WO2022244036A1

WO2022244036A1 - 電力変換装置及び主回路給電装置

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Publication number: WO2022244036A1
Application number: PCT/JP2021/018544
Authority: WO
Inventors: 優介檜垣; 拓志地道; 拓也梶山; 暁斗中山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2021-05-17
Filing date: 2021-05-17
Publication date: 2022-11-24
Anticipated expiration: 2023-11-17
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Abstract

主回路蓄電要素（１）から主回路制御装置（３）へ制御電力を供給する主回路給電装置（４）は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素（５）と、分圧用蓄電要素（５）に接続されるとともに分圧用蓄電要素（５）間の電力の授受により分圧用蓄電要素（５）の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路（６）と、主回路蓄電要素（１）の電圧を分圧用蓄電要素（５）間で分割させる分圧用の制御指令値および少なくとも１つの分圧用蓄電要素（５）をバイパスさせるバイパス用の制御指令値の２パターンの制御指令値を出力することにより電圧調整回路（６）を制御して、ＤＣ／ＤＣコンバータ（７）の入力電圧を調整する制御回路（８）を備える。

Description

電力変換装置及び主回路給電装置

　本願は電力変換装置及び主回路給電装置に関するものである。

　系統用電力変換装置又は直流配電用電力変換装置において、装置内の高電位部位に存在する制御装置に電力を供給する方式として主回路給電方式がある。主回路給電方式においては、制御装置に電力を供給する回路を高電位部位に設置するため、給電回路に必要な絶縁耐圧が大幅に低減できる利点がある。

　高電圧の主回路からゲート駆動用電源に電力を給電する回路として、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力を直列接続し、出力を並列接続とした回路が開示されている（例えば、下記の特許文献１）。

　また直列接続されたコンデンサとこれに並列接続された電圧調整回路によってコンデンサ電圧を過電圧にならないように制御し、直列接続されたコンデンサの１つからＤＣ／ＤＣコンバータを用いてゲート駆動用電源に電力を供給する回路が開示されている（例えば、下記の特許文献２）。

特開２０１５―１９５３７号公報特許第６６６７７４７号

　特許文献１の開示回路では、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側と出力側は異なる電位となり、トランスを用いて絶縁する必要があるため、給電回路が大型化する可能性がある。
　また、特許文献２の開示回路は、直列コンデンサの電圧に関して、複数の電圧調整回路によって制御するが、入力電圧が低下したときには電圧制御回路と電圧検出回路を用いて、スイッチングパターンを変化させて直流コンデンサ電圧を制御するようになっている。この方法ではスイッチングパターンを変化させる電圧制御回路として、例えば比例積分制御などの手段が必要となり、制御回路が複雑化するという問題がある。

　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、小型化および制御の簡略化が可能な主回路給電装置およびそれを備えた電力変換装置を提供することを目的とする。

　本願に開示される電力変換装置は、
主回路スイッチング素子と主回路蓄電要素とを備える主回路と、
前記主回路スイッチング素子を制御する主回路制御装置と、
前記主回路蓄電要素から前記主回路制御装置へ制御電力を供給する主回路給電装置を備え、
前記主回路給電装置は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、
前記複数の分圧用蓄電要素に接続され、前記複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、前記複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、
前記複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の前記分圧用蓄電要素に接続され、前記主回路制御装置に前記制御電力を供給する少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記主回路蓄電要素の電圧を前記複数の分圧用蓄電要素間で分割させる分圧用の制御指令値、および前記複数の分圧用蓄電要素のうちの少なくとも１つの前記分圧用蓄電要素をバイパスさせるバイパス用の制御指令値の２パターンの制御指令値を出力することにより前記電圧調整回路を制御して、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を調整する制御回路を備えるものである。

　又本願に開示される主回路給電装置は、
主回路スイッチング素子および主回路蓄電要素を含む主回路と、前記主回路スイッチング素子を制御する主回路制御装置とを備える電力変換装置に設けられ、前記主回路蓄電要素から前記主回路制御装置へ制御電力を供給するものであって、
直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、
前記複数の分圧用蓄電要素に接続され、前記複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、前記複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、
前記複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の前記分圧用蓄電要素に接続され、前記主回路制御装置に前記制御電力を供給する少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記主回路蓄電要素の電圧を前記複数の分圧用蓄電要素間で分割させる分圧用の制御指令値、および前記複数の分圧用蓄電要素のうちの少なくとも１つの前記分圧用蓄電要素をバイパスさせるバイパス用の制御指令値の２パターンの制御指令値を出力することにより前記電圧調整回路を制御して、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を調整する制御回路を備えるものである。

　本願に開示される電力変換装置によれば、主回路給電装置を小型化することができるとともに、簡単な制御装置によって主回路給電装置を制御することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。フルブリッジ回路による主回路を示す回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置による動作波形を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態２による電力変換装置を示す構成図である。インダクタンスと静電容量と負荷抵抗からなる回路を示す回路図である。静電容量と直列に抵抗成分を接続し、インダクタンスと静電容量と負荷抵抗からなる回路を示す回路図である。静電容量と直列に抵抗成分を接続し、インダクタンスと静電容量と負荷抵抗からなる回路を示す回路図である。直流電流と交流電流（リップル）の大きさの関係を示す図である。実施の形態３による電力変換装置における電圧調整回路を示す回路図である。実施の形態３による電力変換装置における電圧調整回路を示す回路図である。実施の形態３による電力変換装置における電圧調整回路を示す回路図である。実施の形態４による電力変換装置における制御回路を示す構成図である。実施の形態４による電力変換装置における制御回路を示す構成図である。実施の形態４による電力変換装置における制御回路を示す構成図である。実施の形態５による電力変換装置を示す構成図である。実施の形態６による電力変換装置における状態の変化を示す図である。スイッチング素子に加えられるゲート電圧の経時変化を示す図である。

実施の形態１．
　本願はパワーエレクトロニクス分野に関するものである。図１、図２は実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。実施の形態１による電力変換装置は、主回路２と、主回路制御装置３と、主回路給電装置４を備えている。主回路２は主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と主回路蓄電要素１により構成されている。主回路制御装置３は主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。主回路給電装置４は主回路蓄電要素１から主回路制御装置３に制御電力を供給する。
　図２に示すように、主回路給電装置４は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂと、電圧調整回路６と、１つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータ７と、制御回路８とを備える。電圧調整回路６は複数の分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂに接続されるものであり、複数の分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂの間における電力の授受により、複数の分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂの電圧をそれぞれ調整する。ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、複数の分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂのうち、１つの分圧用蓄電要素５Ｂに接続され、制御電力を供給するものである。制御回路８は、２パターンの制御指令値を出力することで電圧調整回路６を制御するものである。

　電力変換装置は、主回路蓄電要素１と主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とからなる主回路２と、主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動制御する主回路制御装置３と、主回路蓄電要素１から主回路制御装置３に電力供給する主回路給電装置４とから構成される。図１に示す主回路２は、いわゆるハーフブリッジ回路であるが、異なる主回路の形態を図３に示す。図３に示す主回路は、いわゆるフルブリッジ回路である。図１または図３に示す主回路は、ＭＭＣ（モジュラーマルチレベル変換器）に用いられる１つの単位変換器である。単位変換器の構成としては、図１に示すハーフブリッジセルがあるが、図３に示す主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を備えるフルブリッジセルにより構成しても良い。なお、主回路２は、他の単位変換器と接続するための端子ＴＣａ、ＴＣｂを備える。主回路２の構成としては、主回路蓄電要素１を備え、その主回路蓄電要素１の電圧、エネルギーを主回路スイッチング素子Ｑ１等によって電力変換を行う回路であれば、目的、用途に限定されずどのような回路であっても良い。その際、主回路スイッチング素子の数、その他の素子の種類、および数に関しても限定されない。

　主回路給電装置４は、主回路蓄電要素１から主回路制御装置３に電力を供給するように構成される。主回路制御装置３はゲート駆動回路３１および制御信号生成回路３２を備える。ゲート駆動回路３１は主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動し、制御信号生成回路３２はゲート駆動回路３１に駆動信号を供給する。主回路制御装置３はゲート駆動回路３１および制御信号生成回路３２から構成されるが、主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するための装置の１例にすぎず、上記の構成に限定するものではない。

　主回路給電装置４は、図２に示すように、直列接続された複数の分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂと、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂと並列に接続される電圧調整回路６と、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂから主回路制御装置３に電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ７を有する。主回路給電装置４内の制御回路８は、電圧調整回路６に制御指令値を出力して、電圧調整回路６を制御する。電圧調整回路６は３つ以上の接続用端子を備えており、２つ以上の分圧用蓄電要素と接続されて、分圧用蓄電要素間で電力の授受を行い、２つ以上の分圧用蓄電要素の電圧のバランスを調整する。ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、少なくとも１つの分圧用蓄電要素を入力として、主回路制御装置３に所望の電圧を出力するものである。電圧調整回路６は、上記の通り直列接続された２つ以上の分圧用蓄電要素間の電圧のバランスを調整するものであり、トランスを用いた絶縁は不要であり、回路方式も簡易となるため、小型化が図れる。上記特許文献１の開示回路は複数の絶縁電源を直列に接続されており、それぞれの絶縁電源はトランスを用いている。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、どのような回路方式を採用してもよい。入出力間の絶縁が不要であれば、例えばチョッパ方式が使用できる。又入出力間の絶縁が必要であれば、例えばトランスを搭載するフライバック方式などを使用することができる。本実施の形態の主回路給電方式では入出力間の電位は等しいため、特段の要求又は理由がない限り絶縁は不要となる。もし何らかの理由で絶縁が必要であったとしても、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の入力は、前述のとおり分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂと電圧調整回路６とで分圧され、電圧が低減されている。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の入力と出力の電圧差は、従来方式の主回路蓄電要素１の電圧から出力を得る場合と比べて小さい。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ７は定格電圧が小さいことにより、小型化し易い。更に一般的にＤＣ／ＤＣコンバータ７の入力電圧と出力電圧との比は、限られた範囲の値であるほうがＤＣ／ＤＣコンバータ７の昇降圧動作範囲を狭めることができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７にかかる負担を緩和することができる。例えば図４においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ７がチョッパ方式であり、降圧動作となる範囲の比に対応する場合を示しており、図において、２つのスイッチング素子７１（Ｑｃ１、Ｑｃ２）と１つのリアクトル７２（Ｌｃ）から構成されている。図５は降圧動作と昇圧動作とを含む範囲の比に対応する場合を示しており、図において、４つのスイッチング素子７１（Ｑｃ１、Ｑｃ２、Ｑｃ３、Ｑｃ４）と１つのリアクトル７２（Ｌｃ）から構成されている。そして図４に示すほうが回路構成が簡易となる。また、制御構成も降圧動作のみに対応する場合と比べて、昇圧動作と降圧動作の両方に対応する場合のほうが複雑となる。

　本実施の形態の主回路給電装置４では、制御回路８から出力される制御指令値に応じて、電圧調整回路６は２つ以上の分圧用蓄電要素の電圧のバランスを調整する。例えば特許文献２において、直列に接続された分圧用蓄電要素の電圧のバランスを調整する電圧調整回路において、電圧調整回路の構成要素であるスイッチング素子のオン時間とオフ時間が５０％ずつになる制御指令値を電圧調整回路に与えることが開示されている。これにより、直列接続された２つの分圧用蓄電要素間の電圧のバランスを５０％ずつに均等に保つことが開示されている。制御指令値を５０％という値に固定すると、制御指令値を細かく調整する方式ではコントローラが複雑化するというようなことを回避できる。例えば電圧の検出値と目標値との誤差を算出して制御指令値を調整する場合は、増幅器又は積分器の組み合わせ（比例積分制御）などが使用される。

　これに対して本実施の形態では、電圧調整回路６が接続される２つ以上の分圧用蓄電要素のうち、１つの分圧用蓄電要素の電圧をゼロ電圧に近づける制御指令値を新たに設定する。これにより以下の動作を実現する。
　図６に示す主回路給電装置４においては、２つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂが設置され、主回路蓄電要素１の電圧を２つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂで分圧するものである。また、２つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂのうち下側に存在する分圧用蓄電要素５ＢにＤＣ／ＤＣコンバータ７が接続され、主回路制御装置３に電力の供給を行うように構成されている。電圧調整回路６は、直列接続される２つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂに対して並列に接続されている。

　この構成において、電圧調整回路６に制御回路８から５０％の制御指令値を出力すると、２つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂのそれぞれの電圧は概略均等に分圧される。ただし、部品のばらつき、又は部品の損失などの要因により電圧のアンバランスが生じることがある。次に、制御回路８から電圧調整回路６に１００％の制御指令値を出力する。１００％の制御指令値では、直列接続関係にある２つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂのうち、上側にある分圧用蓄電要素５Ａの電圧がゼロ電圧になり、下側にある分圧用蓄電要素５Ｂに主回路蓄電要素１の電圧が全て印加される。よって、１００％の制御指令値はバイパス用の制御指令値と定義される。即ちバイパス用の制御指令値とは、複数の分圧用蓄電要素のうちの少なくとも１つの分圧用蓄電要素をバイパスさせるための制御指令値である。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ７は下側の分圧用蓄電要素５Ｂから主回路制御装置３に電力を供給するように接続されているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の入力電圧は概略主回路蓄電要素１の電圧と等しくなる。一方で電圧調整回路６を特許文献２に開示されるように、５０％の制御指令値で動作させた場合は、下側の分圧用蓄電要素５Ｂは主回路蓄電要素１の電圧の概略５０％の電圧となる。よって５０％の制御指令値は分圧用の制御指令値と定義する。即ち分圧用の制御指令値とは、主回路蓄電要素１の電圧を複数の分圧用蓄電要素間で分割させるための制御指令値である。ここで、概略５０％とした理由は、部品のばらつきなどの要因で厳密には５０％からずれるためであり、ばらつき要因がない場合には５０％である。よって、制御指令値を５０％（分圧用の制御指令値）および１００％（バイパス用の制御指令値）のいずれかを選択することによりＤＣ／ＤＣコンバータ７の入力電圧を主回路蓄電要素１の電圧に対して５０％又は１００％の電圧とすることができる。

　主回路蓄電要素１の電圧が大きく変動する場合は、主回路蓄電要素１の電圧が高いときは制御指令値として５０％（分圧用の制御指令値）を選択し、主回路蓄電要素１の電圧が低いときは制御指令値として１００％（バイパス用の制御指令値）を選択することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の入力電圧の変動範囲を抑えることができる。あるいは、主回路蓄電要素１の電圧が変動すると、それに追従するように分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂの分圧も変動するので、１つ以上の分圧用蓄電要素の電圧に応じて制御指令値を選択しても良い。このように主回路蓄電要素１の電圧に応じて制御指令値を２種類（５０％（分圧用の制御指令値）と１００％（バイパス用の制御指令値））から選択するためには、主回路蓄電要素１の電圧値を検出又は推測する必要がある。

　推測する方法としては、主回路制御装置３によって主回路蓄電要素１の電圧が制御されている場合に、主回路制御装置３の内部情報である主回路蓄電要素１の電圧目標値を通信などの手段で制御回路８に通知することが考えられる。また検出する方法としては、電圧目標値と同様に主回路制御装置３から検出値を通信などで通知する方法がある。あるいは、主回路給電装置４の制御回路８で検出する方法がある。後者の手法としては、図７に示すように、主回路蓄電要素１の電圧を検出する電圧検出器１０８を制御回路８に接続することにより行う。電圧を検出する方法としては、大きな抵抗値を有する抵抗により分圧して、分圧された電圧を絶縁アンプ又は電圧センサなどで検出する方法があるが、他の方法を用いても良い。

　上記においては、図６に示すように２つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂがある主回路給電装置４について説明した。以下においては、３つ以上の分圧用蓄電要素が存在する場合の主回路給電装置４について説明する。
　図８は４つの分圧用蓄電要素を有する主回路給電装置を含む電力変換装置の構成図である。４つの分圧用蓄電要素を高電位側（上側）から順番にそれぞれ５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄとする。４つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄのうち１つ以上の分圧用蓄電要素と並列にＤＣ／ＤＣコンバータ７を接続する。ここでは最下段の分圧用蓄電要素５Ｄと並列にＤＣ／ＤＣコンバータ７を接続して、主回路制御装置３へ電力を供給する場合を示している。

　更に最下段の分圧用蓄電要素５Ｄと、最下段の分圧用蓄電要素５Ｄと隣り合う分圧用蓄電要素５Ｃの両者に対して並列に電圧調整回路６Ｃが接続されることにより、分圧用蓄電要素５Ｃと分圧用蓄電要素５Ｄの間の電圧バランスを調整する。又分圧用蓄電要素５Ｃを基準にして、最下段の分圧用蓄電要素５Ｄとは反対側にある分圧用蓄電要素５Ｂと、分圧用蓄電要素５Ｃの両者に対して並列に電圧調整回路６Ｂが接続されることにより、分圧用蓄電要素５Ｃと分圧用蓄電要素５Ｂの間の電圧バランスを調整する。又分圧用蓄電要素５Ｂと分圧用蓄電要素５Ａの両者に対して並列に電圧調整回路６Ａが接続されることにより、分圧用蓄電要素５Ａと分圧用蓄電要素５Ｂの間の電圧バランスを調整する。以上のように直列に接続される分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄに対して段違い毎に電圧調整回路６Ａ、６Ｂ、６Ｃを接続することにより、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄまでの間の電圧バランスを調整することができる。

　各段の電圧調整回路６Ａ、６Ｂ、６Ｃに対しては制御回路８から制御指令値を送る。全ての段の電圧調整回路６Ａ、６Ｂ、６Ｃに対して制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）を送った場合、主回路蓄電要素１の電圧を、全ての直列接続された分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄで均等に分圧することになる。直列接続された４つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄで、制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）によって、主回路蓄電要素１の電圧を４分割することになる。

　次に３つ以上の分圧用蓄電要素が直列に接続される構成において、制御指令値１００％（バイパス用の制御指令値）を選択する場合について説明する。制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）について説明した場合と同様に、図８に示す４つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄを有する主回路給電装置４について説明する。制御指令値１００％（バイパス用の制御指令値）を選択した電圧調整回路と接続される２つの分圧用蓄電要素のうち片方の分圧用蓄電要素の電圧はゼロとなる。本実施の形態では上側（高圧側）の分圧用蓄電要素の電圧がゼロとなる。分圧用蓄電要素から主回路制御装置３に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ７の入力に接続される分圧用蓄電要素の電圧をゼロとすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ７を介して主回路制御装置３に電力を供給することができなくなる。よって、通常の電力供給動作中は、ＤＣ／ＤＣコンバータ７が接続される分圧用蓄電要素と接続される電圧調整回路の制御指令値は５０％（分圧用の制御指令値）となる。

　図８に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ７が最下段の分圧用蓄電要素５Ｄに接続される場合、直列接続された分圧用蓄電要素のうち分圧用蓄電要素５Ｄに対して最も遠い接続位置にある最上段の分圧用蓄電要素５Ａと接続される電圧調整回路６Ａにおいて、はじめに制御指令値１００％（バイパス用の制御指令値）を選択する。それ以後は最上段の分圧用蓄電要素５Ａに近い接続位置（上段２番目）にある分圧用蓄電要素５Ｂに接続される電圧調整回路６Ｂから順番に最下段に向かって制御指令値１００％（バイパス用の制御指令値）を選択していく。

　図９は最上段の分圧用蓄電要素５Ａに接続される電圧調整回路６Ａに与える制御指令値のみを１００％（バイパス用の制御指令値）とした場合の動作を示す構成図である。主回路蓄電要素１の主電圧をＶｍとする。４つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄのうち、最上段の分圧用蓄電要素５Ａとその下の段の分圧用蓄電要素５Ｂに接続される電圧調整回路６Ａの制御指令値を１００％（バイパス用の制御指令値）とし、最上段の分圧用蓄電要素５Ａの電圧をゼロボルトにしている。分圧用蓄電要素５Ｂ、５Ｃ、５Ｄと接続される残りの電圧調整回路６Ｂ、６Ｃの制御指令値は５０％（分圧用の制御指令値）とする。これにより主電圧Ｖｍを３つの分圧用蓄電要素５Ｂ、５Ｃ、５Ｄにより均等に分圧して、分圧用蓄電要素５Ｂ、５Ｃ、５Ｄの各電圧をＶｍ／３にする。なお、各電圧値は概略値であり、実際は種々のばらつき要因により値は大小に多少外れることがある。

　次に、図９における最上段の分圧用蓄電要素５Ａの電圧がゼロボルトの状態から、さらにもう一つの分圧用蓄電要素５Ｂの電圧をゼロボルトにした状態について説明する。図１０は最上段の分圧用蓄電要素５Ａと、最上段から一段下の分圧用蓄電要素５Ｂの電圧をゼロボルトにする動作を示す構成図である。最上段の分圧用蓄電要素５Ａと最上段から一段下の分圧用蓄電要素５Ｂに接続される電圧調整回路６Ａに与えられる制御指令値を１００％（バイパス用の制御指令値）とする。さらに最上段から一段下の分圧用蓄電要素５Ｂと最上段から２段下の分圧用蓄電要素５Ｃに接続される電圧調整回路６Ｂに与えられる制御指令値を１００％（バイパス用の制御指令値）とする。この場合、最上段の分圧用蓄電要素５Ａの電圧はゼロボルトとなるように、分圧用蓄電要素５Ａのエネルギーを分圧用蓄電要素５Ｂへ移動させるように電圧調整回路６Ａが動作する。

　そして分圧用蓄電要素５Ｂの電圧が上昇しようとすると、分圧用蓄電要素５Ｂのエネルギーを分圧用蓄電要素５Ｂより一段下の分圧用蓄電要素５Ｃへ移動させるように、電圧調整回路６Ｂが動作する。よって、最上段の分圧用蓄電要素５Ａの電圧と、最上段から一段下の分圧用蓄電要素５Ｂの電圧は、それぞれゼロボルトになる。そして残りの分圧用蓄電要素５Ｃ、５Ｄによって主回路蓄電要素１の主電圧Ｖｍが均等に分圧されて、それぞれ分圧用蓄電要素５Ｃ、５Ｄの分圧値はＶｍ／２となる。

　図８に示した４つの分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄを有する主回路給電装置４において、実際に前述のように制御指令値を選択する動作を行ったときの波形例の記録を図１１に示す。縦軸は電圧、横軸は時間を示しており、縦軸の値は小さな値であるが、一例であり、基準値に対する倍率で表示されているととらえると実際の結果と合致する。図１１においては、主回路蓄電要素１の主電圧をＶｍとして点線で示している。そして分圧用蓄電要素５Ａの電圧をＶ５Ａとして２点鎖線で示している。又分圧用蓄電要素５Ｂの電圧をＶ５Ｂとして１点鎖線で示している。又分圧用蓄電要素５Ｃの電圧をＶ５Ｃとして破線で示している。更に分圧用蓄電要素５Ｄの電圧をＶ５Ｄとして実線で示している。

　制御回路８が、各分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄの電圧が０．２５を超えないように、各段の制御指令値を１００％（バイパス用の制御指令値）または５０％（分圧用の制御指令値）から選択することにより、図１１の波形が生成される。図１１においては、時刻ｔ１を起点に分圧用蓄電要素５Ａの電圧Ｖ５Ａが急激に減少しているので（２点鎖線）、分圧用蓄電要素５Ａに接続されている電圧調整回路６Ａの制御指令値が、時刻ｔ１に１００％（バイパス用の制御指令値）となっている。このとき、つまり電圧Ｖ５Ａが急激に減少している時刻ｔ１から電圧がゼロに達するまでの時刻では、電圧Ｖ５Ｂ、Ｖ５Ｃ、Ｖ５Ｄにおいては、主回路蓄電要素１の主電圧Ｖｍの分圧割合が増加するため、電圧Ｖ５Ｂ、Ｖ５Ｃ、Ｖ５Ｄは増加に転じる。

　同様にして、時刻ｔ２を起点に分圧用蓄電要素５Ｂの電圧Ｖ５Ｂが急激に減少しているので、分圧用蓄電要素５Ｂと接続されている電圧調整回路６Ｂの制御指令値が、時刻ｔ２に１００％（バイパス用の制御指令値）となっている。また同様にして、時刻ｔ３を起点に分圧用蓄電要素５Ｃの電圧Ｖ５Ｃが急激に減少しているので、分圧用蓄電要素５Ｃと接続されている電圧調整回路６Ｃの制御指令値が、時刻ｔ３に１００％（バイパス用の制御指令値）となっている。

　制御回路８に搭載する制御指令値の選択を行うロジック（論理）は、どのようなロジックでも良いが、１つの例として、主電圧Ｖｍを検出して、回路構成情報としての分圧用蓄電要素の搭載数、または電圧調整回路６の搭載数とを用いて、主電圧Ｖｍを搭載数に基づく回路構成情報で除算または積算して、分圧用蓄電要素の電圧を推定する方法がある。即ち主電圧Ｖｍを直列に接続されたコンデンサの段数で割ると、分圧用蓄電要素５の電圧が推定できる。回路構成情報とは直列に接続されたコンデンサの段数を特定する情報であればよい。他の例としては、分圧用蓄電要素の電圧、例えばＤＣ／ＤＣコンバータ７と接続されている分圧用蓄電要素の電圧を用いる方法がある。２つ目のロジックの例では、回路構成情報が不要、あるいは少なくなる。図１２、図１３は分圧用蓄電要素の電圧を用いる場合の構成図である。図１２、図１３においては、分圧用蓄電要素の電圧を電圧検出器５１により検出し、制御回路８に入力する構成となっている。
　以上より実施の形態１は、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂと電圧調整回路６は絶縁が不要であり小型化が図れる。又出力のＤＣ／ＤＣコンバータ７は基本的に絶縁が不要であり、絶縁が必要であっても入力と出力の電圧差が小さいことから小型化が図れる。更に電圧調整回路６の制御指令値は２パターンの固定値で良いことから制御構成が簡易となるという効果を得ることができる。

実施の形態２.
　図１４は実施の形態２による電力変換装置を示す構成図である。本実施の形態は、主回路給電装置４の動作の安定度を増すためのものである。図１４において、主回路給電装置４における分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄに対して直列に抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを追加している。抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄとしては、例えば抵抗器又は配線による抵抗、更にはフェライトなどの磁性材を用いる高周波抵抗要素などがある。実施の形態１で示した主回路給電装置４もしくは電圧調整回路６は、配線又は限流用のリアクトルを備えているので、インダクタンス成分を含むことになる。分圧用蓄電要素５はその役割から静電容量を含む。

　主回路制御装置３へ電力を供給するので、主回路制御装置３は主回路給電装置４から見ると負荷となり、主回路制御装置３へ供給される電力は簡単には抵抗成分とみなせる。特に主回路制御装置３の消費電力は、一般的には主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動電力が主となり、これは定常にスイッチング動作しているときはほぼ一定値であるから、簡単には抵抗成分による消費電力とみなせる。よって、主回路給電装置４のうち一部分の分圧用蓄電要素と電圧調整回路６と主回路制御装置３側への電力は、インダクタンスと静電容量と負荷抵抗からなる回路に置き換えることができる。図１５はこのようなインダクタンスと静電容量と負荷抵抗からなる回路を示す。図１４に示された分圧用蓄電要素５と直列に接続された抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄは図１５には含めていない。

　電圧調整回路６のスイッチング素子６１（図１９参照、電圧調整回路６の構成については実施の形態３において詳述）のオン時間は、状態平均化法などで表現できる（詳細については省略）。図１５においては、負荷抵抗と静電容量の並列回路に対してインダクタンスが直列接続された回路であり、静電容量とインダクタンスは直列回路を形成する。さらに、主回路給電装置４の分圧用蓄電要素と電圧調整回路を多段に構成すれば、図１５の回路のうち、静電容量とインダクタンスの直列回路は多段になる。

　静電容量（コンデンサ）とインダクタンス（コイル）の直列回路は共振回路であるから、電圧（電流）が共振する。共振を抑えるための制御（例えば、ダンピング制御）を適用するためには、制御回路８にマイクロコンピュータ又はデジタルシグナルプロセッサーなどのデジタル回路、又はアナログ除算器あるいはアナログアンプなどのアナログ回路が用いられる。本実施の形態による主回路給電装置４では、制御回路８を簡易な構成にすることにより部品点数を減らすことも目的とするため、上記のデジタル回路又はアナログ回路によるダンピング制御はその趣旨に反して部品点数が増える傾向となる。そこで図１６に示すように、分圧用蓄電要素（静電容量）と直列に抵抗成分９を接続し、インダクタンスと静電容量と負荷抵抗からなる回路を構成するようにする。静電容量と直列に抵抗成分９が追加されている。抵抗成分９はダンピング要素（減衰要素）となるので、共振は抑えられる。したがって、デジタル回路又はアナログ回路によるダンピング制御を適用せずに済む。以上より本実施の形態では、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄに対して直列に抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを追加することにより、制御回路８がダンピング制御を備える必要がなく、部品点数を減らすことができるとともに動作を安定させることができる。

　主回路給電装置４において、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを追加することにより抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄで生じる損失も追加され、主回路給電装置４の変換効率が低下することが懸念されるかもしれない。ここで変換効率は、出力電力÷入力電力×１００％、であり、書き換えると、（入力電力－損失）÷入力電力×１００％となる。主回路蓄電要素１から主回路制御装置３に制御電力を供給する主回路給電装置４において、主回路蓄電要素１から主回路給電装置４への電力が入力電力となる。一方、主回路給電装置４から主回路制御装置３への電力が出力電力である。

　これに関しては、本実施の形態では、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄと直列に抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを接続しているので、後述の理由により変換効率が低下する懸念を払拭、または軽減することができる。即ち主回路給電装置４が電力を供給する主回路制御装置３においては、主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２への駆動電力の供給が主となり、その電力は概略一定である。即ち主回路給電装置４が供給する電力は概略直流電力であり、流れる電流は直流電流である。主回路給電装置４に含まれるインピーダンス成分は、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを除いて、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄのキャパシタンス（静電容量）と電圧調整回路６が含むインダクタンスとに主に分類でき、直流電流はインダクタンスを通過する。

　一方、電力変動時、又はスイッチング素子６１、７１（図４、図５参照）のスイッチング動作によって生じるリップル（交流電流）は、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄを通過する。よって、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄと直列に抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを接続することにより、リップル（交流電流）は抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄも通過して、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄで損失が発生する。これはキャパシタンスのインピーダンス（１／ｊωＣ）は周波数に反比例し、インダクタンスのインピーダンス（ｊωＬ）は周波数に比例するためである。ここでｊは虚数単位、ωは角周波数、Ｃはキャパシタンス、Ｌはインダクタンスである。

　電力変動に関しては、前述のとおり主回路制御装置３の電力は主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動電力であり、通常は一定であることから、電力変動の発生頻度が少ない。よって、電力変動時又はスイッチング素子６１、７１のスイッチング動作によって生じるリップル（交流電流）が、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを通過して抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄで損失が発生する頻度も少ない。従って抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄによる損失が発生する頻度が少なければ、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄによる変換効率への影響は少ないということになる。

　スイッチング素子６１、７１のスイッチング動作によって生じるリップルは、主回路給電装置４の動作中は常に発生する。しかし電圧調整回路６が持つインダクタンス値を適切に設定する（十分大きい値に設定する）ことで、電圧の振幅を小さくすることができる。あるいは、スイッチング周波数を高く設定することでも、電圧の振幅は通電時間に比例するため、電圧の振幅を小さくすることができる。その結果、図１７、図１８に示すように、点線Ｘで示す直流電流の大きさと比べて、実線Ｙで示す交流電流（リップル）の大きさを十分に小さくすることができる。もしインダクタンスと直列に抵抗成分を接続すると、直流電流による損失が発生する。分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄと直列に抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄを接続すると、交流電流による損失が発生する。交流電流は直流電流と比べて大きさを任意に設定できるため、交流電流による損失は抑制することができる。よって、本実施の形態による主回路給電装置４においては、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄによって変換効率が低下する懸念を払拭または軽減することができることになり、従って主回路給電装置４の動作の安定度を増加させることができる。

実施の形態３.
　本実施の形態では、電圧調整回路６の構成について説明する。図１９は電圧調整回路の構成を示す図であり、隣り合う２つの分圧用蓄電要素と並列に接続されて、電圧のバランスを調整する構成例を示している。図１９において、２つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂが直列接続されたハーフブリッジ回路と、ハーフブリッジ回路の中点に接続される限流要素としてのリアクトル６２とにより構成される。２つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂのオンとオフとを選択することで電流の経路を変えて、２つの分圧用蓄電要素の間の電圧のバランスを調整するものである。これにより簡易な回路構成で起動時又は変動時も支障なく動作する主回路給電装置４を提供することができる。

　図１９においては、２つの分圧用蓄電要素と並列に接続する電圧調整回路６であるので、３つの端子を備える。図２０は別の電圧調整回路の構成を示す図であり、３つの分圧用蓄電要素と並列に接続する電圧調整回路６を示している。図２０においては、直列に接続される３つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂ、６１Ｃと、スイッチング素子６１Ａ、６１Ｂ、６１Ｃの間に接続する２つのリアクトル６２Ａ、６２Ｂとを備え、更に４つの端子を備える。限流要素としては、リアクトルを用いることが多いが、図２１に示すように、限流要素として抵抗器６３を用いることもできる。この場合、電流の傾きは、配線インダクタンス、寄生インダクタンス、又はスイッチング素子６１のスイッチング速度などによって制限されるが、限流要素としてのリアクトルのインダクタンスによる制限はなくなるため、リプル電流の振幅は増加し易く、リプル電流の振幅を抑えるためにはスイッチング周波数を大きくする必要がある。何故なら電流の振幅は（電圧×時間÷インダクタンス）に比例するからである。

　図１９に示すように、２つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂが直列接続されたハーフブリッジにおいて、制御指令値１００％（バイパス用の制御指令値）においては、上側のスイッチング素子６１Ａが常にオンとなるゲート電圧（ゲートソース電圧、ゲートエミッタ電圧、ベースエミッタ電圧など素子の種別により呼称が異なる）が与えられる。上側のスイッチング素子６１Ａと限流要素６２を介して並列接続される分圧用蓄電要素は、上側のスイッチング素子６１Ａが常にオンとなれば、電圧がゼロボルトとなる。

　制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）においては、上側のスイッチング素子６１Ａと下側のスイッチング素子６１Ｂは、１対１の時間割合で、交互にオン（またはオフ）する。つまり２つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂは交互に同じ時間だけオンする。２つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂとそれぞれ並列に接続される２つの分圧用蓄電要素は、それぞれ同じ時間だけ限流要素６２を介してスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂがオンするため、電圧がそれぞれ同じになる。ただし、主回路給電装置４の負荷である主回路制御装置３に直流電流を供給している場合は、限流要素６２に直流電流が重畳することにより、それぞれ同じ電圧とはならない。また部品のばらつきによっても電圧はばらつく。

　これについては、各部品（分圧用蓄電要素、又はスイッチング素子６１）の定格電圧に余裕を持たせておくことで許容できる。通常、部品の定格電圧は１００Ｖ、３００Ｖ、６００Ｖ、９００Ｖ、１２００Ｖ・・・というように段階的に設定されているため、定格電圧に余裕を持たせるということは、必ずしも部品の定格電圧が一段階あがるものでない。例えば、最大使用電圧５０Ｖと最大使用電圧７０Ｖとはともに定格電圧１００Ｖの部品で対応可能である。

　定格電圧に余裕を持たせる以外の方法としては、分圧用蓄電要素の電圧を検出して、制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）に補正をかけることにより、それぞれの電圧を等しくすることもできる。このように補正を行う手法を採用すると、電圧センサなどの検出器を追加することが必要になるため、部品点数を減らすこととは相反する。ハーフブリッジにおいては、上下のスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂが同時にオンして短絡が発生しないように、２つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂが同時にオフする休止期間（デッドタイム）を設ける。本実施の形態における主回路給電装置４においては、デッドタイムは実際には採用するが、実施の形態の説明には影響しないため、デッドタイムはないものとして説明している。以上のように本実施の形態による電圧調整回路６は、２つ以上のスイッチング素子と１つ以上の限流要素からなる回路により構成した。これにより、概略２パターンの制御指令値のみによって、分圧用蓄電要素の電圧を調整することができ、電力変換装置の構成を簡易にすることができる。

実施の形態４.
　本実施の形態では、主回路給電装置４の制御回路８について説明する。制御回路８では制御指令値の選択を行うとともに、スイッチング素子６１の駆動信号（ゲート電圧）の生成を行う。図２２は制御回路を示すブロック構成図である。制御指令値１００％（バイパス用の制御指令値）、および制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）のうち、いずれか一方をセレクタ８２で選択する。制御指令値には前述の補正値を重畳しても良い。セレクタの切り替え条件は、電圧検出値と判定閾値との大小をコンパレータ８１で判定した結果を用いる。例えば、電圧検出値が判定閾値よりも小さければ制御指令値１００％（バイパス用の制御指令値）を選択し、電圧検出値が判定閾値よりも大きければ制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）を選択する。

　電圧検出値は主回路蓄電要素１の主電圧または分圧用蓄電要素５の電圧のいずれかであり、電圧検出器１０８、５１により得る。判定閾値は制御指令値の対象となる電圧調整回路６毎に個別に設定するが、電圧検出値として分圧用蓄電要素５の電圧を用いる場合は判定閾値が同一値となる場合もある。選択されたいずれかの制御指令値は、搬送波８４と、コンパレータ８３において大小判定されることによりＰＷＭ（ＰＵＬＳＥ　ＷＩＤＴＨ　ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ　パルス幅変調）される。電圧調整回路６が２つのスイッチング素子を有する場合は、ＰＷＭにより１と０の２レベルの信号に変換される。２レベルの信号は分岐して、一方の信号はドライバ８６Ａを介して一方のスイッチング素子６１Ａに送られる。他方の信号はＮＯＴ回路（インバータ）又は反転増幅回路８５を介してから、ドライバ８６Ｂを介して、他方のスイッチング素子６１Ｂに送られる。これにより２つのスイッチング素子６１Ａ、６１Ｂは交互にオンもしくはオフすることになる。

　図２２においては、セレクタ８２の選択結果により制御指令値を切り替えるとき、スイッチング素子６１のオン時間が急変することになる。その結果、主回路給電装置４内の各部の電圧及び電流に急変が生じる恐れがある。図２３はこのような事態を回避するための制御回路を示すブロック構成図である。図２３に示すように、選択した制御指令値の時間変化に対して時間変化制限手段８７により制限を設けるようにする。制御指令値の一定時間（ｄｔ）あたりの制御指令値変化（ｄＶ）が制限値（ｄＶｍａｘ）を超過する場合は、時間変化制限手段８７の出力は、制御指令値の一定時間（ｄｔ）あたりの制御指令値変化（ｄＶ）が制限値（ｄＶｍａｘ）で制限（上書き）されるような制御指令値に設定される。即ち時間変化制限手段８７はｄＶ／ｄｔリミッタ（傾きリミッタ）と呼ばれるものである。
　ｄＶ／ｄｔリミッタによる時間変化制限手段８７は、制御指令値のステップ変化を、階段状の変化（ランプ変化）に置き換える作用を有する。
　以上のように、時間変化制限手段８７を追加することにより、主回路給電装置４内の各部の電圧及び電流の急変を抑制して安定化を図ることができる。

　一方、制御指令値にフィードバック制御により補正値が重畳されている場合、フィードバック制御による制御指令値の補正値の微小信号変化に対しては、ｄＶ／ｄｔリミッタによる時間変化制限は作用しないため、フィードバック制御の応答には影響を与えない。ｄＶ／ｄｔリミッタはいわゆるリミッタなので、リミット値を超えるような大きい信号を制限し、逆にリミット値を超えないような微小信号は制限しないで通過させるからである。従って、時間変化制限手段８７であるｄＶ／ｄｔリミッタを用いると、フィードバック制御に対する影響は少ない。フィードバック制御に対する影響を考慮するのであれば、時間変化制限手段８７であるｄＶ／ｄｔリミッタ以外の手法を適用することができる。例えば、所望の周波数応答を得るローパスフィルタを適用して、制御指令値の時間変化を緩やかにすることが考えられる。

　部品点数を削減するという目的を考慮すると、電圧センサを追加することによるフィードバック制御による補正値を、制御指令値には重畳しないことが優位な選択肢となる。この場合は、制御指令値の補正値の微小信号変化に対する影響は考慮しなくて良い。ローパスフィルタはｄＶ／ｄｔリミッタと比べて簡易な回路構成とすることができる。従ってｄＶ／ｄｔリミッタよりもローパスフィルタが目的に適うこととなる。なおローパスフィルタは、例えば抵抗器とコンデンサの直列回路で構成される。図２４は時間変化制限手段８７の代わりにローパスフィルタ８８を用いた場合の制御回路を示すブロック構成図である。

実施の形態５.
　本実施の形態では、主回路給電装置４の変換効率を更に高める方法について説明する。図２５は実施の形態５による電力変換装置を示す構成図である。上記においては、外乱による共振を抑制するために分圧用蓄電要素５と直列に抵抗成分９を接続することを説明した。また、主回路給電装置４の負荷である主回路制御装置３は概略一定の電力（直流電力）を消費することを説明した。さらに、電圧調整回路６は基本的に２パターンの制御指令値５０％（分圧用の制御指令値）および１００％（バイパス用の制御指令値）で動作させることを説明した。以上のことから主回路給電装置４における想定すべき外乱は、負荷側ではなくて入力側の主回路蓄電要素１の主電圧の変動が原因となる。

　主回路蓄電要素１の主電圧が変動するケースとしては、電力変換装置の起動時が該当する。電力変換装置の起動時の例として、主電圧がゼロボルトの状態から定常動作電圧になるまで初期充電を行い、定常動作電圧に到達した後に定常動作に移行するというようなシーケンスが想定される。したがって、主回路給電装置４において外乱による共振を抑制する必要がある期間は、電力変換装置の起動時に限定されることが想定される。この場合、分圧用蓄電要素５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄと直列に接続される抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄは、電力変換装置の起動時を除けば、短絡（バイパス）しても良いことになる。図２５においては、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄをバイパスさせるための短絡手段１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄを追加した電力変換装置を示している。電力変換装置の起動が完了したことを何らかの手段、例えば主回路蓄電要素１の主電圧の検出によって感知し、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄをバイパスさせる短絡手段１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄを投入する。これにより、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄをバイパスしている間は、抵抗成分９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄで生じる損失分だけ装置全体の損失を減らすことができ、変換効率を更に高めることができる。

実施の形態６.
　本実施の形態では、主回路給電装置４における共振を抑制する方法について説明する。上記実施の形態１から５において、外乱による共振を抑制するために分圧用蓄電要素５と直列に抵抗成分９を接続することに関して説明した。本実施の形態では、スイッチング素子６１（図１９～図２１参照）のゲート電圧を変えることで共振を抑制するものである。ＭＯＳＦＥＴ（ＭＥＴＡＬ　ＯＸＩＤＥ　ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ　ＦＩＥＬＤ　ＥＦＦＥＣＴ　ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲ）又はＩＧＢＴ（ＩＮＳＵＬＡＴＥＤ　ＧＡＴＥ　ＢＩＰＯＬＡＲ　ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲ）などのスイッチング素子６１は、同一個体においてもゲート電圧を高くするとドレインソース間（コレクタエミッタ間）のオン抵抗（オン電圧）が低くなり、逆にゲート電圧を低くするとオン抵抗（オン電圧）が高くなる。このようにゲート電圧を変えることにより、抵抗成分を増減させることと同じ効果を得ることができる。

　本実施の形態においては、分圧用蓄電要素と直列に抵抗成分を接続する方法の代わりに、スイッチング素子６１のゲート電圧を変える方法を用いるものである。図２６Ａは実施の形態６による電力変換装置における状態の変化を示す図であり、図２６Ｂはスイッチング素子に加えられるゲート電圧の経時変化を示す図である。図２６Ａ、Ｂに示すように、電力変換装置の起動時においては、電圧調整回路６のスイッチング素子６１を駆動するゲート電圧を低下させておき、電力変換装置の起動時以外はゲート電圧を定常値に戻すようにする。これにより分圧用蓄電素子と直列に抵抗成分を接続することなく、主回路給電装置４の各部の電圧、電流の振動を抑制することができる。

　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

　１　主回路蓄電要素、２　主回路、３　主回路制御装置、４　主回路給電装置、５Ａ～５Ｄ　分圧用蓄電要素、６Ａ～６Ｃ　電圧調整回路、７　ＤＣ／ＤＣコンバータ、８　制御回路、９Ａ～９Ｄ　抵抗成分、６１Ａ～６１Ｃ　スイッチング素子、６２，６３　限流要素、８７　傾きリミッタ、９Ａ～９Ｄ　抵抗成分、８８　ローパスフィルタ、Ｑ１～Ｑ４　主回路スイッチング素子。

Claims

主回路スイッチング素子と主回路蓄電要素とを備える主回路と、
前記主回路スイッチング素子を制御する主回路制御装置と、
前記主回路蓄電要素から前記主回路制御装置へ制御電力を供給する主回路給電装置を備え、
前記主回路給電装置は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、
前記複数の分圧用蓄電要素に接続され、前記複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、前記複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、
前記複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の前記分圧用蓄電要素に接続され、前記主回路制御装置に前記制御電力を供給する少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記主回路蓄電要素の電圧を前記複数の分圧用蓄電要素間で分割させる分圧用の制御指令値、および前記複数の分圧用蓄電要素のうちの少なくとも１つの前記分圧用蓄電要素をバイパスさせるバイパス用の制御指令値の２パターンの制御指令値を出力することにより前記電圧調整回路を制御して、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を調整する制御回路を備える電力変換装置。
前記制御回路は、前記主回路蓄電要素又は前記分圧用蓄電要素の電圧に応じて前記制御指令値を選択する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記分圧用蓄電要素の搭載数または前記電圧調整回路の搭載数に基づいて、前記主回路蓄電要素の主電圧から前記分圧用蓄電要素の電圧を推定する請求項２に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、２パターンの前記制御指令値の切り替えを行うときに、前記制御指令値の時間変化率を制限する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記制御指令値の時間変化率の制限は傾きリミッタ又はローパスフィルタにより行う請求項４に記載の電力変換装置。
前記電圧調整回路は、２個以上のスイッチング素子と、１つ以上の限流要素により構成される請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記分圧用蓄電要素に対して直列に抵抗成分を接続した請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記分圧用蓄電要素に対して直列に接続された前記抵抗成分は、起動時以外は短絡される請求項７に記載の電力変換装置。
起動時においては、前記電圧調整回路の前記スイッチング素子を駆動するゲート電圧を低下させておき、起動時以外は前記ゲート電圧を定常値に設定する請求項６に記載の電力変換装置。
主回路スイッチング素子および主回路蓄電要素を含む主回路と、前記主回路スイッチング素子を制御する主回路制御装置とを備える電力変換装置に設けられ、前記主回路蓄電要素から前記主回路制御装置へ制御電力を供給する主回路給電装置であって、
直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、
前記複数の分圧用蓄電要素に接続され、前記複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、前記複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、
前記複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の前記分圧用蓄電要素に接続され、前記主回路制御装置に前記制御電力を供給する少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記主回路蓄電要素の電圧を前記複数の分圧用蓄電要素間で分割させる分圧用の制御指令値、および前記複数の分圧用蓄電要素のうちの少なくとも１つの前記分圧用蓄電要素をバイパスさせるバイパス用の制御指令値の２パターンの制御指令値を出力することにより前記電圧調整回路を制御して、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を調整する制御回路を備える主回路給電装置。