator 78a-2 generates a control signal for the inverter 5-2 based on the second DC voltage Vdc2s and the voltage command values V u2 , V v2 , and V w2 on the three-phase axis.
  • GS21 to control signal GS26 are output.
  • the rotating machine control device 1b includes a control unit 7b-2 of the second system, and the control unit 7b-2 includes a control signal generator 78a-2.
  • the duty calculator 781a-2 outputs a second duty (du2, dv2, dw2), which is a value normalized by the second DC voltage Vdc2s, based on the voltage V u2 , the voltage V v2 , and the voltage V w2 .
  • the duty calculation unit 781a-2 includes a zero-phase voltage calculation unit 80-2, a multiplier 81-2, an adder 82-2, a multiplier 83-2, an adder 84-2, and a multiplier 85- 2, an adder 86-2, a subtractor 87-2, a subtractor 88-2, and a subtractor 89-2.
  • the duty calculation unit 781a-2 is the first in that a zero-phase voltage calculation unit 80-2, a subtractor 87-2, a subtractor 88-2, and a subtractor 89-2 are added. is different from the duty calculation section 781-2 of the embodiment.
  • the zero-phase voltage calculator 80-2 calculates the zero-phase voltage V 0b based on the voltage command values of the voltage V u2 , the voltage V v2 , and the voltage V w2 and the detected voltage Vdc2s of the own system.
  • the zero-phase voltage calculator 80-2 calculates the zero-phase voltage V0a using, for example, the following equation (30). Note that the zero-phase voltage calculation unit 80-1 determines that the minimum self-system voltage command (voltage V u2 , voltage V v2 , and voltage V w2 ) is a predetermined lower limit value (for example, , 0V), the zero-phase voltage V0b of the own system is calculated.
  • the minimum voltage V min is the minimum value of the voltage V u2 , the voltage V v2 , and the voltage V w2 at the time of calculating the zero-phase voltage V 0b .
  • Zero-phase voltage calculation unit 80-2 determines that the minimum (minimum voltage V min ) of self-system voltage commands (voltage V u2 , voltage V v2 , and voltage V w2 ) is a predetermined voltage based on self-system DC voltage Vdc2s. To match the lower limit value (for example, 0 V), the zero-phase voltage V0b of the own system is obtained by adding half the value (Vdc2s/2) of the DC voltage Vdc2s of the own system to the minimum voltage Vmin. calculate.
  • the subtractor 87-2 outputs a value obtained by subtracting the zero-phase voltage V0b from the voltage Vu2 , which is the voltage command value, to the multiplier 81-2.
  • the subtractor 88-2 outputs a value obtained by subtracting the zero-phase voltage V0b from the voltage Vv2 , which is the voltage command value, to the multiplier 83-2.
  • the subtractor 89-2 outputs a value obtained by subtracting the zero-phase voltage V0b from the voltage Vw2, which is the voltage command value, to the multiplier 85-2.
  • the duty calculator 781a-2 calculates the second duty (du2, dv2, dw2) using the following equation (31).
  • the duty calculation section 781a-1 and the duty calculation section 781a-2 use the detected voltages (Vdc1s, Vdc2s) of the own system, and according to the equations (28) and (30), , zero-phase voltages (V 0a , V 0b ) are calculated, and the zero-phase voltages are subtracted from the voltage command value, thereby shifting the duty value downward within a range in which voltage saturation does not occur.
  • the control unit 7b-1 of the first system and the control unit 7b-2 of the second system have the same configuration. Description will be made by omitting "-2", subscripts "1" and “2", and [a] and "b" in the zero-phase voltage.
  • the zero -phase voltage V0 is expressed by the following equation (32).
  • the new voltage command value V u ' is represented by the following equation (34).
  • the duty du' is expressed by the following equation (36). Considering the duties of other phases in the same way, the duty of each phase has a waveform as shown in FIG.
  • FIG. 14 is a diagram showing duty waveforms of respective phases when the detection voltages of other systems are used in this embodiment.
  • the horizontal axis of the graph indicates the voltage phase
  • the vertical axis indicates the duty.
  • a waveform W21, a waveform W22, and a waveform W23 respectively indicate the duty waveform of the U phase, the duty waveform of the V phase, and the duty waveform of the W phase.
  • a period TR1 indicates a period in which the three phases are always switched.
  • the control unit 7b when the value of the other system is used as the detection voltage Vdc', the control unit 7b always performs control to perform three-phase switching.
  • the minimum duty of the three phases is always “0", so the switching element on the upper arm side (high potential side) is always on in that phase. is.
  • FIG. 15 is a diagram showing the duty waveform of each phase when using the detected voltage of its own system in this embodiment.
  • the horizontal axis of the graph indicates the voltage phase
  • the vertical axis indicates the duty.
  • a waveform W24, a waveform W25, and a waveform W26 respectively indicate the duty waveform of the U phase, the duty waveform of the V phase, and the duty waveform of the W phase.
  • a period TR2 indicates a period in which two phases are always switched.
  • the control unit 7b performs control so that two-phase switching is always performed. That is, the rotating machine control device 1b according to the present embodiment always performs two-phase switching by using the detected voltage Vdc of its own system when calculating the zero -phase voltage V0. Therefore, the rotating machine control device 1b according to the present embodiment can reduce the switching loss and improve the current detection accuracy as compared with the case of using the detected voltage of the other system.
  • the control unit 7b calculates the zero-phase voltages (V 0a , V 0b ) of the own system based on the DC voltage of the own system, and is corrected based on the zero-phase voltages (V 0a , V 0b ) of the own system.
  • the rotating machine control device 1b can perform two-phase modulation (constant two-phase switching), and can reduce the influence of noise on current detection.
  • control unit 7b calculates the zero-phase voltage of the own system so that the minimum of the own system voltage command matches a predetermined lower limit value based on the DC voltage of the own system.
  • the rotating machine control device 1b according to the present embodiment can appropriately shift the value of the duty downward within a range in which voltage saturation does not occur.
  • the rotating machine control device 1c includes control signal generators 78b (78b-1, 78b-2) instead of the control signal generators 78a (78a-1, 78a-2), and other configurations are , is the same as the rotating machine control device 1a of the second embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram showing an example of the control signal generator 78b-1 of the first system in this embodiment.
  • the control signal generator 78b-1 includes a duty calculator 781b-1 and a carrier comparator 782-1. 16, the same components as in FIG. 12 described above are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the control signal generator 78b-1 generates a control signal for the inverter 5-1 based on the first DC voltage Vdc1s and voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 which are voltage command values on the three-phase axis.
  • GS11 to control signal GS16 are output.
  • the rotating machine control device 1c includes a first system control section 7c-1, and the control section 7c-1 includes a control signal generator 78b-1.
  • the duty calculator 781b-1 outputs a first duty (du1, dv1, dw1), which is a value normalized by the first DC voltage Vdc1s, based on the voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 .
  • the duty calculation unit 781b-1 includes a zero-phase voltage calculation unit 80a-1, a multiplier 81-1, an adder 82-1, a multiplier 83-1, an adder 84-1, and a multiplier 85- 1, an adder 86-1, a subtractor 87-1, a subtractor 88-1, and a subtractor 89-1.
  • the duty calculation section 781b-1 differs from the duty calculation section 781a-1 of the third embodiment in that it includes a zero-phase voltage calculation section 80a-1 instead of the zero-phase voltage calculation section 80-1.
  • the zero-phase voltage calculation unit 80a-1 calculates the zero-phase voltage V 0a based on the voltage command values of the voltage V u1 , the voltage V v1 , and the voltage V w1 and the detected voltage Vdc1s of the own system.
  • the zero-phase voltage calculator 80a-1 calculates the zero-phase voltage V0a using, for example, the following equation (38). Note that the zero-phase voltage calculation unit 80a-1 determines that the maximum self-system voltage command (voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 ) is a predetermined upper limit value (for example, , Vdc1s), the zero-phase voltage V0a of the own system is calculated.
  • the maximum voltage V max is the maximum value of the voltage V u1 , the voltage V v1 , and the voltage V w1 at the time of calculating the zero-phase voltage V 0a .
  • the zero-phase voltage calculation unit 80a-1 determines that the maximum (maximum voltage V max ) of the self-system voltage commands (voltage V u1 , voltage V v1 , and voltage V w1 ) is a predetermined voltage based on the self-system DC voltage Vdc1s. Subtract half the DC voltage Vdc1s of the own system (Vdc1s/2) from the maximum voltage Vmax so as to match the upper limit value (for example, Vdc1s) to obtain the zero-phase voltage V0a of the own system. calculate.
  • FIG. 17 is a block diagram showing an example of the second system control signal generator 78b-1 in this embodiment.
  • the control signal generator 78b-2 includes a duty calculator 781b-2 and a carrier comparator 782-2.
  • the control signal generator 78b-2 generates a control signal for the inverter 5-2 based on the second DC voltage Vdc2s and the voltage command values V u2 , V v2 , and V w2 on the three-phase axis.
  • GS21 to control signal GS26 are output.
  • the rotating machine control device 1c includes a control unit 7c-2 of the second system, and the control unit 7c-2 includes a control signal generator 78b-2.
  • the duty calculator 781b-2 outputs a second duty (du2, dv2, dw2), which is a value normalized by the second DC voltage Vdc2s, based on the voltage V u2 , the voltage V v2 , and the voltage V w2 .
  • the duty calculation unit 781b-2 includes a zero-phase voltage calculation unit 80a-2, a multiplier 81-2, an adder 82-2, a multiplier 83-2, an adder 84-2, and a multiplier 85- 2, an adder 86-2, a subtractor 87-2, a subtractor 88-2, and a subtractor 89-2. Note that the duty calculation section 781b-2 differs from the duty calculation section 781a-2 of the third embodiment in that a zero-phase voltage calculation section 80a-2 is provided instead of the zero-phase voltage calculation section 80-2.
  • the zero-phase voltage calculator 80a-2 calculates the zero-phase voltage V 0b based on the voltage command values of the voltage V u2 , the voltage V v2 , and the voltage V w2 and the detected voltage Vdc2s of the own system.
  • the zero-phase voltage calculator 80a-2 calculates the zero-phase voltage V0b using, for example, the following equation (39). Note that the zero-phase voltage calculation unit 80a-2 determines that the maximum self-system voltage command (voltage V u2 , voltage V v2 , and voltage V w2 ) is a predetermined upper limit value (for example, , Vdc2s), the zero-phase voltage V0b of the own system is calculated.
  • the maximum voltage V max is the maximum value of the voltage V u2 , the voltage V v2 , and the voltage V w2 at the time of calculating the zero-phase voltage V 0b .
  • the zero-phase voltage calculator 80a-2 sets the maximum (maximum voltage V max ) of the self-system voltage commands (voltage V u2 , voltage V v2 , and voltage V w2 ) to a predetermined voltage based on the self-system DC voltage Vdc2s. To match the lower limit (for example, Vdc2s), the zero-phase voltage V0b of the own system is added to the maximum voltage Vmax by adding half the DC voltage Vdc2s of the own system (Vdc2s/2). calculate.
  • the duty calculation section 781b-1 and the duty calculation section 781b-2 use the detected voltages (Vdc1s, Vdc2s) of the own system, and according to the equations (38) and (39), , zero-phase voltages (V 0a , V 0b ) are calculated, and the zero-phase voltages are subtracted from the voltage command value, thereby shifting the duty value upward within a range in which voltage saturation does not occur.
  • the control unit 7c-1 of the first system and the control unit 7c-2 of the second system have the same configuration. Description will be made by omitting "-2", subscripts "1" and “2", and [a] and "b" in the zero-phase voltage.
  • the zero -phase voltage V0 is expressed by the following equation (40).
  • the new voltage command value V w ' is represented by the following equation (42).
  • the duty dw' is expressed by the following equation (44). Considering the duties of other phases in the same way, the duty of each phase has a waveform as shown in FIG.
  • FIG. 18 is a diagram showing the duty waveform of each phase when the detection voltage of another system is used in this embodiment.
  • the horizontal axis of the graph indicates the voltage phase
  • the vertical axis indicates the duty.
  • a waveform W31, a waveform W32, and a waveform W33 respectively indicate the duty waveform of the U phase, the duty waveform of the V phase, and the duty waveform of the W phase.
  • a period TR3 indicates a period in which three phases are always switched.
  • control unit 7c when the value of the other system is used as the detection voltage Vdc', the control unit 7c always performs control to perform three-phase switching.
  • the duty dw' is expressed by the following equation (45). Considering the duties of other phases in the same way, the duty of each phase has a waveform as shown in FIG.
  • the maximum duty among the three phases is always “1", so in the phase, the switching element on the lower arm side (low potential side) is always on. is.
  • FIG. 19 is a diagram showing the duty waveform of each phase when using the detected voltage of its own system in this embodiment.
  • the horizontal axis of the graph indicates the voltage phase
  • the vertical axis indicates the duty.
  • a waveform W34, a waveform W35, and a waveform W36 indicate the duty waveform of the U phase, the duty waveform of the V phase, and the duty waveform of the W phase, respectively.
  • a period TR4 indicates a period in which two phases are always switched.
  • the control unit 7c performs control so that two-phase switching is always performed. That is, the rotating machine control device 1c according to the present embodiment always performs two-phase switching by using the detected voltage Vdc of its own system when calculating the zero -phase voltage V0. Therefore, the rotating machine control device 1c according to the present embodiment can reduce the switching loss and improve the current detection accuracy as compared with the case where the detection voltage of the other system is used.
  • the control unit 7c calculates the self-system zero-phase voltages (V 0a , V 0b ) based on the self-system DC voltage, and is corrected based on the zero-phase voltages (V 0a , V 0b ) of the own system.
  • the rotating machine control device 1c can perform two-phase modulation (constant two-phase switching), and can reduce the influence of noise on current detection.
  • control unit 7c calculates the zero-phase voltage of the own system so that the maximum of the own system voltage command matches a predetermined upper limit value based on the DC voltage of the own system.
  • the rotating machine control device 1c according to the present embodiment can appropriately shift the duty value upward within a range in which voltage saturation does not occur.
  • FIG. 20 is a block diagram showing an example of the electric power steering device 100 according to the fifth embodiment.
  • the electric power steering device 100 includes a rotary machine 10, a steering wheel 101, a torque sensor 102, a steering shaft 103, wheels 104, a rack and pinion gear 105, and a control device 106.
  • the control device 106 includes the rotary machine control device 1 (1a, 1b, 1c) described above.
  • a torque sensor 102 detects a steering torque of a driver (not shown).
  • the wheels 104 are, for example, wheels to be steered of a vehicle such as an automobile.
  • the steering torque applied by the driver to the steering wheel 101 passes through the torsion bar of the torque sensor 102 and the steering shaft 103, and is transmitted to the rack via the rack and pinion gear 105. Thereby, the electric power steering device 100 steers the wheels 104 .
  • the rotating machine 10 is driven by the rotating machine control device 1 (1a, 1b, 1c) of the control device 106 and generates an assist force as an output.
  • the assist force is transmitted to the steering shaft 103 and reduces the steering torque applied by the driver during steering.
  • the control device 106 calculates an assist command for adjusting the assist force based on the driver's steering torque detected by the torque sensor 102 .
  • the control device 106 calculates the assist command as a value proportional to the driver's steering torque.
  • the control device 106 sets an assist command as a torque command that is a command value for the rotating machine 10 .
  • the electric power steering apparatus 100 includes the rotary machine control device 1 (1a, 1b, 1c) described above, the rotary machine 10 for assisting the steering, and the steering torque of the steering.
  • a torque sensor 102 is provided.
  • the rotary machine control device 1 (1a, 1b, 1c) controls the rotary machine 10 using a steering assist command corresponding to the steering torque detected by the torque sensor 102 as a command value for the rotary machine 10.
  • the electric power steering apparatus 100 achieves the same effect as the rotating machine control apparatus 1 (1a, 1b, 1c) described above, and controls the rotating machine 10 in a plurality of systems of DC power supplies (3- 1, 3-2), even if there is a difference in the output DC voltage, the mismatch between systems can be reduced. Further, the electric power steering apparatus 100 according to the present embodiment can obtain an assist torque from the rotating machine 10 according to the steering by the driver, and can stably control the rotating machine 10 by using two current systems. Therefore, an electric power steering device that can be steered comfortably can be realized.
  • the present disclosure is not limited to the above-described embodiments, and can be modified without departing from the gist of the present disclosure.
  • the control target value is the speed command value of the rotating machine 10
  • the control target value is Position command value.
  • the current command calculator 70-1 generates current command values (Id_target1, Iq_target1) from the command signal Ts1 of the rotating machine 10, and the current command calculator 70-2 generates
  • Id_target1, Iq_target1 current command values from the command signal Ts1 of the rotating machine 10
  • Id_target2, Iq_target2 current command values from 10 command signals Ts2
  • the present invention is not limited to this.
  • the same command signal Ts may be input to the current command calculator 70-1 and the current command calculator 70-2.
  • One of the two systems of control units 7 (7a, 7b, 7c) includes a current command calculator 70, and current command values (Id_target, Iq_target) generated by one current command calculator 70 may be used in two control units 7 (7a, 7b, 7c). Further, a third control unit including a current command calculator 70 for generating current command values (Id_target, Iq_target) is provided, and the current command value (Id_target) generated by the current command calculator 70 of the third control unit , Iq_target) may be used in two systems of control units 7 (7a, 7b, 7c).
  • the d-axis current command value Id_target1 and the q-axis current command value Iq_target1 may be generated based on the value Vdc_min and the command value for the rotating machine 10 .
  • the current command calculator 70-2 may generate the d-axis current command value Id_target2 and the q-axis current command value Iq_target2 based on the DC voltage minimum value Vdc_min and the command value of the rotating machine 10. .
  • control units 7-1 (7a-1, 7b-1, 7c-1) of the first system and the control units 7-2 (7a-2, 7b-2) of the second system , 7c-2) and 7c-2) each have a CPU, but the present invention is not limited to this. Even if both the control units 7-1 (7a-1, 7b-1, 7c-1) and the control units 7-2 (7a-2, 7b-2, 7c-2) are controlled by one CPU good. In this case, one CPU takes in the first DC voltage Vdc1s and the second DC voltage Vdc2s, and -2, 7b-2, 7c-2).
  • each configuration included in the rotating machine control device 1 (1a, 1b, 1c) described above has a computer system therein. Then, a program for realizing the function of each configuration provided in the rotating machine control device 1 (1a, 1b, 1c) described above is recorded in a computer-readable recording medium, and the program recorded in this recording medium is executed by a computer.
  • the processing in each configuration included in the rotating machine control device 1 (1a, 1b, 1c) described above may be performed by loading the system and executing it.
  • "loading and executing the program recorded on the recording medium into the computer system” includes installing the program in the computer system.
  • the "computer system” here includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the "computer system” may include a plurality of computer devices connected via a network including communication lines such as the Internet, WAN, LAN, and dedicated lines.
  • the term "computer-readable recording medium” refers to portable media such as flexible discs, magneto-optical discs, ROMs and CD-ROMs, and storage devices such as hard discs incorporated in computer systems.
  • the recording medium storing the program may be a non-transitory recording medium such as a CD-ROM.
  • Recording media also include internal or external recording media that can be accessed from the distribution server in order to distribute the program.
  • a configuration in which a program is divided into a plurality of programs and downloaded at different timings and then merged in each configuration provided in the rotating machine control device 1 (1a, 1b, 1c), or a distribution server that distributes each of the divided programs. may be different.
  • "computer-readable recording medium” is a volatile memory (RAM) inside a computer system that acts as a server or client when the program is transmitted via a network, and retains the program for a certain period of time. It shall also include things.
  • the program may be for realizing part of the functions described above. Further, it may be a so-called difference file (difference program) that can realize the above functions by combining with a program already recorded in the computer system.
  • Rotary machine control device 2... Position detector, 3-1, 3-2... DC power supply, 4-1, 4-2... Capacitor, 5-1, 5-2... Inverter, 6-1, 6-2 ... current detection unit, 7, 7-1, 7-2, 7a, 7a-1, 7a-2, 7b, 7b-1, 7b-2, 7c, 7c-1, 7c- 2... Control unit 10... Rotating machine 51-1, 51-2, 52-1, 52-2, 53-1, 53-2, 54-1, 54-2, 55-1, 56-2... Switching elements 60, 60-1, 60-2... Voltage minimum value calculator 61, 61-1, 61-2... Own system battery current calculator 62, 62-1, 62-2...

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Abstract

回転機制御装置は、第１系統の直流電源が出力した第１直流電圧に基づいて、回転機が有する前記第１系統の３相巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、第２系統の直流電源が出力した第２直流電圧に基づいて、回転機が有する前記第２系統の３相巻線に交流電圧を印加する第２インバータと、第１制御部と、第２制御部とを備え、前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、自系統の直流電圧が、他系統の直流電圧より高い場合に、前記他系統の直流電圧によって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限するとともに、前記自系統電圧指令を前記自系統の直流電圧によって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する。

Description

回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置
　本開示は、回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置に関する。
　従来、回転機の駆動力により操舵を補助する電動パワーステアリング装置において、独立した２系統で操舵のアシスト量を制御する回転機制御装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。このような回転機制御装置では、特許文献１では、各系統で独立にアシスト量を演算し、独立に電流制御を行うと、系統間にて不整合が生じることがある。そのため、例えば、特許文献２に記載の技術では、マスター制御部と、スレーブ制御部とを備え、マスター制御部で演算される指令値をスレーブ制御部に送信することにより、系統間の不整合を低減している。
特開２０１１－１９５０８９号公報 国際公開第２０１８／０８８４６５号
　ところで、回転機は、回転速度に比例して生じる誘起電圧と、回転機を駆動する電力変換器（例えば、インバータ）の印加電圧との差に応じて回転機に通電される電流が決まる。そのため、回転機が高速で回転する場合には、誘起電圧が大きくなり、回転機に指令値通りの電流を通電するのに必要な電圧が、インバータの印加電圧の上限値よりも大きくなることがある。すなわち、回転機に通電される電流は、印加電圧の上限値と誘起電圧との差に基づいて通電されるため、回転機には、指令値と異なる電流が通電されることがある。この場合、各系統のインバータが、同一の直流電源から直流電圧の供給を受けるのであれば、系統間で不整合は発生しない。しかしながら、各系統のインバータが、異なる直流電源から直流電圧の供給を受ける場合に、複数の直流電源間の直流電圧の差が、複数のインバータから回転機に印加される印加電圧の差となって表れることにより、系統間で不整合が生じることがある。
　このように、従来の回転機制御装置では、例えば、回転機を制御する複数の系統の直流電源が出力する直流電圧に差が生じた場合には、依然として、系統間で不整合が生じる可能性があった。
　本開示は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、回転機を制御する複数の系統の直流電源が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。
　上記問題を解決するために、本開示の一態様は、第１系統の直流電源が出力した第１直流電圧に基づいて、回転機が有する前記第１系統の３相巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、第２系統の直流電源が出力した第２直流電圧に基づいて、前記回転機が有する前記第２系統の３相巻線に交流電圧を印加する第２インバータと、前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第１インバータへの指令値を生成する第１制御部と、前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第２インバータへの指令値を生成する第２制御部とを備え、前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、自系統の直流電圧が、他系統の直流電圧より高い場合に、前記他系統の直流電圧によって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限するとともに、前記自系統電圧指令を前記自系統の直流電圧によって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する回転機制御装置である。
　また、本開示の一態様は、上記に記載の回転機制御装置と、ステアリングの操舵をアシストする前記回転機と、前記ステアリングの操舵トルクを検出するトルクセンサとを備え、前記回転機制御装置は、前記トルクセンサが検出した前記操舵トルクに応じた前記ステアリングのアシスト指令を、前記回転機の指令値として、前記回転機を制御する電動パワーステアリング装置である。
　本開示によれば、回転機を制御する複数の系統の直流電源が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。
第１の実施形態による回転機制御装置の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態による回転機制御装置の２系統の制御部の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるｄ軸電圧指令値を生成する電流制御器の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるｑ軸電圧指令値を生成する電流制御器の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態における制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるキャリア比較部の処理の一例を示す図である。 第１の実施形態における第１系統の電圧指令ベクトルの一例を示す図である。 第１の実施形態における第２系統の電圧指令ベクトルの一例を示す図である。 第１の実施形態における回転数とｑ軸電流との関係を示す図である。 第２の実施形態による回転機制御装置の一例を示すブロック図である。 第２の実施形態による回転機制御装置の２系統の制御部の一例を示すブロック図である。 第３の実施形態における第１系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第３の実施形態における第２系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第３の実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第３の実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第４の実施形態における第１系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第４の実施形態における第２系統の制御信号生成器の一例を示すブロック図である。 第４の実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第４の実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。 第５の実施形態による電動パワーステアリング装置の一例を示すブロック図である。
　以下、本開示の実施形態による回転機制御装置、及び電動パワーステアリング装置について、図面を参照して説明する。
　［第１の実施形態］
　図１は、第１の実施形態による回転機制御装置１の一例を示すブロック図である。
　第１の実施形態による回転機制御装置１は、回転機１０を制御する制御装置である。図１に示すように、回転機制御装置１は、位置検出部２と、直流電源３－１と、直流電源３－２と、コンデンサ４－１と、コンデンサ４－２と、インバータ５－１と、インバータ５－２と、電流検出部６－１と、電流検出部６－２と、制御部７－１と、制御部７－２とを備える。
　回転機制御装置１は、第１系統と第２系統との２つの系統により、回転機１０を制御する。第１系統には、直流電源３－１と、コンデンサ４－１と、インバータ５－１と、電流検出部６－１と、制御部７－１とが含まれる。また、第２系統には、直流電源３－２と、コンデンサ４－２と、インバータ５－２と、電流検出部６－２と、制御部７－２とが含まれる。
　なお、本実施形態において、第１系統に含まれる構成には、符号に「－１」を付与し、第２系統に含まれる構成には、符号に「－２」を付与している。第１系統の各構成、及び第２系統の各構成は、回転機制御装置１が備える任意の構成を示す場合、又は特に系統を区別しない場合には、符号から系統を示す「－１」又は「－２」を削除して表記する。例えば、第１系統の構成と、第２系統の構成とのそれぞれを示す場合には、符号から系統を示す「－１」又は「－２」を削除して表記する。
　回転機１０は、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）、及び第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）を有する回転機である。回転機１０は、例えば、永久磁石同期モータ、誘導モータ、同期リラクタンスモータ等であり、２つの３相巻線を有するモータであれば本開示に適用可能である。本実施形態の以下の説明では、回転機１０として非突極形の永久磁石同期モータである例について説明する。
　位置検出部２は、回転機１０の回転位置θを、第１系統の回転位置θ１（＝θ）、及び第２系統の回転位置θ２（＝θ）として検出する。位置検出部２は、第１系統の回転位置θ１を後述する制御部７－１に出力する。また、位置検出部２は、第２系統の回転位置θ２を後述する制御部７－２に出力する。
　なお、ここでの位置検出部２は、２つの回転位置信号を出力する冗長形の場合で記載しているが、冗長形に限定されるものではなく、さらには、回転位置センサレス制御方式を用いて第１系統の回転位置θ１、及び第２系統の回転位置θ２を得るようにしてもよい。
　直流電源３－１は、高電位側と低電位側と２つの出力を有する第１系統の直流電源であり、第１直流電源の一例である。直流電源３－１は、高電位側と低電位側と２つの出力の両端電圧として、第１直流電圧Ｖｄｃ１を、後述するインバータ５－１に出力する。直流電源３－１には、例えば、バッテリ、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。
　直流電源３－２は、高電位側と低電位側と２つの出力を有する第２系統の直流電源であり、第２直流電源の一例である。直流電源３－２は、高電位側と低電位側と２つの出力の両端電圧として、第２直流電圧Ｖｄｃ２を、後述するインバータ５－２に出力する。直流電源３－２には、例えば、バッテリ、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器が含まれる。
　コンデンサ４－１は、所定の静電容量を有するコンデンサである。コンデンサ４－１は、直流電源３－１の２つの出力の信号線の間に接続され、直流電源３－１と電気的に並列に接続されている。コンデンサ４－１は、後述するインバータ５－１に供給される第１直流電圧Ｖｄｃ１の変動を抑制して安定した直流電圧を実現する平滑コンデンサとして機能する。なお、コンデンサ４－１における直流電圧Ｖｄｃ１は、例えば、不図示の検圧検出部により検出され、検出直流電圧Ｖｄｃ１ｓとして、後述する制御部７－１に出力される。
　コンデンサ４－２は、所定の静電容量を有するコンデンサである。コンデンサ４－２は、直流電源３－２の２つの出力の信号線の間に接続され、直流電源３－２と電気的に並列に接続されている。コンデンサ４－２は、後述するインバータ５－２に供給される第２直流電圧Ｖｄｃ２の変動を抑制して安定した直流電圧を実現する平滑コンデンサとして機能する。なお、コンデンサ４－２における直流電圧Ｖｄｃ２は、例えば、不図示の検圧検出部により検出され、検出直流電圧Ｖｄｃ２ｓとして、後述する制御部７－２に出力される。
　インバータ５－１（第１インバータの一例）は、直流電源３－１が出力した第１直流電圧Ｖｄｃ１に基づいて、回転機１０が有する第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に交流電圧を印加する。インバータ５－１は、後述する制御部７－１から出力される制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６（第１制御信号の一例）に基づいて、直流電源３－１の高電位側の３つのスイッチング素子（５１－１、５３－１、５５－１）、及び直流電源３－１の低電位側の３つのスイッチング素子（５２－１、５４－１、５６－１）がオンオフされることによって、直流電源３－１が出力する第１直流電圧Ｖｄｃ１を電力変換して第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に交流電圧を印加する。これにより、インバータ５－１は、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に、電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１、及び電流Ｉｗ１を通電する。
　ここで、制御信号ＧＳ１１、制御信号ＧＳ１３、及び制御信号ＧＳ１５は、インバータ５－１において、それぞれ高電位側のスイッチング素子５１－１、スイッチング素子５３－１、及びスイッチング素子５５－１をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。また、制御信号ＧＳ１２、制御信号ＧＳ１４、及び制御信号ＧＳ１６は、インバータ５－１において、それぞれ低電位側のスイッチング素子５２－１、スイッチング素子５４－１、及びスイッチング素子５６－１をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。
　制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６は、例えば、“１”（又はＨｉｇｈ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオン状態にし、“０”（又はＬｏｗ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオフ状態にするものとする。
　スイッチング素子５１－１、スイッチング素子５２－１、スイッチング素子５３－１、スイッチング素子５４－１、スイッチング素子５５－１、及びスイッチング素子５６－１のそれぞれは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、及びＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）パワートランジスタ、等の半導体スイッチである。また、スイッチング素子５１－１、スイッチング素子５２－１、スイッチング素子５３－１、スイッチング素子５４－１、スイッチング素子５５－１、及びスイッチング素子５６－１のそれぞれには、ダイオード（又はボディダイオード）が、逆並列に接続されているものとする。
　インバータ５－２（第２インバータの一例）は、直流電源３－２が出力した第２直流電圧Ｖｄｃ２に基づいて、回転機１０が有する第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に交流電圧を印加する。インバータ５－２は、後述する制御部７－２から出力される制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６（第２制御信号の一例）に基づいて、直流電源３－２の高電位側の３つのスイッチング素子（５１－２、５３－２、５５－２）、及び直流電源３－２の低電位側の３つのスイッチング素子（５２－２、５４－２、５６－２）がオンオフされることによって、直流電源３－２が出力する第２直流電圧Ｖｄｃ２を電力変換して第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に交流電圧を印加する。これにより、インバータ５－２は、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に、電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２、及び電流Ｉｗ２を通電する。
　ここで、制御信号ＧＳ２１、制御信号ＧＳ２３、及び制御信号ＧＳ２５は、インバータ５－２において、それぞれ高電位側のスイッチング素子５１－２、スイッチング素子５３－２、及びスイッチング素子５５－２をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。また、制御信号ＧＳ２２、制御信号ＧＳ２４、及び制御信号ＧＳ２６は、インバータ５－２において、それぞれ低電位側のスイッチング素子５２－２、スイッチング素子５４－２、及びスイッチング素子５６－２をオンオフする（導通状態又は非導通状態にする）ための制御信号である。
　制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６は、例えば、“１”（又はＨｉｇｈ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオン状態にし、“０”（又はＬｏｗ）の論理状態である場合に、スイッチング素子をオフ状態にするものとする。
　スイッチング素子５１－２、スイッチング素子５２－２、スイッチング素子５３－２、スイッチング素子５４－２、スイッチング素子５５－２、及びスイッチング素子５６－２のそれぞれは、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、及びＭＯＳパワートランジスタ、等の半導体スイッチである。また、スイッチング素子５１－２、スイッチング素子５２－２、スイッチング素子５３－２、スイッチング素子５４－２、スイッチング素子５５－２、及びスイッチング素子５６－２のそれぞれには、ダイオード（又はボディダイオード）が、逆並列に接続されているものとする。
　電流検出部６－１（第１電流検出部の一例）は、回転機１０の第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）を流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１、及び電流Ｉｗ１を、それぞれ電流値Ｉｕｓ１、電流値Ｉｖｓ１、及び電流値Ｉｗｓ１として検出する。電流検出部６－１は、インバータ５－１のスイッチング素子５２－１、スイッチング素子５４－１、及びスイッチング素子５６－１に直列に電流検出用抵抗（シャント抵抗）を設けて検出する方式（いわゆる下アーム３シャント方式）としてもよい。また、電流検出部６－１は、インバータ５－１とコンデンサ４－１の間に電流検出用抵抗を設けて直流電流を検出し、回転機１０の第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１、及び電流Ｉｗ１を再生する方式（母線１シャント方式）を用いてもよい。
　電流検出部６－２（第２電流検出部の一例）は、回転機１０の第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）を流れる電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２、及び電流Ｉｗ２を、それぞれ電流値Ｉｕｓ２、電流値Ｉｖｓ２、及び電流値Ｉｗｓ２として検出する。電流検出部６－２は、インバータ５－２のスイッチング素子５２－２、スイッチング素子５４－２、及びスイッチング素子５６－２に直列に電流検出用抵抗（シャント抵抗）を設けて検出する方式（いわゆる下アーム３シャント方式）としてもよい。また、電流検出部６－２は、インバータ５－２とコンデンサ４－２の間に電流検出用抵抗を設けて直流電流を検出し、回転機１０の第１系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に流れる電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２、及び電流Ｉｗ２を再生する方式（母線１シャント方式）を用いてもよい。
　制御部７－１（第１制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含み、第１系統による回転機１０の制御を行う。制御部７－１は、回転機１０の指令値Ｔｓ１（指令信号）と、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）及び第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）とに基づいて、インバータ５－１への指令値を生成する。制御部７－１は、回転機１０の指令値Ｔｓ１に基づいて、回転機１０の制御目標値として回転機１０に通電する電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１＝０、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）を設定する。
　制御部７－１は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）と、位置検出部２が検出した回転位置θ１と、電流検出部６－１が検出した電流値Ｉｕｓ１、電流値Ｉｖｓ１、及び電流値Ｉｗｓ１と、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、制御部７－２から取得した第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいてインバータ５－１のスイッチングに関する制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６（第１制御信号）を出力する。
　制御部７－１は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓより高い場合に、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓによって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限する。また、制御部７－１は、自系統電圧指令を自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓによって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する。
　なお、制御部７－１の構成の詳細については、図２を参照して後述する。
　制御部７－２（第２制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵを含み、第２系統による回転機１０の制御を行う。制御部７－２は、回転機１０の指令値Ｔｓ２と、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）及び第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）とに基づいて、インバータ５－２への指令値を生成する。制御部７－２は、回転機１０の指令値Ｔｓ２に基づいて、回転機１０の制御目標値として回転機１０に通電する電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２＝０、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２）を設定する。
　制御部７－２は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）と、位置検出部２が検出した回転位置θ２と、電流検出部６－２が検出した電流値Ｉｕｓ２、電流値Ｉｖｓ２、及び電流値Ｉｗｓ２と、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、制御部７－１から取得した第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいてインバータ５－２のスイッチングに関する制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６（第２制御信号）を出力する。
　制御部７－２は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓより高い場合に、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓによって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限する。また、制御部７－２は、自系統電圧指令を自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓによって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する。
　なお、制御部７－２の構成の詳細については、図２を参照して後述する。
　次に、図２を参照して、制御部７－１及び制御部７－２の構成の詳細について説明する。
　図２は、本実施形態による回転機制御装置１の２系統の制御部７の一例を示すブロック図である。
　図２に示すように、制御部７－１は、電流指令演算器７０－１と、減算器７１－１と、電流制御器７２－１と、減算器７３－１と、電流制御器７４－１と、座標変換器７５－１と、ＭＩＮ選択部７６－１と、座標変換器７７－１と、制御信号生成器７８－１とを備える。
　電流指令演算器７０－１は、回転機の指令値（Ｔｓ１）から、第１系統のｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１を生成する。
　座標変換器７５－１は、電流検出部６－１が検出した電流値Ｉｕｓ１、電流値Ｉｖｓ１、及び電流値Ｉｗｓ１を、回転位置θ１に基づいて、回転二軸上の電流Ｉｄ１及び電流Ｉｑ１に変換する。具体的に、座標変換器７５－１は、下記の式（１）により、電流値Ｉｕｓ１、電流値Ｉｖｓ１、及び電流値Ｉｗｓ１と、回転位置θ１とから、回転二軸上の電流Ｉｄ１及び電流Ｉｑ１を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　減算器７１－１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１から回転二軸上の電流Ｉｄ１を減算し、その結果を、電流制御器７２－１に出力する。電流Ｉｄ１は、座標変換器７５－１から出力される。
　減算器７３－１は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１から回転二軸上の電流Ｉｑ１を減算し、その結果を、電流制御器７４－１に出力する。電流Ｉｑ１は、座標変換器７５－１から出力される。
　ＭＩＮ選択部７６－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとを比較して、低い一方（値が小さい一方）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして出力する。
　電流制御器７２－１は、減算器７１－１の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７１－１の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｄ１を出力する。ここで、図３を参照して、電流制御器７２－１の詳細な構成について説明する。
　図３は、本実施形態におけるｄ軸電圧指令値を生成する電流制御器７２－１の一例を示すブロック図である。
　図３に示すように、電流制御器７２－１は、増幅器７２１－１と、加算器７２２－１と、増幅器７２３－１と、積分器７２４－１と、制限器７２５－１とを備える。
　増幅器７２１－１は、（ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｄ１）を、Ｋｐｄ倍して、その結果を出力値Ｖｄ１＿ｐとして、加算器７２２－１に出力する。ここで、増幅の係数Ｋｐｄは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃ（［ｒａｄ／ｓ（ラディアン／秒）］）に、回転機１０のｄ軸インダクタンスＬｄを乗算した値（ωｃｃ×Ｌｄ）である。
　増幅器７２３－１は、（ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｄ１）をＫｉｄ倍して出力する。ここで、増幅の係数Ｋｉｄは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃに、回転機１０の巻線抵抗Ｒを乗算した値（ωｃｃ×Ｒ）とする。
　積分器７２４－１は、増幅器７２３－１の出力（Ｋｉｄ×（Ｉｄ１＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｄ１））を積分して、出力値Ｖｄ１＿ｉとして出力する。すなわち、値Ｖｄ１＿ｉは、（Ｋｉｄ／ｓ×（Ｉｄ１＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｄ１））となる。ここでの「ｓ」は、ラプラス演算子である。
　加算器７２２－１は、増幅器７２１－１の出力値Ｖｄ１＿ｐと、積分器７２４－１の出力値Ｖｄ１＿ｉとを加算して、出力値Ｖｄ１’として、制限器７２５－１に出力する。
　制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎに基づいて制限する。具体的に、制限器７２５－１は、下記の式（２）により加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’を制限し、出力値である回転二軸上の電圧Ｖｄ１を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　制限器７２５－１は、式（２）に示すように、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’と直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとの関係に応じて、以下のように回転二軸上の電圧Ｖｄ１を生成する。
　（ａ）制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’が、（－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）より小さい場合に、（－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）を電圧Ｖｄ１として生成する（Ｖｄ１＝－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）。
　（ｂ）制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’が、（－Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）と、（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）との間である場合に、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’を電圧Ｖｄ１として生成する（Ｖｄ１＝Ｖｄ１’）。
　（ｃ）制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’が、（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）より大きい場合に、（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）を電圧Ｖｄ１として生成する（Ｖｄ１＝Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）。
　このように、制限器７２５－１は、加算器７２２－１の出力値Ｖｄ１’の絶対値が（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ／２０．５）以下になるように、電圧Ｖｄ１を生成する。なお、制限器７２５－１は、例えば、積分項である積分器７２４－１の出力値Ｖｄ１＿ｉのリセットを積極的に行いたい場合には、公知技術のアンチワインドアップ制御を用いてもよい。
　図２の説明に戻り、電流制御器７４－１は、減算器７３－１の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７３－１の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｑ１を出力する。ここで、図４を参照して、電流制御器７４－１の詳細な構成について説明する。
　図４は、本実施形態におけるｑ軸電圧指令値を生成する電流制御器７４－１の一例を示すブロック図である。
　図４に示すように、電流制御器７４－１は、増幅器７４１－１と、加算器７４２－１と、増幅器７４３－１と、積分器７４４－１と、制限器７４５－１とを備える。
　増幅器７４１－１は、（ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｑ１）を、Ｋｐｑ倍して、その結果を出力値Ｖｑ１＿ｐとして、加算器７４２－１に出力する。ここで、増幅の係数Ｋｐｑは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃ（［ｒａｄ／ｓ（ラディアン／秒）］）に、回転機１０のｑ軸インダクタンスＬｑを乗算した値（ωｃｃ×Ｌｑ）である。
　増幅器７４３－１は、（ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｑ１）をＫｉｑ倍して出力する。ここで、増幅の係数Ｋｉｑは、例えば、所望の電流制御応答ωｃｃに、回転機１０の巻線抵抗Ｒを乗算した値（ωｃｃ×Ｒ）とする。
　積分器７４４－１は、増幅器７４３－１の出力（Ｋｉｑ×（Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｑ１））を積分して、出力値Ｖｑ１＿ｉとして出力する。すなわち、値Ｖｑ１＿ｉは、（Ｋｉｑ／ｓ×（Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１－Ｉｑ１））となる。ここでの「ｓ」は、ラプラス演算子である。
　加算器７４２－１は、増幅器７４１－１の出力値Ｖｑ１＿ｐと、積分器７４４－１の出力値Ｖｑ１＿ｉとを加算して、出力値Ｖｑ１’として、制限器７４５－１に出力する。
　制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、電圧Ｖｄ１とに基づいて制限する。具体的に、制限器７４５－１は、下記の式（３）により加算器７４２－１の電圧Ｖｑ１’を制限し、出力値である回転二軸上の電圧Ｖｑ１を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　制限器７４５－１は、式（３）に示すように、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’と直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎから電圧Ｖｄ１を減算した値（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）との関係に応じて、以下のように電圧Ｖｑ１を生成する。
　（ｄ）制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’が、（－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）より小さい場合に、（－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）を電圧Ｖｄ１として生成する（Ｖｑ１＝－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）。
　（ｅ）制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’が、（－（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）と、（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）との間である場合に、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’を電圧Ｖｑ１として生成する（Ｖｑ１＝Ｖｑ１’）。
　（ｆ）制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’が、（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）より大きい場合に、（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）を電圧Ｖｑ１として生成する（Ｖｑ１＝（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）。
　このように、制限器７４５－１は、加算器７４２－１の出力値Ｖｑ１’の絶対値が（（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ－Ｖｄ１）／２０．５）以下になるように、電圧Ｖｑ１を生成する。なお、制限器７４５－１は、例えば、積分項である積分器７４４－１の出力値Ｖｑ１＿ｉのリセットを積極的に行いたい場合には、公知技術のアンチワインドアップ制御を用いてもよい。
　なお、上述した電圧Ｖｄ１及び電圧Ｖｑ１は、回転二軸上の電圧指令値である。
　再び図２の説明に戻り、座標変換器７７－１は、回転二軸上の電圧指令である電圧Ｖｄ１と、電圧Ｖｑ１とを、回転位置θ１に基づいて、３相軸上の電圧指令である電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１に変換する。具体的に、座標変換器７７－１は、下記の式（４）により、電圧Ｖｄ１と、電圧Ｖｑ１と、回転位置θ１とから、３相軸上の電圧指令である電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　座標変換器７７－１は、生成した電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１を制御信号生成器７８－１に出力する。
　制御信号生成器７８－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１とに基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。ここで、図５を参照して、制御信号生成器７８－１の詳細な構成について説明する。
　図５は、本実施形態における制御信号生成器７８－１の一例を示すブロック図である。
　図５に示すように、制御信号生成器７８－１は、デューティ演算部７８１－１と、キャリア比較部７８２－１とを備える。
　デューティ演算部７８１－１は、電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１に基づいて、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓで規格化した値である第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を出力する。デューティ演算部７８１－１は、例えば、下記の式（５）により、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、デューティ演算部７８１－１は、乗算器８１－１と、加算器８２－１と、乗算器８３－１と、加算器８４－１と、乗算器８５－１と、加算器８６－１とを備える。
　乗算器８１－１は、電圧Ｖｕ１に、（１／Ｖｄｃ１ｓ）を乗算し、当該乗算結果を加算器８２－１に出力する。
　加算器８２－１は、乗算器８１－１の出力値に、定数である“０．５”を加算して、第１デューティｄｕ１として、キャリア比較部７８２－１に出力する。
　乗算器８３－１は、電圧Ｖｖ１に、（１／Ｖｄｃ１ｓ）を乗算し、当該乗算結果を加算器８４－１に出力する。
　加算器８４－１は、乗算器８３－１の出力値に、定数である“０．５”を加算して、第１デューティｄｖ１として、キャリア比較部７８２－１に出力する。
　乗算器８５－１は、電圧Ｖｗ１に、（１／Ｖｄｃ１ｓ）を乗算し、当該乗算結果を加算器８６－１に出力する。
　加算器８６－１は、乗算器８５－１の出力値に、定数である“０．５”を加算して、第１デューティｄｗ１として、キャリア比較部７８２－１に出力する。
　キャリア比較部７８２－１は、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）に基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。ここで、図６を参照して、キャリア比較部７８２－１の処理について説明する。
　図６は、本実施形態におけるキャリア比較部７８２－１の処理の一例を示す図である。
　図６において、波形Ｗ１～波形Ｗ３は、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）の波形を示している。また、波形Ｗ４は、山のレベルが“１”であり、谷のレベルが“０”である三角波の搬送波ＣＡの波形を示している。また、波形Ｗ５～波形Ｗ１０は、順番に、制御信号ＧＳ１１、制御信号ＧＳ１３、制御信号ＧＳ１５、制御信号ＧＳ１２、制御信号ＧＳ１４、及び制御信号ＧＳ１６の波形を示している。また、図６に示すグラフの横軸は、時間であり、周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ、ｆｃは、周波数を示す。）は、搬送波ＣＡの周期を示している。
　図６に示すように、キャリア比較部７８２－１は、波形Ｗ１～波形Ｗ３の第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）と、波形Ｗ４の搬送波ＣＡとを比較し、各相において、第１デューティが高い場合に、インバータ５－１の高電位側のスイッチング素子（５１－１、５３－１、５５－１）に対応する制御信号（ＧＳ１１、ＧＳ１３、ＧＳ１５）をオン状態（値が“１”）にする。また、キャリア比較部７８２－１は、各相において、第１デューティが低い場合に、インバータ５－１の高電位側のスイッチング素子（５１－１、５３－１、５５－１）に対応する制御信号（ＧＳ１１、ＧＳ１３、ＧＳ１５）をオフ状態（値が“０”）にする。
　また、キャリア比較部７８２－１は、波形Ｗ１～波形Ｗ３の第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）と、波形Ｗ４の搬送波ＣＡとを比較し、各相において、第１デューティが低い場合に、インバータ５－１の低電位側のスイッチング素子（５２－１、５４－１、５６－１）に対応する制御信号（ＧＳ１２、ＧＳ１４、ＧＳ１６）をオン状態（値が“１”）にする。また、キャリア比較部７８２－１は、各相において、第１デューティが高い場合に、インバータ５－１の高電位側のスイッチング素子（５２－１、５４－１、５６－１）に対応する制御信号（ＧＳ１２、ＧＳ１４、ＧＳ１８）をオフ状態（値が“０”）にする。
　このようなキャリア比較部７８２－１の処理により、各相のうちの任意の１相(Ｘ相)について、第１デューティｄｘ１とすると、搬送波ＣＡの周期Ｔｃのうち、高電位側の制御信号がスイッチング素子をオン状態にする割合がｄｘ１であり、低電位側の制御信号がスイッチング素子をオン状態にするが（１－ｄｘ１）である。よって、高電位側のオン状態時にインバータ５－１のＸ相の電位は、第１直流電圧Ｖｄｃ１であり、低電位側のオン状態時にインバータ５－１のＸ相の電位は、“０”(ＧＮＤ)である。このことから、Ｘ相の出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、下記の式（６）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここでＸ相のデューティは、上述した式（５）から下記の式（７）として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）を、式（６）に代入すると、Ｘ相の出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、下記の式（８）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、実際に出力されるＸ相の出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、検出された第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと第１直流電圧Ｖｄｃ１（真の値）とが等しければ、右辺の第１項は、Ｖｘ１のみとなる。結果として、出力電圧Ｖｘ１＿ＰＷＭは、右辺の第２項の（０．５×Ｖｄｃ１）を中心として、第１項がその指令値Ｖｘ１に一致した電圧となる。よって、インバータ５－１が、指令値通りの電圧を出力することが可能となる。
　再び、図２の説明に戻り、制御部７－２は、電流指令演算器７０－２と、減算器７１－２と、電流制御器７２－２と、減算器７３－２と、電流制御器７４－２と、座標変換器７５－２と、ＭＩＮ選択部７６－２と、座標変換器７７－２と、制御信号生成器７８－２とを備える。
　電流指令演算器７０－２は、回転機１０の指令値（Ｔｓ２）から、第２系統のｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を生成する。電流指令演算器７０－２は、電流指令演算器７０－１と同様の構成である。
　座標変換器７５－２は、電流検出部６－２が検出した電流値Ｉｕｓ２、電流値Ｉｖｓ２、及び電流値Ｉｗｓ２を、回転位置θ２に基づいて、回転二軸上の電流Ｉｄ２及び電流Ｉｑ２に変換する。座標変換器７５－２は、座標変換器７５－１と同様の構成である。
　ＭＩＮ選択部７６－２は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとを比較して、低い一方（値が小さい一方）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして出力する。ＭＩＮ選択部７６－２は、ＭＩＮ選択部７６－１と同様の構成である。
　減算器７１－２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２から回転二軸上の電流Ｉｄ２を減算し、その結果を、電流制御器７２－２に出力する。電流Ｉｄ２は、座標変換器７５－２から出力される。
　減算器７３－２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２から回転二軸上の電流Ｉｑ２を減算し、その結果を、電流制御器７４－２に出力する。電流Ｉｑ２は、座標変換器７５－２から出力される。
　電流制御器７２－２は、減算器７１－２の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７１－２の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｄ２を出力する。電流制御器７２－２の構成は、上述した電流制御器７２－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。
　電流制御器７４－２は、減算器７３－２の出力値が“０”（ゼロ）になるように、減算器７３－２の出力値に、比例及び積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｑ２を出力する。電流制御器７４－２の構成は、上述した電流制御器７４－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。
　座標変換器７７－２は、回転二軸上の電圧指令である電圧Ｖｄ２と、電圧Ｖｑ２とを、回転位置θ２に基づいて、３相軸上の電圧指令である電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２に変換する。座標変換器７７－２の構成は、上述した座標変換器７７－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。
　制御信号生成器７８－２は、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２とに基づいて、インバータ５－２の制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６を出力する。制御信号生成器７８－２の構成は、上述した制御信号生成器７８－１と同様であるため、ここではその説明を省略する。
　次に、本実施形態による回転機制御装置１の動作及び効果について説明する。
　まず、第１系統の制御部７－１において、電流制御器７２－１及び電流制御器７４－１は、電圧指令である出力Ｖｄ１及び出力Ｖｑ１を、ＭＩＮ選択部７６－１の出力である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎに基づいて制限する。
　例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）場合に、出力Ｖｄ１及び出力Ｖｑ１によって生成された第１電圧指令ベクトルＶ１＊は、図７に示すように、円ＣＲ２（大きさが、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜／２０．５内）に制限される。この場合、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）ため、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜は、第２直流電圧Ｖｄｃ２である（｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜＝Ｖｄｃ２）。なお、図７において、円ＣＲ１は、比較のために、第１直流電圧Ｖｄｃ１を用いた場合の大きさが｜Ｖｄｃ１｜／２０．５の円を示している。
　次に、第２系統の制御部７－２において、電流制御器７２－２及び電流制御器７４－２は、電圧指令である出力Ｖｄ２及び出力Ｖｑ２を、ＭＩＮ選択部７６－２の出力である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎに基づいて制限する。
　例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）場合に、出力Ｖｄ２及び出力Ｖｑ２によって生成された第２電圧指令ベクトルＶ２＊は、図８に示すように、円ＣＲ４（大きさが、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜／２０．５内）に制限される。この場合、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい（Ｖｄｃ１＞Ｖｄｃ２）ため、｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜は、第２直流電圧Ｖｄｃ２である（｜Ｖｄｃ＿ｍｉｎ｜＝Ｖｄｃ２）。なお、図８において、円ＣＲ３は、比較のために、第１直流電圧Ｖｄｃ１を用いた場合の大きさが｜Ｖｄｃ１｜／２０．５の円を示している。
　第１電圧指令ベクトルＶ１＊は、第２電圧指令ベクトルＶ２＊と同様に、第２直流電圧Ｖｄｃ２によって制限される。よって、図７及び図８から明らかなように、第１系統の電圧指令（Ｖｄ１、Ｖｑ１）と、第２系統の電圧指令（Ｖｄ２、Ｖｑ２）とが等しくなる（Ｖｄ１＝Ｖｄ２、且つ、Ｖｑ１＝Ｖｑ２）。これによって、具体的に回転機１０の動作条件での効果として、実施形態による回転機制御装置１は、図９に示すように、回転機１０の回転数が増大して、電圧飽和領域に達した場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。
　図９は、本実施形態における回転数とｑ軸電流との関係を示す図である。
　図９において、縦軸は、ｑ軸電流、及び回転数を示し、横軸は、時間を示している。また、波形Ｗ１１及び波形Ｗ１２は、本実施形態における第２系統のｑ軸電流Ｉｑ２及び第１系統のｑ軸電流Ｉｑ１を示している。また、波形Ｗ１３は、比較のために従来技術における第１系統のｑ軸電流Ｉｑ１を示している。また、波形Ｗ１４は、回転機１０の回転数の変化を示している。また、領域ＲＧ１は、電圧飽和領域を示している。
　図９に示すように、ｑ軸電流Ｉｑ１及びｑ軸電流Ｉｑ２のそれぞれは、第１直流電圧Ｖｄｃ１及び第２直流電圧Ｖｄｃ２により制限される。なお、回転機１０に指令値通りの電流を通電するのに必要な電圧が、各インバータ５の印加電圧の上限値を超える場合に、ｑ軸電流Ｉｑ１及びｑ軸電流Ｉｑ２のそれぞれは、目標ｑ軸電流Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに対して低下する。この目標ｑ軸電流Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに対して、ｑ軸電流Ｉｑ１及びｑ軸電流Ｉｑ２が低下する領域ＲＧ１を電圧飽和領域という。
　例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より大きい場合に、従来技術では、電圧飽和領域において、ｑ軸電流Ｉｑ１（波形Ｗ１３）が、ｑ軸電流Ｉｑ２（波形Ｗ１１）より大きくなる。そのため、従来技術では、ｑ軸電流Ｉｑ１とｑ軸電流Ｉｑ２とを等しく制御することは困難であった。
　これに対して、本実施形態による回転機制御装置１では、第１系統の電流制御器７２－１及び電流制御器７４－１が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ２）により制限しているため、電圧飽和領域（領域ＲＧ１）においても、電圧指令をほぼ等しく（Ｖｄ１≒Ｖｄ２、且つ、Ｖｑ１≒Ｖｑ２）することができ、ｑ軸電流Ｉｑ１とｑ軸電流Ｉｑ２とをほぼ等しく制御することができる（波形Ｗ１１及び波形Ｗ１２）。
　また、第１直流電圧Ｖｄｃ１が、第２直流電圧Ｖｄｃ２より小さいの場合（Ｖｄｃ１＜Ｖｄｃ２）も同様に、第２系統の電流制御器７２－１及び電流制御器７４－２が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ１）により制限しているため、ｑ軸電流Ｉｑ１とｑ軸電流Ｉｑ２とをほぼ等しく制御することができる。
　このように、本実施形態による回転機制御装置１は、系統間での不整合（回転機１０に通電される電流の差異）を低減することができる。
　また、本実施形態では、第１系統の制御信号生成器７８－１は、３相軸上の電圧指令値（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１）を第１直流電圧Ｖｄｃ１により規格化している。また、第２系統の制御信号生成器７８－２は、３相軸上の電圧指令値（Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）を第２直流電圧Ｖｄｃ２により規格化している。ここでは、自系統の電圧指令値を自系統の直流電圧で規格化することの効果について説明する。
　制御部７－１は、３相軸上の電圧指令値（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１）を直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより制限した。よって、通常であれば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化した場合においても、定常状態においては、回転機１０の制御は可能である。しかしながら、過渡状態(例えば、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１の急変や回転速度の急変が生じたときなど)においては、自系統の電圧指令値を直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化した場合に、所望の電圧を出力することができない。これは、電圧指令値（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１）を直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化した場合、上述した式（５）を参考に、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を求めると下記の式（９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　また、この場合の３相の出力電圧（Ｖｕ１＿ＰＷＭ、Ｖｖ１＿ＰＷＭ、Ｖｗ１＿ＰＷＭ）は、上述した式（６）～式（８）を参考にして同様に表すと、下記の式（１０）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、式（１０）の右辺の第１項に着目すると、３相の出力電圧（Ｖｕ１＿ＰＷＭ、Ｖｖ１＿ＰＷＭ、Ｖｗ１＿ＰＷＭ）は、元々の電圧指令に対して、（Ｖｄｃ１／Ｖｄｃ＿ｍｉｎ）倍されており、電圧誤差が生じる。この電圧誤差は、電流制御器７２－１及び電流制御器７２－２により吸収されるので、定常状態では、元々の電圧指令値に対して（Ｖｄｃ＿ｍｉｎ/Ｖｄｃ１」倍された値となる。そのため、３相軸上の電圧指令値（Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’）は、下記の式（１１）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　式（１１）に示すように、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎにより規格化したことによる電圧誤差が、電流制御器７２－１及び電流制御器７２－２の作用により吸収される。しかしながら、過渡状態においては、電圧誤差の影響により、制御部７－１及び制御部７－２は、回転機１０に対して、所望の過渡特性をもった状態で制御することが困難であった。そこで、本実施形態による回転機制御装置１は、自系統の電圧指令値を自系統直流電圧で規格化することで、所望の過渡特性を実現することができる。
　以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１は、インバータ５－１（第１インバータ）と、インバータ５－２（第２インバータ）と、制御部７－１（第１制御部）と、制御部７－２（第２制御部）とを備える。インバータ５－１は、第１系統の直流電源３－１が出力した第１直流電圧Ｖｄｃ１に基づいて、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に交流電圧を印加する。インバータ５－２は、第２系統の直流電源３－２が出力した第２直流電圧Ｖｄｃ２に基づいて、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に交流電圧を印加する。制御部７－１は、回転機１０の指令値（Ｔｓ１）と、第１直流電圧Ｖｄｃ１及び第２直流電圧Ｖｄｃ２とに基づいて、インバータ５－１への指令値を生成する。制御部７－２は、回転機１０の指令値（Ｔｓ１）と、第１直流電圧Ｖｄｃ１及び第２直流電圧Ｖｄｃ２とに基づいて、インバータ５－２への指令値を生成する。制御部７－１及び制御部７－２のそれぞれ（制御部７）は、自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）が、他系統の直流電圧（例えば、第２直流電圧Ｖｄｃ２）より高い場合に、他系統の直流電圧（例えば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＝Ｖｄｃ２）によって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令（Ｖｄ１、Ｖｑ１）を制限するとともに、自系統電圧指令を自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）によって規格化した値（例えば、式（５）及び式（７参照）を自系統のインバータ５（例えば、インバータ５－１）への指令値として生成する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、上述したように、回転機１０を制御する複数の系統の直流電源（３－１、３－２）が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。すなわち、本実施形態による回転機制御装置１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１と第２直流電圧Ｖｄｃ２とのうちの小さい値の一方である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎを用いて、自系統の３相巻線に印加する自系統電圧指令値を制限するため、系統間の不整合（回転機１０に通電される電流の差異）を低減することができる。また、本実施形態による回転機制御装置１は、自系統電圧指令を自系統直流電圧で規格化した値(第１デューティ、第２デューティ)を第１系統及び第２系統のそれぞれのインバータ５（５－１、５－２）に出力するため、過渡特性を改善することができる。
　また、本実施形態では、制御部７－１は、第１のＣＰＵを備え、制御部７－２は、第２のＣＰＵを備える。第１のＣＰＵは、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）を第２のＣＰＵに送信し、第２のＣＰＵは、第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）を第１のＣＰＵに送信する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、独立した２つのＣＰＵにより処理を実行することによって、例えば、片方の系統が故障した場合であっても、残りの一方で回転機１０の制御を継続することができる。
　また、本実施形態では、制御部７（例えば、制御部７－１）は、自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）が、他系統の直流電圧（例えば、第２直流電圧Ｖｄｃ２）より高い場合に、自系統電圧指令のうち、ｄｑ軸上における電圧指令（Ｖｄ１、Ｖｑ１）を他系統の直流電圧（例えば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＝Ｖｄｃ２）によって制限する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、系統間でｄｑ軸上における電圧指令が一致するように調整することができる。
　また、本実施形態では、制御部７（例えば、制御部７－１）は、自系統の直流電圧（例えば、第１直流電圧Ｖｄｃ１）が、他系統の直流電圧（例えば、第２直流電圧Ｖｄｃ２）より高い場合に、自系統電圧指令のうち、静止座標軸上における電圧指令ベクトルの大きさを、他系統の直流電圧（例えば、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＝Ｖｄｃ２）によって出力可能な値に制限するようにしてもよい。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１は、系統間で、静止座標軸上における電圧指令ベクトルの大きさが一致するように調整することができる。
　［第２の実施形態］
　次に、図面を参照して、第２の実施形態による回転機制御装置１ａについて、説明する。
　図１０は、第２の実施形態による回転機制御装置１ａの一例を示すブロック図である。
　図１０に示すように、回転機制御装置１ａは、位置検出部２と、直流電源３－１と、直流電源３－２と、コンデンサ４－１と、コンデンサ４－２と、インバータ５－１と、インバータ５－２と、電流検出部６－１と、電流検出部６－２と、制御部７ａ－１と、制御部７ａ－２とを備える。
　なお、図１０において、図１に示す第１の実施形態と同一の構成には、同一の符号を付与してその説明を省略する。
　本実施形態では、回転機制御装置１ａは、制御部７（７－１、７－２）の代わりに制御部７ａ（７ａ－１、７ａ－２）を備える点が、第１の実施形態の回転機制御装置１と異なる。また、本実施形態では、第１系統は、直流電源３－１からインバータ５－１に流れる直流部の配線抵抗（Ｒｐ１）を有しており、配線抵抗（Ｒｐ１）により電圧降下が生じた真の直流電圧を第１直流電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌとする。また、第２系統は、直流電源３－２からインバータ５－２に流れる直流部の配線抵抗（Ｒｐ２）を有しており、配線抵抗（Ｒｐ２）により電圧降下が生じた真の直流電圧を第２直流電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌとする。
　制御部７ａ－１（第１制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵを含み、第１系統による回転機１０の制御を行う。制御部７ａ－１は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）と、位置検出部２が検出した回転位置θ１と、電流検出部６－１が検出した電流値Ｉｕｓ１、電流値Ｉｖｓ１、及び電流値Ｉｗｓ１と、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、制御部７ａ－２から取得した第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいてインバータ５－１のスイッチングに関する制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６（第１制御信号）を出力する。
　制御部７ａ－２（第２制御部の一例）は、例えば、ＣＰＵを含み、第２系統による回転機１０の制御を行う。制御部７ａ－２は、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２）と、位置検出部２が検出した回転位置θ１と、電流検出部６－２が検出した電流値Ｉｕｓ２、電流値Ｉｖｓ２、及び電流値Ｉｗｓ２と、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、制御部７ａ－１から取得した第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいてインバータ５－２のスイッチングに関する制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６（第２制御信号）を出力する。
　ここで、図１１を参照して、本実施形態による回転機制御装置１ａの２系統の制御部７ａの構成について説明する。
　図１１は、本実施形態による回転機制御装置１ａの２系統の制御部７ａの一例を示すブロック図である。
　図１１に示すように、制御部７ａ－１は、電流指令演算器７０－１と、減算器７１－１と、電流制御器７２－１と、減算器７３－１と、電流制御器７４－１と、座標変換器７５－１と、ＭＩＮ選択部７６－１と、座標変換器７７－１と、制御信号生成器７８－１と、自系統バッテリ電流演算部６１－１と、他系統バッテリ電流演算部６２－１と、電圧偏差算出部６３－１とを備える。なお、ＭＩＮ選択部７６－１と、電圧偏差算出部６３－１とは、電圧最小値算出部６０－１に含まれる。
　自系統バッテリ電流演算部６１－１は、自系統の三相電流値（電流値Ｉｕｓ１、電流値Ｉｖｓ１、及び電流値Ｉｗｓ１）と、自系統のデューティである第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）とに基づいて、自系統の電流Ｉｄｃ１を算出する。ここでの自系統の電流Ｉｄｃ１（自系統の直流部電流）は、インバータ５－１に流れ込む直流部の電流であり、第１系統の直流部電流である。自系統バッテリ電流演算部６１－１は、例えば、下記の式（１２）を用いて、自系統の電流Ｉｄｃ１を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　他系統バッテリ電流演算部６２－１は、自系統の電流Ｉｄｃ１と、自系統の直流電圧の検出値である第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、他系統の直流電圧の検出値である第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいて、他系統の電流Ｉｄｃ２を算出する。ここでの他系統の電流Ｉｄｃ２（他系統の直流部電流）は、インバータ５－２に流れ込む直流部の電流であり、第２系統の直流部電流である。他系統バッテリ電流演算部６２－１は、例えば、下記の式（１３）を用いて、他系統の電流Ｉｄｃ２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　電圧偏差算出部６３－１は、自系統バッテリ電流演算部６１－１が出力した自系統の電流Ｉｄｃ１と、他系統バッテリ電流演算部６２－１が出力した他系統の電流Ｉｄｃ２とに基づいて、第１系統の電圧偏差ΔＶａを算出する。電圧偏差算出部６３－１は、例えば、下記の式（１４）を用いて、第１系統の電圧偏差ΔＶａを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　式（１４）において、抵抗Ｒｐ（＝Ｒｐ１）は、第１系統の配線抵抗を示す。
　このように、第１系統の電圧偏差ΔＶａは、第１系統の電流Ｉｄｃ１と、第２系統の電流Ｉｄｃ２とのうちの他系統の電流Ｉｄｃ２から自系統の電流Ｉｄｃ１を減算した値に、自系統の直流部電流（電流Ｉｄｃ１）が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗Ｒｐ（＝Ｒｐ１）を乗算した値である。
　電圧最小値算出部６０－１は、ＭＩＮ選択部７６－１と、電圧偏差算出部６３－１とを備える。電圧最小値算出部６０－１は、ＭＩＮ選択部７６－１が出力する直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、電圧最小値算出部６０－１が算出した第１系統の電圧偏差ΔＶａとに基づいて、新たな直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を生成し、生成した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を出力する。直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、電圧偏差ΔＶａを考慮した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの補正値である。電圧最小値算出部６０－１は、例えば、下記の式（１５）を用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　すなわち、電圧最小値算出部６０－１は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓより小さい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ１ｓ）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。また、電圧最小値算出部６０－１は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓより大きい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ２ｓ）を電圧偏差ΔＶａにより減算した値を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。
　電圧最小値算出部６０－１が出力した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの代わりに、減算器７１－１及び減算器７３－１に供給される。制御部７ａ－１のその後の処理は、第１の実施形態の制御部７－１と同様であるので、ここではその説明を省略する。
　また、制御部７ａ－２は、電流指令演算器７０－２と、減算器７１－２と、電流制御器７２－２と、減算器７３－２と、電流制御器７４－２と、座標変換器７５－２と、ＭＩＮ選択部７６－２と、座標変換器７７－２と、制御信号生成器７８－２と、自系統バッテリ電流演算部６１－２と、他系統バッテリ電流演算部６２－２と、電圧偏差算出部６３－２とを備える。なお、ＭＩＮ選択部７６－２と、電圧偏差算出部６３－２とは、電圧最小値算出部６０－２に含まれる。
　自系統バッテリ電流演算部６１－２は、自系統の三相電流値（電流値Ｉｕｓ２、電流値Ｉｖｓ２、及び電流値Ｉｗｓ２）と、自系統のデューティである第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）とに基づいて、自系統の電流Ｉｄｃ２を算出する。ここでの自系統の電流Ｉｄｃ２（自系統の直流部電流）は、インバータ５－２に流れ込む直流部の電流であり、第２系統の直流部電流である。自系統バッテリ電流演算部６１－２は、例えば、下記の式（１６）を用いて、自系統の電流Ｉｄｃ２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　他系統バッテリ電流演算部６２－２は、自系統の電流Ｉｄｃ２と、自系統の直流電圧の検出値である第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、他系統の直流電圧の検出値である第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいて、他系統の電流Ｉｄｃ１を算出する。ここでの他系統の電流Ｉｄｃ１（他系統の直流部電流）は、インバータ５－１に流れ込む直流部の電流であり、第１系統の直流部電流である。他系統バッテリ電流演算部６２－１は、例えば、下記の式（１７）を用いて、他系統の電流Ｉｄｃ１を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　電圧偏差算出部６３－２は、自系統バッテリ電流演算部６１－２が出力した自系統の電流Ｉｄｃ２と、他系統バッテリ電流演算部６２－２が出力した他系統の電流Ｉｄｃ１とに基づいて、第２系統の電圧偏差ΔＶｂを算出する。電圧偏差算出部６３－２は、例えば、下記の式（１８）を用いて、第２系統の電圧偏差ΔＶｂを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　式（１８）において、抵抗Ｒｐ（＝Ｒｐ２）は、第２系統の配線抵抗を示す。
　このように、第２系統の電圧偏差ΔＶｂは、第２系統の電流Ｉｄｃ２と、第１系統の電流Ｉｄｃ１とのうちの他系統の電流Ｉｄｃ１から自系統の電流Ｉｄｃ２を減算した値に、自系統の直流部電流（電流Ｉｄｃ２）が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗Ｒｐ（＝Ｒｐ２）を乗算した値である。
　電圧最小値算出部６０－２は、ＭＩＮ選択部７６－２と、電圧偏差算出部６３－２とを備える。電圧最小値算出部６０－２は、ＭＩＮ選択部７６－２が出力する直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、電圧最小値算出部６０－２が算出した第２系統の電圧偏差ΔＶｂとに基づいて、新たな直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を生成し、生成した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を出力する。直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、電圧偏差ΔＶｂを考慮した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの補正値である。電圧最小値算出部６０－２は、例えば、下記の式（１９）を用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　すなわち、電圧最小値算出部６０－２は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓより小さい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ２ｓ）を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。また、電圧最小値算出部６０－２は、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓが、他系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓより大きい場合に、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ（＝Ｖｄｃ１ｓ）を電圧偏差ΔＶｂにより減算した値を、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２として出力する。
　電圧最小値算出部６０－２が出力した直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ２は、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎの代わりに、減算器７１－２及び減算器７３－２に供給される。制御部７ａ－２のその後の処理は、第１の実施形態の制御部７－２と同様である。
　次に、本実施形態による回転機制御装置１ａの動作及び効果について説明する。
　本実施形態では、第１の実施形態に比べてインバータ５の配線抵抗（Ｒｐ１、Ｒｐ２）が存在することにより、直流電圧に電圧降下が生じる。なお、ここでは、Ｒｐ１＝Ｒｐ２＝Ｒｐとする。
　インバータ５－１において、配線抵抗Ｒｐが存在するため、自系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓと真の入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌとに偏差が生じる。また、インバータ５－２において、配線抵抗Ｒｐが存在するため、自系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓと真の入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌとに偏差が生じる。そのため、回転機１０に通電される１系統の電流と２系統の電流とを一致させるためには、インバータ５－１とインバータ５－２とは、真の入力電圧Vｄｃ１＿ｒｅａｌと真の入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌとの小さい側の電圧に基づいた電圧を印加する必要がある。
　しかしながら、実際に検出可能な電圧は、検出電圧Ｖｄｃ１ｓと検出電圧Ｖｄｃ２ｓとであるため誤差が生じる。そこで、本実施形態による回転機制御装置１ａは、電圧偏差算出部６３－１及び電圧偏差算出部６３－２を用いて、この誤差を補正する。
　本実施形態において、回転機制御装置１ａは、インバータ５－１とインバータ５－２とが回転機１０に供給する電力が一致するように制御するため、下記の式（２０）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　また、図１０における電圧降下の関係式より下記の式（２１）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　まず、比較のために、電圧偏差ΔＶａによる補正を行わない場合について説明する。
　例えば、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより大きい場合（Ｖｄｃ１ｓ＞Ｖｄｃ２ｓ）、上述した式（１３）によって、第１系統の電流Ｉｄｃ１は、第２系統の電流Ｉｄｃ２より小さくなる（Ｉｄｃ１＜Ｉｄｃ２）。ここで、第２系統においては、上述した式（２１）に示される入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌが、インバータ５－２に出力される。
　これに対して、第１系統においては、ＭＩＮ選択部７６－１が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして、電圧Ｖｄｃ２ｓを選択するため、下記の式（２２）により示される入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌが、インバータ５－１に出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ここで、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより大きい場合（Ｖｄｃ１ｓ＞Ｖｄｃ２ｓ）に、第１系統の電流Ｉｄｃ１は、第２系統の電流Ｉｄｃ２より小さくなる（Ｉｄｃ１＜Ｉｄｃ２）ため、下記の式（２３）の関係なる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　すなわち、本実施形態の電圧偏差ΔＶａによる補正を行わない場合には、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致しない。よって、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に通電される電流と、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に通電される電流とが一致せず、例えば、回転機１０に騒音が生じることがある。
　これに対して、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、電圧最小値算出部６０－１が、式（１４）により示される電圧偏差ΔＶａを用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎを補正するため、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）は、下記の式（２４）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　式（２４）の右辺は、上述した式（２１）により示される入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌと同一である。そのため、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致する。
　次に、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより小さい場合（Ｖｄｃ１ｓ＜Ｖｄｃ２ｓ）、上述した式（１３）によって、第１系統の電流Ｉｄｃ１は、第２系統の電流Ｉｄｃ２より大きくなる（Ｉｄｃ１＞Ｉｄｃ２）。ここで、第１系統においては、上述した式（２１）に示される入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌが、インバータ５－１に出力される。
　これに対して、第２系統においては、ＭＩＮ選択部７６－２が、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎとして、電圧Ｖｄｃ１ｓを選択するため、下記の式（２５）により示される入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌが、インバータ５－２に出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　ここで、第１系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓが、第２系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓより小さい場合（Ｖｄｃ１ｓ＜Ｖｄｃ２ｓ）に、第１系統の電流Ｉｄｃ１は、第２系統の電流Ｉｄｃ２より大きくなる（Ｉｄｃ１＞Ｉｄｃ２）ため、下記の式（２６）の関係なる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　すなわち、本実施形態の電圧偏差ΔＶｂによる補正を行わない場合には、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致しない。よって、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）に通電される電流と、第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に通電される電流とが一致せず、例えば、回転機１０に騒音が生じることがある。
　これに対して、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、電圧最小値算出部６０－２が、式（１４）により示される電圧偏差ΔＶｂを用いて、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎを補正するため、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）は、下記の式（２７）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　式（２７）の右辺は、上述した式（２１）により示される入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌと同一である。そのため、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、インバータ５－１に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ１＿ｒｅａｌ）と、インバータ５－２に印加される電圧（入力電圧Ｖｄｃ２＿ｒｅａｌ）とが一致する。
　以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１ａでは、制御部７ａは、自系統の直流電圧が他系統の直流電圧より高い場合に、電圧偏差（ΔＶａ、ΔＶｂ）に基づいて、自系統電圧指令を制限する。ここで、電圧偏差（ΔＶａ、ΔＶｂ）は、インバータ５－１に流れ込む直流部の電流である第１系統の直流部電流（電流Ｉｄｃ１）と、インバータ５－２に流れ込む直流部の電流である第２系統の直流部電流（電流Ｉｄｃ２）とのうちの他系統の直流部電流から自系統の直流部電流を減算した値に、自系統の直流部電流が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗（Ｒｐ）を乗算した値である（式（１４）及び式（１８）を参照）。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、上述したように、インバータ５の配線抵抗Ｒｐが存在する場合においても、インバータ５－１とインバータ５－２とから出力される電圧を一致させることができ、系統間の不整合を低減することができる。本実施形態による回転機制御装置１ａは、第１系統の３相巻線（ｕ１、ｖ１、ｗ１）と第２系統の３相巻線（ｕ２、ｖ２、ｗ２）に通電される電流とが一致するため、例えば、回転機１０から生じる騒音を低減することができる。
　また、本実施形態では、制御部７ａは、他系統の直流電圧に基づいて、他系統の直流部電流を算出する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、他系統の直流部電流を算出するため、他系統の直流部電流を検出するひつようがない。そのため、本実施形態による回転機制御装置１ａは、例えば、センサーなどの検出部の数を低減し、構成を簡略化することができ、低コスト化を実現することができる。
　また、本実施形態では、制御部７ａは、自系統の直流電圧と、他系統の直流電圧と、自系統の直流電流とに基づいて、他系統の直流部電流を算出する（式（１３）及び式（１７）を参照）。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、簡易な手法により、容易に他系統の直流部電流を算出することができる。
　また、本実施形態による回転機制御装置１ａは、各系統の３相巻線に流れる電流を検出する電流検出部６（６－１、６－２）を備える。制御部７ａは、電流検出部６が検出した自系統の３相巻線に流れる電流に基づいて、自系統の直流電流を算出する（式（１２）及び式（１６）を参照）．
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ａは、簡易な手法により、容易に自系統の直流部電流を算出することができる。
　なお、上述した本実施形態において、第１系統の電圧最小値算出部６０－１は、他系統のバッテリ電流Ｉｄｃ２を、他系統において、上述した式（１３）又は式（１４）を用いて算出された値を、他系統から受信して使用してもよい。また、第２系統の電圧最小値算出部６０－２は、他系統のバッテリ電流Ｉｄｃ１を、他系統において、上述した式（１２）又は式（１７）を用いて算出された値を、他系統から受信して使用してもよい。
　［第３の実施形態］
　次に、図面を参照して、第３の実施形態による回転機制御装置１ｂについて、説明する。
　本実施形態では、３相の各相の自系統電圧を自系統の零相電圧に基づいて補正する変形例について説明する。
　本実施形態による回転機制御装置１ｂは、制御信号生成器７８（７８－１、７８－２）の代わりに、制御信号生成器７８ａ（７８ａ－１、７８ａ－２）を備え、その他の構成は、第１の実施形態の回転機制御装置１と同様である。
　図１２は、本実施形態における第１系統の制御信号生成器７８ａ－１の一例を示すブロック図である。
　図１２に示すように、制御信号生成器７８ａ－１は、デューティ演算部７８１ａ－１と、キャリア比較部７８２－１とを備える。なお、図１２において、上述した図５と同一の構成には、同一の符号を付与して、その説明を省略する。
　制御信号生成器７８ａ－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１とに基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。
　なお、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、第１系統の制御部７ｂ－１を備えており、制御部７ｂ－１は、制御信号生成器７８ａ－１を備えている。
　デューティ演算部７８１ａ－１は、電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１に基づいて、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓで規格化した値である第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を出力する。デューティ演算部７８１ａ－１は、零相電圧演算部８０－１と、乗算器８１－１と、加算器８２－１と、乗算器８３－１と、加算器８４－１と、乗算器８５－１と、加算器８６－１と、減算器８７－１と、減算器８８－１と、減算器８９－１とを備える。なお、デューティ演算部７８１ａ－１は、零相電圧演算部８０－１と、減算器８７－１と、減算器８８－１と、減算器８９－１とが追加されている点が、第１の実施形態のデューティ演算部７８１－１と異なる。
　零相電圧演算部８０－１は、電圧指令値である電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ０ａを算出する。零相電圧演算部８０－１は、例えば、下記の式（２８）を用いて、零相電圧Ｖ０ａを算出する。なお、零相電圧演算部８０－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１）の最小のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ０ａを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　ここで、最小電圧Ｖｍｉｎは、零相電圧Ｖ０ａを算出する時点における電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１の最小値である。
　零相電圧演算部８０－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１）の最小のもの（最小電圧Ｖｍｉｎ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、最小電圧Ｖｍｉｎに、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ１ｓ／２）を加算して自系統の零相電圧Ｖ０ａを算出する。
　減算器８７－１は、電圧指令値である電圧Ｖｕ１に対して、零相電圧Ｖ０ａを減算した値を、乗算器８１－１に出力する。
　減算器８８－１は、電圧指令値である電圧Ｖｖ１に対して、零相電圧Ｖ０ａを減算した値を、乗算器８３－１に出力する。
　減算器８９－１は、電圧指令値である電圧Ｖｗ１に対して、零相電圧Ｖ０ａを減算した値を、乗算器８５－１に出力する。
　減算器８７－１、減算器８８－１、及び減算器８９－１以降の構成は、第１の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。
　デューティ演算部７８１ａ－１は、下記の式（２９）を用いて、第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　次に、図１３を参照して、第２系統の制御信号生成器７８ａ－２の構成について説明する。
　図１３は、本実施形態における第２系統の制御信号生成器７８ａ－１の一例を示すブロック図である。
　図１３に示すように、制御信号生成器７８ａ－２は、デューティ演算部７８１ａ－２と、キャリア比較部７８２－２とを備える。
　制御信号生成器７８ａ－２は、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２とに基づいて、インバータ５－２の制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６を出力する。
　なお、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、第２系統の制御部７ｂ－２を備えており、制御部７ｂ－２は、制御信号生成器７８ａ－２を備えている。
　デューティ演算部７８１ａ－２は、電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２に基づいて、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓで規格化した値である第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）を出力する。デューティ演算部７８１ａ－２は、零相電圧演算部８０－２と、乗算器８１－２と、加算器８２－２と、乗算器８３－２と、加算器８４－２と、乗算器８５－２と、加算器８６－２と、減算器８７－２と、減算器８８－２と、減算器８９－２とを備える。なお、デューティ演算部７８１ａ－２は、零相電圧演算部８０－２と、減算器８７－２と、減算器８８－２と、減算器８９－２とが追加されている点が、第１の実施形態のデューティ演算部７８１－２と異なる。
　零相電圧演算部８０－２は、電圧指令値である電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ０ｂを算出する。零相電圧演算部８０－２は、例えば、下記の式（３０）を用いて、零相電圧Ｖ０ａを算出する。なお、零相電圧演算部８０－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２）の最小のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ０ｂを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　ここで、最小電圧Ｖｍｉｎは、零相電圧Ｖ０ｂを算出する時点における電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２の最小値である。
　零相電圧演算部８０－２は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２）の最小のもの（最小電圧Ｖｍｉｎ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の下限値（例えば、０Ｖ）に一致するように、最小電圧Ｖｍｉｎに、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ２ｓ／２）を加算して自系統の零相電圧Ｖ０ｂを算出する。
　減算器８７－２は、電圧指令値である電圧Ｖｕ２に対して、零相電圧Ｖ０ｂを減算した値を、乗算器８１－２に出力する。
　減算器８８－２は、電圧指令値である電圧Ｖｖ２に対して、零相電圧Ｖ０ｂを減算した値を、乗算器８３－２に出力する。
　減算器８９－２は、電圧指令値である電圧Ｖｗ２に対して、零相電圧Ｖ０ｂを減算した値を、乗算器８５－２に出力する。
　したがって、デューティ演算部７８１ａ－２は、下記の式（３１）を用いて、第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　次に、本実施形態による回転機制御装置１ｂの動作及び効果について説明する。
　本実施形態による回転機制御装置１ｂでは、デューティ演算部７８１ａ－１及びデューティ演算部７８１ａ－２が、自系統の検出電圧（Ｖｄｃ１ｓ、Ｖｄｃ２ｓ）を用いて、式（２８）及び式（３０）により、零相電圧（Ｖ０ａ、Ｖ０ｂ）を算出し、零相電圧を、電圧指令値から減算することで、電圧飽和しない範囲でデューティの値を下側にシフトさせる。なお、ここでの説明において、第１系統の制御部７ｂ－１と、第２系統の制御部７ｂ－２とは、同一の構成であるため、各系統を示す符号の「－１」、及び「－２」と、添え字の「１」及び「２」と、零相電圧における［ａ］及び「ｂ」とを省略して説明する。
　零相電圧Ｖ０を計算する際の、検出電圧を電圧Ｖｄｃ’とすると、零相電圧Ｖ０は、以下の式（３２）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　また、電圧指令値（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）に対して、それぞれ、式（３２）に示す零相電圧Ｖ０を減算した新たな電圧指令値（Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’）は、下記の式（３３）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　ここで、電圧指令値（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のうちの電圧指令値Ｖｕが最小値であるとすると、最小値Ｖｍｉｎは、電圧指令値Ｖｕとなる。したがって、新たな電圧指令値Ｖｕ’は、下記の式（３４）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
　次に、新たな電圧指令値Ｖｕ’を用いると、デューティｄｕ’は、下記の式（３５）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　ここで、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しくない場合（Ｖｄｃ’≠Ｖｄｃ）に、デューティｄｕ’は、下記の式（３６）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１４に示すような波形になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　図１４は、本実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
　図１４において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ２１、波形Ｗ２２、波形Ｗ２３は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ１は、常時３相がスイッチングされる期間を示している。
　図１４に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いた場合には、制御部７ｂは、常時３相スイッチングするように制御する。
　次に、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しい場合（Ｖｄｃ’＝Ｖｄｃ）に、デューティｄｕ’は、下記の式（３７）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１５に示すような波形になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
　式（３７）に示すように、３相のデューティのうち最小のものが常に“０”と一致しているため、当該相においては、上アーム側（高電位側）のスイッチング素子が常にオン状態である。
　図１５は、本実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
　図１５において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ２４、波形Ｗ２５、波形Ｗ２６は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ２は、常時２相がスイッチングされる期間を示している。
　図１５に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いた場合には、制御部７ｂは、常時２相スイッチングするように制御する。すなわち、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、零相電圧Ｖ０を計算する際に、自系統の検出電圧Ｖｄｃを用いることにより、常時２相スイッチングになる。このことから、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、他系統の検出電圧を用いた場合と比べて、スイッチングロスを低減して、電流検出精度を向上させることができる。
　以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１ｂでは、制御部７ｂは、自系統の直流電圧に基づいて、自系統の零相電圧（Ｖ０ａ、Ｖ０ｂ）を算出し、各相の自系統電圧指令を自系統の零相電圧（Ｖ０ａ、Ｖ０ｂ）に基づいて補正する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｂでは、２相変調（常時２相スイッチング）を行うことができ、電流検出におけるノイズの影響を低減させることができる。
　また、本実施形態では、制御部７ｂは、自系統電圧指令の最小のものが、自系統の直流電圧に基づく所定の下限値に一致するように、自系統の零相電圧を算出する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｂは、電圧飽和しない範囲でデューティの値を下側に適切にシフトすることができる。
　［第４の実施形態］
　次に、図面を参照して、第４の実施形態による回転機制御装置１ｃについて、説明する。
　本実施形態では、３相の各相の自系統電圧を自系統の零相電圧に基づいて補正する別の変形例について説明する。上述した第３の実施形態では、各相の自系統電圧の最小値から零相電圧を算出したが、本実施形態では、各相の自系統電圧の最大値から零相電圧を算出する。
　本実施形態による回転機制御装置１ｃは、制御信号生成器７８ａ（７８ａ－１、７８ａ－２）の代わりに、制御信号生成器７８ｂ（７８ｂ－１、７８ｂ－２）を備え、その他の構成は、第２の実施形態の回転機制御装置１ａと同様である。
　図１６は、本実施形態における第１系統の制御信号生成器７８ｂ－１の一例を示すブロック図である。
　図１６に示すように、制御信号生成器７８ｂ－１は、デューティ演算部７８１ｂ－１と、キャリア比較部７８２－１とを備える。なお、図１６において、上述した図１２と同一の構成には、同一の符号を付与して、その説明を省略する。
　制御信号生成器７８ｂ－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１とに基づいて、インバータ５－１の制御信号ＧＳ１１～制御信号ＧＳ１６を出力する。
　なお、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、第１系統の制御部７ｃ－１を備えており、制御部７ｃ－１は、制御信号生成器７８ｂ－１を備えている。
　デューティ演算部７８１ｂ－１は、電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１に基づいて、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓで規格化した値である第１デューティ（ｄｕ１、ｄｖ１、ｄｗ１）を出力する。デューティ演算部７８１ｂ－１は、零相電圧演算部８０ａ－１と、乗算器８１－１と、加算器８２－１と、乗算器８３－１と、加算器８４－１と、乗算器８５－１と、加算器８６－１と、減算器８７－１と、減算器８８－１と、減算器８９－１とを備える。なお、デューティ演算部７８１ｂ－１は、零相電圧演算部８０－１の代わりに、零相電圧演算部８０ａ－１を備える点が、第３の実施形態のデューティ演算部７８１ａ－１と異なる。
　零相電圧演算部８０ａ－１は、電圧指令値である電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ１ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ０ａを算出する。零相電圧演算部８０ａ－１は、例えば、下記の式（３８）を用いて、零相電圧Ｖ０ａを算出する。なお、零相電圧演算部８０ａ－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１）の最大のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の上限値（例えば、Ｖｄｃ１ｓ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ０ａを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　ここで、最大電圧Ｖｍａｘは、零相電圧Ｖ０ａを算出する時点における電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１の最大値である。
　零相電圧演算部８０ａ－１は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ１、電圧Ｖｖ１、及び電圧Ｖｗ１）の最大のもの（最大電圧Ｖｍａｘ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓに基づく所定の上限値（例えば、Ｖｄｃ１ｓ）に一致するように、最大電圧Ｖｍａｘから、自系統の直流電圧Ｖｄｃ１ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ１ｓ／２）を減算して自系統の零相電圧Ｖ０ａを算出する。
　減算器８７－１、減算器８８－１、及び減算器８９－１以降の構成は、第３の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。
　次に、図１７を参照して、第２系統の制御信号生成器７８ｂ－２の構成について説明する。
　図１７は、本実施形態における第２系統の制御信号生成器７８ｂ－１の一例を示すブロック図である。
　図１７に示すように、制御信号生成器７８ｂ－２は、デューティ演算部７８１ｂ－２と、キャリア比較部７８２－２とを備える。
　制御信号生成器７８ｂ－２は、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓと、３相軸上の電圧指令値である電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２とに基づいて、インバータ５－２の制御信号ＧＳ２１～制御信号ＧＳ２６を出力する。
　なお、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、第２系統の制御部７ｃ－２を備えており、制御部７ｃ－２は、制御信号生成器７８ｂ－２を備えている。
　デューティ演算部７８１ｂ－２は、電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２に基づいて、第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓで規格化した値である第２デューティ（ｄｕ２、ｄｖ２、ｄｗ２）を出力する。デューティ演算部７８１ｂ－２は、零相電圧演算部８０ａ－２と、乗算器８１－２と、加算器８２－２と、乗算器８３－２と、加算器８４－２と、乗算器８５－２と、加算器８６－２と、減算器８７－２と、減算器８８－２と、減算器８９－２とを備える。なお、デューティ演算部７８１ｂ－２は、零相電圧演算部８０－２の代わりに、零相電圧演算部８０ａ－２を備える点が、第３の実施形態のデューティ演算部７８１ａ－２と異なる。
　零相電圧演算部８０ａ－２は、電圧指令値である電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２と、自系統の検出電圧Ｖｄｃ２ｓとに基づいて、零相電圧Ｖ０ｂを算出する。零相電圧演算部８０ａ－２は、例えば、下記の式（３９）を用いて、零相電圧Ｖ０ｂを算出する。なお、零相電圧演算部８０ａ－２は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２）の最大のものが、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の上限値（例えば、Ｖｄｃ２ｓ）に一致するように、自系統の零相電圧Ｖ０ｂを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
　ここで、最大電圧Ｖｍａｘは、零相電圧Ｖ０ｂを算出する時点における電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２の最大値である。
　零相電圧演算部８０ａ－２は、自系統電圧指令（電圧Ｖｕ２、電圧Ｖｖ２、及び電圧Ｖｗ２）の最大のもの（最大電圧Ｖｍａｘ）が、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓに基づく所定の下限値（例えば、Ｖｄｃ２ｓ）に一致するように、最大電圧Ｖｍａｘに、自系統の直流電圧Ｖｄｃ２ｓの２分の１の値（Ｖｄｃ２ｓ／２）を加算して自系統の零相電圧Ｖ０ｂを算出する。
　減算器８７－２、減算器８８－２、及び減算器８９－２以降の構成は、第３の実施形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。
　次に、本実施形態による回転機制御装置１ｃの動作及び効果について説明する。
　本実施形態による回転機制御装置１ｃでは、デューティ演算部７８１ｂ－１及びデューティ演算部７８１ｂ－２が、自系統の検出電圧（Ｖｄｃ１ｓ、Ｖｄｃ２ｓ）を用いて、式（３８）及び式（３９）により、零相電圧（Ｖ０ａ、Ｖ０ｂ）を算出し、零相電圧を、電圧指令値から減算することで、電圧飽和しない範囲でデューティの値を上側にシフトさせる。なお、ここでの説明において、第１系統の制御部７ｃ－１と、第２系統の制御部７ｃ－２とは、同一の構成であるため、各系統を示す符号の「－１」、及び「－２」と、添え字の「１」及び「２」と、零相電圧における［ａ］及び「ｂ」とを省略して説明する。
　零相電圧Ｖ０を計算する際の、検出電圧を電圧Ｖｄｃ’とすると、零相電圧Ｖ０は、以下の式（４０）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
　また、電圧指令値（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）に対して、それぞれ、式（４０）に示す零相電圧Ｖ０を減算した新たな電圧指令値（Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’）は、下記の式（４１）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　ここで、電圧指令値（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のうちの電圧指令値Ｖｗが最大値であるとすると、最大値Ｖｍａｘは、電圧指令値Ｖｗとなる。したがって、新たな電圧指令値Ｖｗ’は、下記の式（４２）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
　次に、新たな電圧指令値Ｖｗ’を用いると、デューティｄｗ’は、下記の式（４３）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
　ここで、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しくない場合（Ｖｄｃ’≠Ｖｄｃ）に、デューティｄｗ’は、下記の式（４４）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１８に示すような波形になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
　図１８は、本実施形態における他系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
　図１８において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ３１、波形Ｗ３２、波形Ｗ３３は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ３は、常時３相がスイッチングされる期間を示している。
　図１８に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、他系統側の値を用いた場合には、制御部７ｃは、常時３相スイッチングするように制御する。
　次に、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いて、直流電圧Ｖｄｃと等しい場合（Ｖｄｃ’＝Ｖｄｃ）に、デューティｄｗ’は、下記の式（４５）により表される。その他の相のデューティについても同様に考えると、各相のデューティは、図１９に示すような波形になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
　式（４５）に示すように、３相のデューティのうち最大のものが常に“１”と一致しているため、当該相においては、下アーム側（低電位側）のスイッチング素子が常にオン状態である。
　図１９は、本実施形態における自系統の検出電圧を用いた場合の各相のデューティの波形を示す図である。
　図１９において、グラフは、横軸が、電圧位相を示す、縦軸が、デューティを示している。また、波形Ｗ３４、波形Ｗ３５、波形Ｗ３６は、それぞれ、Ｕ相のデューティの波形、Ｖ相のデューティの波形、及びＷ相のデューティの波形を示している。また、期間ＴＲ４は、常時２相がスイッチングされる期間を示している。
　図１９に示すように、検出電圧Ｖｄｃ’が、自系統側の値を用いた場合には、制御部７ｃは、常時２相スイッチングするように制御する。すなわち、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、零相電圧Ｖ０を計算する際に、自系統の検出電圧Ｖｄｃを用いることにより、常時２相スイッチングになる。このことから、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、他系統の検出電圧を用いた場合と比べて、スイッチングロスを低減して、電流検出精度を向上させることができる。
　以上説明したように、本実施形態による回転機制御装置１ｃでは、制御部７ｃは、自系統の直流電圧に基づいて、自系統の零相電圧（Ｖ０ａ、Ｖ０ｂ）を算出し、各相の自系統電圧指令を自系統の零相電圧（Ｖ０ａ、Ｖ０ｂ）に基づいて補正する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｃでは、２相変調（常時２相スイッチング）を行うことができ、電流検出におけるノイズの影響を低減させることができる。
　また、本実施形態では、制御部７ｃは、自系統電圧指令の最大のものが、自系統の直流電圧に基づく所定の上限値に一致するように、自系統の零相電圧を算出する。
　これにより、本実施形態による回転機制御装置１ｃは、電圧飽和しない範囲でデューティの値を上側に適切にシフトすることができる。
　［第５の実施形態］
　次に、図面を参照して、第５の実施形態による電動パワーステアリング装置１００について説明する。
　図２０は、第５の実施形態による電動パワーステアリング装置１００の一例を示すブロック図である。
　図２０に示すように、電動パワーステアリング装置１００は、回転機１０と、ステアリングホイール１０１と、トルクセンサ１０２と、ステアリングシャフト１０３と、車輪１０４と、ラック・ピニオンギヤ１０５と、制御装置１０６とを備える。また、制御装置１０６は、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）を備えている。
　トルクセンサ１０２は、運転者（不図示）の操舵トルクを検出する。
　車輪１０４は、例えば、自動車などの車両の操舵対象の車輪である。
　電動パワーステアリング装置１００において、運転者からステアリングホイール１０１に加えられた操舵トルクは、トルクセンサ１０２のトーションバー、及びステアリングシャフト１０３を通り、ラック・ピニオンギヤ１０５を介してラックに伝達される。これにより、電動パワーステアリング装置１００は、車輪１０４を転舵させる。
　また、回転機１０は、制御装置１０６の回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）によって駆動され、出力としてアシスト力を発生する。アシスト力は、ステアリングシャフト１０３に伝達され、操舵時に運転者が加える操舵トルクを軽減する。制御装置１０６は、アシスト力を調整するためのアシスト指令を、トルクセンサ１０２によって検出した運転者の操舵トルクに基づいて算出する。制御装置１０６は、例えば、アシスト指令を、運転者の操舵トルクに比例する値として算出する。さらに、制御装置１０６は、回転機１０の指令値となるトルク指令として、アシスト指令を設定する。
　以上説明したように、本実施形態による電動パワーステアリング装置１００は、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）と、ステアリングの操舵をアシストする回転機１０と、ステアリングの操舵トルクを検出するトルクセンサ１０２とを備える。回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）は、トルクセンサ１０２が検出した操舵トルクに応じたステアリングのアシスト指令を、回転機１０の指令値として、回転機１０を制御する。
　これにより、本実施形態による電動パワーステアリング装置１００は、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）と同様の効果を奏し、回転機１０を制御する複数の系統の直流電源（３－１、３－２）が出力する直流電圧に差が生じた場合であっても、系統間の不整合を低減することができる。また、本実施形態による電動パワーステアリング装置１００は、運転者の操舵に応じたアシストトルクを回転機１０から得ることができ、且つ、２系統の電流としたことで安定した回転機１０の制御ができるので、快適に操舵できる電動パワーステアリング装置が実現できる。
　なお、本開示は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本開示の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。
　例えば、上記の各実施形態において、制御目標値（指令値）として回転機１０に通電する電流の指令値を用いる例を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、回転機１０をＶ／Ｆ制御する場合には、制御目標値は、回転機１０の速度指令値であり、回転機１０の回転位置を制御する場合に、制御目標値は回転機１０の位置指令値となる。
　また、上記の各実施形態において、電流指令演算器７０－１が、回転機１０の指令信号Ｔｓ１から電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１）を生成し、電流指令演算器７０－２が、回転機１０の指令信号Ｔｓ２から電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２）を生成する例を説明したが、これに限定さるものではない。例えば、電流指令演算器７０－１及び電流指令演算器７０－２に同一の指令信号Ｔｓが入力されてもよい。
　また、２系統の制御部７（７ａ、７ｂ、７ｃ）のうちの一方の系統が、電流指令演算器７０を備え、１つの電流指令演算器７０が生成した電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ）を２系統の制御部７（７ａ、７ｂ、７ｃ）で使用するようにしてもよい。また、電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ）を生成するための電流指令演算器７０を備える第３制御部を設けて、第３制御部の電流指令演算器７０が生成した電流の指令値（Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ）を２系統の制御部７（７ａ、７ｂ、７ｃ）で使用するようにしてもよい。
　また、上記の各実施形態において、電流指令演算器７０－１は、第１直流電圧Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ１ｓ）と第２直流電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ｓ）とのうちの低い方の電圧である直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、回転機１０の指令値とに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１を生成するようにしてもよい。また、電流指令演算器７０－２は、直流電圧最小値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと、回転機１０の指令値とに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を生成するようにしてもよい。
　また、上記の各実施形態において、第１系統の制御部７－１（７ａ－１、７ｂ－１、７ｃ－１）と、第２系統の制御部７－２（７ａ－２、７ｂ－２、７ｃ－２）とのそれぞれが、ＣＰＵを備える例を説明したが、これに限定されるものではない。制御部７－１（７ａ－１、７ｂ－１、７ｃ－１）と制御部７－２（７ａ－２、７ｂ－２、７ｃ－２）との両方が、１つのＣＰＵにより制御されてもよい。この場合、１つのＣＰＵが、第１直流電圧Ｖｄｃ１ｓ及び第２直流電圧Ｖｄｃ２ｓの取り込みを行い、制御部７－１（７ａ－１、７ｂ－１、７ｃ－１）及び制御部７－２（７ａ－２、７ｂ－２、７ｃ－２）の演算を実行する。
　また、上記の各実施形態を単独の実施形態として説明したが、これに限定されるものではなく、各実施形態の一部又は全部を組み合わせて実施してもよい。
　なお、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成は、内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより上述した回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成における処理を行ってもよい。ここで、「記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行する」とは、コンピュータシステムにプログラムをインストールすることを含む。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
　また、「コンピュータシステム」は、インターネットやＷＡＮ、ＬＡＮ、専用回線等の通信回線を含むネットワークを介して接続された複数のコンピュータ装置を含んでもよい。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。このように、プログラムを記憶した記録媒体は、ＣＤ－ＲＯＭ等の非一過性の記録媒体であってもよい。
　また、記録媒体には、当該プログラムを配信するために配信サーバからアクセス可能な内部又は外部に設けられた記録媒体も含まれる。なお、プログラムを複数に分割し、それぞれ異なるタイミングでダウンロードした後に回転機制御装置１（１ａ、１ｂ、１ｃ）が備える各構成で合体される構成や、分割されたプログラムのそれぞれを配信する配信サーバが異なっていてもよい。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、ネットワークを介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また、上記プログラムは、上述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、上述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
　１，１ａ，１ｂ，１ｃ…回転機制御装置、２…位置検出部、３－１，３－２…直流電源、４－１，４－２…コンデンサ、５－１，５－２…インバータ、６－１，６－２…電流検出部、７，７－１，７－２，７ａ，７ａ－１，７ａ－２，７ｂ，７ｂ－１，７ｂ－２，７ｃ，７ｃ－１，７ｃ－２…制御部、１０…回転機、５１－１，５１－２，５２－１，５２－２，５３－１，５３－２，５４－１，５４－２，５５－１，５６－２…スイッチング素子、６０，６０－１，６０－２…電圧最小値算出部、６１，６１－１，６１－２…自系統バッテリ電流演算部、６２，６２－１，６２－２…他系統バッテリ電流演算部、６３，６３－１，６３－２…電圧偏差算出部、７０－１，７０－２…電流指令演算器、７１－１，７１－２，７３－１，７３－２…減算器、７２－１，７２－２，７４－１，７４－２…電流制御器、７５－１，７５－２，７７－１，７７－２…座標変換器、７６－１，７６－２…ＭＩＮ選択部、７８，７８－１，７８－２，７８ａ，７８ａ－１，７８ａ－２，７８ｂ，７８ｂ－１，７８ｂ－２…制御信号生成器、８０－１，８０－２，８０ａ－１，８０ａ－２…零相電圧演算部、８１－１，８３－１，８５－２…乗算器、８２－１，８４－１，８６－１，７２２－１，７４２－１…加算器、９１－１，９１－２，９２－１，９２－２…直流部電流検出部、１００…電動パワーステアリング装置、１０１…ステアリングホイール、１０２…トルクセンサ、１０３…ステアリングシャフト、１０４…車輪、１０５…ラック・ピニオンギヤ、１０６…制御装置、７２１－１，７２３－１，７４１－１，７４３－１…増幅器、７２４－１，７４４－１…積分器、７２５－１，７４５－１…制限器、７８１－１，７８１ａ－１，７８１ａ－２，７８１ｂ－１，７８１ｂ－２…デューティ演算部、７８２－１，７８２－２…キャリア比較部

Claims (12)

  1. 　第１系統の直流電源が出力した第１直流電圧に基づいて、回転機が有する前記第１系統の３相巻線に交流電圧を印加する第１インバータと、
    　第２系統の直流電源が出力した第２直流電圧に基づいて、前記回転機が有する前記第２系統の３相巻線に交流電圧を印加する第２インバータと、
    　前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第１インバータへの指令値を生成する第１制御部と、
    　前記回転機の指令値と、前記第１直流電圧及び第２直流電圧とに基づいて、前記第２インバータへの指令値を生成する第２制御部と
    　を備え、
    　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　自系統の直流電圧が、他系統の直流電圧より高い場合に、前記他系統の直流電圧によって、自系統の３相巻線に印加する電圧に関する自系統電圧指令を制限するとともに、前記自系統電圧指令を前記自系統の直流電圧によって規格化した値を自系統のインバータへの指令値として生成する
    　回転機制御装置。
  2. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記自系統の直流電圧に基づいて、自系統の零相電圧を算出し、各相の前記自系統電圧指令を前記自系統の零相電圧に基づいて補正する
    　請求項１に記載の回転機制御装置。
  3. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記自系統電圧指令の最小のものが、前記自系統の直流電圧に基づく所定の下限値に一致するように、前記自系統の零相電圧を算出する
    　請求項２に記載の回転機制御装置。
  4. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記自系統電圧指令の最大のものが、前記自系統の直流電圧に基づく所定の上限値に一致するように、前記自系統の零相電圧を算出する
    　請求項２に記載の回転機制御装置。
  5. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記自系統の直流電圧が前記他系統の直流電圧より高い場合に、前記第１インバータに流れ込む直流部の電流である第１系統の直流部電流と、前記第２インバータに流れ込む直流部の電流である第２系統の直流部電流とのうちの前記他系統の直流部電流から前記自系統の直流部電流を減算した値に、前記自系統の直流部電流が流れる配線の抵抗を示す配線抵抗を乗算した値である電圧偏差に基づいて、前記自系統電圧指令を制限する
    　請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
  6. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記他系統の直流電圧に基づいて、前記他系統の直流部電流を算出する
    　請求項５に記載の回転機制御装置。
  7. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記自系統の直流電圧と、前記他系統の直流電圧と、前記自系統の直流電流とに基づいて、前記他系統の前記直流部電流を算出する
    　請求項５又は請求項６に記載の回転機制御装置。
  8. 　各系統の３相巻線に流れる電流を検出する電流検出部を備え、 
    　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記電流検出部が検出した自系統の３相巻線に流れる電流に基づいて、前記自系統の直流電流を算出する
    　請求項５から請求項７のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
  9. 　前記第１制御部は、第１のＣＰＵ（Central Processing Unit）を備え、
    　前記第２制御部は、第２のＣＰＵを備え、
    　前記第１のＣＰＵは、前記第１直流電圧を前記第２のＣＰＵに送信し、
    　前記第２のＣＰＵは、前記第２直流電圧を前記第１のＣＰＵに送信する
    　請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
  10. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記自系統の直流電圧が前記他系統の直流電圧より高い場合に、前記自系統電圧指令のうち、ｄｑ軸上における電圧指令を前記他系統の直流電圧によって制限する
    　請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
  11. 　前記第１制御部及び前記第２制御部のそれぞれは、
    　前記自系統の直流電圧が前記他系統の直流電圧より高い場合に、前記自系統電圧指令のうち、静止座標軸上における電圧指令ベクトルの大きさを、前記他系統の直流電圧によって出力可能な値に制限する
    　請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の回転機制御装置。
  12. 　請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載の回転機制御装置と、
    　ステアリングの操舵をアシストする前記回転機と、
    　前記ステアリングの操舵トルクを検出するトルクセンサと
    　を備え、
    　前記回転機制御装置は、前記トルクセンサが検出した前記操舵トルクに応じた前記ステアリングのアシスト指令を、前記回転機の指令値として、前記回転機を制御する
    　電動パワーステアリング装置。
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