WO2023120030A1 - 電力変換器の制御装置、プログラム - Google Patents

電力変換器の制御装置、プログラム Download PDF

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    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Definitions

  • the present disclosure relates to a power converter control device.
  • Patent Document 1 there has been known an inverter control device that electrically connects a coil and a battery that constitute a rotating electric machine.
  • This control device causes alternating current to flow through the battery by causing current to flow between the coil and the battery via the inverter by switching control of the inverter.
  • Joule heat is generated in the battery, raising the temperature of the battery.
  • a main object of the present disclosure is to provide a control device and a program for a power converter that can increase the temperature rising capability of a power storage unit.
  • the present disclosure provides a chargeable/dischargeable power storage unit, a coil; a power converter that electrically connects the coil and the power storage unit;
  • a power converter control device applied to a system comprising a determination unit that determines whether or not it is necessary to raise the temperature of the power storage unit; a coil charging mode for gradually increasing the magnitude of the current flowing through the coil when the determination unit determines that the temperature of the power storage unit needs to be increased; and a mode subsequent to the coil charging mode, wherein the coil
  • the switching control of the power converter is performed so that the magnitude of the current flowing through the coil is greater than 0 while repeatedly appearing at a specified cycle including a coil discharge mode in which the magnitude of the current flowing through the coil is gradually reduced. and a temperature increase control unit that performs
  • switching control of the power converter is performed so that the magnitude of the current flowing through the coil is greater than 0 in one cycle including the coil charge mode and the coil discharge mode. Therefore, the DC component included in the current flowing through the coil can be increased, and the charge/discharge current of the power storage unit can be increased in the coil charge/discharge mode. As a result, the temperature rising capability of the power storage unit can be enhanced.
  • the DC component is increased to increase the temperature rising capability of the power storage unit, so the charging/discharging current of the power storage unit can be increased without increasing the amount of change in the current flowing through the coil. As a result, the noise level generated by the coil due to the switching control by the temperature increase control section can be suppressed.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of the control system
  • FIG. 2 is a flowchart showing the procedure of temperature rise control
  • FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit
  • FIG. 4 is a diagram showing frequency amplitude response characteristics
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a method for setting the noise tolerance
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between battery temperature and maximum chargeable/dischargeable power of the battery
  • FIG. 7 is a flowchart showing the procedure for calculating the command battery current effective value Ibatrms*.
  • FIG. 8 is a diagram showing definitions of the coil average current value Imgave and the coil current change amount ⁇ Img
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the coil average current value Imgave, the coil current change amount ⁇ Img, and the sound pressure level of noise.
  • FIG. 10 is a time chart showing changes in the d-axis current, coil current, and inverter current in the coil charge mode, freewheel mode, and coil discharge mode.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a switching pattern in the coil charging mode;
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a switching pattern in freewheeling mode;
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a switching pattern in the coil discharge mode;
  • FIG. 14 is a time chart showing changes in coil current and inverter current in one cycle including coil charge mode, freewheel mode and coil discharge mode
  • FIG. 15 is a diagram showing the relationship between the coil average current value, the coil current change amount, and the inverter current effective value
  • FIG. 16 is a diagram showing a method of setting the command current average value and the command current change amount
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the allowable noise value, the command inverter current effective value, and the command current change amount.
  • FIG. 18 is a diagram showing the relationship between the commanded inverter current effective value and the commanded average current value
  • FIG. 19 is a diagram showing the relationship between the allowable noise value and the command average current value
  • FIG. 20 is a time chart showing the transition of the coil current in one cycle including the coil charging mode, the freewheeling mode and the coil discharging mode
  • FIG. 21 is a diagram showing the relationship between the command current average value, the command current change amount, and the charging execution time
  • FIG. 22 is a diagram showing the relationship between the charging execution time, the commanded inverter frequency, and the first freewheeling execution time
  • FIG. 23 is a diagram showing the relationship between the command current average value and the discharge execution time
  • FIG. 24 is a diagram showing the relationship between the command current average value and the discharge execution time
  • FIG. 25 is a diagram showing the relationship between the discharge execution time, the commanded inverter frequency, and the second freewheel execution time
  • FIG. 26 is a diagram showing each sector and voltage vector
  • FIG. 27 is a diagram showing the relationship between voltage vectors and switching patterns
  • FIG. 28 is a diagram showing a method of generating a d-axis voltage vector when the current electrical angle belongs to sector 1
  • FIG. 29 is a diagram showing the trajectory of the dq-axis current during temperature rise control in the dq-axis current coordinate system
  • FIG. 30 is a diagram showing the relationship between vehicle speed and noise tolerance value according to another embodiment
  • FIG. 31 is a time chart showing a temperature increase control mode according to another embodiment
  • FIG. 32 is a time chart showing a temperature increase control mode according to another embodiment
  • FIG. 33 is a time chart showing a temperature increase control mode according to another embodiment
  • FIG. 34 is a time chart showing a temperature increase control mode according to another embodiment
  • FIG. 35 is a time chart showing a temperature increase control mode according to another embodiment
  • FIG. 36 is a diagram showing a power converter according to another embodiment
  • FIG. 37 is a diagram showing a power converter according to another embodiment.
  • control device of this embodiment is mounted in a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • the system includes a rotating electric machine 10 and an inverter 20 as a "power converter".
  • the rotating electric machine 10 is a brushless synchronous machine, and is a permanent magnet synchronous machine in this embodiment.
  • the rotary electric machine 10 includes a rotor (not shown) and U-, V-, and W-phase coils 11U, 11V, and 11W, which are stator windings.
  • the rotor is in power transmission with the drive wheels of the vehicle.
  • the rotary electric machine 10 is a driving power source of the vehicle.
  • the inverter 20 includes a series connection of U, V, W phase upper arm switches SUH, SVH, SWH and U, V, W phase lower arm switches SUL, SVL, SWL.
  • the first end of the coil of the rotary electric machine 10 is connected to the low potential side terminal of the upper arm switch and the high potential side terminal of the lower arm switch.
  • Second ends of the U-, V-, and W-phase coils 11U, 11V, and 11W are connected at a neutral point.
  • the U-, V-, and W-phase coils 11U, 11V, and 11W are shifted by an electrical angle of 120°.
  • the switches SUH, SUL, SVH, SVL, SWH, and SWL are voltage-controlled semiconductor switching elements, specifically IGBTs.
  • the high side terminal of the switch is the collector and the low side terminal is the emitter.
  • Freewheel diodes DUH, DUL, DVH, DVL, DWH and DWL are connected in anti-parallel to the respective switches SUH, SUL, SVH, SVL, SWH and SWL.
  • the system includes a high potential side path 22H, a low potential side path 22L, a storage battery 30 as a "storage unit", and a smoothing capacitor 24.
  • the storage battery 30 is a secondary battery such as a lithium ion storage battery or a nickel metal hydride storage battery.
  • the storage battery 30 is, for example, an assembled battery including a series connection body of a plurality of battery cells.
  • the positive terminal of the storage battery 30 is connected to the collectors of the upper arm switches SUH, SVH and SWH via the high potential side path 22H.
  • the negative terminal of the storage battery 30 is connected to the emitters of the lower arm switches SUL, SVL, SWL via the low potential side path 22L.
  • a middle portion of the high potential side path 22H and a middle portion of the low potential side path 22L are connected by a smoothing capacitor 24 .
  • the system is equipped with a cut-off switch 60 and an external charger 61.
  • the positive terminal of the storage battery 30 is connected to the positive terminal of the external charger 61 via the cutoff switch 60, and the negative terminal of the storage battery 30 is connected to the negative terminal of the external charger 61 via the cutoff switch 60.
  • the system includes a battery monitoring device 40.
  • the battery monitoring device 40 detects battery information including the terminal voltage of the storage battery 30 , the current flowing through the storage battery 30 , the temperature of the storage battery 30 , and the SOC of the storage battery 30 .
  • the system includes a current sensor 41, an angle sensor 42, an inverter temperature sensor 43 and a motor temperature sensor 44.
  • the current sensor 41 detects at least two phase currents among the phase currents flowing in the rotary electric machine 10 .
  • the angle sensor 42 detects the rotation angle (electrical angle) of the rotor of the rotary electric machine 10 .
  • Inverter temperature sensor 43 detects the temperature of inverter 20 (for example, the temperature of upper and lower arm switches).
  • the motor temperature sensor 44 detects the temperature of the rotating electric machine 10 (for example, the temperature of the coil). Detected values of the sensors 41 to 44 and the battery monitoring device 40 are input to a control device 50 provided in the system.
  • the control device 50 is mainly composed of a microcomputer 50a, and the microcomputer 50a includes a CPU.
  • the functions provided by the microcomputer 50a can be provided by software recorded in a physical memory device, a computer that executes the software, only software, only hardware, or a combination thereof.
  • the microcomputer 50a is provided by an electronic circuit that is hardware, it can be provided by a digital circuit including many logic circuits, or an analog circuit.
  • the microcomputer 50a executes a program stored in a non-transitory tangible storage medium as the storage unit 50b provided therein.
  • the program includes, for example, a program for processing shown in FIG. 2 and the like. A method corresponding to the program is executed by executing the program.
  • the storage unit 50b is, for example, a nonvolatile memory.
  • the program stored in the storage unit 50b can be updated via a network such as the Internet, such as OTA (Over The Air).
  • the control device 50 performs switching control of the switches SUH to SWL constituting the inverter 20 based on the input detection value in order to control the control amount (for example, torque) of the rotating electric machine 10 to the command value. As a result, the rotor of the rotary electric machine 10 rotates, allowing the vehicle to run.
  • the control device 50 When the vehicle stops and the rotor stops rotating, the control device 50 performs temperature increase control to increase the temperature of the storage battery 30 by switching control of the inverter 20 .
  • the temperature increase control of the present embodiment is control that enhances the temperature increase capability of the storage battery 30 while suppressing noise generated by the rotating electric machine 10 accompanying this control.
  • the temperature increase control will be described below with reference to FIG.
  • the processing shown in FIG. 2 is, for example, repeatedly executed at a predetermined control cycle.
  • step S10 the inverter command frequency finv* is set.
  • a specified cycle Tinv which is the reciprocal of the inverter command frequency finv*, is a cycle of one cycle consisting of a coil charge mode, a freewheeling mode, a coil discharging mode, and a freewheeling mode, which will be described later.
  • a method of setting the inverter command frequency finv* will be described below.
  • the inverter current Iinv (corresponding to the "switch side current"), which flows to the storage battery 30.
  • the current is assumed to be battery current Ibat, and the current flowing through the smoothing capacitor 24 is assumed to be capacitor current Ic.
  • the inverter current Iinv is positive in the direction from the connection point with the smoothing capacitor 24 to the upper arm switch, the battery current Ibat is positive in the discharge side, and the capacitor current Ic is from the high potential side path 22H to the low potential side path 22L. The direction toward is positive.
  • a circuit including the storage battery 30, the smoothing capacitor 24, the inverter 20, the high potential side path 22H and the low potential side path 22L is represented as an equivalent circuit shown in FIG.
  • inverter 20 is regarded as an alternating current source that outputs alternating current of frequency finv. 3
  • Lbat indicates the inductance of the storage battery
  • Rbat indicates the internal resistance of the storage battery
  • C indicates the capacitance of the smoothing capacitor 24.
  • the frequency response characteristic of the battery current Ibat with respect to the inverter current Iinv is expressed by the following equation (eq1), and the frequency response characteristic of the ratio of the amplitude of the battery current Ibat to the amplitude of the inverter current Iinv is expressed in FIG.
  • the amplitude ratio has a substantially constant value in a first frequency range from 0 Hz to a predetermined frequency, monotonically increases in a second frequency range following the high frequency side of the first frequency range, and increases in the second frequency range. It monotonically decreases in the third frequency range following the high frequency side.
  • inverter command frequency finv* is set to a frequency higher than 1 Hz.
  • the inverter command frequency finv* is set to a value in the frequency range fmin to fmax at which the ratio at 1 Hz of the response characteristics shown in FIG. fpk, or the resonance frequency of the response characteristics shown in FIG.
  • the noise tolerance value Smax is set.
  • the allowable noise value Smax is an allowable value for the noise level generated by the rotary electric machine 10 due to the switching control of the inverter 20 during the temperature increase control.
  • the allowable noise value Smax may be made variable based on the inverter command frequency finv* set in step S10.
  • map information of the inverter command frequency finv* and the noise tolerance value Smax defined according to the equal loudness curve may be stored in the storage unit 50b.
  • the allowable noise value Smax is set based on this map information and the inverter command frequency finv*.
  • step S12 the target temperature Tbat* (for example, 25° C.) of the storage battery 30 is acquired.
  • the target temperature Tbat* is acquired from the battery monitoring device 40 .
  • step S13 the temperature of the storage battery 30 (hereinafter, battery temperature Tbatr) is obtained from the battery monitoring device 40. Then, it is determined whether or not the obtained battery temperature Tbatr is lower than the target temperature Tbat*. When it is determined that the battery temperature Tbatr is lower than the target temperature Tbat*, temperature increase control of the storage battery 30 is executed in steps S14 to S18. Note that the process of step S13 corresponds to the “determination unit”. Further, the processing of steps S14 to S18 corresponds to the "temperature increase control unit".
  • FIG. 6 shows the relationship between the temperature of the storage battery 30, the maximum dischargeable power Woutlim of the storage battery 30, and the maximum chargeable power Winlim.
  • the maximum dischargeable power Woutlim and the maximum chargeable power Winlim depend on the temperature of the storage battery 30 and tend to decrease as the temperature decreases. Therefore, after the temperature increase control is started, the temperature increase control is continued until it is determined in step S13 that the battery temperature Tbatr has reached the target temperature Tbat*.
  • step S14 a command battery current effective value Ibatrms*, which is a command value for the current effective value to be supplied to the storage battery 30, is calculated. This calculation processing will be described below with reference to FIG.
  • step S20 the battery temperature rising power Pheat is set.
  • the battery temperature rising power Pheat is reduced to the dischargeable power Wb of the storage battery 30 (specifically, for example, the maximum discharge available power Woutlim).
  • the cutoff switch 60 is turned on and the external charger 61 and the storage battery 30 are connected and external charging is being performed, the battery temperature rising power Pheat can be combined with the dischargeable power Wb of the storage battery 30 and the external charger 61 can output. It is set to the sum with the power Wc.
  • the internal resistance Rbat of the storage battery 30 is estimated based on the battery temperature Tbatr and the SOC obtained from the battery monitoring device 40.
  • the internal resistance Rbat may be estimated based on map information that defines the internal resistance Rbat in relation to the battery temperature Tbatr and SOC.
  • the map information may be information in which the internal resistance Rbat is defined in association with the battery temperature Tbatr, the SOC, and the inverter command frequency finv*.
  • the internal resistance Rbat may be estimated based on this map information, inverter command frequency finv*, battery temperature Tbatr and SOC.
  • the command battery current effective value Ibatrms* also depends on the current frequency.
  • the command inverter current effective value Iinvrms which is the command value of the effective value of the inverter current Iinv
  • Ibatrms* the command battery current effective value Ibatrms*. * is calculated.
  • current effective value Iinvrms* is calculated.
  • step S16 the command current average value Imgave* and the command current change amount ⁇ I* are calculated.
  • the command current average value Imgave* is a command value of the time average value of the current flowing through the coil in one cycle of the temperature increase control.
  • the command current change amount ⁇ I* is a command value of the current change amount to be supplied to the coil during the execution period of the coil charging mode, which will be described later, in one cycle of the temperature increase control.
  • the command current average value Imgave* and the command current change amount ⁇ I* are obtained by using the effective value of the inverter current Iinv as the command inverter current effective value Iinvrms*, and the noise level generated by the rotating electric machine 10 due to the temperature increase control being the noise allowable value. It is determined so as not to exceed Smax.
  • a method of calculating the command current average value Imgave* and the command current change amount ⁇ I* will be described below.
  • the coil current Img is the current with the largest absolute value among the currents flowing through the phase coils 11U, 11V, and 11W in the temperature rise control.
  • Coil current Img is positive in the direction from inverter 20 to the neutral point.
  • the noise generated by the rotating electrical machine 10 due to the temperature increase control is caused by the vibration of the stator of the rotating electrical machine 10 due to the magnetic force change ⁇ generated by the change in the current flowing through the coil.
  • the magnetic force change ⁇ is determined by the product of the coil inductance Lmg and the coil current change amount ⁇ Img. Therefore, there is a positive correlation between the sound pressure level of noise and the amount of change in coil current ⁇ Img.
  • FIG. 10 shows transitions of the coil current Img, the inverter current Iinv, and the d-axis current Id flowing through the coil in each mode. Note that FIG. 10 shows the transition when the electrical angle is zero.
  • the coil charging mode is executed from time t1 to t2 in FIG.
  • the coil charging mode is a control mode in which a current flows from the smoothing capacitor 24 and the storage battery 30 to the coil via the inverter 20 (specifically, the upper arm switch of the inverter 20).
  • the upper arm switches of some of the phases are turned on, and the lower arm switches of at least one of the remaining phases are turned on.
  • the U-phase upper arm switch SUH is turned on, and the V- and W-phase lower arm switches SVL and SWL are turned on.
  • the coil charging mode is a control mode that outputs a constant d-axis voltage based on the electrical angle ⁇ detected by the angle sensor 42.
  • the absolute value of the coil current Img and the absolute value of the d-axis current Id gradually increase, and the absolute value of the inverter current Iinv and the absolute value of the coil current Img become equal.
  • the polarity of the inverter current Iinv is positive.
  • the inverter current Iinv and the coil current Img in the coil charging mode are shown shifted slightly for easy viewing.
  • the circulation mode is executed from time t2 to t3 in FIG.
  • the freewheeling mode is a control mode in which current is circulated in a circuit including a switch in one of the upper and lower arms of the inverter 20 and a coil, as shown in FIG.
  • the inverter current Iinv becomes 0 during the execution period of the freewheeling mode.
  • all phase switches forming one of the upper and lower arms of the inverter 20 are turned off, and at least one phase switch forming the other arm is turned on.
  • the upper arm switches of all phases are turned off and the lower arm switches of all phases are turned on. It should be noted that the switch of the phase through which the current flows through the freewheel diode may be turned off.
  • the output voltage of the inverter 20 becomes zero. Also, ignoring the conduction loss, the coil current Img and the d-axis current Id are constant, and the inverter current Iinv is zero.
  • the coil discharge mode is executed from time t3 to t4 in FIG.
  • the coil discharge mode is a control mode in which current flows from the coil to the smoothing capacitor 24 and the storage battery 30 via the inverter 20, as shown in FIG.
  • the upper and lower arm switches of all phases are turned off.
  • the coil discharge mode is a control mode in which a d-axis voltage having the same magnitude as the d-axis voltage in the coil charge mode and opposite polarity to the d-axis voltage in the coil charge mode is output based on the electrical angle ⁇ .
  • the absolute value of the coil current Img, the absolute value of the d-axis current Id, and the absolute value of the inverter current Iinv gradually decrease. be equal. In this case, the polarity of the inverter current Iinv becomes negative.
  • Tinv shown in FIG. 14 is the above-described specified cycle, which is the reciprocal of the inverter command frequency finv*.
  • One cycle of temperature increase control is repeatedly executed for each specified period.
  • the specified period Tinv is divided into two equal periods, the first half period and the second half period.
  • the control device 50 sequentially executes the coil charging mode and the freewheeling mode (corresponding to the "first freewheeling mode") in the first half cycle (Tinv/2).
  • the execution time of the coil charging mode is set to the charging execution time tchr
  • the execution time of the freewheeling mode is set to the first freewheeling execution time tzchr.
  • the control device 50 sequentially executes the coil discharge mode and the freewheeling mode (corresponding to the "second freewheeling mode") in the second half cycle.
  • the execution time of the coil discharge mode is set as the discharge execution time tdis
  • the execution time of the freewheeling mode is set as the second freewheeling execution time tzdis.
  • the coil current change amount ⁇ Img changes with respect to the coil average current value Imgave.
  • the charging execution time tchr and the discharging execution time tdis are expressed as tact.
  • the effective value of the inverter current Iinv (hereinafter referred to as the inverter current effective value Iinvrms) is the effective value of the coil current when the current flowing through the coil becomes the coil average current value Imgave for tact during the period of Tinv/2. Since they are equal, they are represented by the following equation (eq3).
  • the inverter current effective value Iinvrms is proportional to the product of the coil average current value Imgave and the coil current change amount ⁇ Img.
  • contour lines of the inverter current effective value Iinvrms are curves as shown in FIG. 15 .
  • FIG. 16 shows the contour lines shown in FIG. 15 and the contour lines shown in FIG. 9 in one two-dimensional area.
  • the dashed-dotted line CLsmax indicates the contour line in FIG. 9
  • the solid line CLinvrms indicates the contour line in FIG.
  • the average coil current value Imgave that defines the intersection point P of the contour lines CLsmax and CLinvrms is the average command current value Imgave*
  • the coil current change amount ⁇ Img that defines the intersection point P is the command current change amount ⁇ I*.
  • the control device 50 calculates the command current average value Imgave* and the command current change amount ⁇ I* based on the allowable noise value Smax and the command inverter current effective value Iinvrms*. Specifically, map information in which the command current average value Imgave* and the command current change amount ⁇ I* are defined in association with the allowable noise value Smax and the command inverter current effective value Iinvrms* is stored in the storage unit 50b. . The control device 50 calculates the command current average value Imgave* and the command current change amount ⁇ I * is calculated.
  • step S17 the charging execution time tchr, the first circulation execution time tzchr, the discharge execution time tdis, and the second circulation execution time tzdis in one cycle are calculated.
  • a method of calculating each time will be described below with reference to FIG.
  • ⁇ Ichr be the amount of change in the coil current Img during the charging execution time tchr from time t1 to t2 in FIG. 20, and ⁇ Izchr be the amount of change in the coil current Img during the first return execution time tzchr from time t2 to t3.
  • ⁇ Idis be the amount of change in the coil current Img during the discharge execution time tdis from time t3 to t4
  • ⁇ Izdis be the amount of change in the coil current Img during the second freewheel execution time tzdis from time t4 to t5.
  • equations (eq6) to (eq12) hold.
  • Vbat indicates the voltage across the terminals of the storage battery 30
  • Rmg indicates the resistance of the coil (specifically, the d-axis resistance)
  • Lmg indicates the inductance of the coil (specifically, the d-axis inductance).
  • the charging execution time tchr in the prescribed cycle Tinv is longer than the discharging execution time tdis. This is a setting in view of the fact that loss occurs due to current circulation in the freewheeling mode.
  • switching control of the inverter 20 is performed in order to repeat the above one cycle.
  • the d-axis voltage output by the inverter 20 is realized by adjusting the execution time of each of the two switching patterns according to the electrical angle ⁇ .
  • FIG. 26 a vector space consisting of a U-phase voltage vector (100), a V-phase voltage vector (010), and a W-phase voltage vector (001), which are shifted by 120 electrical degrees, is an electrical It is divided into six sectors of every 60° angle.
  • FIG. 27 shows switching patterns of the upper and lower arm switches of each phase when voltage vectors (110), (011) and (101) are realized in addition to voltage vectors (100), (010) and (001).
  • the d-axis voltage is realized based on the information as to which sector the current electrical angle ⁇ belongs to and two effective voltage vectors that divide the sector and have a phase difference of 60 degrees.
  • a case where the current electrical angle ⁇ belongs to sector 1 will be described below as an example.
  • the d-axis voltage vector of the inverter 20 belongs to sector 1, and the d-axis voltage vector is located at a position rotated by ⁇ counterclockwise from the voltage vector (100).
  • the d-axis voltage vector output in the coil charging mode can be realized by a composite vector of the voltage vector (100)Vt1 and the voltage vector (110)Vt2. Therefore, the d-axis voltage vector can be output by adjusting the ratio between the appearance time of the voltage vector (100) and the appearance time of the voltage vector (110) according to the electrical angle ⁇ .
  • “appearance time of (100): appearance time of (110) sin(60°- ⁇ ):sin ⁇ ”.
  • "appearance time of (100)+appearance time of (110) tchr”.
  • the d-axis voltage vector output in the coil discharge mode has a phase difference of 180 degrees from the d-axis voltage vector output in the coil charge mode. Therefore, the d-axis voltage vector output in the coil discharge mode is a vector at a position rotated counterclockwise by ⁇ from the voltage vector (011) in the sector 4, and the voltage vector (011) and the voltage vector (001) are obtained. can be realized with a composite vector of Therefore, the d-axis voltage vector can be output by adjusting the ratio between the appearance time of the voltage vector (011) and the appearance time of the voltage vector (001) according to the electrical angle ⁇ .
  • “appearance time of (011): appearance time of (001) sin (60°- ⁇ ):sin ⁇ ”.
  • “appearance time of (011)+appearance time of (001) tdis”.
  • switching control of the inverter 20 is performed so that the absolute value of the current flowing through the coil is greater than 0 in one cycle consisting of the coil charging mode, the freewheeling mode, the coil discharging mode, and the freewheeling mode. . Therefore, the DC component contained in the current flowing through the coil can be increased, and the charging/discharging current of the storage battery 30 can be increased in the coil charging/discharging mode. As a result, the temperature rising capability of the storage battery 30 can be enhanced.
  • the charge/discharge current of the storage battery 30 can be increased without increasing the amount of change in the current flowing through the coil.
  • the noise level generated in the rotary electric machine 10 due to the switching control by the temperature increase control section can be suppressed.
  • one cycle of the present embodiment includes the reflux mode. Therefore, even when the change speed of the coil current Img is high, it is possible to prevent the coil current change amount ⁇ Img in the specified period Tinv from greatly exceeding the command current change amount ⁇ I*. As a result, noise can be suppressed accurately in temperature increase control.
  • the control device 50 may perform switching control of the inverter 20 so that a stronger field current (Id>0) flows as the d-axis current in the temperature increase control.
  • FIG. 29 shows the trajectory of one cycle of the d- and q-axis currents Id and Iq in this case, and the trajectory when a field-weakening current (Id ⁇ 0) flows as the d-axis current. Even if the q-axis current flows due to some factors such as sensor detection error, control error, etc., and torque is generated, the amount of torque fluctuation in the case of strong field current is reduced It can be smaller than the torque fluctuation amount. As a result, it is possible to suppress discomfort given to the user due to the temperature increase control.
  • Information on the battery current and the inverter current used in the processing of FIGS. 2 and 7 is not limited to the current effective value, and may be, for example, the current amplitude.
  • the control device 50 may set the allowable noise value Smax to be smaller as the traveling speed Vs of the vehicle is lower. This is because the lower the travel speed Vs, the more noticeable the noise generated by the rotating electric machine 10 to the user. Note that this setting may be performed, for example, during coasting, which is coasting of the vehicle.
  • the coil charging mode, the freewheeling mode, and the coil discharging mode may be divided into N (N is an integer equal to or greater than 2).
  • FIG. 31 shows an example of splitting into two.
  • the total value of the divided charging execution times tcr1 and tcr2 should be the charging execution time tchr calculated in step S17.
  • the total value of the divided first circulation execution times tzcr1 and tzcr2 should be the first circulation execution time tzchr calculated in step S17.
  • the total value of the divided discharge execution times tds1 and tds2 should be the discharge execution time tdis calculated in step S17. Further, in the freewheeling mode following the coil discharge mode, the total value of the divided second freewheeling execution times tzds1 and tzds2 should be the second freewheeling execution time tzdis calculated in step S17.
  • a mode in which the coil charging mode and the coil discharging mode are repeated at a cycle shorter than Tinv/2 may be executed as the freewheeling mode. Even in this case, the current flowing through the coil can be maintained.
  • one cycle of the temperature increase control may not include the reflux mode, and may consist of the coil charge mode and the coil discharge mode.
  • the command current average value Imgave* may change over time.
  • 34 and 35 show an example in which one cycle shown in FIG. 33 is repeated.
  • the control device 50 repeats one cycle of temperature increase control without setting the current flowing through the coil to 0 until it determines that the battery temperature Tbatr has reached the target temperature Tbat*.
  • the control device 50 may provide a period during which the switching control of the inverter 20 is stopped and the current flowing through the coil is temporarily set to 0 between cycles of repeated temperature increase control.
  • the chargeable/dischargeable power storage unit is not limited to a storage battery, and may be, for example, a large-capacity capacitor such as an electric double layer capacitor.
  • control device 50 determines the command current average value Imgave* and the command The current change amount ⁇ I* and the like may be corrected.
  • the prescribed cycle Tinv is not limited to being set to the same period during the temperature increase control, and may be changed during the temperature increase control.
  • the prescribed period Tinv may be changed for each cycle.
  • the power converter is not limited to a multiphase inverter, and may be, for example, a full bridge circuit 70 shown in FIG. 36 or a DCDC converter 80 shown in FIG. These two configurations are described below. 36 and 37, illustration of the configuration of the control device 50 and the like shown in FIG. 1 is omitted.
  • a full bridge circuit 70 shown in FIG. 36 includes a series connection of a first upper arm switch SAH and a first lower arm switch SAL, and a series connection of a second upper arm switch SBH and a second lower arm switch SBL.
  • the switches SAH, SAL, SBH and SBL which are IGBTs, are illustrated in a simplified manner. Freewheel diodes DAH, DAL, DBH, and DBL are connected in anti-parallel to the switches SAH, SAL, SBH, and SBL.
  • Each switch SAH, SAL, SBH, SBL is switching-controlled by a control device (not shown).
  • the full bridge circuit 70 has a smoothing capacitor 71 and a coil 72 .
  • a coil 72 connects a connection point between the first upper arm switch SAH and the first lower arm switch SAL and a connection point between the second upper arm switch SBH and the second lower arm switch SBL.
  • the coil charging mode is a mode in which the first upper arm switch SAH and the second lower arm switch SBL are turned on, and the first lower arm switch SAL and the second upper arm switch SBH are turned off.
  • the freewheeling mode following the coil charging mode is a mode in which the first upper arm switch SAH among the switches SAH, SAL, SBH, and SBL is turned on, or the second lower arm switch SBL among the switches SAH, SAL, SBH, and SBL is turned on. This is the mode to turn on.
  • the coil discharge mode following the freewheeling mode is a mode in which the switches SAH, SAL, SBH and SBL are turned off.
  • the freewheeling mode following the coil discharge mode is the same as the freewheeling mode following the coil charge mode.
  • the DCDC converter 80 is a boost chopper circuit, and includes a series connection of a first upper arm switch S1H and a first lower arm switch S1L, and a series connection of a second upper arm switch S2H and a second lower arm switch S2L. ing.
  • the switches S1H, S1L, S2H and S2L which are IGBTs, are illustrated in a simplified manner. Freewheel diodes D1H, D1L, D2H and D2L are connected in anti-parallel to the respective switches S1H, S1L, S2H and S2L.
  • Each switch S1H, S1L, S2H, S2L is switching-controlled by a control device (not shown).
  • the DCDC converter 80 includes a first smoothing capacitor 81 , a second smoothing capacitor 82 , a first coil 83 and a second coil 84 .
  • the first coil 83 connects a connection point between the first upper arm switch S1H and the first lower arm switch S1L and one end of the second smoothing capacitor 82 .
  • the second coil 84 connects a connection point between the second upper arm switch S2H and the second lower arm switch S2L and one end of the second smoothing capacitor 82 .
  • the coil charging mode is a mode in which the first upper arm switch S1H and the second lower arm switch S2L are turned on, and the first lower arm switch S1L and the second upper arm switch S2H are turned off.
  • the freewheeling mode following the coil charging mode is a mode in which the first upper arm switch S1H among the switches S1H, S1L, S2H, and S2L is turned on, or the second lower arm switch S2L among the switches S1H, S1L, S2H, and S2L is turned on.
  • the coil discharge mode following the freewheeling mode is a mode in which the switches S1H, S1L, S2H and S2L are turned off.
  • the freewheeling mode following the coil discharge mode is the same as the freewheeling mode following the coil charge mode.
  • the rotating electric machine is not limited to a permanent magnet field type synchronous machine, and may be, for example, a wound field type synchronous machine having a field winding in a rotor.
  • the control device 50 may apply the q-axis voltage to the coil in addition to the d-axis voltage during the temperature increase control, and control the field current flowing through the field winding to be zero. Since the field current becomes 0, no torque is generated even if the q-axis current flows through the coil with the application of the q-axis voltage. As a result, it is possible to prevent the rotor from rotating due to the temperature increase control.
  • the rotating electric machine is not limited to a synchronous machine.
  • the vehicle is equipped with a braking device (for example, a side brake) that applies braking torque to the wheels (driving wheels) of the vehicle.
  • the control device 50 may apply the q-axis voltage to the coil in addition to the d-axis voltage on condition that the wheels are prevented from rotating by applying braking torque to the wheels by the braking device.
  • the switches of the inverter are not limited to IGBTs, and may be, for example, N-channel MOSFETs with built-in body diodes. In this case, the high potential side terminal becomes the drain and the low potential side terminal becomes the source.
  • the rotating electric machine is not limited to star-connected ones, but may be delta-connected ones.
  • the mobile object on which the system is installed is not limited to a vehicle, and may be, for example, an aircraft or a ship. Moreover, the system is not limited to being mounted on a moving object, and may be of a stationary type.
  • the controller and techniques described in this disclosure can be performed by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by a computer program; may be implemented.
  • the controller and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring the processor with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • the control units and techniques described in this disclosure can be implemented by a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may also be implemented by one or more dedicated computers configured.
  • the computer program may also be stored as computer-executable instructions on a computer-readable non-transitional tangible recording medium.
  • a chargeable/dischargeable power storage unit (30); coils (11U to 11W, 72, 83, 84); a power converter (20, 70, 80) electrically connecting the coil and the power storage unit;
  • a power converter control device (50) applied to a system comprising a determination unit that determines whether or not it is necessary to raise the temperature of the power storage unit; a coil charging mode for gradually increasing the magnitude of the current flowing through the coil when the determination unit determines that the temperature of the power storage unit needs to be increased; and a mode subsequent to the coil charging mode, wherein the coil One cycle including a coil discharge mode in which the magnitude of the current passed through the power converter gradually decreases at a specified cycle (Tinv), and the magnitude of the current passed through the coil is greater than zero a temperature rise control unit that performs switching control;
  • a power converter control device comprising: [Configuration 2] The temperature rise control unit causes one cycle including the coil charging mode, the
  • the system includes: A high-potential-side path (22H) electrically connecting the positive electrode side of the power storage unit and high-potential-side terminals of upper arm switches (SUH to SWH, SAH, SBH, S1H, S2H) constituting the power converter. and, A low potential side path (22L) electrically connecting the negative electrode side of the power storage unit and the low potential side terminals of the lower arm switches (SUL to SWL, SAL, SBL, S1L, S2L) constituting the power converter.
  • a high-potential-side path (22H) electrically connecting the positive electrode side of the power storage unit and high-potential-side terminals of upper arm switches (SUH to SWH, SAH, SBH, S1H, S2H) constituting the power converter.
  • a low potential side path (22L) electrically connecting the negative electrode side of the power storage unit and the low potential side terminals of the lower arm switches (SUL to SWL, SAL, SBL, S1L, S2L) constituting
  • a switch-side current (Iinv) is defined as a current flowing in the upper arm switch side of the high-potential-side path from a connection point with the smoothing capacitor, and the switch-side current flowing in a direction toward the upper arm switch is positive.
  • the coil charging mode is a mode in which the magnitude of the switch-side current and the magnitude of the current flowing through the coil are gradually increased while flowing the switch-side current of positive polarity
  • the freewheeling mode is a mode in which the magnitude of the current flowing through the coil is maintained while the magnitude of the switch-side current is set to 0,
  • the system includes: A high-potential-side path (22H) electrically connecting the positive electrode side of the power storage unit and high-potential-side terminals of upper arm switches (SUH to SWH, SAH, SBH, S1H, S2H) constituting the power converter. and, A low potential side path (22L) electrically connecting the negative electrode side of the power storage unit and the low potential side terminals of the lower arm switches (SUL to SWL, SAL, SBL, S1L, S2L) constituting the power converter.
  • a high-potential-side path (22H) electrically connecting the positive electrode side of the power storage unit and high-potential-side terminals of upper arm switches (SUH to SWH, SAH, SBH, S1H, S2H) constituting the power converter.
  • a low potential side path (22L) electrically connecting the negative electrode side of the power storage unit and the low potential side terminals of the lower arm switches (SUL to SWL, SAL, SBL, S1L, S2L) constituting
  • the specified period is defined by the frequency characteristics of a circuit including the power storage unit, the smoothing capacitor, the power converter, the high potential side path, and the low potential side path, and the connection of the high potential side path to the smoothing capacitor.
  • Any one of configurations 1 to 3, wherein the ratio of the current (Ibat) flowing in the power storage unit to the current (Iinv) flowing in the upper arm switch side of the point is set to a period corresponding to a frequency range exceeding 1. 3.
  • the power converter control device according to 1.
  • the system includes: A high-potential-side path (22H) electrically connecting the positive electrode side of the power storage unit and high-potential-side terminals of upper arm switches (SUH to SWH, SAH, SBH, S1H, S2H) constituting the power converter. and, A low potential side path (22L) electrically connecting the negative electrode side of the power storage unit and the low potential side terminals of the lower arm switches (SUL to SWL, SAL, SBL, S1L, S2L) constituting the power converter.
  • a high-potential-side path (22H) electrically connecting the positive electrode side of the power storage unit and high-potential-side terminals of upper arm switches (SUH to SWH, SAH, SBH, S1H, S2H) constituting the power converter.
  • a low potential side path (22L) electrically connecting the negative electrode side of the power storage unit and the low potential side terminals of the lower arm switches (SUL to SWL, SAL, SBL, S1L, S2L) constituting
  • the frequency characteristic of the high potential side path is higher than the connection point with the smoothing capacitor.
  • the ratio of the current (Ibat) flowing through the power storage unit to the current (Iinv) flowing through the arm switch becomes a substantially constant value in the first frequency range from 0 Hz to a predetermined frequency, and increases toward the high frequency side of the first frequency range.
  • the power converter control device according to any one of configurations 1 to 3, wherein the prescribed period is set to a period corresponding to a frequency range in which the ratio is greater than the ratio at 1 Hz of the frequency characteristic.
  • the coils (11U to 11W) are coils constituting a rotating electric machine (10),
  • the power converter control device according to any one of configurations 1 to 5, wherein the temperature increase control unit performs the switching control so that the rotating electric machine does not generate torque due to the current flowing through the coil.
  • a command current average value (Imgave*) that is a command value of the time average value of the current flowing through the coil when the coil charging mode and the coil discharging mode are repeated, and the amount of change in the current flowing through the coil in the coil charging mode
  • a storage unit (50b) that stores information in which the command current change amount ( ⁇ I*), which is the command value of the current information, and the noise tolerance value are associated
  • the temperature rise control unit calculates the command current average value and the command current change amount based on the current information acquired by the acquisition unit and the storage information of the storage unit, and calculates the command current average
  • the power converter control device according to configuration 9, wherein the switching control is performed based on the value and the command current change amount.
  • a chargeable/dischargeable power storage unit (30); coils (11U to 11W, 72, 83, 84); a power converter (20, 70, 80) electrically connecting the coil and the power storage unit; a computer (50a); In a program applied to a system with to the computer; a process of determining whether or not it is necessary to raise the temperature of the power storage unit; When it is determined that the temperature of the power storage unit needs to be raised, a coil charging mode for gradually increasing the magnitude of the current flowing through the coil, and a mode after the coil charging mode in which the current flowing through the coil is reduced. A process of performing switching control of the power converter so that the magnitude of the current flowing through the coil is greater than 0 while repeating one cycle including a coil discharge mode that gradually decreases in magnitude at a specified cycle; program to run.

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Abstract

充放電可能な蓄電部（３０）と、コイル（１１Ｕ～１１Ｗ，７２，８３，８４）と、コイルと蓄電部とを電気的に接続する電力変換器（２０，７０，８０）と、を備えるシステムに適用される電力変換器の制御装置（５０）は、蓄電部の昇温が必要であるか否かを判定する判定部と、判定部により蓄電部の昇温が必要であると判定された場合、コイルに流す電流の大きさを漸増させるコイル充電モードと、コイル充電モードの後のモードであって、コイルに流す電流の大きさを漸減させるコイル放電モードとを含む１サイクルを規定周期で繰り返し出現させつつ、コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように電力変換器のスイッチング制御を行う昇温制御部と、を備える。

Description

電力変換器の制御装置、プログラム 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２１年１２月２４日に出願された日本出願番号２０２１－２１０９７２号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、電力変換器の制御装置に関する。
　従来、特許文献１に記載されているように、回転電機を構成するコイルとバッテリとを電気的に接続するインバータの制御装置が知られている。この制御装置は、インバータのスイッチング制御によってインバータを介してコイルとバッテリとの間に電流を行き来させることにより、バッテリに交流電流を流す。これにより、バッテリでジュール熱が発生し、バッテリを昇温させる。
特許第５８４９９１７号公報
　特許文献１に記載の制御方法では、コイルに流れる電流の絶対値が周期的に０となり、バッテリの昇温能力が不十分となり得る。このように、バッテリ等の蓄電部の昇温能力を高めることについては、未だ改善の余地を残すものとなっている。
　本開示は、蓄電部の昇温能力を高めることができる電力変換器の制御装置及びプログラムを提供することを主たる目的とする。
　本開示は、充放電可能な蓄電部と、
　コイルと、
　前記コイルと前記蓄電部とを電気的に接続する電力変換器と、
を備えるシステムに適用される電力変換器の制御装置において、
　前記蓄電部の昇温が必要であるか否かを判定する判定部と、
　前記判定部により前記蓄電部の昇温が必要であると判定された場合、前記コイルに流す電流の大きさを漸増させるコイル充電モードと、該コイル充電モードの後のモードであって、前記コイルに流す電流の大きさを漸減させるコイル放電モードとを含む１サイクルを規定周期で繰り返し出現させつつ、前記コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように前記電力変換器のスイッチング制御を行う昇温制御部と、を備える。
　本開示では、コイル充電モード及びコイル放電モードを含む１サイクルにおいてコイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように電力変換器のスイッチング制御が行われる。このため、コイルに流れる電流に含まれる直流成分を大きくすることができ、コイル充放電モードにおいて蓄電部の充放電電流を増加させることができる。その結果、蓄電部の昇温能力を高めることができる。
　また、本開示では、上記直流成分を大きくして蓄電部の昇温能力を高めているため、コイルに流れる電流変化量を大きくすることなく、蓄電部の充放電電流を増加させることができる。これにより、昇温制御部によるスイッチング制御に伴いコイル発生する騒音レベルを抑制することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、制御システムの全体構成図であり、 図２は、昇温制御の手順を示すフローチャートであり、 図３は、等価回路を示す図であり、 図４は、周波数振幅応答特性を示す図であり、 図５は、騒音許容値の設定方法の一例を示す図であり、 図６は、電池温度及び電池の最大充放電可能電力の関係を示す図であり、 図７は、指令電池電流実効値Ｉｂａｔｒｍｓ＊の算出処理の手順を示すフローチャートであり、 図８は、コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅ及びコイル電流変化量ΔＩｍｇの定義を示す図であり、 図９は、コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅ、コイル電流変化量ΔＩｍｇ及び騒音の音圧レベルの関係を示す図であり、 図１０は、コイル充電モード、還流モード及びコイル放電モードにおけるｄ軸電流、コイル電流及びインバータ電流の推移を示すタイムチャートであり、 図１１は、コイル充電モードにおけるスイッチングパターンの一例を示す図であり、 図１２は、還流モードにおけるスイッチングパターンの一例を示す図であり、 図１３は、コイル放電モードにおけるスイッチングパターンの一例を示す図であり、 図１４は、コイル充電モード、還流モード及びコイル放電モードを含む１サイクルにおけるコイル電流及びインバータ電流の推移を示すタイムチャートであり、 図１５は、コイル平均電流値、コイル電流変化量及びインバータ電流実効値の関係を示す図であり、 図１６は、指令電流平均値及び指令電流変化量の設定方法を示す図であり、 図１７は、騒音許容値及び指令インバータ電流実効値と指令電流変化量との関係を示す図であり、 図１８は、指令インバータ電流実効値と指令平均電流値との関係を示す図であり、 図１９は、騒音許容値と指令平均電流値との関係を示す図であり、 図２０は、コイル充電モード、還流モード及びコイル放電モードを含む１サイクルにおけるコイル電流の推移を示すタイムチャートであり、 図２１は、指令電流平均値及び指令電流変化量と充電実行時間との関係を示す図であり、 図２２は、充電実行時間及び指令インバータ周波数と第１還流実行時間との関係を示す図であり、 図２３は、指令電流平均値と放電実行時間との関係を示す図であり、 図２４は、指令電流平均値と放電実行時間との関係を示す図であり、 図２５は、放電実行時間及び指令インバータ周波数と第２還流実行時間との関係を示す図であり、 図２６は、各セクタ及び電圧ベクトルを示す図であり、 図２７は、電圧ベクトルとスイッチングパターンとの関係を示す図であり、 図２８は、現在の電気角がセクタ１に属する場合のｄ軸電圧ベクトルの生成方法を示す図であり、 図２９は、ｄｑ軸電流座標系における昇温制御中のｄｑ軸電流の軌跡を示す図であり、 図３０は、その他の実施形態に係る車速と騒音許容値との関係を示す図であり、 図３１は、その他の実施形態に係る昇温制御態様を示すタイムチャートであり、 図３２は、その他の実施形態に係る昇温制御態様を示すタイムチャートであり、 図３３は、その他の実施形態に係る昇温制御態様を示すタイムチャートであり、 図３４は、その他の実施形態に係る昇温制御態様を示すタイムチャートであり、 図３５は、その他の実施形態に係る昇温制御態様を示すタイムチャートであり、 図３６は、その他の実施形態に係る電力変換器を示す図であり、 図３７は、その他の実施形態に係る電力変換器を示す図である。
　以下、本開示に係る制御装置を具体化した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態の制御装置は、電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載されている。
　図１に示すように、システムは、回転電機１０、及び「電力変換器」としてのインバータ２０を備えている。回転電機１０は、ブラシレスの同期機であり、本実施形態では永久磁石同期機である。回転電機１０は、図示しないロータと、ステータ巻線であるＵ，Ｖ，Ｗ相コイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗとを備えている。ロータは、車両の駆動輪と動力伝達可能になっている。つまり、回転電機１０は、車両の走行動力源である。
　インバータ２０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵＨ，ＳＶＨ，ＳＷＨと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵＬ，ＳＶＬ，ＳＷＬとの直列接続体を備えている。各相において、上アームスイッチの低電位側端子及び下アームスイッチの高電位側端子には、回転電機１０のコイルの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端は、中性点で接続されている。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは、電気角で１２０°ずつずれている。
　本実施形態において、各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬは、電圧制御形の半導体スイッチング素子であり、具体的にはＩＧＢＴである。このため、スイッチの高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬには、フリーホイールダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが逆並列接続されている。
　システムは、高電位側経路２２Ｈ、低電位側経路２２Ｌ、「蓄電部」としての蓄電池３０、及び平滑コンデンサ２４を備えている。蓄電池３０は、リチウムイオン蓄電池又はニッケル水素蓄電池等の二次電池である。蓄電池３０は、例えば、複数の電池セルの直列接続体を備える組電池である。蓄電池３０の正極端子には、高電位側経路２２Ｈを介して各上アームスイッチＳＵＨ，ＳＶＨ，ＳＷＨのコレクタに接続されている。蓄電池３０の負極端子には、低電位側経路２２Ｌを介して各下アームスイッチＳＵＬ，ＳＶＬ，ＳＷＬのエミッタに接続されている。高電位側経路２２Ｈの中間部と低電位側経路２２Ｌの中間部とは、平滑コンデンサ２４により接続されている。
　システムは、遮断スイッチ６０及び外部充電器６１を備えている。外部充電器６１の正極側には、遮断スイッチ６０を介して蓄電池３０の正極端子が接続され、外部充電器６１の負極側には、遮断スイッチ６０を介して蓄電池３０の負極端子が接続されている。
　システムは、電池監視装置４０を備えている。電池監視装置４０は、蓄電池３０の端子間電圧、蓄電池３０に流れる電流、蓄電池３０の温度及び蓄電池３０のＳＯＣを含む電池情報を検出する。
　システムは、電流センサ４１、角度センサ４２、インバータ温度センサ４３及びモータ温度センサ４４を備えている。電流センサ４１は、回転電機１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。角度センサ４２は、回転電機１０のロータの回転角（電気角）を検出する。インバータ温度センサ４３は、インバータ２０の温度（例えば、上，下アームスイッチの温度）を検出する。モータ温度センサ４４は、回転電機１０の温度（例えば、コイルの温度）を検出する。各センサ４１～４４及び電池監視装置４０の検出値は、システムが備える制御装置５０に入力される。
　制御装置５０は、マイコン５０ａを主体として構成され、マイコン５０ａは、ＣＰＵを備えている。マイコン５０ａが提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェアおよびそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、マイコン５０ａがハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、マイコン５０ａは、自身が備える記憶部５０ｂとしての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、図２等に示す処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部５０ｂは、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部５０ｂに記憶されるプログラムは、ＯＴＡ（Over The Air）等、インターネット等のネットワークを介して更新可能である。
　制御装置５０は、回転電機１０の制御量（例えばトルク）を指令値に制御すべく、入力された検出値に基づいて、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御を行う。これにより、回転電機１０のロータが回転し、車両を走行させることができる。
　制御装置５０は、車両が停車してロータの回転が停止している場合、インバータ２０のスイッチング制御により蓄電池３０を昇温させる昇温制御を行う。本実施形態の昇温制御は、この制御に伴い回転電機１０が発生する騒音を抑制しつつ、蓄電池３０の昇温能力を高めた制御である。以下、図２を用いて、昇温制御について説明する。図２に示す処理は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。
　ステップＳ１０では、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊を設定する。インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊の逆数である規定周期Ｔｉｎｖは、後述するコイル充電モード、還流モード、コイル放電モード及び還流モードからなる１サイクルの周期である。以下、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊の設定方法について説明する。
　図１に示すように、高電位側経路２２Ｈのうち、平滑コンデンサ２４との接続点よりも上アームスイッチ側に流れる電流をインバータ電流Ｉｉｎｖ（「スイッチ側電流」に相当）とし、蓄電池３０に流れる電流を電池電流Ｉｂａｔとし、平滑コンデンサ２４に流れる電流をコンデンサ電流Ｉｃとする。インバータ電流Ｉｉｎｖは、平滑コンデンサ２４との接続点から上アームスイッチへと向かう方向を正とし、電池電流Ｉｂａｔは放電側を正とし、コンデンサ電流Ｉｃは高電位側経路２２Ｈから低電位側経路２２Ｌへと向かう方向を正とする。蓄電池３０、平滑コンデンサ２４、インバータ２０、高電位側経路２２Ｈ及び低電位側経路２２Ｌを含む回路は、図３に示す等価回路として表される。等価回路において、インバータ２０は、周波数ｆｉｎｖの交流電流を出力する交流電流源とみなされる。図３において、Ｌｂａｔは蓄電池３０のインダクタンスを示し、Ｒｂａｔは蓄電池３０の内部抵抗を示し、Ｃは平滑コンデンサ２４の静電容量を示す。
　この場合において、インバータ電流Ｉｉｎｖに対する電池電流Ｉｂａｔの周波数応答特性は下式（ｅｑ１）で表され、インバータ電流Ｉｉｎｖの振幅に対する電池電流Ｉｂａｔの振幅の比率の周波数応答特性は図４で表される。なお、下式（ｅｑ１）において、「ω＝２π×ｆｉｎｖ」であり、ｊは虚数である。この特性において、振幅の比率は、０Ｈｚから所定周波数までの第１周波数範囲において略一定の値となり、第１周波数範囲の高周波数側に続く第２周波数範囲において単調増加し、第２周波数範囲の高周波数側に続く第３周波数範囲において単調減少する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ステップＳ１０において、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊を、１Ｈｚよりも高い周波数に設定する。望ましくは、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊を、図４に示す応答特性の１Ｈｚにおける比率よりも大きい比率となる周波数範囲ｆｍｉｎ～ｆｍａｘの値、さらに望ましくは、図４に示す応答特性の最大値をとる周波数ｆｐｋ、又は図４に示す応答特性の共振周波数に設定する。
　図２の説明に戻り、ステップＳ１１では、騒音許容値Ｓｍａｘを設定する。騒音許容値Ｓｍａｘは、昇温制御時におけるインバータ２０のスイッチング制御に伴い回転電機１０が発生する騒音レベルの許容値である。
　なお、騒音許容値Ｓｍａｘを、ステップＳ１０で設定したインバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊に基づいて可変としてもよい。この場合、例えば、図５に示すように、等ラウドネス曲線に従って規定されたインバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊及び騒音許容値Ｓｍａｘのマップ情報が記憶部５０ｂに記憶されていてもよい。このマップ情報と、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊とに基づいて、騒音許容値Ｓｍａｘを設定する。
　図２の説明に戻り、ステップＳ１２では、蓄電池３０の目標温度Ｔｂａｔ＊（例えば２５℃）を取得する。例えば、電池監視装置４０から目標温度Ｔｂａｔ＊を取得する。
　ステップＳ１３では、電池監視装置４０から蓄電池３０の温度（以下、電池温度Ｔｂａｔｒ）を取得する。そして、取得した電池温度Ｔｂａｔｒが目標温度Ｔｂａｔ＊未満であるか否かを判定する。電池温度Ｔｂａｔｒが目標温度Ｔｂａｔ＊未満であると判定した場合には、ステップＳ１４～Ｓ１８において蓄電池３０の昇温制御を実行する。なお、ステップＳ１３の処理が「判定部」に相当する。また、ステップＳ１４～S１８の処理が「昇温制御部」に相当する。
　図６に、蓄電池３０の温度、蓄電池３０の最大放電可能電力Ｗｏｕｔｌｉｍ及び最大充電可能電力Ｗｉｎｌｉｍの関係を示す。最大放電可能電力Ｗｏｕｔｌｉｍ及び最大充電可能電力Ｗｉｎｌｉｍは、蓄電池３０の温度に依存し、温度が低いほど小さくなる傾向にある。このため、昇温制御が開始された後、ステップＳ１３において電池温度Ｔｂａｔｒが目標温度Ｔｂａｔ＊に到達したと判定されるまで昇温制御が継続される。
　先の図２の説明に戻り、ステップＳ１４では、蓄電池３０に流す電流実効値の指令値である指令電池電流実効値Ｉｂａｔｒｍｓ＊の算出処理を行う。以下、図７を用いて、この算出処理について説明する。
　ステップＳ２０では、電池昇温電力Ｐｈｅａｔを設定する。本実施形態では、遮断スイッチ６０がオフされて外部充電器６１が蓄電池３０と接続されていない場合、電池昇温電力Ｐｈｅａｔを、蓄電池３０の放電可能電力Ｗｂ（具体的には例えば、上記最大放電可能電力Ｗｏｕｔｌｉｍ）に設定する。一方、遮断スイッチ６０がオンされ、外部充電器６１と蓄電池３０とが接続されて外部充電中の場合、電池昇温電力Ｐｈｅａｔを、蓄電池３０の放電可能電力Ｗｂと、外部充電器６１の出力可能電力Ｗｃとの和に設定する。
　ステップＳ２１では、電池監視装置４０から取得した電池温度Ｔｂａｔｒ及びＳＯＣに基づいて、蓄電池３０の内部抵抗Ｒｂａｔを推定する。例えば、電池温度Ｔｂａｔｒ及びＳＯＣと関係付けられて内部抵抗Ｒｂａｔが規定されたマップ情報に基づいて、内部抵抗Ｒｂａｔを推定してもよい。
　なお、内部抵抗Ｒｂａｔは、蓄電池３０に流れる電流の周波数に応じて変化する。このため、上記マップ情報は、電池温度Ｔｂａｔｒ、ＳＯＣ及びインバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊と関係付けられて内部抵抗Ｒｂａｔが規定された情報であってもよい。この場合、このマップ情報、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊、電池温度Ｔｂａｔｒ及びＳＯＣに基づいて内部抵抗Ｒｂａｔを推定すればよい。
　ステップＳ２２では、設定した電池昇温電力Ｐｈｅａｔと、推定した内部抵抗Ｒｂａｔとに基づいて、指令電池電流実効値Ｉｂａｔｒｍｓ＊を算出する。具体的には、「電力＝抵抗×電流＾２」の関係があることに鑑み、下式（ｅｑ２）に基づいて指令電池電流実効値Ｉｂａｔｒｍｓ＊を算出すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　なお、ステップＳ２１の演算処理において内部抵抗Ｒｂａｔに電流周波数の依存性を持たせる場合、指令電池電流実効値Ｉｂａｔｒｍｓ＊も電流周波数に依存する。
　先の図２の説明に戻り、続くステップＳ１５では、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊と、指令電池電流実効値Ｉｂａｔｒｍｓ＊とに基づいて、インバータ電流Ｉｉｎｖの実効値の指令値である指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊を算出する。詳しくは、図４に示す応答特性において、ステップＳ１４で算出した指令電池電流実効値Ｉｂａｔｒｍｓ＊を分子とした場合、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊に対応する縦軸の値を実現する分母の値を指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊として算出する。これにより、蓄電池３０と回転電機１０のコイルとの間でやりとりされる電流量を極力小さくしつつ、蓄電池３０の昇温能力を高めることができる。
　ステップＳ１６では、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊と、指令電流変化量ΔＩ＊とを算出する。指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊は、昇温制御の１サイクルにおいてコイルに流す電流の時間平均値の指令値である。指令電流変化量ΔＩ＊は、昇温制御の１サイクルのうち、後述するコイル充電モードの実行期間においてコイルに流す電流変化量の指令値である。指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊及び指令電流変化量ΔＩ＊は、インバータ電流Ｉｉｎｖの実効値を指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊として、かつ、昇温制御に伴い回転電機１０の発生する騒音レベルが騒音許容値Ｓｍａｘを超えないように定められる。以下、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊及び指令電流変化量ΔＩ＊の算出方法について説明する。
　図８において、コイル電流Ｉｍｇは、昇温制御において各相コイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに流れる電流のうち、絶対値が最も大きい電流である。コイル電流Ｉｍｇは、インバータ２０から中性点へと向かう方向を正とする。コイル電流Ｉｍｇの時間平均値をコイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅとし、コイル電流Ｉｍｇの変化量をコイル電流変化量ΔＩｍｇとする。
　昇温制御に伴い回転電機１０が発生する騒音は、コイルに流れる電流変化により生成される磁力変化Δφに起因して、回転電機１０のステータが振動することで発生する。磁力変化Δφは、コイルのインダクタンスＬｍｇと、コイル電流変化量ΔＩｍｇとの積によって決まる。このため、騒音の音圧レベルと、コイル電流変化量ΔＩｍｇとの間には正の相関がある。
　一方、コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅの絶対値が増加することにより、コイルが磁気飽和する。これにより、コイルのインダクタンスＬｍｇが若干減少する。このため、コイル電流変化量ΔＩｍｇが同じであっても、コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅの絶対値が大きいほど、騒音の音圧レベルは低くなる。したがって、騒音の音圧レベルは、「ΔＩｍｇ／Ｉｍｇａｖｅ」と相関する。コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅ及びコイル電流変化量ΔＩｍｇで規定される２次元領域において、音圧レベルの等高線を表すと、図９に示すような曲線となる。
　続いて、昇温制御の１サイクルを構成する制御モードについて説明する。制御モードは、コイル充電モード、還流モード及びコイル放電モードである。図１０に、各モードにおけるコイル電流Ｉｍｇ、インバータ電流Ｉｉｎｖ及びコイルに流れるｄ軸電流Ｉｄの推移を示す。なお、図１０は、電気角が０の場合の推移を示す。
　図１０の時刻ｔ１～ｔ２においてコイル充電モードが実行される。コイル充電モードは、図１１に示すように、平滑コンデンサ２４及び蓄電池３０からインバータ２０（詳しくは、インバータ２０の上アームスイッチ）を介してコイルへと電流を流す制御モードである。コイル充電モードでは、各相のうち、一部の相の上アームスイッチがオンされ、残りの相の少なくとも１相の下アームスイッチがオンされる。図１１に示す例では、Ｕ相上アームスイッチＳＵＨがオンされ、Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＶＬ，ＳＷＬがオンされている。
　コイル充電モードは、角度センサ４２により検出された電気角θに基づいて一定のｄ軸電圧を出力する制御モードである。この場合、図１０に示すように、コイル電流Ｉｍｇの絶対値及びｄ軸電流Ｉｄの絶対値が漸増し、インバータ電流Ｉｉｎｖの絶対値とコイル電流Ｉｍｇの絶対値とが等しくなる。この場合において、インバータ電流Ｉｉｎｖの極性は正となる。なお、図１０では、コイル充電モードにおけるインバータ電流Ｉｉｎｖとコイル電流Ｉｍｇとを、見やすくするために少しずらして図示している。
　図１０の時刻ｔ２～ｔ３において還流モードが実行される。還流モードは、図１２に示すように、インバータ２０の上，下アームのうち一方のアームのスイッチと、コイルとを含む回路に電流を循環させる制御モードである。還流モードの実行期間においては、インバータ電流Ｉｉｎｖが０になる。還流モードでは、インバータ２０の上，下アームのうち、一方のアームを構成する全相のスイッチがオフされ、他方のアームを構成する少なくとも１相のスイッチがオンされる。図１２に示す例では、全相の上アームスイッチがオフされ、全相の下アームスイッチがオンされている。なお、フリーホイールダイオードに電流が流れる相のスイッチはオフにされていてもよい。
　還流モードでは、インバータ２０の出力電圧が０となる。また、導通損失を無視すると、コイル電流Ｉｍｇ及びｄ軸電流Ｉｄが一定になり、インバータ電流Ｉｉｎｖが０になる。
　図１０の時刻ｔ３～ｔ４においてコイル放電モードが実行される。コイル放電モードは、図１３に示すように、コイルからインバータ２０を介して平滑コンデンサ２４及び蓄電池３０へと電流を流す制御モードである。本実施形態のコイル放電モードでは、全相の上，下アームスイッチがオフされる。
　コイル放電モードは、電気角θに基づいて、コイル充電モードにおけるｄ軸電圧と同じ大きさであってかつコイル充電モードにおけるｄ軸電圧とは逆極性のｄ軸電圧を出力する制御モードである。この場合、図１０に示すように、コイル電流Ｉｍｇの絶対値、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値及びインバータ電流Ｉｉｎｖの絶対値が漸減し、インバータ電流Ｉｉｎｖの絶対値とコイル電流Ｉｍｇの絶対値とが等しくなる。この場合において、インバータ電流Ｉｉｎｖの極性は負となる。
　本実施形態では、コイル充電モード及びコイル放電モードにおいて、ｄ，ｑ軸電圧のうちｄ軸電圧のみが出力される。これにより、コイルにｑ軸電流が流れるのを防止し、昇温制御中にロータが回転することを防止できる。
　図１４を用いて、昇温制御の１サイクルについてより詳しく説明する。図１４に示すＴｉｎｖは、上述した規定周期であり、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊の逆数である。規定周期毎に昇温制御の１サイクルが繰り返し実行される。ここで、規定周期Ｔｉｎｖを前半周期及び後半周期に２等分する。制御装置５０は、前半周期（Ｔｉｎｖ／２）において、コイル充電モード及び還流モード（「第１還流モード」に相当）を順次実行する。前半周期のうち、コイル充電モードの実行時間を充電実行時間ｔｃｈｒとし、還流モードの実行時間を第１還流実行時間ｔｚｃｈｒとする。制御装置５０は、後半周期において、コイル放電モード及び還流モード（「第２還流モード」に相当）を順次実行する。後半周期のうち、コイル放電モードの実行時間を放電実行時間ｔｄｉｓとし、還流モードの実行時間を第２還流実行時間ｔｚｄｉｓとする。
　この場合において、コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅに対してコイル電流変化量ΔＩｍｇだけ電流変動が発生しているとする。また、充電実行時間ｔｃｈｒ，放電実行時間ｔｄｉｓをｔａｃｔとして表す。この場合、インバータ電流Ｉｉｎｖの実効値（以下、インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ）は、コイルに流れる電流が、Ｔｉｎｖ／２の期間のうちｔａｃｔだけコイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅとなるときにおけるコイル電流の実効値に等しいため、下式（ｅｑ３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、コイルに印加される電圧ＶとコイルのインダクタンスＬｍｇとの間に「ΔＩ＝Ｖ／Ｌｍｇ×ｔ」の関係がある。このため、ｔａｃｔとコイル電流変化量ΔＩｍｇは、下式（ｅｑ４）に示すように比例関係にある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　このため、下式（ｅｑ５）に示すように、インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓは、コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅとコイル電流変化量ΔＩｍｇとの積に比例する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　したがって、コイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅ及びコイル電流変化量ΔＩｍｇで規定される２次元領域において、インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓの等高線を表すと、図１５に示すような曲線となる。
　図１５に示す等高線と、図９に示す等高線とを１つの上記２次元領域に示すと、図１６のようになる。図１６において、一点鎖線ＣＬｓｍａｘは図９の等高線を示し、実線ＣＬｉｎｖｒｍｓは図１５の等高線を示す。騒音許容値Ｓｍａｘが決まると、等高線ＣＬｓｍａｘが決まり、インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓが決まると、等高線ＣＬｉｎｖｒｍｓが決まる。この場合、２次元領域において、等高線ＣＬｓｍａｘ，ＣＬｉｎｖｒｍｓの交点Ｐを規定するコイル平均電流値Ｉｍｇａｖｅが指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊となり、交点Ｐを規定するコイル電流変化量ΔＩｍｇが指令電流変化量ΔＩ＊となる。
　つまり、制御装置５０は、騒音許容値Ｓｍａｘ及び指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊に基づいて、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊及び指令電流変化量ΔＩ＊を算出する。具体的には、騒音許容値Ｓｍａｘ及び指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊と関係付けられて指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊及び指令電流変化量ΔＩ＊が規定されたマップ情報が記憶部５０ｂに記憶されている。制御装置５０は、このマップ情報と、ステップＳ１１で設定した騒音許容値Ｓｍａｘと、ステップＳ１５で算出した指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊とに基づいて、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊及び指令電流変化量ΔＩ＊を算出する。
　図１７に示すように、騒音許容値Ｓｍａｘ及び指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊が大きいほど、指令電流変化量ΔＩ＊を大きく設定する。また、図１８に示すように、指令インバータ電流実効値Ｉｉｎｖｒｍｓ＊が大きいほど、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊を大きく設定する。また、図１９に示すように、騒音許容値Ｓｍａｘが大きいほど、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊を小さく設定する。
　先の図２の説明に戻り、続くステップＳ１７では、１サイクルにおける充電実行時間ｔｃｈｒ、第１還流実行時間ｔｚｃｈｒ、放電実行時間ｔｄｉｓ及び第２還流実行時間ｔｚｄｉｓを算出する。以下、図２０を参照しつつ、各時間の算出方法について説明する。
　図２０の時刻ｔ１～ｔ２の充電実行時間ｔｃｈｒにおけるコイル電流Ｉｍｇの変化量をΔＩｃｈｒとし、時刻ｔ２～ｔ３の第１還流実行時間ｔｚｃｈｒにおけるコイル電流Ｉｍｇの変化量をΔＩｚｃｈｒとする。また、時刻ｔ３～ｔ４の放電実行時間ｔｄｉｓにおけるコイル電流Ｉｍｇの変化量をΔＩｄｉｓとし、時刻ｔ４～ｔ５の第２還流実行時間ｔｚｄｉｓにおけるコイル電流Ｉｍｇの変化量をΔＩｚｄｉｓとする。この場合、下式（ｅｑ６）～（ｅｑ１２）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　上式において、Ｖｂａｔは蓄電池３０の端子間電圧を示し、Ｒｍｇはコイルの抵抗（詳しくはｄ軸抵抗）を示し、Ｌｍｇはコイルのインダクタンス（詳しくはｄ軸インダクタンス）を示す。上式から、下式（ｅｑ１３）～（ｅｑ１６）が導かれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　上式（ｅｑ１３）に鑑み、図２１に示すように、指令電流変化量ΔＩ＊及び指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊が大きいほど、充電実行時間ｔｃｈｒを長くする。また、電池監視装置４０から取得した蓄電池３０の端子間電圧Ｖｂａｔｒが高いほど、充電実行時間ｔｃｈｒを短くする。
　上式（ｅｑ１４）に鑑み、図２２に示すように、充電実行時間ｔｃｈｒが長かったり、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊が高かったりするほど、第１還流実行時間ｔｚｃｈｒを短くする。
　上式（ｅｑ１５）に鑑み、図２３に示すように、指令電流変化量ΔＩ＊が大きいほど、放電実行時間ｔｄｉｓを長くする。また、図２４に示すように、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊が大きいほど、放電実行時間ｔｄｉｓを短くする。また、蓄電池３０の端子間電圧Ｖｂａｔｒが高いほど、放電実行時間ｔｄｉｓを短くする。
　上式（ｅｑ１６）に鑑み、図２５に示すように、放電実行時間ｔｄｉｓが長かったり、インバータ指令周波数ｆｉｎｖ＊が高かったりするほど、第２還流実行時間ｔｚｄｉｓを短くする。
　本実施形態では、規定周期Ｔｉｎｖにおける充電実行時間ｔｃｈｒが放電実行時間ｔｄｉｓよりも長い。これは、還流モードにおける電流の循環によって損失が発生することに鑑みた設定である。
　先の図２の説明に戻り、続くステップＳ１８では、ステップＳ１６で算出した指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊及び指令電流変化量ΔＩ＊と、ステップＳ１７で算出した各時間ｔｃｈｒ，ｔｚｃｈｒ，ｔｄｉｓ，ｔｚｄｉｓ、電気角θとに基づいて、上記１サイクルを繰り返すためにインバータ２０のスイッチング制御を行う。この際、コイル充電モード及びコイル放電モードにおいて、インバータ２０が出力するｄ軸電圧を、電気角θに応じて、２つのスイッチングパターンそれぞれの実行時間を調節することにより実現する。
　詳しくは、図２６に示すように、電気角で１２０度ずれたＵ相の電圧ベクトル（１００）、Ｖ相の電圧ベクトル（０１０）及びＷ相の電圧ベクトル（００１）からなるベクトル空間が、電気角６０°ごとの６つのセクタに分けられている。電圧ベクトル（１００），（０１０），（００１）に加え、電圧ベクトル（１１０），（０１１），（１０１）を実現する場合における各相上，下アームスイッチのスイッチングパターンを図２７に示す。
　現在の電気角θがどのセクタに属するかの情報と、そのセクタを区画してかつ６０度の位相差を有する２つの有効電圧ベクトルとに基づいて、ｄ軸電圧を実現する。以下、現在の電気角θがセクタ１に属する場合を例にして説明する。
　インバータ２０のｄ軸電圧ベクトルがセクタ１に属しており、電圧ベクトル（１００）から反時計回りにθだけ回転した位置にｄ軸電圧ベクトルがあるとする。コイル充電モードにおいて出力するｄ軸電圧ベクトルは、図２８に示すように、電圧ベクトル（１００）Ｖｔ１と電圧ベクトル（１１０）Ｖｔ２との合成ベクトルで実現できる。このため、電気角θに応じて、電圧ベクトル（１００）の出現時間と電圧ベクトル（１１０）の出現時間との比率を調整することにより、ｄ軸電圧ベクトルを出力可能である。ここで、「（１００）の出現時間：（１１０）の出現時間＝ｓｉｎ（６０°－θ）：ｓｉｎθ」である。また、「（１００）の出現時間＋（１１０）の出現時間＝ｔｃｈｒ」である。
　一方、コイル放電モードにおいて出力するｄ軸電圧ベクトルは、コイル充電モードにおいて出力されるｄ軸電圧ベクトルと１８０度の位相差を有する。このため、コイル放電モードにおいて出力するｄ軸電圧ベクトルは、セクタ４において電圧ベクトル（０１１）よりも反時計回りにθだけ回転した位置のベクトルとなり、電圧ベクトル（０１１）と電圧ベクトル（００１）との合成ベクトルで実現できる。このため、電気角θに応じて、電圧ベクトル（０１１）の出現時間と電圧ベクトル（００１）の出現時間との比率を調整することにより、ｄ軸電圧ベクトルを出力可能である。ここで、「（０１１）の出現時間：（００１）の出現時間＝ｓｉｎ（６０°－θ）：ｓｉｎθ」である。また、「（０１１）の出現時間＋（００１）の出現時間＝ｔｄｉｓ」である。
　以上詳述した本実施形態では、コイル充電モード、還流モード、コイル放電モード及び還流モードからなる１サイクルにおいてコイルに流れる電流の絶対値が０よりも大きくなるようにインバータ２０のスイッチング制御が行われる。このため、コイルに流れる電流に含まれる直流成分を大きくすることができ、コイル充放電モードにおいて蓄電池３０の充放電電流を増加させることができる。その結果、蓄電池３０の昇温能力を高めることができる。
　また、上記直流成分を大きくして蓄電池３０の昇温能力を高めているため、コイルに流れる電流変化量を大きくすることなく、蓄電池３０の充放電電流を増加させることができる。これにより、昇温制御部によるスイッチング制御に伴い回転電機１０で発生する騒音レベルを抑制することができる。
　このように、本実施形態によれば、騒音を抑制しつつ、蓄電池３０を迅速に昇温させることができる。
　コイル充放電モードにおいてコイル電流Ｉｍｇの変化速度が高い場合、規定周期Ｔｉｎｖにおけるコイル電流変化量ΔＩｍｇが指令電流変化量ΔＩ＊を大きく超える懸念がある。この点、本実施形態の１サイクルには還流モードが含まれている。このため、コイル電流Ｉｍｇの変化速度が高い場合であっても、規定周期Ｔｉｎｖにおけるコイル電流変化量ΔＩｍｇが指令電流変化量ΔＩ＊を大きく超えることを防止できる。その結果、昇温制御において的確に騒音を抑制することができる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・制御装置５０は、昇温制御において、ｄ軸電流として強め界磁電流（Ｉｄ＞０）を流すようにインバータ２０のスイッチング制御を行ってもよい。この場合におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの１サイクルの軌跡と、ｄ軸電流として弱め界磁電流（Ｉｄ＜０）を流す場合の軌跡とを図２９に示す。センサの検出誤差や制御誤差等ｍ、何等かの要因でｑ軸電流が流れてしまいトルクが発生する場合であっても、強め界磁電流の場合におけるトルク変動量を弱め界磁電流の場合におけるトルク変動量よりも小さくできる。その結果、昇温制御に伴いユーザに与える不快感を抑制できる。
　・図２，図７の処理において用いられる電池電流及びインバータ電流の情報としては、電流実効値に限らず、例えば電流振幅であってもよい。
　・図３０に示すように、制御装置５０は、車両の走行速度Ｖｓが低いほど、騒音許容値Ｓｍａｘを小さく設定してもよい。これは、走行速度Ｖｓが低いほど、回転電機１０が発生する騒音がユーザにとって顕著になるためである。なお、この設定は、例えば、車両の惰性走行であるコースティング中に実施されてもよい。
　・１サイクルにおいて、コイル充電モード、還流モード及びコイル放電モードがＮ（Ｎは２以上の整数）分割されてもよい。図３１には、２分割される例を示す。この場合、コイル充電モードにおいて、分割された充電実行時間ｔｃｒ１，ｔｃｒ２の合計値がステップＳ１７で算出された充電実行時間ｔｃｈｒであればよい。また、コイル充電モードに続く還流モードにおいて、分割された第１還流実行時間ｔｚｃｒ１，ｔｚｃｒ２の合計値がステップＳ１７で算出された第１還流実行時間ｔｚｃｈｒであればよい。一方、コイル放電モードにおいて、分割された放電実行時間ｔｄｓ１，ｔｄｓ２の合計値がステップＳ１７で算出された放電実行時間ｔｄｉｓであればよい。また、コイル放電モードに続く還流モードにおいて、分割された第２還流実行時間ｔｚｄｓ１，ｔｚｄｓ２の合計値がステップＳ１７で算出された第２還流実行時間ｔｚｄｉｓであればよい。
　・図３２に示すように、還流モードとして、コイル充電モード及びコイル放電モードがＴｉｎｖ／２よりも短い周期で繰り返されるモードが実行されてもよい。この場合であっても、コイルに流す電流を維持することはできる。
　・図３３に示すように、昇温制御の１サイクルに還流モードが含まれず、１サイクルがコイル充電モード及びコイル放電モードからなっていてもよい。
　・上記各実施形態において、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊は時間とともに変化し得る。なお、図３４及び図３５には、図３３に示した１サイクルが繰り返される例を示す。
　・上記実施形態では、制御装置５０は、電池温度Ｔｂａｔｒが目標温度Ｔｂａｔ＊に到達したと判定するまで、コイルに流れる電流を０にすることなく、昇温制御の１サイクルを繰り返したがこれに限らない。例えば、制御装置５０は、繰り返される昇温制御のサイクルの合間に、インバータ２０のスイッチング制御を停止してコイルに流す電流を一時的に０にする期間を設けてもよい。
　・充放電可能な蓄電部は、蓄電池に限らず、例えば、電気二重層コンデンサ等、大容量のコンデンサであってもよい。
　・内部抵抗Ｒｂａｔやｄ軸インダクタンスが温度依存性を有することに鑑み、制御装置５０は、インバータ温度センサ４３及びモータ温度センサ４４の少なくとも一方の検出値に基づいて、指令電流平均値Ｉｍｇａｖｅ＊及び指令電流変化量ΔＩ＊等を補正してもよい。
　・規定周期Ｔｉｎｖは、昇温制御中において同じ期間に設定されることに限らず、昇温制御中において変更されてもよい。例えば、規定周期Ｔｉｎｖは１サイクル毎に変更されてもよい。
　・電力変換器としては多相インバータに限らず、例えば、図３６に示すフルブリッジ回路７０や、図３７に示すＤＣＤＣコンバータ８０であってもよい。以下、これら２つの構成について説明する。なお、図３６及び図３７において、先の図１に示した制御装置５０等の構成の図示を省略している。
　図３６に示すフルブリッジ回路７０は、第１上アームスイッチＳＡＨ及び第１下アームスイッチＳＡＬの直列接続体と、第２上アームスイッチＳＢＨ及び第２下アームスイッチＳＢＬの直列接続体とを備えている。図３６では、ＩＧＢＴである各スイッチＳＡＨ，ＳＡＬ，ＳＢＨ，ＳＢＬを簡略化して図示している。各スイッチＳＡＨ，ＳＡＬ，ＳＢＨ，ＳＢＬには、フリーホイールダイオードＤＡＨ，ＤＡＬ，ＤＢＨ，ＤＢＬが逆並列接続されている。各スイッチＳＡＨ，ＳＡＬ，ＳＢＨ，ＳＢＬは、図示しない制御装置によりスイッチング制御される。
　フルブリッジ回路７０は、平滑コンデンサ７１及びコイル７２を備えている。コイル７２は、第１上アームスイッチＳＡＨ及び第１下アームスイッチＳＡＬの接続点と、第２上アームスイッチＳＢＨ及び第２下アームスイッチＳＢＬの接続点とを接続する。
　制御装置により実行される昇温制御の一例について説明する。昇温制御の１サイクルにおいて、コイル充電モードは、第１上アームスイッチＳＡＨ及び第２下アームスイッチＳＢＬをオンし、第１下アームスイッチＳＡＬ及び第２上アームスイッチＳＢＨをオフするモードである。コイル充電モードに続く還流モードは、各スイッチＳＡＨ，ＳＡＬ，ＳＢＨ，ＳＢＬのうち第１上アームスイッチＳＡＨをオンするモード、又は各スイッチＳＡＨ，ＳＡＬ，ＳＢＨ，ＳＢＬのうち第２下アームスイッチＳＢＬをオンするモードである。還流モードに続くコイル放電モードは、各スイッチＳＡＨ，ＳＡＬ，ＳＢＨ，ＳＢＬをオフするモードである。コイル放電モードに続く還流モードは、コイル充電モードに続く還流モードと同じである。以上説明した１サイクルが繰り返されることにより、昇温制御に伴いコイル７２で発生する騒音を抑制しつつ、蓄電池３０を迅速に昇温させることができる。
　続いて、図３７に示すＤＣＤＣコンバータ８０について説明する。ＤＣＤＣコンバータ８０は、昇圧チョッパ回路であり、第１上アームスイッチＳ１Ｈ及び第１下アームスイッチＳ１Ｌの直列接続体と、第２上アームスイッチＳ２Ｈ及び第２下アームスイッチＳ２Ｌの直列接続体とを備えている。図３７では、ＩＧＢＴである各スイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌを簡略化して図示している。各スイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌには、フリーホイールダイオードＤ１Ｈ，Ｄ１Ｌ，Ｄ２Ｈ，Ｄ２Ｌが逆並列接続されている。各スイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌは、図示しない制御装置によりスイッチング制御される。
　ＤＣＤＣコンバータ８０は、第１平滑コンデンサ８１、第２平滑コンデンサ８２、第１コイル８３及び第２コイル８４を備えている。第１コイル８３は、第１上アームスイッチＳ１Ｈ及び第１下アームスイッチＳ１Ｌの接続点と、第２平滑コンデンサ８２の一端とを接続する。第２コイル８４は、第２上アームスイッチＳ２Ｈ及び第２下アームスイッチＳ２Ｌの接続点と、第２平滑コンデンサ８２の一端とを接続する。
　制御装置により実行される昇温制御の一例について説明する。図３７の第１コイル８３及び第２コイル８４の直列接続体を、図３６のコイル７２とみなすことができる。昇温制御の１サイクルにおいて、コイル充電モードは、第１上アームスイッチＳ１Ｈ及び第２下アームスイッチＳ２Ｌをオンし、第１下アームスイッチＳ１Ｌ及び第２上アームスイッチＳ２Ｈをオフするモードである。コイル充電モードに続く還流モードは、各スイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌのうち第１上アームスイッチＳ１Ｈをオンするモード、又は各スイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌのうち第２下アームスイッチＳ２Ｌをオンするモードである。還流モードに続くコイル放電モードは、各スイッチＳ１Ｈ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｈ，Ｓ２Ｌをオフするモードである。コイル放電モードに続く還流モードは、コイル充電モードに続く還流モードと同じである。以上説明した１サイクルが繰り返されることにより、昇温制御に伴い第１，第２コイル８３，８４で発生する騒音を抑制しつつ、蓄電池３０を迅速に昇温させることができる。なお、図３６及び図３７で説明した昇温制御の１サイクルから還流モードを除いてもよい。
　・回転電機としては、永久磁石界磁型の同期機に限らず、例えば、ロータに界磁巻線を備える巻線界磁型の同期機であってもよい。この場合、制御装置５０は、昇温制御中において、ｄ軸電圧に加えてｑ軸電圧をコイルに印加しつつ、界磁巻線に流す界磁電流を０にする制御を行ってもよい。界磁電流が０になるため、ｑ軸電圧の印加に伴いコイルにｑ軸電流が流れたとしても、トルクが発生しない。その結果、昇温制御に伴いロータが回転することを防止できる。また、回転電機としては、同期機に限らない。
　・車両の車輪（駆動輪）に制動トルクを付与する制動装置（例えばサイドブレーキ）が車両に備えられる。制御装置５０は、制動装置により車輪に制動トルクが付与されて車輪が回転しないようにされていることを条件として、ｄ軸電圧に加えてｑ軸電圧をコイルに印加してもよい。
　・インバータのスイッチは、ＩＧＢＴに限らず、例えば、ボディダイオードを内蔵したＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。この場合、高電位側端子はドレインとなり、低電位側端子はソースとなる。
　・回転電機としては、星形結線のものに限らず、デルタ結線のものであってもよい。
　・システムが搭載される移動体としては、車両に限らず、例えば、航空機又は船舶であってもよい。また、システムは、移動体に搭載されるものに限らず、定置式のものであってもよい。
　・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
　以下、上述した各実施形態から抽出される特徴的な構成を記載する。
［構成１］
　充放電可能な蓄電部（３０）と、
　コイル（１１Ｕ～１１Ｗ，７２，８３，８４）と、
　前記コイルと前記蓄電部とを電気的に接続する電力変換器（２０，７０，８０）と、
を備えるシステムに適用される電力変換器の制御装置（５０）において、
　前記蓄電部の昇温が必要であるか否かを判定する判定部と、
　前記判定部により前記蓄電部の昇温が必要であると判定された場合、前記コイルに流す電流の大きさを漸増させるコイル充電モードと、該コイル充電モードの後のモードであって、前記コイルに流す電流の大きさを漸減させるコイル放電モードとを含む１サイクルを規定周期（Ｔｉｎｖ）で繰り返し出現させつつ、前記コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように前記電力変換器のスイッチング制御を行う昇温制御部と、
を備える電力変換器の制御装置。
［構成２］
　前記昇温制御部は、前記コイル充電モード、前記コイルに流す電流の大きさを維持する還流モード、及び前記コイル放電モードを含む１サイクルを前記規定周期で繰り返し出現させつつ、前記１サイクルにおいて前記コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように前記スイッチング制御を行い、
　前記規定周期における前記コイル充電モードの実行時間（ｔｃｈｒ）が前記コイル放電モードの実行時間（ｔｄｉｓ）よりも長い、構成１に記載の電力変換器の制御装置。
［構成３］
　前記システムは、
　前記蓄電部の正極側と、前記電力変換器を構成する上アームスイッチ（ＳＵＨ～ＳＷＨ，ＳＡＨ，ＳＢＨ，Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ）の高電位側端子とを電気的に接続する高電位側経路（２２Ｈ）と、
　前記蓄電部の負極側と、前記電力変換器を構成する下アームスイッチ（ＳＵＬ～ＳＷＬ，ＳＡＬ，ＳＢＬ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ）の低電位側端子とを電気的に接続する低電位側経路（２２Ｌ）と、
　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する平滑コンデンサ（２４，７１，８１）と、を備え、
　前記高電位側経路のうち前記平滑コンデンサとの接続点よりも前記上アームスイッチ側を流れる電流をスイッチ側電流（Ｉｉｎｖ）とし、前記上アームスイッチ側へと向かう方向に流れる前記スイッチ側電流を正とする場合、前記コイル充電モードは、正極性の前記スイッチ側電流を流しつつ、前記スイッチ側電流の大きさと、前記コイルに流す電流の大きさとを漸増させるモードであり、
　前記還流モードは、前記スイッチ側電流の大きさを０にしつつ、前記コイルに流す電流の大きさを維持するモードであり、
　前記コイル放電モードは、負極性の前記スイッチ側電流を流しつつ、前記スイッチ側電流の大きさと、前記コイルに流す電流の大きさとを漸減させるモードである、構成２に記載の電力変換器の制御装置。
［構成４］
　前記システムは、
　前記蓄電部の正極側と、前記電力変換器を構成する上アームスイッチ（ＳＵＨ～ＳＷＨ，ＳＡＨ，ＳＢＨ，Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ）の高電位側端子とを電気的に接続する高電位側経路（２２Ｈ）と、
　前記蓄電部の負極側と、前記電力変換器を構成する下アームスイッチ（ＳＵＬ～ＳＷＬ，ＳＡＬ，ＳＢＬ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ）の低電位側端子とを電気的に接続する低電位側経路（２２Ｌ）と、
　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する平滑コンデンサ（２４，７１，８１）と、を備え、
　前記規定周期は、前記蓄電部、前記平滑コンデンサ、前記電力変換器、前記高電位側経路及び前記低電位側経路を含む回路の周波数特性において、前記高電位側経路のうち前記平滑コンデンサとの接続点よりも前記上アームスイッチ側を流れる電流（Ｉｉｎｖ）に対する前記蓄電部に流れる電流（Ｉｂａｔ）の比率が１を超える周波数範囲に対応する周期に設定されている、構成１～３のいずれか１つに記載の電力変換器の制御装置。
［構成５］
　前記システムは、
　前記蓄電部の正極側と、前記電力変換器を構成する上アームスイッチ（ＳＵＨ～ＳＷＨ，ＳＡＨ，ＳＢＨ，Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ）の高電位側端子とを電気的に接続する高電位側経路（２２Ｈ）と、
　前記蓄電部の負極側と、前記電力変換器を構成する下アームスイッチ（ＳＵＬ～ＳＷＬ，ＳＡＬ，ＳＢＬ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ）の低電位側端子とを電気的に接続する低電位側経路（２２Ｌ）と、
　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する平滑コンデンサ（２４，７１，８１）と、を備え、
　前記蓄電部、前記平滑コンデンサ、前記電力変換器、前記高電位側経路及び前記低電位側経路を含む回路の周波数特性において、前記高電位側経路のうち前記平滑コンデンサとの接続点よりも前記上アームスイッチ側を流れる電流（Ｉｉｎｖ）に対する前記蓄電部に流れる電流（Ｉｂａｔ）の比率は、０Ｈｚから所定周波数までの第１周波数範囲において略一定の値となり、該第１周波数範囲の高周波数側に続く第２周波数範囲において単調増加し、該第２周波数範囲の高周波数側に続く第３周波数範囲において単調減少し、
　前記規定周期は、前記周波数特性の１Ｈｚにおける前記比率よりも大きい前記比率となる周波数範囲に対応する周期に設定されている、構成１～３のいずれか１つに記載の電力変換器の制御装置。
［構成６］
　前記コイル（１１Ｕ～１１Ｗ）は、回転電機（１０）を構成するコイルであり、
　前記昇温制御部は、前記コイルに流れる電流によって前記回転電機がトルクを発生しないように前記スイッチング制御を行う、構成１～５のいずれか１つに記載の電力変換器の制御装置。
［構成７］
　前記昇温制御部は、ｄ軸電流及びｑ軸電流のうちｄ軸電流を前記コイルに流すように前記スイッチング制御を行う、構成６に記載の電力変換器の制御装置。
［構成８］
　前記昇温制御部は、ｄ軸電流として強め界磁電流を流すように前記スイッチング制御を行う、構成６又は７に記載の電力変換器の制御装置。
［構成９］
　前記昇温制御部は、前記昇温制御部による前記スイッチング制御に伴い発生する騒音レベルが騒音許容値（Ｓｍａｘ）を超えないように、前記１サイクルにおける前記コイルの電流変化量を設定する、構成１～８のいずれか１つに記載の電力変換器の制御装置。
［構成１０］
　前記蓄電部から前記電力変換器へと流れる電流実効値又は電流振幅の情報である電流情報を取得する取得部と、
　前記コイル充電モード及び前記コイル放電モードが繰り返される場合において前記コイルに流す電流の時間平均値の指令値である指令電流平均値（Ｉｍｇａｖｅ＊）、前記コイル充電モードにおいて前記コイルに流す電流の変化量の指令値である指令電流変化量（ΔＩ＊）、前記電流情報並びに前記騒音許容値が関係付けられた情報を記憶する記憶部（５０ｂ）と、を備え、
　前記昇温制御部は、前記取得部により取得した前記電流情報と、前記記憶部の記憶情報とに基づいて、前記指令電流平均値及び前記指令電流変化量を算出し、算出した前記指令電流平均値及び前記指令電流変化量に基づいて前記スイッチング制御を行う、構成９に記載の電力変換器の制御装置。
［構成１１］
　充放電可能な蓄電部（３０）と、
　コイル（１１Ｕ～１１Ｗ，７２，８３，８４）と、
　前記コイルと前記蓄電部とを電気的に接続する電力変換器（２０，７０，８０）と、
　コンピュータ（５０ａ）と、
を備えるシステムに適用されるプログラムにおいて、
　前記コンピュータに、
　前記蓄電部の昇温が必要であるか否かを判定する処理と、
　前記蓄電部の昇温が必要であると判定された場合、前記コイルに流す電流の大きさを漸増させるコイル充電モードと、該コイル充電モードの後のモードであって、前記コイルに流す電流の大きさを漸減させるコイル放電モードとを含む１サイクルを規定周期で繰り返し出現させつつ、前記コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように前記電力変換器のスイッチング制御を行う処理と、
を実行させるプログラム。

Claims (11)

  1. 　充放電可能な蓄電部（３０）と、
    　コイル（１１Ｕ～１１Ｗ，７２，８３，８４）と、
    　前記コイルと前記蓄電部とを電気的に接続する電力変換器（２０，７０，８０）と、
    を備えるシステムに適用される電力変換器の制御装置（５０）において、
    　前記蓄電部の昇温が必要であるか否かを判定する判定部と、
    　前記判定部により前記蓄電部の昇温が必要であると判定された場合、前記コイルに流す電流の大きさを漸増させるコイル充電モードと、該コイル充電モードの後のモードであって、前記コイルに流す電流の大きさを漸減させるコイル放電モードとを含む１サイクルを規定周期（Ｔｉｎｖ）で繰り返し出現させつつ、前記コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように前記電力変換器のスイッチング制御を行う昇温制御部と、
    を備える電力変換器の制御装置。
  2. 　前記昇温制御部は、前記コイル充電モード、前記コイルに流す電流の大きさを維持する還流モード、及び前記コイル放電モードを含む１サイクルを前記規定周期で繰り返し出現させつつ、前記１サイクルにおいて前記コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように前記スイッチング制御を行い、
    　前記規定周期における前記コイル充電モードの実行時間（ｔｃｈｒ）が前記コイル放電モードの実行時間（ｔｄｉｓ）よりも長い、請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
  3. 　前記システムは、
    　前記蓄電部の正極側と、前記電力変換器を構成する上アームスイッチ（ＳＵＨ～ＳＷＨ，ＳＡＨ，ＳＢＨ，Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ）の高電位側端子とを電気的に接続する高電位側経路（２２Ｈ）と、
    　前記蓄電部の負極側と、前記電力変換器を構成する下アームスイッチ（ＳＵＬ～ＳＷＬ，ＳＡＬ，ＳＢＬ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ）の低電位側端子とを電気的に接続する低電位側経路（２２Ｌ）と、
    　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する平滑コンデンサ（２４，７１，８１）と、を備え、
    　前記高電位側経路のうち前記平滑コンデンサとの接続点よりも前記上アームスイッチ側を流れる電流をスイッチ側電流（Ｉｉｎｖ）とし、前記上アームスイッチ側へと向かう方向に流れる前記スイッチ側電流を正とする場合、前記コイル充電モードは、正極性の前記スイッチ側電流を流しつつ、前記スイッチ側電流の大きさと、前記コイルに流す電流の大きさとを漸増させるモードであり、
    　前記還流モードは、前記スイッチ側電流の大きさを０にしつつ、前記コイルに流す電流の大きさを維持するモードであり、
    　前記コイル放電モードは、負極性の前記スイッチ側電流を流しつつ、前記スイッチ側電流の大きさと、前記コイルに流す電流の大きさとを漸減させるモードである、請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
  4. 　前記システムは、
    　前記蓄電部の正極側と、前記電力変換器を構成する上アームスイッチ（ＳＵＨ～ＳＷＨ，ＳＡＨ，ＳＢＨ，Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ）の高電位側端子とを電気的に接続する高電位側経路（２２Ｈ）と、
    　前記蓄電部の負極側と、前記電力変換器を構成する下アームスイッチ（ＳＵＬ～ＳＷＬ，ＳＡＬ，ＳＢＬ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ）の低電位側端子とを電気的に接続する低電位側経路（２２Ｌ）と、
    　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する平滑コンデンサ（２４，７１，８１）と、を備え、
    　前記規定周期は、前記蓄電部、前記平滑コンデンサ、前記電力変換器、前記高電位側経路及び前記低電位側経路を含む回路の周波数特性において、前記高電位側経路のうち前記平滑コンデンサとの接続点よりも前記上アームスイッチ側を流れる電流（Ｉｉｎｖ）に対する前記蓄電部に流れる電流（Ｉｂａｔ）の比率が１を超える周波数範囲に対応する周期に設定されている、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
  5. 　前記システムは、
    　前記蓄電部の正極側と、前記電力変換器を構成する上アームスイッチ（ＳＵＨ～ＳＷＨ，ＳＡＨ，ＳＢＨ，Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ）の高電位側端子とを電気的に接続する高電位側経路（２２Ｈ）と、
    　前記蓄電部の負極側と、前記電力変換器を構成する下アームスイッチ（ＳＵＬ～ＳＷＬ，ＳＡＬ，ＳＢＬ，Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ）の低電位側端子とを電気的に接続する低電位側経路（２２Ｌ）と、
    　前記高電位側経路と前記低電位側経路とを電気的に接続する平滑コンデンサ（２４，７１，８１）と、を備え、
    　前記蓄電部、前記平滑コンデンサ、前記電力変換器、前記高電位側経路及び前記低電位側経路を含む回路の周波数特性において、前記高電位側経路のうち前記平滑コンデンサとの接続点よりも前記上アームスイッチ側を流れる電流（Ｉｉｎｖ）に対する前記蓄電部に流れる電流（Ｉｂａｔ）の比率は、０Ｈｚから所定周波数までの第１周波数範囲において略一定の値となり、該第１周波数範囲の高周波数側に続く第２周波数範囲において単調増加し、該第２周波数範囲の高周波数側に続く第３周波数範囲において単調減少し、
    　前記規定周期は、前記周波数特性の１Ｈｚにおける前記比率よりも大きい前記比率となる周波数範囲に対応する周期に設定されている、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御装置。
  6. 　前記コイル（１１Ｕ～１１Ｗ）は、回転電機（１０）を構成するコイルであり、
    　前記昇温制御部は、前記コイルに流れる電流によって前記回転電機がトルクを発生しないように前記スイッチング制御を行う、請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
  7. 　前記昇温制御部は、ｄ軸電流及びｑ軸電流のうちｄ軸電流を前記コイルに流すように前記スイッチング制御を行う、請求項６に記載の電力変換器の制御装置。
  8. 　前記昇温制御部は、ｄ軸電流として強め界磁電流を流すように前記スイッチング制御を行う、請求項６又は７に記載の電力変換器の制御装置。
  9. 　前記昇温制御部は、前記昇温制御部による前記スイッチング制御に伴い発生する騒音レベルが騒音許容値（Ｓｍａｘ）を超えないように、前記１サイクルにおける前記コイルの電流変化量を設定する、請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
  10. 　前記蓄電部から前記電力変換器へと流れる電流実効値又は電流振幅の情報である電流情報を取得する取得部と、
    　前記コイル充電モード及び前記コイル放電モードが繰り返される場合において前記コイルに流す電流の時間平均値の指令値である指令電流平均値（Ｉｍｇａｖｅ＊）、前記コイル充電モードにおいて前記コイルに流す電流の変化量の指令値である指令電流変化量（ΔＩ＊）、前記電流情報並びに前記騒音許容値が関係付けられた情報を記憶する記憶部（５０ｂ）と、を備え、
    　前記昇温制御部は、前記取得部により取得した前記電流情報と、前記記憶部の記憶情報とに基づいて、前記指令電流平均値及び前記指令電流変化量を算出し、算出した前記指令電流平均値及び前記指令電流変化量に基づいて前記スイッチング制御を行う、請求項９に記載の電力変換器の制御装置。
  11. 　充放電可能な蓄電部（３０）と、
    　コイル（１１Ｕ～１１Ｗ，７２，８３，８４）と、
    　前記コイルと前記蓄電部とを電気的に接続する電力変換器（２０，７０，８０）と、
    　コンピュータ（５０ａ）と、
    を備えるシステムに適用されるプログラムにおいて、
    　前記コンピュータに、
    　前記蓄電部の昇温が必要であるか否かを判定する処理と、
    　前記蓄電部の昇温が必要であると判定された場合、前記コイルに流す電流の大きさを漸増させるコイル充電モードと、該コイル充電モードの後のモードであって、前記コイルに流す電流の大きさを漸減させるコイル放電モードとを含む１サイクルを規定周期で繰り返し出現させつつ、前記コイルに流す電流の大きさが０よりも大きくなるように前記電力変換器のスイッチング制御を行う処理と、
    を実行させるプログラム。
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