WO2023022283A1 - 유도 가열 방식의 쿡탑 - Google Patents

유도 가열 방식의 쿡탑 Download PDF

Info

Publication number
WO2023022283A1
WO2023022283A1 PCT/KR2021/012007 KR2021012007W WO2023022283A1 WO 2023022283 A1 WO2023022283 A1 WO 2023022283A1 KR 2021012007 W KR2021012007 W KR 2021012007W WO 2023022283 A1 WO2023022283 A1 WO 2023022283A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
impedance
cooktop
switching element
gate
induction heating
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/KR2021/012007
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
정경훈
김의성
김양경
김래영
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
LG Electronics Inc
Industry University Cooperation Foundation IUCF HYU
Original Assignee
LG Electronics Inc
Industry University Cooperation Foundation IUCF HYU
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by LG Electronics Inc, Industry University Cooperation Foundation IUCF HYU filed Critical LG Electronics Inc
Priority to US18/684,311 priority Critical patent/US20240251484A1/en
Priority to EP21954329.5A priority patent/EP4391722A4/en
Publication of WO2023022283A1 publication Critical patent/WO2023022283A1/ko
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/10—Induction heating apparatus, other than furnaces, for specific applications
    • H05B6/12—Cooking devices
    • H05B6/1209—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them
    • H05B6/1236—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them adapted to induce current in a coil to supply power to a device and electrical heating devices powered in this way
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/10—Induction heating apparatus, other than furnaces, for specific applications
    • H05B6/12—Cooking devices
    • H05B6/1209—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/10—Induction heating apparatus, other than furnaces, for specific applications
    • H05B6/12—Cooking devices
    • H05B6/1209—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them
    • H05B6/1245—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them with special coil arrangements
    • H05B6/1254—Cooking devices induction cooking plates or the like and devices to be used in combination with them with special coil arrangements using conductive pieces to direct the induced magnetic field
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/36—Coil arrangements
    • H05B6/365—Coil arrangements using supplementary conductive or ferromagnetic pieces
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B40/00—Technologies aiming at improving the efficiency of home appliances, e.g. induction cooking or efficient technologies for refrigerators, freezers or dish washers

Definitions

  • the present disclosure relates to an induction heating type cooktop.
  • a method of heating an object to be heated using electricity is largely divided into a resistance heating method and an induction heating method.
  • the resistance heating method is a method of heating by transferring heat generated when current flows through a non-metallic heating element such as a metal resistance wire or silicon carbide to a cooking vessel through radiation or conduction.
  • the induction heating method is a method in which an eddy current is generated in a cooking container made of metal using a magnetic field generated around the coil when high-frequency power of a predetermined size is applied to the coil so that the cooking container itself is heated.
  • the inverter applies high-frequency power to the coil, and the inverter operates by applying ZVS (Zero Voltage Switching) to reduce switching loss. High-frequency driving for reduction of .
  • WBG Wide Band Gab
  • a negative voltage is formed in the gate-source voltage due to a high voltage change rate and a rapid change in parasitic components in the transient section during switching, ( -) It may adversely affect the driving of a switching element (eg, SiC element) with a low rating.
  • An object of the present disclosure is to provide an induction heating type cooktop that minimizes formation of a negative voltage and occurrence of ringing in an inverter to which a Wide Band Gab (WBG) device is applied.
  • WBG Wide Band Gab
  • a cooktop using an induction heating method attempts to vary the combined impedance of a driving unit driving a switching element.
  • the induction heating cooktop reduces the combined impedance of the driving unit in the switching transient period of the switching element, and increases the combined impedance of the driving unit when the drain-source voltage of the switching element is refluxed to the diode. want to do
  • An induction heating type cooktop includes a top glass on which a cooking vessel is placed, a working coil generating a magnetic field for heating the cooking vessel, and at least one switching element driven to flow current through the working coil and switching
  • An inverter including a driving unit for driving the device may be included, and a combined impedance of the driving unit may be variable.
  • the driving unit may reduce the combined impedance in the switching transient section of the switching element and increase the combined impedance when the drain-source voltage of the switching element is refluxed to the diode.
  • the driving unit may include first to third impedance forming units for adjusting the combined impedance of the driving unit.
  • the third combined impedance formed by the third impedance forming unit is greater than the first combined impedance formed by the first impedance forming unit, and the first combined impedance is greater than the second combined impedance formed by the second impedance forming unit.
  • the first impedance forming unit may include a first gate resistance, a first switch selectively connecting the first gate resistance to a gate internal resistance of the switching element, and a first switch power supply unit controlling the first switch.
  • the second impedance generator may include a second gate resistance, and the first gate resistance may be less than the second gate resistance.
  • the third impedance forming unit may include a second diode connected to a gate internal resistance of the switching element, a second switch connected to the second diode, and a second switch power supply unit controlling the second switch.
  • the first impedance forming unit may form a synthesized impedance.
  • the third impedance forming unit may form a synthesized impedance in the switching transient period of the switching element.
  • the second impedance forming unit may form a synthesized impedance.
  • a cooktop using a WBG device has an advantage of being able to stably drive at a high frequency.
  • FIG. 1 is a perspective view illustrating a cooktop and a cooking vessel according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of a cooktop and a cooking vessel according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a cooktop according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating output characteristics of a cooktop according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional structure of a switching element constituting an inverter and a driving unit thereof.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a switching element and a driver of an inverter according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a graph illustrating a voltage change of a component of a switching element and a driving unit driving the switching element during one period of the switching element according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an operation of a switching element and a driving unit of an inverter according to an embodiment of the present disclosure in a first mode.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an operation state of a switching element and a driving unit of an inverter according to an embodiment of the present disclosure in a second mode.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating operations of a switching element and a driving unit of an inverter according to an embodiment of the present disclosure in a third mode.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating voltage waveforms of gate-source terminals in a switching device according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 is a perspective view illustrating a cooktop and a cooking vessel according to an embodiment of the present disclosure
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of the cooktop and a cooking vessel according to an embodiment of the present disclosure.
  • the cooking vessel 1 may be positioned above the cooktop 10, and the cooktop 10 may heat the cooking vessel 1 located thereon.
  • the cooktop 10 can generate a magnetic field 20 such that at least a portion of it passes through the cooking vessel 1 .
  • the magnetic field 20 may induce an eddy current 30 in the cooking vessel 1. This eddy current 30 heats the cooking vessel 1 itself, and since this heat is conducted or radiated to the inside of the cooking vessel 1, the contents of the cooking vessel 1 can be cooked.
  • the eddy current 30 does not occur. Accordingly, in this case, the cooktop 10 cannot heat the cooking vessel 1 .
  • the cooking container 1 that can be heated by the cooktop 10 may be a stainless steel container or a metal container such as an enamel or cast iron container.
  • the cooktop 10 may include at least one of a top glass 11 , a working coil 12 , and a ferrite core 13 .
  • the top glass 11 may support the cooking container 1 . That is, the cooking container 1 may be placed on the upper surface of the top glass 11 . A heating region in which the cooking vessel 1 is heated may be formed in the upper glass 11 .
  • the top glass 11 may be formed of ceramic tempered glass obtained by synthesizing various mineral materials. Accordingly, the top glass 11 can protect the cooktop 10 from external impact.
  • the top glass 11 can prevent foreign substances such as dust from entering the cooktop 10 .
  • the working coil 12 may be positioned below the top glass 11 . These working coils 12 may or may not be energized to generate the magnetic field 20 . Specifically, current may or may not flow through the working coil 12 according to the on/off of the internal switching element of the cooktop 10 .
  • a magnetic field 20 When a current flows through the working coil 12, a magnetic field 20 is generated, and this magnetic field 20 may generate an eddy current 30 by meeting an electrical resistance component included in the cooking vessel 1.
  • the eddy current heats the cooking vessel 1, so that the contents of the cooking vessel 1 can be cooked.
  • the heating power of the cooktop 10 may be adjusted according to the amount of current flowing through the working coil 12 .
  • the current flowing through the working coil 12 increases, the magnetic field 20 is generated more, and accordingly, the magnetic field passing through the cooking vessel 1 increases, so the heat power of the cooktop 10 can increase.
  • the ferrite core 13 is a component for protecting the internal circuit of the cooktop 10. Specifically, the ferrite core 13 serves as a shield to block the influence of the magnetic field 20 generated from the working coil 12 or the electromagnetic field generated from the outside on the internal circuit of the cooktop 10 .
  • the ferrite core 13 may be formed of a material having very high permeability.
  • the ferrite core 13 serves to induce the magnetic field introduced into the cooktop 10 to flow through the ferrite core 13 without being radiated.
  • the movement of the magnetic field 20 generated in the working coil 12 by the ferrite core 13 may be as shown in FIG. 2 .
  • the cooktop 10 may further include components other than the upper glass 11, the working coil 12, and the ferrite core 13 described above.
  • the cooktop 10 may further include an insulator (not shown) positioned between the top glass 11 and the working coil 12 . That is, the cooktop according to the present disclosure is not limited to the cooktop 10 shown in FIG. 2 .
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a cooktop according to an embodiment of the present disclosure.
  • the induction heating cooktop includes a power supply unit 110, a rectifier unit 120, a DC link capacitor 130, an inverter 140, a working coil 12, a resonance capacitor 160, and an SMPS 170. It may include at least some or all of them.
  • the power supply unit 110 may receive external power.
  • the power that the power supply unit 110 receives from the outside may be AC (Alternation Current) power.
  • the power supply unit 110 may supply AC voltage to the rectifying unit 120 .
  • the rectifier 120 (Rectifier) is an electrical device for converting alternating current into direct current.
  • the rectifying unit 120 converts the AC voltage supplied through the power supply unit 110 into a DC voltage.
  • the rectifier 120 may supply the converted voltage to DC both terminals 121 .
  • An output terminal of the rectifying unit 120 may be connected to DC both terminals 121 .
  • the DC both ends 121 output through the rectifier 120 may be referred to as a DC link.
  • the voltage measured across the DC terminals 121 is referred to as the DC link voltage.
  • the DC link capacitor 130 serves as a buffer between the power supply unit 110 and the inverter 140 . Specifically, the DC link capacitor 130 is used to maintain the DC link voltage converted through the rectifier 120 and supply it to the inverter 140 .
  • the inverter 140 serves to switch the voltage applied to the working coil 12 so that a high-frequency current flows through the working coil 12 .
  • the inverter 140 may include a semiconductor switch, and the semiconductor switch may be an Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) or a Wide Band Gab (WBG) device, but since this is merely an example, it is reasonable not to be limited thereto. Meanwhile, the WBG element may be SiC (Silicon Carbide) or GaN (Gallium Nitride).
  • the inverter 140 causes a high-frequency current to flow through the working coil 12 by driving the semiconductor switch, and thus a high-frequency magnetic field is formed in the working coil 12 .
  • the working coil 12 may or may not allow current to flow depending on whether the switching element is driven. When current flows through the working coil 12, a magnetic field is generated. The working coil 12 may heat the cooking appliance by generating a magnetic field as current flows.
  • One side of the working coil 12 is connected to the connection point of the switching element of the inverter 140, and the other side is connected to the resonant capacitor 160.
  • the driving of the switching element is performed by a driving unit (not shown), and is controlled at a switching time output from the driving unit to apply a high-frequency voltage to the working coil 12 while the switching elements alternately operate with each other. And, since the on/off time of the switching element applied from the driving unit (not shown) is controlled in a gradually compensated manner, the voltage supplied to the working coil 12 changes from a low voltage to a high voltage.
  • the resonance capacitor 160 may be a component for serving as a shock absorber.
  • the resonance capacitor 160 affects the energy loss during the turn-off time by adjusting the saturation voltage rise rate during the turn-off of the switching element.
  • SMPS Switching Mode Power Supply
  • the SMPS 170 converts the DC input voltage into a voltage in the form of a square wave, and then obtains a controlled DC output voltage through a filter.
  • the SMPS 170 may minimize unnecessary loss by controlling the flow of power using a switching processor.
  • the resonance frequency is determined by the inductance value of the working coil 12 and the capacitance value of the resonance capacitor 160. Then, a resonance curve is formed around the determined resonance frequency, and the resonance curve may represent the output power of the cooktop 10 according to the frequency band.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating output characteristics of a cooktop according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
  • a Q factor may be a value representing the sharpness of resonance in a resonance circuit. Therefore, in the case of the cooktop 10 , the Q factor is determined by the inductance value of the working coil 12 included in the cooktop 10 and the capacitance value of the resonant capacitor 160 . Depending on the Q factor, the resonance curve is different. Accordingly, the cooktop 10 has different output characteristics according to the inductance value of the working coil 12 and the capacitance value of the resonant capacitor 160 .
  • the horizontal axis of the resonance curve may represent frequency, and the vertical axis may represent output power.
  • the frequency at which the maximum power is output in the resonance curve is referred to as the resonance frequency f 0 .
  • the cooktop 10 uses a frequency in the right region based on the resonance frequency f 0 of the resonance curve.
  • the cooktop 1 may have a minimum operating frequency and a maximum operating frequency set in advance.
  • the cooktop 10 may operate at a frequency corresponding to a range from a maximum operating frequency fmax to a minimum operating frequency f min . That is, the operating frequency range of the cooktop 10 may be from the maximum operating frequency f max to the minimum operating frequency f min .
  • the maximum operating frequency f max may be the maximum IGBT switching frequency.
  • the IGBT maximum switching frequency may refer to a maximum driving frequency in consideration of withstand voltage and capacity of the IGBT switching element.
  • the maximum operating frequency f max may be 75 kHz.
  • the minimum operating frequency (f min ) may be about 20 kHz. In this case, since the cooktop 10 does not operate at an audible frequency (approximately 16Hz to 20kHz), noise of the cooktop 10 can be reduced.
  • the cooktop 10 may determine an operating frequency according to a heating power level set in the heating command. Specifically, the cooktop 10 may adjust the output power by lowering the operating frequency as the set heating power level increases and increasing the operating frequency as the set heating power level decreases. That is, upon receiving a heating command, the cooktop 10 may perform a heating mode operating in one of the operating frequency ranges according to the set heating power.
  • the cooktop 10 applies and operates ZVS (Zero Voltage Switching) to reduce switching loss.
  • ZVS Zero Voltage Switching
  • the cooktop 10 has expanded the types of heatable cooking vessels 1, and high-power and high-frequency driving for product size reduction are required. Accordingly, the cooktop 10 may be driven at a high frequency by including the WBG element.
  • a negative voltage is formed in the gate-source voltage due to a high voltage change rate (dv/dt) and a rapid change in parasitic components in the transient section during switching, which is (-) It may adversely affect the operation of low-rated WBG devices, especially SiC devices.
  • the allowable gate-source voltage (Vgs) is -20 to +20V, but in the case of a SiC device, the allowable gate-source voltage (Vgs) is -10 to +20V, and the negative rating of the SiC device is Since is low, a reduction in negative voltage may be required.
  • ringing may occur in a gate-source voltage due to a resonance phenomenon between parasitic components of the WBG device and components. Specifically, as the drain-source voltage (Vds) all falls and feedback to the diode starts, a resonance phenomenon between the parasitic inductance of the PCB and the snubber capacitor is induced, and ringing occurs at the gate-source terminal, so this ringing phenomenon A plan to reduce may be required.
  • the present disclosure aims to improve stability of inverter operation by providing a cooktop 10 having a gate driving circuit providing an impedance path for reducing negative voltage and ringing in the inverter 140 to which the WBG device is applied.
  • the present disclosure provides a stable gate resistance by forming a small gate resistance when a negative voltage is formed and a large gate resistance in a section where ringing occurs. I want to implement a gate driving circuit.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional structure of a switching element constituting an inverter and a driving unit thereof.
  • the inverter 140 of the cooktop 10 may include at least one switching element.
  • the half-bridge inverter 140 may include two switching elements, and the full-bridge inverter 140 may include four switching elements.
  • the inverter 140 is a half-bridge type.
  • FIG. 5 shows one of the switching elements constituting the half-bridge type inverter 140 and a circuit of a driving unit for driving the same, and a parasitic effect of each element is also shown.
  • the driver may be connected to the switching element to control on/off of the gate.
  • the driving unit may include a power supply unit (V drv_L ) for applying a signal to a gate of the switching element.
  • the power supply may apply a signal for turning on the gate to the switching element.
  • an object of the present disclosure is to provide a driving unit that changes an impedance path to minimize formation of a negative voltage and occurrence of a ringing phenomenon.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a switching element and a driver of an inverter according to an embodiment of the present disclosure.
  • Each switching element of the inverter 140 may be connected to a driving unit for driving it.
  • the driving unit may be implemented as a gate driving circuit that controls on/off of the gate of the switching element. That is, the inverter 140 includes at least one switching element driven to allow current to flow through the working coil 12 and a driving unit driving the switching element, and the combined impedance of the driving unit may be variable.
  • the driving unit may include a first impedance forming unit 1010 , a second impedance forming unit 1020 , a third impedance forming unit 1030 , and a power supply unit V drv_L .
  • Each of the second impedance forming unit 1020 and the power supply unit V drv_L may have a configuration corresponding to Rg and the power supply unit V drv_L shown in FIG. 5 .
  • the first impedance forming unit 1010 may form a synthesized impedance of the driving unit when the gate is turned off.
  • the first impedance generator 1010 is a first switch (SW1) that selectively connects the first gate resistance (R g1 ) and the first gate resistance (R g1 ) with the gate internal resistance (R g(in) ) of the switching element. ) and a first switch power supply unit V drv_1 controlling the first switch SW1.
  • the first impedance forming unit 1010 forms a compound impedance when the gate of the switching element is turned off, and accordingly, the first gate resistance R g1 and the gate internal resistance of the switching element R g(in) are can be connected
  • the first impedance forming unit 1010 may operate when fast turn-off of a gate is required to reduce switching loss of a switching element.
  • the first impedance generator 1010 includes a first gate resistance R g1 connected to the gate internal resistance R g (in) , a first diode D 1 , a first switch SW1 , and a first switch power supply unit. (V drv_1 ) may include at least some or all of them.
  • the first gate resistance R g1 may be smaller than the second gate resistance R g2 described later.
  • the first gate resistance R g1 may be selectively connected to the gate internal resistance R g(in) .
  • the first gate resistance R g1 may be connected in series with the gate internal resistance R g(in) according to the on/off of the first switch SW1 .
  • the first gate resistor R g1 may be connected between the first diode D 1 and the first switch SW1.
  • the first diode D 1 may be connected between the first gate resistor R g1 and the first switch SW1 .
  • One end of the first diode D 1 may be connected to the first gate resistor R g1 , and the other end may be connected to a junction between the second gate resistor R g2 and the gate internal resistance R g(in) .
  • the first diode D 1 may separate resistance according to gate on/off.
  • the first switch SW1 may be turned on or off depending on whether power is supplied from the first switch power supply unit V drv_1 .
  • One end of the first switch SW1 may be connected to the first gate resistor R g1 , and the other end may be connected to a contact point between the second gate resistor R g2 and the power supply V drv_L .
  • the first switch power supply unit V drv_1 may control the first switch SW1.
  • the first switch power supply unit V drv_1 may control the first switch SW1 to be turned on at time t 0 of FIG. 7 , and may control the first switch SW1 to be turned off at time t 1 .
  • the first gate resistor R g1 may form the combined impedance of the driving unit from the time t 0 to the time t 1 .
  • the second impedance forming unit 1020 may form the synthetic impedance of the driving unit in the ringing formation section.
  • the second impedance generator 1020 may include a second gate resistance R g2 , and the first gate resistance R g1 may be smaller than the second gate resistance R g2 .
  • the second gate resistor R g2 has one end connected to a contact between the first diode D1 and the gate internal resistance R g(in) , and the other end connected to a contact between the first switch SW1 and the power supply V drv_L . can be connected to
  • the second gate resistor R g2 may form the combined impedance of the driver when both the first switch SW1 and the second switch SW2 are turned off. That is, when both the first switch SW1 and the second switch SW2 are turned off, the second gate resistance R g2 may be connected to the gate internal resistance R g(in) of the switching element.
  • the second gate resistor R g2 may form an impedance from time t 2 to time t 3 of FIG. 7 to be described later.
  • the third impedance forming unit 1030 may form the synthesized impedance of the driving unit in the negative voltage forming section.
  • the third impedance forming unit 1030 may minimize the combined impedance of the driving unit.
  • the third impedance forming unit 1030 includes a second diode D 2 connected to the gate internal resistance R g(in) of the switching element, a second switch SW2 connected to the second diode D 2 , and a second switch power supply unit (V drv_2 ) controlling the second switch (SW2).
  • the synthesized impedance may be formed only with the gate internal resistance R g(in) .
  • the third impedance generator 1030 may include at least some or all of the second diode D 2 , the second switch SW2 and the second switch power supply V drv_2 .
  • the third impedance generator 1030 may be connected in parallel to each of the first gate resistor R g1 and the second gate resistor R g2 .
  • the second diode D 2 and the second switch SW2 may be connected in series.
  • One end of the second diode D 2 may be connected to the gate internal resistance R g(in) . More specifically, one end of the second diode D 2 may be connected to a junction of the gate internal resistance R g(in) , the first diode D 1 , and the second gate resistance R g2 . The other end of the second diode D 2 may be connected to the second switch SW2.
  • the second switch SW2 may have a drain connected to the second diode D 2 , a gate connected to the second switch power supply V drv_2 , and a source connected to the ground.
  • the second switch power supply unit V drv_2 may have one end connected to the second switch SW2 and the other end connected to the ground.
  • the resistance between the second switch power supply unit V drv_2 shown in FIG. 6 and the second switch SW2 may be the internal resistance of the gate of the second switch SW2.
  • FIG. 7 is a graph illustrating a voltage change of a component of a switching element and a driving unit driving the switching element during one period of the switching element according to an embodiment of the present disclosure.
  • the inverter 140 of the cooktop 10 may be a half-bridge type, but since this is merely an example, it is appropriate that it is not limited thereto.
  • a period from t 0 to t 1 may be a period in which the switching element is turned off.
  • the first impedance forming unit 1010 may form a synthetic impedance of the driving unit in order to increase the switching speed. That is, in the first mode, the first switch SW1 may be turned on and the second switch element SW2 may be turned off.
  • FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an operation of a switching element and a driving unit of an inverter according to an embodiment of the present disclosure in a first mode.
  • the first impedance forming unit 1010 may form a synthesized impedance.
  • the first impedance forming unit 1010 may form the synthetic impedance of the driving unit. That is, the gate internal resistance R g(in) and the first gate resistance R g1 may be connected.
  • the first impedance may be the first gate resistance R g1 .
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an operation state of a switching element and a driving unit of an inverter according to an embodiment of the present disclosure in a second mode.
  • a period from t 1 to t 2 may be a switching transient period. That is, the switching transient period may be a period in which gate-off of another switching element starts.
  • This section is a section in which a negative voltage can be formed, and formation of a negative voltage can be minimized by forming an impedance smaller than the first impedance. Accordingly, in the second mode, the first switch SW1 may be turned off and the second switch element SW2 may be turned on. That is, the third impedance forming unit 1030 may form a synthesized impedance in the switching transition period of the switching element. Accordingly, the combined impedance of the driving unit can be formed to a minimum.
  • the second impedance When the synthesized impedance in the period from t 1 to t 2 is referred to as the second impedance, the second impedance may be close to 0. Accordingly, the second impedance may be smaller than the first impedance.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating operations of a switching element and a driving unit of an inverter according to an embodiment of the present disclosure in a third mode.
  • the period from t 2 to t 3 may be a period in which feedback to the diode starts after the drain-source voltage all drops. That is, since this section is a dead time section after the drain-source voltage is OV, and is a section in which ringing can be formed, the occurrence of ringing can be minimized by forming a relatively large impedance. Accordingly, in the third mode, the first switch SW1 may be turned off and the second switch element SW2 may also be turned off. Accordingly, the second impedance forming unit 1020, that is, the second gate voltage R g2 may form the synthesized impedance of the driving unit. That is, when the drain-source voltage of the switching element decreases and then flows back to the diode, the second impedance forming unit 1020 may form a synthesized impedance.
  • the third impedance may be the second gate resistance R g2 .
  • the second gate resistance R g2 is greater than the first gate resistance R g1 , the third impedance may be greater than the first impedance. Accordingly, since a relatively large impedance is formed in the third mode, the ringing phenomenon can be reduced.
  • the driving unit of the switching element may reduce the combined impedance in the switching transient section and increase the combined impedance when the drain-source voltage of the switching element is refluxed to the diode.
  • the driving unit includes first to third impedance forming units 1010, 1020, and 1030 for adjusting the synthetic impedance of the driving unit, and the third synthetic impedance formed by the third impedance forming unit 103. may be greater than the first synthetic impedance formed by the first impedance forming unit 1010 , and the first synthetic impedance 1010 may be greater than the second synthetic impedance formed by the second impedance forming unit 1020 .
  • the third impedance may be the largest and the second impedance may be the smallest. That is, if the synthesized impedances are arranged in order of increasing magnitude, the third impedance, the first impedance, and the second impedance may be in order.
  • the cooktop 10 can flexibly adjust the synthesized impedance of the driving unit, the synthesized impedance is lowered in the switching transient section and the drain-source voltage is reduced in the diode recirculation start section.
  • the synthesized impedance is lowered in the switching transient section and the drain-source voltage is reduced in the diode recirculation start section.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating voltage waveforms of gate-source terminals in a switching device according to an embodiment of the present disclosure.
  • 11(a) shows voltage waveforms of the gate-source terminal when the combined impedance of the driver is fixed, and is a voltage waveform of the gate-source terminal when the gate resistance is 2 ⁇ and 30 ⁇ , respectively.
  • (b) of FIG. 11 shows a voltage waveform when the combined impedance of the driving unit is varied as in the above-described method. That is, when the composite gate resistance (R g(off) ) is adjusted to 2 ⁇ in the switching transient section and the composite gate resistance (Rg_l) is adjusted to 30 ⁇ in the diode recirculation start section after the drain-source voltage decreases, the ringing phenomenon occurs. And it can be confirmed that negative voltage formation is minimized.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

본 개시는 개시는 WBG(Wide Band Gab) 소자가 적용된 인버터에서의 음 전압 형성 및 링잉 발생을 최소화한 유도 가열 방식의 쿡탑을 제공하기 위한 것으로, 조리 용기가 놓이는 상판 글래스, 조리 용기를 가열하기 위한 자기장을 발생시키는 워킹 코일, 및 워킹 코일에 전류를 흐르도록 구동되는 적어도 하나의 스위칭 소자 및 스위칭 소자를 구동시키는 구동부를 구비하는 인버터를 포함하고, 구동부의 합성 임피던스가 가변될 수 있다.

Description

유도 가열 방식의 쿡탑
본 개시는 유도 가열 방식의 쿡탑에 관한 것이다.
가정이나 식당에서 음식을 가열하기 위한 다양한 방식의 조리 기구들이 사용되고 있다. 종래에는 가스를 연료로 하는 가스 레인지가 널리 보급되어 사용되어 왔으나, 최근에는 가스를 이용하지 않고 전기를 이용하여 조리 용기를 가열하는 장치들의 보급이 이루어지고 있다.
전기를 이용하여 피가열 물체를 가열하는 방식은 크게 저항 가열 방식과 유도 가열 방식으로 나누어진다. 저항 가열 방식은 금속 저항선 또는 탄화규소와 같은 비금속 발열체에 전류를 흘릴 때 생기는 열을 방사 또는 전도를 통해 조리 용기에 전달함으로써 가열하는 방식이다. 그리고 유도 가열 방식은 소정 크기의 고주파 전력을 코일에 인가할 때 코일 주변에 발생하는 자계를 이용하여 금속 성분으로 이루어진 조리 용기에 와전류(eddy current)를 발생시켜 조리 용기 자체가 가열되도록 하는 방식이다.
유도 가열 방식의 경우 인버터가 코일에 고주파 전력을 인가하고 있는데, 인버터는 스위칭 손실을 줄이기 위해 ZVS(Zero Voltage Switching)를 적용하여 구동하고 있는데, 최근 가열 가능한 피가열 물체의 확대, 출력 증가 및 제품 부피의 축소를 위한 고주파수 구동이 요구되고 있다.
한편, 고주파수 구동을 위한 스위칭 소자로 WBG(Wide Band Gab)가 이용될 수 있는데, 이 경우 스위칭시 과도 구간에서 높은 전압 변화율과 기생성분의 급격한 변화로 게이트-소스 전압에 음 전압이 형성되어, (-) 정격이 낮은 스위칭 소자(예를 들어, SiC 소자)의 구동에 나쁜 영향을 미칠 수 있다.
또한, PCB 및 스위칭 소자의 기생성분들과 부품 간의 공진 현상에 의해 게이트-소스 전압에 링잉(ringing) 현상이 발생할 수 있기 때문에, 안정적인 구동부가 요구된다.
본 개시는 WBG(Wide Band Gab) 소자가 적용된 인버터에서의 음 전압 형성 및 링잉 발생을 최소화한 유도 가열 방식의 쿡탑을 제공하고자 한다.
본 개시의 실시 예에 따른 유도 가열 방식의 쿡탑은 스위칭 소자를 구동시키는 구동부의 합성 임피던스를 가변시키고자 한다.
본 개시의 실시 예에 따른 유도 가열 방식의 쿡탑은 스위칭 소자의 스위칭 과도 구간에서 구동부의 합성 임피던스를 감소시키고, 스위칭 소자의 드레인-소스 전압이 하강한 후 다이오드로 환류될 때 구동부의 합성 임피던스를 증가시키고자 한다.
본 개시의 실시 예에 따른 유도 가열 방식의 쿡탑은 조리 용기가 놓이는 상판 글래스, 조리 용기를 가열하기 위한 자기장을 발생시키는 워킹 코일, 및 워킹 코일에 전류를 흐르도록 구동되는 적어도 하나의 스위칭 소자 및 스위칭 소자를 구동시키는 구동부를 구비하는 인버터를 포함하고, 구동부의 합성 임피던스가 가변될 수 있다.
구동부는 스위칭 소자의 스위칭 과도 구간에서 합성 임피던스를 감소시키고, 스위칭 소자의 드레인-소스 전압이 하강한 후 다이오드로 환류될 때 합성 임피던스를 증가시킬 수 있다.
구동부는 구동부의 합성 임피던스를 조절하기 위한 제1 내지 제3 임피던스 형성부를 포함할 수 있다.
제3 임피던스 형성부에 의해 형성되는 제3 합성 임피던스는 제1 임피던스 형성부에 의해 형성되는 제1 합성 임피던스 보다 크고, 제1 합성 임피던스는 제2 임피던스 형성부에 의해 형성되는 제2 합성 임피던스 보다 클 수 있다.
제1 임피던스 형성부는 제1 게이트 저항, 제1 게이트 저항을 스위칭 소자의 게이트 내부 저항과 선택적으로 연결시키는 제1 스위치, 및 제1 스위치를 제어하는 제1 스위치 전원부를 포함할 수 있다.
제2 임피던스 형성부는 제2 게이트 저항을 포함하고, 제1 게이트 저항이 제2 게이트 저항 보다 작을 수 있다.
제3 임피던스 형성부는 스위칭 소자의 게이트 내부 저항으로 연결되는 제2 다이오드, 제2 다이오드와 연결되는 제2 스위치, 및 제2 스위치를 제어하는 제2 스위치 전원부를 포함할 수 있다.
스위칭 소자의 게이트가 오프될 때 제1 임피던스 형성부가 합성 임피던스를 형성할 수 있다.
스위칭 소자의 스위칭 과도 구간에서 제3 임피던스 형성부가 합성 임피던스를 형성할 수 있다.
스위칭 소자의 드레인-소스 전압이 하강한 후 다이오드로 환류될 때 제2 임피던스 형성부가 합성 임피던스를 형성할 수 있다.
본 개시의 실시 예에 따르면, 음 전압의 크기가 커지는 문제가 최소화되고, 링잉 현상의 발생이 최소화되므로, 인버터 동작의 안정성이 향상되는 이점이 있다.
본 개시의 실시 예에 따르면, 구동부의 합성 임피던스가 가변될 수 있는 구조의 단순화 및 부피 크기의 증가가 최소화되는 이점이 있다.
본 개시의 실시 예에 따르면, WBG 소자를 이용하는 쿡탑에 있어 고주파수로의 안정적 구동이 가능한 이점이 있다.
도 1은 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑과 조리 용기가 도시된 사시도이다.
도 2는 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑과 조리 용기의 단면도이다.
도 3은 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑의 회로도가 도시된 도면이다.
도 4는 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑의 출력 특성을 나타내는 도면이다.
도 5는 인버터를 구성하는 스위칭 소자와 그 구동부의 기존 구조가 도시된 회로도이다.
도 6은 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부가 도시된 회로도이다.
도 7은 본 개시의 실시 예에 따른 스위칭 소자의 한 주기 동안 스위칭 소자의 성분과 이를 구동시키는 구동부의 전압 변화가 도시된 그래프이다.
도 8은 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부의 제1 모드에서의 동작 모습이 도시된 회로도이다.
도 9는 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부의 제2 모드에서의 동작 모습이 도시된 회로도이다.
도 10은 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부의 제3 모드에서의 동작 모습이 도시된 회로도이다.
도 11은 본 개시의 실시 예에 따른 스위칭 소자에서 게이트 소스 단자의 전압 파형이 도시된 도면이다.
이하, 본 개시와 관련된 실시 예에 대하여 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다. 이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다.
이하, 본 개시의 실시 예에 따른 유도 가열 방식의 쿡탑 및 그의 동작 방법을 설명한다. 설명의 편의를 위해, “유도 가열 방식의 쿡탑”을 “쿡탑”으로 일컫는다.
도 1은 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑과 조리 용기가 도시된 사시도이고, 도 2는 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑과 조리 용기의 단면도이다.
조리 용기(1)는 쿡탑(10) 상부에 위치할 수 있고, 쿡탑(10)은 상부에 위치하고 있는 조리 용기(1)를 가열시킬 수 있다.
먼저, 쿡탑(10)이 조리 용기(1)를 가열시키는 방법을 설명한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 쿡탑(10)은 적어도 일부가 조리 용기(1)를 통과하도록 자기장(20)을 발생시킬 수 있다. 이 때, 조리 용기(1)의 재질에 전기 저항 성분이 포함되어 있다면, 자기장(20)은 조리 용기(1)에 와류 전류(30)를 유도할 수 있다. 이러한 와류 전류(30)는 조리 용기(1) 자체를 발열시키고, 이러한 열은 전도 또는 방사되어 조리 용기(1)의 내부까지 전달되므로, 조리 용기(1)의 내용물이 조리될 수 있다.
한편, 조리 용기(1)의 재질에 전기 저항 성분이 포함되지 않은 경우에는 와류 전류(30)가 발생하지 않는다. 따라서, 이러한 경우 쿡탑(10)은 조리 용기(1)를 가열시킬 수 없다.
따라서, 이러한 쿡탑(10)에 의해 가열될 수 있는 조리 용기(1)는 스테인리스 계열 혹은 법랑이나 주철 용기 같은 금속 재질 용기일 수 있다.
다음으로, 쿡탑(10)이 자기장(20)을 발생시키는 방법을 설명한다.
도 2에 도시된 바와 같이, 쿡탑(10)은 상판 글래스(11), 워킹 코일(12) 및 페라이트 코어(13) 중 적어도 하나 이상을 포함할 수 있다.
상판 글래스(11)는 조리 용기(1)를 지지할 수 있다. 즉, 조리 용기(1)는 상판 글래스(11)의 상면에 놓일 수 있다. 상판 글래스(11)에는 조리 용기(1)가 가열되는 가열 영역이 형성될 수 있다.
그리고, 상판 글래스(11)는 여러 광물질을 합성한 세라믹 재질의 강화 유리로 형성될 수 있다. 이에 따라, 상판 글래스(11)는 쿡탑(10)을 외부 충격 등으로부터 보호할 수 있다.
또한, 상판 글래스(11)는 쿡탑(10) 내부로 먼지 등의 이물질이 인입되는 문제를 방지할 수 있다.
워킹 코일(12)은 상판 글래스(11)의 아래에 위치할 수 있다. 이러한 워킹 코일(12)은 자기장(20)을 발생시키도록 전류가 공급되거나 공급되지 않을 수 있다. 구체적으로, 쿡탑(10) 내부 스위칭 소자의 온/오프에 따라 워킹 코일(12)에 전류가 흐르거나 흐르지 않을 수 있다.
워킹 코일(12)에 전류가 흐르면 자기장(20)이 발생하고, 이러한 자기장(20)은 조리 용기(1)에 포함된 전기 저항 성분을 만나 와류 전류(30)를 발생시킬 수 있다. 와류 전류는 조리 용기(1)를 가열시키고, 이에 따라 조리 용기(1)의 내용물이 조리될 수 있다.
또한, 워킹 코일(12)에 흐르는 전류의 양에 따라 쿡탑(10)의 화력이 조절될 수 있다. 구체적인 예로, 워킹 코일(12)을 흐르는 전류가 많을수록 자기장(20)이 많이 발생하게 되고, 이에 따라 조리 용기(1)를 통과하는 자기장이 증가하므로 쿡탑(10)의 화력이 높아질 수 있다.
페라이트 코어(13)는 쿡탑(10)의 내부 회로를 보호하기 위한 구성 요소이다. 구체적으로, 페라이트 코어(13)는 워킹 코일(12)에서 발생한 자기장(20) 또는 외부에서 발생한 전자기장이 쿡탑(10)의 내부 회로에 미치는 영향을 차단하는 차폐 역할을 한다.
이를 위해, 페라이트 코어(13)는 투자율(permeability)이 매우 높은 물질로 형성될 수 있다. 페라이트 코어(13)는 쿡탑(10)의 내부로 유입되는 자기장이 방사되지 않고, 페라이트 코어(13)를 통해 흐르도록 유도하는 역할을 한다. 페라이트 코어(13)에 의해 워킹 코일(12)에서 발생한 자기장(20)이 이동하는 모습은 도 2에 도시된 바와 같을 수 있다.
한편, 쿡탑(10)은 상술한 상판 글래스(11), 워킹 코일(12) 및 페라이트 코어(13) 외에 다른 구성을 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 쿡탑(10)은 상판 글래스(11)와 워킹 코일(12) 사이에 위치하는 단열재(미도시)를 더 포함할 수도 있다. 즉, 본 개시에 따른 쿡탑은 도 2에 도시된 쿡탑(10)으로 제한되지 않는다.
도 3은 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑의 회로도가 도시된 도면이다.
도 3에 도시된 쿡탑(10)의 회로도는 설명의 편의를 예시적으로 든 것에 불과하므로, 본 개시는 이에 제한되지 않는다.
도 3을 참조하면, 유도 가열 방식의 쿡탑은 전원부(110), 정류부(120), DC 링크 커패시터(130), 인버터(140), 워킹 코일(12), 공진 커패시터(160) 및 SMPS(170) 중 적어도 일부 또는 전부를 포함할 수 있다.
전원부(110)는 외부 전원을 입력받을 수 있다. 전원부(110)가 외부로부터 입력받는 전원은 AC(Alternation Current) 전원일 수 있다.
전원부(110)은 정류부(120)로 교류 전압을 공급할 수 있다.
정류부(120, Rectifier)는 교류를 직류로 변환하기 위한 전기적 장치이다. 정류부(120)는 전원부(110)을 통해 공급되는 교류 전압을 직류 전압으로 변환한다. 정류부(120)는 변환된 전압을 DC 양단(121)으로 공급할 수 있다.
정류부(120)의 출력단은 DC 양단(121)으로 연결될 수 있다. 정류부(120)를 통해 출력되는 DC 양단(121)을 DC 링크라고 할 수 있다. DC 양단(121)에서 측정되는 전압을 DC 링크 전압이라고 한다.
DC 링크 커패시터(130)는 전원부(110)과 인버터(140) 사이의 버퍼 역할을 수행한다. 구체적으로, DC 링크 커패시터(130)는 정류부(120)를 통해 변환된 DC 링크 전압을 유지시켜 인버터(140)까지 공급하기 위한 용도로 사용된다.
인버터(140)는 워킹 코일(12)에 고주파의 전류가 흐르도록 워킹 코일(12)에 인가되는 전압을 스위칭하는 역할을 한다. 인버터(140)는 반도체 스위치를 포함할 수 있고, 반도체 스위치는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 또는 WBG(Wide Band Gab) 소자일 수 있으나, 이는 예시적인 것에 불과하므로, 이에 제한되지 않음이 타당하다. 한편, WBG 소자는 SiC(Silicon Carbide) 또는 GaN(Gallium Nitride) 등일 수 있다. 인버터(140)는 반도체 스위치를 구동시킴으로써 워킹 코일(12)에 고주파의 전류가 흐르게 하고, 이에 따라 워킹 코일(12)에 고주파 자계가 형성된다.
워킹 코일(12)은 스위칭 소자의 구동 여부에 따라 전류가 흐르거나 전류가 흐르지 않을 수 있다. 워킹 코일(12)에 전류가 흐르면 자기장이 발생한다. 워킹 코일(12)은 전류가 흐름에 따라 자기장을 발생시켜 조리기기를 가열시킬 수 있다.
워킹 코일(12)의 일측은 인버터(140)의 스위칭 소자의 접속점에 연결되어 있고, 다른 일측은 공진 커패시터(160)에 연결된다.
스위칭 소자의 구동은 구동부(미도시)에 의해서 이루어지며, 구동부에서 출력되는 스위칭 시간에 제어되어 스위칭 소자가 서로 교호로 동작하면서 워킹 코일(12)로 고주파의 전압을 인가한다. 그리고, 구동부(미도시)로터 인가되는 스위칭 소자의 온/오프 시간은 점차 보상되는 형태로 제어되기 때문에 워킹 코일(12)에 공급되는 전압은 저전압에서 고전압으로 변한다.
공진 커패시터(160)는 완충기 역할을 하기 위한 구성요소일 수 있다. 공진 커패시터(160)는 스위칭 소자의 턴오프 동안 포화 전압 상승 비율을 조절하여, 턴오프 시간 동안 에너지 손실에 영향을 준다.
SMPS(170, Switching Mode Power Supply)는 스위칭 동작에 따라 전력을 효율적으로 변환시키는 전원공급장치를 의미한다. SMPS(170)는 직류 입력 전압을 구형파 형태의 전압으로 변환한 후, 필터를 통하여 제어된 직류 출력 전압을 획득한다. SMPS(170)는 스위칭 프로세서를 이용하여, 전력의 흐름을 제어함으로써 불필요한 손실을 최소화할 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같은 회로도로 구성되는 쿡탑(10)의 경우, 공진 주파수(resonance frequency)는 워킹 코일(12)의 인덕턴스 값과 공진 커패시터(160)의 커패시턴스 값에 의해 결정된다. 그리고, 결정된 공진 주파수를 중심으로 공진 곡선이 형성되며, 공진 곡선은 주파수 대역에 따라 쿡탑(10)의 출력 파워를 나타낼 수 있다.
다음으로, 도 4는 본 개시의 실시 예에 따른 쿡탑의 출력 특성을 나타내는 도면이다.
먼저, Q 팩터(quality factor)는 공진 회로에서 공진의 예리함을 나타내는 값일 수 있다. 따라서, 쿡탑(10)의 경우, 쿡탑(10)에 포함된 워킹 코일(12)의 인덕턴스 값과 공진 커패시터(160)의 커패시턴스 값에 의해 Q 팩터가 결정된다. Q 팩터에 따라 공진 곡선은 상이하다. 따라서, 워킹 코일(12)의 인덕턴스 값과 공진 커패시터(160)의 커패시턴스 값에 따라 쿡탑(10)은 상이한 출력 특성을 갖는다.
도 4에는 Q 팩터에 따른 공진 곡선의 일 예가 도시되어 있다. 일반적으로, Q 팩터가 클수록 곡선의 모양이 샤프(sharp)하고, Q 팩터가 작을수록 곡선의 모양이 브로드(broad)하다.
공진 곡선의 가로축은 주파수(frequency)를 나타내고, 세로축은 출력되는 전력(power)을 나타낼 수 있다. 공진 곡선에서 최대 전력을 출력하는 주파수를 공진 주파수(f0)라고 한다.
일반적으로, 쿡탑(10)은 공진 곡선의 공진 주파수(f0)를 기준으로 오른쪽 영역의 주파수를 이용한다. 그리고, 쿡탑(1)은 동작 가능한 최소 동작 주파수와 최대 동작 주파수가 미리 설정되어 있을 수 있다.
일 예로, 쿡탑(10)은 최대 동작 주파수(fmax)부터 최소 동작 주파수(fmin)의 범위에 해당하는 주파수로 동작할 수 있다. 즉, 쿡탑(10)의 동작 주파수 범위는 최대 동작 주파수(fmax)부터 최소 동작 주파수(fmin)까지일 수 있다.
일 예로, 최대 동작 주파수(fmax)는 IGBT 최대 스위칭 주파수일 수 있다. IGBT 최대 스위칭 주파수란 IGBT 스위칭 소자의 내압 및 용량 등을 고려하여, 구동 가능한 최대 주파수를 의미할 수 있다. 예를 들어, 최대 동작 주파수(fmax)는 75kHz일 수 있다.
최소 동작 주파수(fmin)는 약 20kHz일 수 있다. 이 경우, 쿡탑(10)이 가청 주파수(약 16Hz~ 20kHz)로 동작하지 않으므로, 쿡탑(10)의 소음을 줄일 수 있는 효과가 있다.
한편, 상술한 최대 동작 주파수(fmax) 및 최소 동작 주파수(fmin)의 설정 값은 예시적인 것에 불과하므로, 이에 제한되지 않는다.
이러한 쿡탑(10)은 가열 명령을 수신하면 가열 명령에서 설정된 화력 단계에 따라 동작 주파수를 결정할 수 있다. 구체적으로, 쿡탑(10)은 설정된 화력 단계가 높을수록 동작 주파수를 낮추고, 설정된 화력 단계가 낮을수록 동작 주파수를 높임으로써 출력 파워를 조절할 수 있다. 즉, 쿡탑(10)은 가열 명령을 수신하면 설정된 화력에 따라 동작 주파수 범위 중 어느 하나로 동작하는 가열 모드를 실시할 수 있다.
한편, 쿡탑(10)은 스위칭 손실을 줄이기 위해 ZVS(Zero Voltage Switching)를 적용하고 구동하고 있다. 그리고, 최근 쿡탑(10)은 가열 가능한 조리 용기(1)의 종류를 확대하고, 고출력 및 제품 크기의 축소를 위한 고주파수 구동이 요구되고 있다. 이에 쿡탑(10)은 WBG 소자를 구비하여 고주파수로 구동할 수 있다.
한편, 이와 같이 고주파수로 구동할 경우에는 스위칭시 과도구간에서 높은 전압 변화율(dv/dt)과 기생성분의 급격한 변화로 인하여 게이트-소스 전압에 음 전압(negative voltage)이 형성되고, 이는 (-) 정격이 낮은 WBG 소자, 특히 SiC 소자의 구동에 불리한 영향을 미칠 수 있다. 구체적으로, IGBT 소자의 경우 허용 게이트-소스 전압(Vgs)이 -20 ~ +20V이나, SiC 소자의 경우 허용 게이트-소스 전압(Vgs)이 -10 ~ +20V으로, SiC 소자의 (-) 정격이 낮기 때문에, 음 전압의 감소가 요구될 수 있다.
또한, WBG 소자를 이용할 경우, WBG 소자의 기생성분들과 부품간의 공진 현상에 의해 게이트-소스 전압에 링잉(ringing)이 발생할 수 있다. 구체적으로, 드레인-소스 전압(Vds)이 모두 하강되고 다이오드로 환류가 시작되면서, PCB의 기생 인덕턴스와 스너버 커패시터 간의 공진 현상이 유발되고, 이에 게이트-소스 단자에 링잉이 발생하므로, 이러한 링잉 현상을 감소시키기 위한 방안이 요구될 수 있다.
이에, 본 개시는 WBG 소자를 적용한 인버터(140)에서 음 전압과 링잉의 저감을 위한 임피던스 경로를 제공하는 게이트 구동회로를 구비하는 쿡탑(10)을 제공함으로써, 인버터 동작의 안정성을 개선하고자 한다.
본 개시는 게이트 저항에 따른 음 전압과 링잉의 트레이드 오프(trade off) 관계를 개선하기 위해, 음 전압 형성시에는 게이트 저항을 작게 형성하고, 링잉이 발생하는 구간에서는 게이트 저항을 크게 형성함으로써, 안정적인 게이트 구동회로를 구현하고자 한다.
도 5는 인버터를 구성하는 스위칭 소자와 그 구동부의 기존 구조가 도시된 회로도이다.
쿡탑(10)의 인버터(140)는 적어도 하나의 스위칭 소자를 구비할 수 있다. 구체적인 예를 들어, 하프 브릿지 방식의 인버터(140)는 두 개의 스위칭 소자를 구비하고, 풀 브릿지 방식의 인버터(140)는 네 개의 스위칭 소자를 구비할 수 있다. 본 개시에서는 인버터(140)가 하프 브릿지 방식인 것으로 가정한다.
도 5는 하프 브릿지 방식의 인버터(140)를 구성하는 스위칭 소자 중 하나와 이를 구동시키기 위한 구동부의 회로가 도시되어 있으며, 각 소자의 기생성분(Parasitic Effect)도 도시되어 있다.
구동부는 스위칭 소자에 연결되어, 게이트의 온, 오프를 제어할 수 있다. 구동부는 스위칭 소자의 게이트에 신호를 인가하기 위한 전원부(Vdrv_L)를 포함할 수 있다. 전원부는 게이트를 온시키기 위한 신호를 스위칭 소자에 인가할 수 있다.
한편, 도 5를 참조하면, 구동부의 합성 임피던스가 고정되어 있기 때문에, 스위칭 소자의 게이트가 오프될 때 음 전압이 형성되거나, 드레인-소스 전압이 모두 하강되어 다이오드로 환류될 때 게이트-소스 단자에 링잉 현상이 발생하는 문제가 있을 수 있다.
이에, 본 개시는 음 전압 형성 및 링잉 현상의 발생을 최소화하도록 임피던스 경로를 변경하는 구동부를 제공하고자 한다.
도 6은 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부가 도시된 회로도이다.
본 개시의 실시 예에 따른 인버터(140)의 각 스위칭 소자에는 이를 구동시키기 위한 구동부가 연결될 수 있다. 구동부는 스위칭 소자의 게이트의 온, 오프를 제어하는 게이트 구동회로로 구현될 수 있다. 즉, 인버터(140)는 워킹 코일(12)에 전류를 흐르도록 구동되는 적어도 하나의 스위칭 소자 및 스위칭 소자를 구동시키는 구동부를 구비하며, 구동부의 합성 임피던스가 가변될 수 있다.
구동부는 제1 임피던스 형성부(1010), 제2 임피던스 형성부(1020), 제3 임피던스 형성부(1030) 및 전원부(Vdrv_L)를 포함할 수 있다.
제2 임피던스 형성부(1020)와 전원부(Vdrv_L) 각각은 도 5에 도시된 Rg와 전원부(Vdrv_L)에 대응되는 구성일 수 있다.
제1 임피던스 형성부(1010)는 게이트가 오프될 때 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다. 제1 임피던스 형성부(1010)는 제1 게이트 저항(Rg1), 제1 게이트 저항(Rg1)을 스위칭 소자의 게이트 내부 저항(Rg(in))과 선택적으로 연결시키는 제1 스위치(SW1) 및 제1 스위치(SW1)를 제어하는 제1 스위치 전원부(Vdrv_1)를 포함할 수 있다.
즉, 제1 임피던스 형성부(1010)는 스위칭 소자의 게이트가 오프될 때 합성 임피던스를 형성하며, 이에 따라 제1 게이트 저항(Rg1)과 스위칭 소자의 게이트 내부 저항(Rg(in))이 연결될 수 있다.
제1 임피던스 형성부(1010)는 스위칭 소자의 스위칭 손실을 줄이기 위해 게이트의 빠른 턴-오프가 요구될 때 동작할 수 있다.
제1 임피던스 형성부(1010)는 게이트 내부 저항(Rg(in))과 연결되는 제1 게이트 저항(Rg1), 제1 다이오드(D1), 제1 스위치(SW1) 및 제1 스위치 전원부(Vdrv_1) 중 적어도 일부 또는 전부를 포함할 수 있다.
제1 게이트 저항(Rg1)은 후술하는 제2 게이트 저항(Rg2) 보다 작을 수 있다. 제1 게이트 저항(Rg1)은 게이트 내부 저항(Rg(in))과 선택적으로 연결될 수 있다. 제1 게이트 저항(Rg1)은 제1 스위치(SW1)의 온/오프에 따라 게이트 내부 저항(Rg(in))과 직렬 연결될 수 있다. 제1 게이트 저항(Rg1)은 제1 다이오드(D1)와 제1 스위치(SW1) 사이에 연결될 수 있다.
제1 다이오드(D1)는 제1 게이트 저항(Rg1)과 제1 스위치(SW1) 사이에 연결될 수 있다. 제1 다이오드(D1)는 일단이 제1 게이트 저항(Rg1)에 연결되고, 타단이 제2 게이트 저항(Rg2)과 게이트 내부 저항(Rg(in))의 접점에 연결될 수 있다.
제1 다이오드(D1)는 게이트 온/오프에 따라 저항을 분리할 수 있다.
제1 스위치(SW1)는 제1 스위치 전원부(Vdrv_1)로부터의 전원 공급 여부에 따라 온, 오프될 수 있다. 제1 스위치(SW1)는 일단이 제1 게이트 저항(Rg1)에 연결되고, 타단이 제2 게이트 저항(Rg2)과 전원부(Vdrv_L)의 접점에 연결될 수 있다.
제1 스위치 전원부(Vdrv_1)는 제1 스위치(SW1)를 제어할 수 있다. 제1 스위치 전원부(Vdrv_1)는 후술하는 도 7의 t0 시점에서 제1 스위치(SW1)를 온으로 제어하고, t1 시점에서 제1 스위치(SW1)를 오프로 제어할 수 있다. 제1 게이트 저항(Rg1)은 t0 시점부터 t1 시점까지 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다.
제2 임피던스 형성부(1020)는 링잉 형성 구간에서 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다.
제2 임피던스 형성부(1020)는 제2 게이트 저항(Rg2)을 포함할 수 있고, 제1 게이트 저항(Rg1)이 제2 게이트 저항(Rg2) 보다 작을 수 있다. 제2 게이트 저항(Rg2)은 일단이 제1 다이오드(D1)와 게이트 내부 저항(Rg(in))의 접점에 연결되고, 타단이 제1 스위치(SW1)와 전원부(Vdrv_L)의 접점에 연결될 수 있다.
제2 게이트 저항(Rg2)은 제1 스위치(SW1)와 제2 스위치(SW2)가 모두 오프될 때 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다. 즉, 제1 스위치(SW1)와 제2 스위치(SW2)가 모두 오프될 때 제2 게이트 저항(Rg2)이 스위칭 소자의 게이트 내부 저항(Rg(in))과 연결될 수 있다.
제2 게이트 저항(Rg2)은 후술하는 도 7의 t2 시점부터 t3 시점까지 임피던스를 형성할 수 있다.
제3 임피던스 형성부(1030)는 음 전압 형성 구간에서 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다. 제3 임피던스 형성부(1030)는 구동부의 합성 임피던스를 최소로 형성할 수 있다. 제3 임피던스 형성부(1030)는 스위칭 소자의 게이트 내부 저항(Rg(in))으로 연결되는 제2 다이오드(D2), 제2 다이오드(D2)와 연결되는 제2 스위치(SW2), 및 제2 스위치(SW2)를 제어하는 제2 스위치 전원부(Vdrv_2)를 포함할 수 있다.
구체적으로, 제3 임피던스 형성부(1030)가 구동될 때 합성 임피던스는 게이트 내부 저항(Rg(in))만으로 형성될 수 있다.
제3 임피던스 형성부(1030)는 제2 다이오드(D2), 제2 스위치(SW2) 및 제2 스위치 전원부(Vdrv_2) 중 적어도 일부 또는 전부를 포함할 수 있다.
제3 임피던스 형성부(1030)는 제1 게이트 저항(Rg1)과 제2 게이트 저항(Rg2) 각각에 병렬로 연결될 수 있다.
그리고, 제2 다이오드(D2)와 제2 스위치(SW2)는 직렬 연결될 수 있다.
제2 다이오드(D2)는 일단이 게이트 내부 저항(Rg(in))에 연결될 수 있다. 보다 구체적으로, 제2 다이오드(D2)는 일단이 게이트 내부 저항(Rg(in)), 제1 다이오드(D1) 및 제2 게이트 저항(Rg2)의 접점에 연결될 수 있다. 제2 다이오드(D2)의 타단은 제2 스위치(SW2)에 연결될 수 있다.
제2 스위치(SW2)는 드레인이 제2 다이오드(D2)에 연결되고, 게이트가 제2 스위치 전원부(Vdrv_2)에 연결되고, 소스가 그라운드에 연결될 수 있다. 제2 스위치 전원부(Vdrv_2)는 일단이 제2 스위치(SW2)에 연결되고 타단이 그라운드에 연결될 수 있다. 도 6에 도시된 제2 스위치 전원부(Vdrv_2)와 제2 스위치(SW2) 사이의 저항은 제2 스위치(SW2)의 게이트 내부 저항일 수 있다.
다음으로, 도 7에 도시된 한 주기 동안 스위칭 소자 및 이를 구동시키는 구동부의 전압에 기초하여 인버터의 동작 방법을 설명한다.
도 7은 본 개시의 실시 예에 따른 스위칭 소자의 한 주기 동안 스위칭 소자의 성분과 이를 구동시키는 구동부의 전압 변화가 도시된 그래프이다.
도 7은 쿡탑(10)의 인버터(140)가 하프 브릿지 방식인 것으로 가정할 때 하단 스위칭 소자에 대한 전압 변화일 수 있으나, 이는 예시적인 것에 불과하므로 이에 제한되지 않음이 타당하다.
도 7에서 t0부터 t1까지의 구간(제1 모드)은 스위칭 소자를 오프시키는 구간일 수 있다. 이 때 스위칭 손실을 줄이기 위해 스위칭 소자의 신속한 턴-오프가 요구되며, 이에 따라 스위칭 속도를 높이기 위해 제1 임피던스 형성부(1010)가 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다. 즉, 제1 모드에서는 제1 스위치(SW1)가 온되고, 제2 스위치 소자(SW2)는 오프될 수 있다.
도 8은 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부의 제1 모드에서의 동작 모습이 도시된 회로도이다.
도 8을 참조하면, 스위칭 소자의 게이트가 오프될 때 제1 임피던스 형성부(1010)가 합성 임피던스를 형성할 수 있다.
즉, 제1 임피던스 형성부(1010)가 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다. 즉, 게이트 내부 저항(Rg(in))과 제1 게이트 저항(Rg1)이 연결될 수 있다.
t0부터 t1까지의 구간에서 합성 임피던스가 제1 임피던스라고 할 때, 제1 임피던스는 제1 게이트 저항(Rg1)일 수 있다.
도 9는 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부의 제2 모드에서의 동작 모습이 도시된 회로도이다.
t1부터 t2까지의 구간(제2 모드)은 스위칭 과도 구간일 수 있다. 즉, 스위칭 과도 구간은 다른 스위칭 소자의 게이트 오프가 시작되는 구간일 수 있다. 이 구간은 음 전압이 형성될 수 있는 구간으로, 제1 임피던스 보다 작은 임피던스를 형성함으로써 음 전압의 형성을 최소화할 수 있다. 이에 따라, 제2 모드에서는 제1 스위치(SW1)가 오프되고, 제2 스위치 소자(SW2)는 온될 수 있다. 즉, 스위칭 소자의 스위칭 과도 구간에서 제3 임피던스 형성부(1030)가 합성 임피던스를 형성할 수 있다. 이에 따라, 구동부의 합성 임피던스는 최소로 형성될 수 있다.
t1부터 t2까지의 구간에서 합성 임피던스가 제2 임피던스라고 할 때, 제2 임피던스는 0에 가까울 수 있다. 이에 따라, 제2 임피던스는 제1 임피던스 보다 작을 수 있다.
도 10은 본 개시의 실시 예에 따른 인버터의 스위칭 소자 및 구동부의 제3 모드에서의 동작 모습이 도시된 회로도이다.
t2부터 t3까지의 구간(제3 모드)은 드레인-소스 전압이 모두 하강한 후 다이오드로 환류가 시작되는 구간일 수 있다. 즉, 이 구간은 드레인-소스 전압이 OV된 이후 데드 타임(Dead time) 구간으로, 링잉이 형성될 수 있는 구간이기 때문에, 비교적 큰 임피던스를 형성함으로써 링잉의 발생을 최소화할 수 있다. 이에 따라, 제3 모드에서는 제1 스위치(SW1)가 오프되고, 제2 스위치 소자(SW2)도 오프될 수 있다. 이에 따라, 제2 임피던스 형성부(1020), 즉 제2 게이트 전압(Rg2)가 구동부의 합성 임피던스를 형성할 수 있다. 즉, 스위칭 소자의 드레인-소스 전압이 하강한 후 다이오드로 환류될 때 제2 임피던스 형성부(1020)가 합성 임피던스를 형성할 수 있다.
t2부터 t3까지의 구간에서 합성 임피던스가 제3 임피던스라고 할 때, 제3 임피던스는 제2 게이트 저항(Rg2)일 수 있다. 한편, 제2 게이트 저항(Rg2)은 제1 게이트 저항(Rg1) 보다 크기 때문에 제3 임피던스는 제1 임피던스 보다 클 수 있다. 이에 따라, 제3 모드에서는 비교적 큰 임피던스가 형성되므로, 링잉 현상이 저감될 수 있다.
정리하면, 스위칭 소자의 구동부는 스위칭 과도 구간에서 합성 임피던스를 감소시키고, 스위칭 소자의 드레인-소스 전압이 하강한 후 다이오드로 환류될 때 합성 임피던스를 증가시킬 수 있다. 이를 위해, 구동부는 구동부의 합성 임피던스를 조절하기 위한 제1 내지 제3 임피던스 형성부(1010)(1020)(1030)을 포함하고, 제3 임피던스 형성부(103)에 의해 형성되는 제3 합성 임피던스는 제1 임피던스 형성부(1010)에 의해 형성되는 제1 합성 임피던스 보다 크고, 제1 합성 임피던스(1010)는 제2 임피던스 형성부(1020)에 의해 형성되는 제2 합성 임피던스 보다 클 수 있다.
합성 임피던스는 제3 임피던스가 제일 크고, 제2 임피던스가 제일 작을 수 있다. 즉, 합성 임피던스의 크기가 큰 순서대로 나열하면 제3 임피던스, 제1 임피던스 및 제2 임피던스 순서일 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 개시의 실시 예에 따르면 쿡탑(10)은 구동부의 합성 임피던스를 유동적으로 조절 가능하기 때문에, 스위칭 과도 구간에서 합성 임피던스를 낮추고, 드레인-소스 전압의 감소로 다이오드 환류 시작 구간에서 합성 임피던스를 높임으로써, 음 전압 및 링잉 현상의 발생을 최소화할 수 있는 이점이 있다. 음 전압 형성을 최소화함에 따라 고주파수로 구동하는 WBG 소자를 이용하는 쿡탑(10)의 동작 신뢰성이 확보되고, 링잉 현상의 발생 최소화에 따라 소자의 Rds(on) 개선 및 손실 개선 이점이 있다.
도 11은 본 개시의 실시 예에 따른 스위칭 소자에서 게이트 소스 단자의 전압 파형이 도시된 도면이다.
도 11의 (a)는 구동부의 합성 임피던스가 고정된 경우 게이트 소스 단자의 전압 파형이 도시된 것으로, 게이트 저항이 각각 2Ω, 30Ω일 때 게이트 소스 단자의 전압 파형이다.
게이트 저항이 2Ω, 즉 상대적으로 작은 경우에는 링잉 현상이 발생하고, 게이트 저항이 30Ω, 즉 상대적으로 클 경우 음 전압이 크게 형성되는 문제가 발생함을 확인할 수 있다.
한편, 도 11의 (b)는 상술한 방법과 같이 구동부의 합성 임피던스가 가변될 때의 전압 파형이 도시된 것이다. 즉, 스위칭 과도 구간에서 합성 게이트 저항(Rg(off))을 2Ω으로 조절하고, 드레인-소스 전압의 감소 후 다이오드 환류 시작 구간에서 합성 게이트 저항(Rg_l)을 30Ω으로 조절한 경우로, 링잉 현상 및 음 전압 형성이 최소화되는 것을 확인할 수 있다.
이상의 설명은 본 개시의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 개시의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다.
따라서, 본 개시에 개시된 실시 예들은 본 개시의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 개시의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다.
본 개시의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 개시의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (10)

  1. 조리 용기가 놓이는 상판 글래스;
    상기 조리 용기를 가열하기 위한 자기장을 발생시키는 워킹 코일; 및
    상기 워킹 코일에 전류를 흐르도록 구동되는 적어도 하나의 스위칭 소자 및 상기 스위칭 소자를 구동시키는 구동부를 구비하는 인버터를 포함하고,
    상기 구동부의 합성 임피던스가 가변되는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 구동부는
    상기 스위칭 소자의 스위칭 과도 구간에서 상기 합성 임피던스를 감소시키고,
    상기 스위칭 소자의 드레인-소스 전압이 하강한 후 다이오드로 환류될 때 상기 합성 임피던스를 증가시키는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 구동부는
    상기 구동부의 합성 임피던스를 조절하기 위한 제1 내지 제3 임피던스 형성부를 포함하는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 제3 임피던스 형성부에 의해 형성되는 제3 합성 임피던스는 상기 제1 임피던스 형성부에 의해 형성되는 제1 합성 임피던스 보다 크고,
    상기 제1 합성 임피던스는 상기 제2 임피던스 형성부에 의해 형성되는 제2 합성 임피던스 보다 큰
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  5. 청구항 3에 있어서,
    상기 제1 임피던스 형성부는
    제1 게이트 저항,
    상기 제1 게이트 저항을 상기 스위칭 소자의 게이트 내부 저항과 선택적으로 연결시키는 제1 스위치, 및
    상기 제1 스위치를 제어하는 제1 스위치 전원부를 포함하는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 제2 임피던스 형성부는
    제2 게이트 저항을 포함하고,
    상기 제1 게이트 저항이 상기 제2 게이트 저항 보다 작은
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  7. 청구항 3에 있어서,
    상기 제3 임피던스 형성부는
    상기 스위칭 소자의 게이트 내부 저항으로 연결되는 제2 다이오드,
    상기 제2 다이오드와 연결되는 제2 스위치, 및
    상기 제2 스위치를 제어하는 제2 스위치 전원부를 포함하는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  8. 청구항 3에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 게이트가 오프될 때 상기 제1 임피던스 형성부가 상기 합성 임피던스를 형성하는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  9. 청구항 3에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 스위칭 과도 구간에서 상기 제3 임피던스 형성부가 상기 합성 임피던스를 형성하는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
  10. 청구항 3에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 드레인-소스 전압이 하강한 후 다이오드로 환류될 때 상기 제2 임피던스 형성부가 상기 합성 임피던스를 형성하는
    유도 가열 방식의 쿡탑.
PCT/KR2021/012007 2021-08-17 2021-09-06 유도 가열 방식의 쿡탑 Ceased WO2023022283A1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US18/684,311 US20240251484A1 (en) 2021-08-17 2021-09-06 Induction heating type cooktop
EP21954329.5A EP4391722A4 (en) 2021-08-17 2021-09-06 INDUCTION HEATING TYPE COOKTOP

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-2021-0108221 2021-08-17
KR1020210108221A KR20230026151A (ko) 2021-08-17 2021-08-17 유도 가열 방식의 쿡탑

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023022283A1 true WO2023022283A1 (ko) 2023-02-23

Family

ID=85239927

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2021/012007 Ceased WO2023022283A1 (ko) 2021-08-17 2021-09-06 유도 가열 방식의 쿡탑

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20240251484A1 (ko)
EP (1) EP4391722A4 (ko)
KR (1) KR20230026151A (ko)
WO (1) WO2023022283A1 (ko)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10134952A (ja) * 1996-11-01 1998-05-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘導加熱調理器
JP2005149736A (ja) * 2003-11-11 2005-06-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘導加熱装置
KR100836682B1 (ko) * 2006-12-27 2008-06-10 웅진쿠첸 주식회사 유도가열 조리기의 출력 제어 장치
KR20180088483A (ko) * 2015-12-22 2018-08-03 써머툴 코포레이션 워크피스 가열을 위한 엄격하게 통제된 출력을 갖는 고주파수 파워 서플라이 시스템
KR20190113072A (ko) * 2018-03-27 2019-10-08 엘지전자 주식회사 와이어 하니스가 저감된 유도 가열 장치

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4701588A (en) * 1984-02-09 1987-10-20 Sanyo Electric Co., Ltd. Oscillation control circuit of an induction heating apparatus
GB2155707B (en) * 1984-02-09 1988-06-02 Sanyo Electric Co Induction heating apparatus
JP3604538B2 (ja) * 1997-09-11 2004-12-22 株式会社東芝 電磁調理器
KR100764897B1 (ko) * 2006-11-15 2007-10-09 강선어플라이언스(주) 위상 적응형 변조 제어기법을 사용한 유도가열 조리기
WO2013064332A1 (en) * 2011-11-03 2013-05-10 Arcelik Anonim Sirketi An induction heating cooker
ES2564890B1 (es) * 2014-09-24 2017-01-04 BSH Electrodomésticos España S.A. Dispositivo de aparato doméstico y procedimiento para la puesta en funcionamiento de un dispositivo de aparato doméstico

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10134952A (ja) * 1996-11-01 1998-05-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘導加熱調理器
JP2005149736A (ja) * 2003-11-11 2005-06-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘導加熱装置
KR100836682B1 (ko) * 2006-12-27 2008-06-10 웅진쿠첸 주식회사 유도가열 조리기의 출력 제어 장치
KR20180088483A (ko) * 2015-12-22 2018-08-03 써머툴 코포레이션 워크피스 가열을 위한 엄격하게 통제된 출력을 갖는 고주파수 파워 서플라이 시스템
KR20190113072A (ko) * 2018-03-27 2019-10-08 엘지전자 주식회사 와이어 하니스가 저감된 유도 가열 장치

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP4391722A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
EP4391722A4 (en) 2025-11-19
US20240251484A1 (en) 2024-07-25
EP4391722A1 (en) 2024-06-26
KR20230026151A (ko) 2023-02-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2021045402A1 (ko) 유도 가열 장치
WO2019074246A1 (ko) 유도 가열 장치
WO2018208057A1 (ko) 전도성 노이즈 억제 장치, 전력 변환 장치 및 모터 장치
WO2021225375A1 (ko) 유도 가열 장치 및 유도 가열 장치의 제어 방법
WO2020046048A1 (en) Induction heating device and method of controlling the same
WO2019135492A1 (ko) 제어 알고리즘이 개선된 유도 가열 장치
WO2021194302A1 (ko) 유도 가열 장치 및 유도 가열 장치의 제어 방법
WO2021225376A1 (ko) 유도 가열 장치 및 유도 가열 장치의 제어 방법
WO2021201477A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑
WO2019135491A1 (ko) 간섭 소음 제거 및 출력 제어 기능이 개선된 유도 가열 장치
WO2019124797A1 (ko) 간섭 소음 제거 및 출력 제어 기능이 개선된 유도 가열 장치
WO2017023008A1 (ko) 유도 가열 장치 및 그 제어 방법
WO2021225373A1 (ko) 유도 가열 장치 및 유도 가열 장치의 제어 방법
WO2023022283A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑
WO2023120964A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑
WO2021194173A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑
WO2021210848A1 (ko) 공진형 컨버터의 보호 회로 및 그의 동작 방법
WO2023286904A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑
WO2022186422A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑
WO2022191354A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑
WO2023132416A1 (en) Induction heating type cooktop
WO2019103493A1 (ko) 조리 장치 및 그 제어방법
WO2021071076A1 (ko) 유도 가열 장치 및 유도 가열 장치의 제어 방법
WO2023249222A1 (ko) 인터리브드 승압형 역률 보상 컨버터의 디지털 제어 방법 및 그 장치
WO2022181877A1 (ko) 유도 가열 방식의 쿡탑

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21954329

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 18684311

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2021954329

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021954329

Country of ref document: EP

Effective date: 20240318