WO2023170968A1 - 等化方法、等化装置及び受信システム - Google Patents

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洋輔 藤野
誓治 大森
勇弥 伊藤
美春 大岩
亮太 奥村
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    • H04L2025/03636—Algorithms using least mean square [LMS]

Definitions

  • the present invention relates to an equalization method, an equalization device, and a receiving system.
  • a multi-reception channel type adaptive equalizer is sometimes used (see, for example, Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2).
  • This adaptive equalizer is called a multi-channel DFE (Decision feedback equalizer).
  • This adaptive equalizer includes a FIR (Finite Impulse Response) filter for each reception channel.
  • the adaptive equalizer performs waveform equalization by combining output values obtained by FIR filter calculation for each reception channel across all reception channels. Furthermore, the adaptive equalizer calculates the error between the equalizer output obtained by the above-mentioned equalization process and the desired signal (or provisional decision value).
  • the adaptive equalizer adaptively adjusts the coefficients of the FIR filter based on this error using an adaptive algorithm such as LMS (least mean square) or RLS (recursive least square). Control. This causes the adaptive equalizer to follow variations in multipath strength and arrival direction that occur within a data frame.
  • the adaptive equalizer includes a DPLL (Digital Phase-Lock Loop) inside.
  • the adaptive equalizer uses a DPLL to adaptively compensate for Doppler frequency fluctuations caused by external factors such as ship rocking.
  • a conventional multi-channel DFE DPLL detects the amount of phase lead (or delay) based on a comparison between the phase of the output value of the FIR filter provided in each receiving channel and the phase of the desired signal, and then converts the detected phase amount to Smooth using a loop filter. As a result, fluctuations in the Doppler frequency of each reception channel are estimated and compensated for by correcting the phase of the reception signal. Since DPLL is implemented completely independently for each receiving channel, it operates without problems even if the Doppler frequency fluctuations of each receiving channel are different.
  • the phase detection accuracy is low.
  • SINR signal-to-interference-plus-noise ratio
  • An operational environment with low SINR per receiving channel is, for example, MIMO (Multiple Input Multiple Output) transmission, or input SNR (Signal to Noise ratio) due to the long transmission distance. transmission when the phase noise is low, when the phase noise is large due to the equipment, or when there is a lot of external noise such as impulsive noise. If the Doppler frequency cannot be estimated correctly, equalizer control will fail and demodulation performance will deteriorate.
  • an object of the present invention is to provide an equalization method, an equalization device, and a receiving system that can improve demodulation performance in an environment where the influence of noise is large.
  • signals received by each of the elements are inputted from one or more subarrays consisting of a set of a plurality of elements having a strong correlation with Doppler frequency transition, and the received signal is added to the received signal.
  • the equalization device inputs a received signal by each of the elements from one or more subarrays consisting of a set of multiple elements having a strong correlation with Doppler frequency transition, and adds the received signal to the received signal.
  • a phase rotation unit that performs phase rotation processing on a phase rotation amount calculated for the subarray to which the element that received the received signal belongs; an equalization unit that performs equalization processing on the received signal subjected to the phase rotation processing; , a calculation unit that averages the phase amounts of the received signals by the elements belonging to the sub-array, and calculates the phase rotation amount for performing phase compensation by the phase rotation processing using the averaged phase amount; , is provided.
  • a receiving system includes one or more subarrays each consisting of a set of a plurality of elements having a strong correlation with Doppler frequency transitions, and a received signal by each of the elements, to which the element receiving the received signal belongs.
  • a phase rotation unit that performs phase rotation processing on the amount of phase rotation calculated for the subarray; an equalization unit that performs equalization processing on the received signal that has been subjected to the phase rotation processing; and, for each of the subarrays, the elements belonging to the subarray.
  • a calculation unit that calculates the phase rotation amount for performing phase compensation by the phase rotation processing using the averaged phase amount.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a receiving array according to an embodiment of the present invention. It is a figure which shows the example of installation of the subarray by the same embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing the configuration of an equalizer according to the same embodiment. It is a figure showing experimental specifications. It is a diagram showing an experimental system.
  • FIG. 3 is a diagram showing experimental results. 1 is a diagram showing the configuration of a conventional equalizer; FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of an equalizer 90 using a conventional technique.
  • Equalizer 90 is a multi-channel DFE.
  • the number of reception channels of the equalizer 90 is N (N is an integer of 2 or more).
  • the signal input to the equalizer 90 is, for example, a sound wave received by an array of N receivers arranged in a row.
  • Equalizer 90 receives input signals for each channel.
  • the n-th channel will be described as channel ch(n), and the input signal of channel ch(n) will be described as input R(n).
  • n is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to N.
  • the equalizer 90 includes N phase rotation units 91, N FF filters (FF-filters) 92, an adder 93, and an FB-filter (FB-filter) 94. It has an acquisition section 95, an error calculation section 96, an adaptive algorithm section 97, and N DPLLs 98.
  • the phase rotation unit 91, FF filter 92, and DPLL 98 corresponding to channel ch(n) will be referred to as a phase rotation unit 91-n, an FF filter 92-n, and a DPLL 98-n, respectively.
  • the phase rotation unit 91-n performs phase rotation processing on the input R(n).
  • the FF filter 92-n performs FF filter processing on the input R(n) that has been subjected to the phase rotation processing, and outputs a waveform-equalized signal p k,n . k is the sample number.
  • the adder 93 combines signals p k,1 to p k,N that have been individually processed for each channel ch(1) to ch(N).
  • the adder 93 may also combine the output q k of the FB filter 94 in addition to the signals p k,1 to p k,N . This synthesis is shown by the following equation (1).
  • the combined signal y k is the equalizer output.
  • subscript k represents the kth sample output after the equalizer 90 operates. represents.
  • the acquisition unit 95 obtains a desired signal d k corresponding to the equalizer output y k by performing symbol determination on the equalizer output y k or by reading out previously stored training data.
  • the equalizer output y k can also be considered as an estimated value obtained when the desired signal d k is transmitted.
  • Equalizer 90 outputs equalizer output yk for subsequent processing.
  • the error calculation unit 96 obtains an error signal e k based on the difference between the equalizer output y k and the desired signal d k .
  • the adaptive algorithm section 97 updates the filter coefficients of the FF filters 92-1 to 92-N and the coefficients of the FB filter 94 by driving an adaptive algorithm based on the error signal e k .
  • DPLL98-1 to DPLL98-N detect the phase amount of signals pk,n .
  • the phase amount of the signal p k,n is the phase lead amount (or phase delay amount) of the signal p k,n from the desired signal d k .
  • the calculation formula for detecting the phase value which is the value of the phase amount of the signal pk,n, is as follows.
  • DPLL98-1 to DPLL98-N may calculate the phase detection value g k,n of the signal p k , n by applying either equation (2) or equation (3).
  • Im represents the imaginary part.
  • the * on the right shoulder indicates complex conjugate.
  • the DPLL 98-n obtains the phase rotation amount exp(j ⁇ k+1, n ) of the channel ch( n ) in the k+1st repetition by applying loop filter processing to the phase detection value g k,n .
  • ⁇ k+1,n is calculated by the following equation (4).
  • K 1 and K 2 are loop filter coefficients of the DPLL98.
  • the phase rotation amount exp(j ⁇ k+1,n ) calculated in each iteration is an estimated amount calculated individually for each channel ch(n).
  • the DPLL 98-n outputs the calculated phase rotation amount exp(j ⁇ k+1,n ) to the phase rotation unit 91-n.
  • the phase rotation unit 91-n provides a phase rotation amount exp(j ⁇ k+1,n ) to the (k+1 )th sample of the input R(n).
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a receiving array 10 used in an embodiment of the present invention.
  • the receiving array 10 has one or more subarrays 11.
  • Each subarray 11 is composed of a set of receivers 12 having two or more elements.
  • the wave receiver 12 is also described as an element.
  • N sub (N sub is an integer greater than or equal to 1) subarrays 11 included in the receiving array 10 are respectively referred to as subarrays 11-1 to 11-N sub .
  • the M n receivers 12 arranged in the sub-array 11-n are respectively written as receivers 12-(n, 1) to 12-(n, M n ).
  • n is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to Nsub .
  • M n is an integer of 2 or more.
  • the receiving array 10 shown in FIG. 1 includes a subarray 11-1, a subarray 11-2, and a subarray 11-3.
  • the sub-array 11-1 includes three elements, receivers 12-(1,1) to 12-(1,3).
  • the sub-array 11-2 includes four elements of receivers 12-(2,1) to 12-(2,4).
  • the sub-array 11-3 is comprised of four elements: receivers 12-(3,1) to 12-(3,4).
  • the receivers 12 forming each sub-array 11 are physically very close to each other.
  • the plurality of receivers 12 constituting the sub-array 11 have a strong positive correlation in Doppler frequency transitions.
  • the distance between the plurality of receivers 12 constituting one subarray 11 may be within a threshold value.
  • the threshold value is determined, for example, based on the distance between the subarrays 11 where the Doppler frequency transitions have a positive correlation of more than a predetermined value.
  • the subarrays 11 are installed at separate locations.
  • Doppler frequency fluctuations occurring in different subarrays 11 may differ.
  • the three receivers 12-(1,1) to 12-(1,3) are arranged in very close physical positions, so these receivers 12-(1,1) to 12-(1,3) can be considered to be subject to the same Doppler frequency fluctuation.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of how the sub-array 11 is installed.
  • FIG. 2 shows a view of the ship 20 from the front.
  • a subarray 11-1 is installed on one side of the ship 20, and a subarray 11-2 is installed on the other side.
  • a transmitter 30 is installed directly below the ship 20.
  • the subarray 11-1 moves away from the transmitter 30, as shown by arrow A1. Therefore, the Doppler frequencies of the receivers 12-(1,1) to 12-(1,M 1 ) in the sub-array 11-1 are uniformly low.
  • sub-array 11-2 moves closer to transmitter 30 as shown by arrow A2. Therefore, the Doppler frequencies of the receivers 12-(2,1) to 12-(2,M 2 ) in the sub-array 11-2 uniformly become high.
  • FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the equalizer 50.
  • the receiving system of this embodiment includes the receiving array 10 shown in FIG. 1, an analog-to-digital converter (not shown), and an equalizer 50 shown in FIG. 3.
  • the analog-to-digital converter converts the signals received by each element of the wave receiving array 10 from analog signals to digital signals, and outputs the signals to the equalizer 50.
  • the equalizer 50 performs signal equalization through digital filter processing.
  • the equalizer 50 includes L phase rotation units 51, L FF filters 52, an adder 53, an FB filter 54, an acquisition unit 55, an error calculation unit 56, an adaptive algorithm unit 57, N sub DPLLs 58.
  • the equalizer 50 receives signals from each of the N sub subarrays 11.
  • the n-th sub-array 11-n (in the case of the equalizer 50, n is an integer from 1 to N sub ) has M n receivers 12-(n, 1) to 12- (n, M n ). That is, each subarray 11-n has M n channels.
  • M 1 to M Nsub do not necessarily all have to be the same number.
  • the channels belonging to the receivers 12-(n, 1) to 12-(n, M n ) of the sub-array 11-n are expressed as channels ch(n, 1) to ch(n, M n ).
  • the input signals of channels ch(n,1) to ch(n,M n ) are denoted as inputs R(n,1) to R(n,M n ).
  • the input R (n, m n ) is a signal obtained by converting the signal of the channel ch (n, m n ) received by the receiver 12-(n, m n ) from an analog signal to a digital signal (m n is an integer from 1 to Mn ).
  • the equalizer 50 includes a phase rotation unit 51 and an FF filter 52 corresponding to each receiver 12-(n, m n ).
  • the phase rotation unit 51 and the FF filter 52 corresponding to the receiver 12-(n, m n ) are respectively written as the phase rotation unit 51-(n, m n ) and the FF filter 52-(n, m n ). .
  • the phase rotation unit 51-(n,m n ) performs phase rotation processing on the input R(n, m n ) of the channel ch(n, m n ).
  • the FF filter 52-(n, m n ) performs FF filter processing on the k-th sample of the input R (n, m n ) that has undergone phase rotation processing, and outputs a signal p k, (n, m_n). do.
  • the equalizer 50 has N sub DPLLs 58 corresponding to each subarray 11.
  • the DPLL 58 corresponding to the sub-array 11-n is referred to as DPLL 58-n.
  • Other components of equalizer 50 are similar to conventional equalizer 90 shown in FIG. That is, the functions of the adder 53, FB filter 54, acquisition section 55, error calculation section 56, and adaptive algorithm section 57 are as follows: The function is similar to that of the algorithm section 97. However, the adder 53 outputs signals p k, (1, 1) to signals p k, ( Nsub, M_N_sub) . The adder 53 may also combine the output q k of the FB filter 54.
  • the DPLL 58-n receives signals p k, (n, 1) to p k, (which are outputs from the FF filters 52-(n, 1) to 52-(n, M n ) belonging to the sub-array 11-n, respectively .
  • a phase detection value is obtained using the summed value of n, M_n) .
  • the DPLL 58-n calculates the phase detection value g k,n using the following equation (5).
  • the DPLL 58-n may calculate the phase detection value g k,n using the following equation (6), which is an extension of the modified form of Non-Patent Document 2.
  • Sub Array: n in the formula is a set of channel numbers of the receivers 12-(n, 1) to 12-(n, M n ) belonging to the sub-array 11-n.
  • the phase detection value g k,n corresponds to an average of the phase amounts of the signals received by the elements belonging to the sub-array 11-n.
  • the DPLL58-n averages the detected phases of the signals p k, (n, 1) to p k, (n, M_n) using the following equation (7) to calculate the phase detection value g. You may calculate k and n .
  • the DPLL 58-n may calculate the phase detection value g k,n using the following equation (8). Equation (8) similarly provides an averaging effect for noise.
  • ⁇ m is the averaging weight.
  • ⁇ m 1/M n , but other values may be used.
  • equation (5) becomes equation (9) below.
  • the DPLL 58-n may directly calculate the phase detection value g k,n approximately from the equalizer output y k and the desired signal d k using equation (9). Similarly, equation (6) becomes equation (10) below.
  • the DPLL 58-n may directly calculate the phase detection value g k,n approximately from the equalizer output y k and the desired signal d k using equation (10).
  • DPLL 58-n gives the same amount of phase rotation to all input channels ch(n,1) to ch(n,M n ) connected to sub-array 11-n. That is, the DPLL 58-n outputs the calculated phase rotation amount to the phase rotation units 51-(n,1) to 51-(n,M n ).
  • the DPLL 58-n obtains the phase rotation amount exp(j ⁇ k+1,n ) of the (k+1)th symbol using ⁇ k+1,n calculated by the following equation (11).
  • K 1 (n) and K 2 (n) are loop filter coefficients of the DPLL 58-n.
  • the update equation for providing ⁇ k+1,n may be an algorithm that automatically optimizes the loop filter coefficients, such as the Kalman filter method.
  • the Kalman filter method is described in Reference 1, for example.
  • FIG. 4 is a diagram showing a table describing experimental specifications. This test was conducted using the equalizer 90 of the prior art and the equalizer 50 of this embodiment under the same conditions except for the implementation of DPLL.
  • FIG. 5 is a diagram showing the experimental system. As shown in FIG. 5, the transmission system was suspended and fixed at a depth of 200 m.
  • the receiving point P1 is a receiving array 10 on a ship.
  • Four sub-arrays 11 each consisting of a four-element receiver 12 were arranged at intervals of 5 m on a ship. That is, a total of 16 elements were arranged. The spacing between the four receivers 12 in each subarray 11 is 5 cm.
  • the receiving point P1 was fixedly installed on the side of the ship so that the water depth was 2 m, and the ship sailed around a circular course at an average speed of 6 knots, as shown in FIG.
  • the transmission system periodically transmitted packets at 5 second intervals from transmission point P2.
  • the reception point P1 performed reception and collected packets. Reception processing was performed on the collected packets as follows.
  • the training data series was placed at the beginning of the frame.
  • the filter coefficients were initially converged in the interval of the training sequence.
  • the symbols tentatively determined for each equalization were used to operate an adaptive filter to follow fluctuations in the transmission path.
  • the DPLL was operated in parallel to follow the phase fluctuations.
  • the conventional equalizer 90 was updated using equation (3) according to Non-Patent Document 2, and the configuration of the present embodiment was updated using equation (6). All processing other than the equalization block, such as synchronization, was the same.
  • FIG. 6 is a diagram showing the experimental results.
  • the horizontal axis is the input SNR, and the vertical axis is the SNR at the equalizer output.
  • a circle mark indicates a packet that was successfully demodulated (error-free packet), and a cross mark indicates a packet that failed to demodulate (error packet).
  • FIG. 6(a) shows the results of the equalizer 90 using the DPLL method of the prior art
  • FIG. 6(b) shows the results of the equalizer 50 using the DPLL method of the present embodiment.
  • this embodiment showed clear improvement compared to the conventional technology. Therefore, the DPLL method of this embodiment was shown to be effective.
  • a plurality of elements under physically similar environments are grouped into a subarray.
  • the equalizer performs equalization by comparing d k , which is a combination of the desired signals of each channel across all channels, and y k , which is a combination of the FIR outputs of each channel over all channels.
  • the equalizer uses e k, which is the result of the phase comparison between d k and y k , to perform the DPLL algorithm for each subarray. That is, the equalizer performs phase compensation for each subarray. As a result, the noise is averaged and canceled, thereby improving phase compensation accuracy and further improving demodulation performance.
  • an analog PLL can also be used instead of the DPLL.
  • the equalizer performs phase detection by comparing the symbol determination value and the equalizer output, converts the obtained phase detection value into an analog quantity, and feeds it back to the analog PLL device.
  • Analog PLL devices perform similar processing to the DPLL described above.
  • the receiving system includes a receiving array and an equalizer.
  • the receiving array has one or more subarrays. Each subarray consists of a set of elements that have a strong positive correlation with Doppler frequency transitions. A set of multiple elements that have a strong correlation in Doppler frequency transitions is, for example, a set of multiple elements that are close to each other.
  • the equalizer is, for example, the equalizer 50 of the embodiment.
  • the equalization device includes a phase rotation section, an equalization section, and a calculation section. The phase rotation unit performs phase rotation processing on the received signal received by each element of the wave receiving array by the amount of phase rotation calculated for the subarray to which the element that received the received signal belongs.
  • the equalizer performs equalization processing on the received signal that has undergone phase rotation processing.
  • the equalizer is, for example, the FF filter 52 of the embodiment.
  • the calculation unit averages, for each subarray, the phase amount of the received signal by the elements belonging to the subarray, and calculates the phase rotation amount for performing phase compensation by phase rotation processing using the averaged phase amount.
  • the calculation unit is, for example, the error calculation unit 56 and the DPLL 58 in the embodiment.
  • the calculation unit may apply loop filter processing to the phase amount to calculate the phase rotation amount for each subarray.
  • the calculation unit performs a comparison process that compares a desired signal with a composite signal obtained by combining all the received signals after the equalization process, and compares the comparison result of the comparison process and the equalization process of each element belonging to the subarray for each subarray.
  • a phase amount calculation process that calculates an averaged phase amount based on the summation result of received signals, and a phase rotation amount that is calculated by smoothing the averaged phase amount of each of a plurality of symbols for each subarray.
  • a phase rotation amount calculation process may also be performed.
  • the phase amount calculation process is, for example, the equations (5) and (6) of the embodiment, and the phase rotation amount calculation process is, for example, the equation (11) of the embodiment.
  • the calculation unit performs a comparison process that compares a desired signal with a composite signal obtained by combining all the received signals after the equalization process, and compares the comparison result of the comparison process and the equalization process of each element belonging to the subarray for each subarray.
  • a phase amount calculation process that averages the phase amount obtained based on the received signal, and a phase rotation amount calculation process that calculates the phase rotation amount by smoothing the averaged phase amount of each of multiple symbols for each subarray. You may also do this.
  • the phase amount calculation process is, for example, the equations (7) and (8) of the embodiment, and the phase rotation amount calculation process is, for example, the equation (11) of the embodiment.
  • the calculation unit calculates the averaged phase amount based on the multiplication of the complex conjugate of the desired signal and the composite signal obtained by combining all received signals after equalization processing.
  • the calculation process and the phase rotation amount calculation process of smoothing the averaged phase amount of each of a plurality of symbols to calculate the phase rotation amount may be performed.
  • the phase amount calculation process is, for example, the equations (9) and (10) of the embodiment, and the phase rotation amount calculation process is, for example, the equation (11) of the embodiment.

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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

受信システムは、一以上のサブアレイと、位相回転部と、等化部と、算出部とを有する。サブアレイは、ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組からなる。位相回転部は、サブアレイの各素子が受信した受信信号に、当該受信信号を受信した素子が属するサブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う。等化部は、位相回転処理された受信信号に等化処理を行う。算出部は、サブアレイごとに、サブアレイに属する素子による受信信号の位相量を平均化し、位相補償を行うための位相回転量を、平均化された位相量を用いて算出する。

Description

等化方法、等化装置及び受信システム
　本発明は、等化方法、等化装置及び受信システムに関する。
　水中は、電波の吸収減衰が極めて大きいため、陸上と同じように電波を使った無線通信は困難である。そこで、水中では、１ＭＨｚ以下の音波が無線通信によく利用される。このような音波は、水中であっても吸収減衰が比較的小さい。音波を利用した水中の無線通信を、水中音響通信と呼ぶことがある。音波は、伝搬速度が遅い。そのため、音波には、端末の移動に伴い大きなドップラーシフトが生じることがある。さらに、海中環境はマルチパス環境である。従って、ドップラーシフトを伴ったマルチパスが生じる可能性がある。
　マルチパスによる悪影響を受けやすい水中での通信においては、複数受信チャネル型の適応等化器が利用されることがある（例えば、非特許文献１及び非特許文献２を参照。）。この適応等化器は、マルチチャネルＤＦＥ（Decision feedback equalizer：判定帰還型等化器）と呼ばれる。
　本適応等化器は、受信チャネルごとにＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタを備える。適応等化器は、受信チャネル毎にＦＩＲフィルタ計算により得られた出力値を、すべての受信チャネルに渡って合成することにより、波形等化を行う。さらに、適応等化器は、前述の等化処理によって得られた等化器出力と、所望信号（もしくは仮判定値）との誤差を計算する。適応等化器は、この誤差を基に、ＬＭＳ（least mean square：最小二乗平均）やＲＬＳ（Recursive Least Square：再帰的最小二乗）などの適応アルゴリズムを用いて、ＦＩＲフィルタの係数を適応的に制御する。これにより、適応等化器を、データフレーム内で生じるマルチパスの強さの変動や到来方向の変動に追従させる。
　さらに、適応等化器は、内部にＤＰＬＬ（Digital phase-lock loop：デジタル位相同期回路）を備える。適応等化器は、ＤＰＬＬを用いて、船舶の揺れといった外的要因で生じるドップラー周波数の揺らぎを適応的に補償する。
　ＦＩＲフィルタによる波形等化処理と、ＤＰＬＬによるキャリア周波数オフセット補償処理とをシンボル毎に行うことで、水中特有の伝搬路変動に耐える頑健な波形等化が実現される。
M. Stojanovic, J. Catipovic, and J. G. Proakis, "Adaptive multichannel combining and equalization for underwater acoustic communications," The Journal of the Acoustical Society of America, vol. 94, no. 3, 1993, p.1621-1631. M. Johnson, L. Freitag and M. Stojanovic, "Improved Doppler tracking and correction for underwater acoustic communications," 1997 IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing, 1997, pp. 575-578 vol.1, doi: 10.1109/ICASSP.1997.599703.
　従来のマルチチャネルＤＦＥのＤＰＬＬは、各受信チャネルが備えるＦＩＲフィルタの出力値の位相と所望信号の位相との比較に基づいて位相の進み量（もしくは遅れ量）を検出し、検出した位相量をループフィルタにより平滑化する。これにより、各受信チャネルのドップラー周波数の揺らぎを推定し、受信信号の位相を補正することで補償している。ＤＰＬＬは受信チャネルごとに完全に独立して実施されるため、各受信チャネルのドップラー周波数の揺らぎ方が異なっていたとしても問題なく動作する。
　しかしながら、１受信チャネルあたりのＳＩＮＲ（signal-to-interference-plus-noise ratio：信号対干渉雑音比）が低い運用環境では、位相の検出精度が低い。このような運用環境では、正しくドップラー周波数を推定することが困難である。１受信チャネルあたりのＳＩＮＲが低い運用環境とは、例えば、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output：マルチ入力マルチ出力）伝送、伝送距離が離れているために入力ＳＮＲ（Signal to Noise ratio：信号対雑音比）が低い場合の伝送、装置の都合で位相雑音が大きい場合、インパルス性雑音などの外来の雑音が多い環境などである。正しくドップラー周波数を推定できない場合、等化器制御に失敗し、復調性能が低下する。
　上記事情に鑑み、本発明は、雑音の影響が大きい環境における復調性能を向上させることができる等化方法、等化装置及び受信システムを提供することを目的としている。
　本発明の一態様の等化方法は、ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組からなる一以上のサブアレイから前記素子それぞれによる受信信号を入力し、前記受信信号に、当該受信信号を受信した前記素子が属する前記サブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う位相回転ステップと、位相回転処理された前記受信信号に等化処理を行う等化ステップと、前記サブアレイごとに、前記サブアレイに属する前記素子による前記受信信号の位相量を平均化し、前記位相回転処理により位相補償を行うための前記位相回転量を、平均化された前記位相量を用いて算出する算出ステップと、を有する。
　本発明の一態様の等化装置は、ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組からなる一以上のサブアレイから前記素子それぞれによる受信信号を入力し、前記受信信号に、当該受信信号を受信した前記素子が属する前記サブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う位相回転部と、位相回転処理された前記受信信号に等化処理を行う等化部と、前記サブアレイごとに、前記サブアレイに属する前記素子による前記受信信号の位相量を平均化し、前記位相回転処理により位相補償を行うための前記位相回転量を、平均化された前記位相量を用いて算出する算出部と、を備える。
　本発明の一態様の受信システムは、ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組からなる一以上のサブアレイと、前記素子それぞれによる受信信号に、当該受信信号を受信した前記素子が属する前記サブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う位相回転部と、位相回転処理された前記受信信号に等化処理を行う等化部と、前記サブアレイごとに、前記サブアレイに属する前記素子による前記受信信号の位相量を平均化し、前記位相回転処理により位相補償を行うための前記位相回転量を、平均化された前記位相量を用いて算出する算出部と、を備える。
　本発明により、雑音の影響が大きい環境における復調性能を向上させることが可能となる。
本発明の実施形態による受波アレイの構成を示す図である。 同実施形態によるサブアレイの設置例を示す図である。 同実施形態による等化器の構成を示す図である。 実験諸元を示す図である。 実験系を示す図である。 実験結果を示す図である。 従来技術の等化器の構成を示す図である。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。本実施形態と従来技術との違いを明確にするため、初めに従来のマルチチャネルＤＦＥの装置構成を述べる。続いて、本発明の実施形態及び実験結果を述べる。
［従来の方法］
　図７は、従来技術を用いた等化器９０の構成を示す図である。等化器９０は、マルチチャネルＤＦＥである。等化器９０の受信チャネル数はＮ（Ｎは２以上の整数）である。等化器９０に入力される信号は、例えば受波器をＮ素子分一列に配列したアレイが受信した音波である。等化器９０は、各チャネルへの入力信号を入力する。ｎ番目のチャネルをチャネルｃｈ（ｎ）と記載し、チャネルｃｈ（ｎ）の入力信号を入力Ｒ（ｎ）と記載する。等化器９０の場合、ｎは１以上Ｎ以下の整数である。
　等化器９０は、Ｎ個の位相回転部９１と、Ｎ個のＦＦフィルタ（FF-filter；フィードフォワードフィルタ）９２と、加算器９３と、ＦＢフィルタ（FB-filter；フィードバックフィルタ）９４と、取得部９５と、誤差計算部９６と、適応アルゴリズム部９７と、Ｎ個のＤＰＬＬ９８とを有する。チャネルｃｈ（ｎ）に対応した位相回転部９１、ＦＦフィルタ９２及びＤＰＬＬ９８をそれぞれ、位相回転部９１－ｎ、ＦＦフィルタ９２－ｎ及びＤＰＬＬ９８－ｎと記載する。
　位相回転部９１－ｎは、入力Ｒ（ｎ）に位相回転処理を行う。ＦＦフィルタ９２－ｎは位相回転処理が行われた入力Ｒ（ｎ）にＦＦフィルタ処理を実施し、波形等化された信号ｐｋ，ｎを出力する。ｋはサンプルの番号である。
　加算器９３は、各チャネルｃｈ（１）～ｃｈ（Ｎ）について個別に処理された信号ｐｋ，１～信号ｐｋ，Ｎを合成する。加算器９３は、信号ｐｋ，１～信号ｐｋ，Ｎに加え、ＦＢフィルタ９４の出力ｑｋも一緒に合成することがある。この合成は、以下の（１）式により示される。合成された信号ｙｋは、等化器出力である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上述のように、式（１）におけるｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、チャネル番号を表し、下付きの添え字ｋは等化器９０が動作してからｋ番目に出力されるサンプルを表す。以降、他の変数についてもすべて同じ意味で用いる。
　続いて、取得部９５は、等化器出力ｙｋをシンボル判定するかあるいは予め記憶していたトレーニングデータを読み出すことで、等化器出力ｙｋに対応する所望信号ｄｋを得る。等化器出力ｙｋは、所望信号ｄｋを送信した時に得られる推定値と考えることもできる。等化器９０は、続く後段の処理のために等化器出力ｙｋを出力する。
　続いて、誤差計算部９６は、等化器出力ｙｋと所望信号ｄｋとの差に基づいて誤差信号ｅｋを得る。適応アルゴリズム部９７は、誤差信号ｅｋを基に適応アルゴリズムを駆動させることで、ＦＦフィルタ９２－１～９２－Ｎのフィルタ係数及びＦＢフィルタ９４の係数を更新する。
　並行してＤＰＬＬ９８－１～ＤＰＬＬ９８－Ｎは、信号ｐｋ，ｎの位相量を検出する。信号ｐｋ，ｎの位相量は、所望信号ｄｋからの信号ｐｋ，ｎの位相進み量（もしくは位相遅れ量）である。信号ｐｋ，ｎの位相量の値である位相値を検出するための計算式は次の通りである。
（非特許文献１の計算式）：ＭＳＥ（mean square error）最小式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
（非特許文献２の計算式）：位相値の厳密計算
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ＤＰＬＬ９８－１～ＤＰＬＬ９８－Ｎは、（２）式及び（３）式のいずれの式を適用して信号ｐｋ，ｎの位相検出値ｇｋ，ｎを計算してもよい。ここで、Ｉｍは虚数部を表す。また、右肩の＊は、複素共役を示す。
　続いて、ＤＰＬＬ９８－ｎは、位相検出値ｇｋ，ｎに対してループフィルタ処理を適用することで、ｋ＋１番目の繰り返しにおけるチャネルｃｈ（ｎ）の位相回転量ｅｘｐ（ｊΦｋ＋１，ｎ）を得る。Φｋ＋１，ｎは、以下の（４）式により算出される。
（非特許文献１の計算式)
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Ｋ１とＫ２は、ＤＰＬＬ９８のループフィルタ係数である。上式の通り、各イタレーションで計算される位相回転量ｅｘｐ（ｊΦｋ＋１，ｎ）は、各チャネルｃｈ（ｎ）について個別に計算された推定量である。ＤＰＬＬ９８－ｎは、計算した位相回転量ｅｘｐ（ｊΦｋ＋１，ｎ）を位相回転部９１－ｎに出力する。位相回転部９１－ｎは、入力Ｒ（ｎ）の（ｋ＋１）番目のサンプルに位相回転量ｅｘｐ（ｊΦｋ＋１，ｎ）を与える。
［本実施形態の原理］
　本実施形態に至る物理的原理を説明する。図１は本発明の実施形態において用いられる受波アレイ１０の構成を示す図である。受波アレイ１０は、サブアレイ１１をひとつ以上有する。各サブアレイ１１は、２素子以上の受波器１２の組で構成される。以下では、受波器１２を素子とも記載する。受波アレイ１０が有するＮｓｕｂ個（Ｎｓｕｂは１以上の整数）のサブアレイ１１をそれぞれ、サブアレイ１１－１～１１－Ｎｓｕｂと記載する。サブアレイ１１－ｎに配置されたＭｎ個の受波器１２をそれぞれ、受波器１２－（ｎ，１）～１２－（ｎ，Ｍｎ）と記載する。本実施形態において、ｎは１以上Ｎｓｕｂ以下の整数である。Ｍｎは２以上の整数である。
　図１に示す受波アレイ１０は、サブアレイ１１－１と、サブアレイ１１－２と、サブアレイ１１－３とを有する。サブアレイ１１－１は、受波器１２－（１，１）～１２－（１，３）の３素子を備えて構成される。サブアレイ１１－２は、受波器１２－（２，１）～１２－（２，４）の４素子を備えて構成される。サブアレイ１１－３は、受波器１２－（３，１）～１２－（３，４）の４素子を備えて構成される。このように、図１は、Ｎｓｕｂ＝３、Ｍ１＝３、Ｍ２＝Ｍ３＝４の例である。
　各サブアレイ１１を構成する受波器１２どうしは物理的に非常に近い距離にある。サブアレイ１１を構成する複数の受波器１２どうしは、ドップラー周波数の遷移に強い正の相関を有する。例えば、一つのサブアレイ１１を構成する複数の受波器１２どうしの距離が閾値内になるようにしてもよい。この場合、閾値は、例えば、サブアレイ１１どうしがドップラー周波数の遷移に所定以上の正の相関を有する距離に基づいて定められる。一方、サブアレイ１１どうしは離れた位置に設置される。
　図１に示す配置では、異なるサブアレイ１１（例えば、サブアレイ１１－１とサブアレイ１１－２）のそれぞれにおいて生じるドップラー周波数の揺らぎが異なる場合がある。一方で、サブアレイ１１－１内では３つの受波器１２－（１，１）～１２－（１，３）どうしが非常に物理的に近い位置に配置されているために、これら受波器１２－（１，１）～１２－（１，３）は、同じドップラー周波数の揺らぎを受けていると考えることが出来る。
　具体的な適用例として、船舶の両舷側それぞれにサブアレイ１１が設置されている場合を考える。図２は、サブアレイ１１の設置例を示す図である。図２では、船舶２０を正面から見た図を示している。船舶２０の両舷側のうち一方にサブアレイ１１－１が設置され、他方にサブアレイ１１－２が設置されている。また、船舶２０の直下には送信機３０が設置されている。
　船舶２０がロールして振り子のように動いた場合、サブアレイ１１－１は矢印Ａ１に示すように、送信機３０から遠ざかるように動く。そのため、サブアレイ１１－１内の受波器１２－（１，１）～１２－（１，Ｍ１）のドップラー周波数は一様に低くなる。一方、サブアレイ１１－２は矢印Ａ２に示すように送信機３０に近づくように動く。そのためサブアレイ１１－２内の受波器１２－（２，１）～１２－（２，Ｍ２）のドップラー周波数は一様に高くなる。
　この性質を利用し、サブアレイ１１ごとに検出した位相量を平均化し、サブアレイ１１ごとに同一のＤＰＬＬを適用すれば、雑音に対する平均化効果が生じ、位相雑音に対してより頑健になる。
［本実施形態の等化器の構成］
　図３は、等化器５０の構成を示す図である。本実施形態の受信システムは、図１に示す受波アレイ１０と、アナログデジタル変換部（図示せず）と、図３に示す等化器５０とを有する。アナログデジタル変換部は、受波アレイ１０の各素子が受信した信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、等化器５０に出力する。等化器５０は、ディジタルフィルタ処理により信号等化を行う。
　等化器５０は、Ｌ個の位相回転部５１と、Ｌ個のＦＦフィルタ５２と、加算器５３と、ＦＢフィルタ５４と、取得部５５と、誤差計算部５６と、適応アルゴリズム部５７と、Ｎｓｕｂ個のＤＰＬＬ５８とを備える。Ｌは、受波アレイ１０の全素子数である。すなわち、Ｌは、サブアレイ１１－１～１１－Ｎｓｕｂそれぞれが有する受波器１２の合計数（＝Ｍ１＋…＋ＭＮ＿ｓｕｂ）である。なお、下付きの添え字におけるα_βは、αβを表す。
　等化器５０は、Ｎｓｕｂ個の各サブアレイ１１から信号を入力する。上述したように、ｎ個目（等化器５０の場合、ｎは１以上Ｎｓｕｂ以下の整数）のサブアレイ１１－ｎは、Ｍｎ個の受波器１２－（ｎ，１）～１２－（ｎ，Ｍｎ）を有する。つまり、各サブアレイ１１－ｎは、Ｍｎ個のチャネルを有する。ここで、Ｍ１～ＭＮｓｕｂは、必ずしも全て同じ数である必要はない。サブアレイ１１－ｎの受波器１２－（ｎ，１）～１２－（ｎ，Ｍｎ）それぞれに属するチャネルを、チャネルｃｈ（ｎ，１）～ｃｈ（ｎ，Ｍｎ）と記載する。チャネルｃｈ（ｎ，１）～ｃｈ（ｎ，Ｍｎ）それぞれの入力信号を、入力Ｒ（ｎ，１）～Ｒ（ｎ，Ｍｎ）と記載する。入力Ｒ（ｎ，ｍｎ）は、受波器１２－（ｎ，ｍｎ）が受信したチャネルｃｈ（ｎ，ｍｎ）の信号をアナログ信号からデジタル信号に変換した信号である（ｍｎは１以上Ｍｎ以下の整数）。
　等化器５０は、各受波器１２－（ｎ，ｍｎ）それぞれに対応した位相回転部５１及びＦＦフィルタ５２を有している。受波器１２－（ｎ，ｍｎ）に対応した位相回転部５１及びＦＦフィルタ５２をそれぞれ、位相回転部５１－（ｎ，ｍｎ）及びＦＦフィルタ５２－（ｎ，ｍｎ）と記載する。位相回転部５１－（ｎ，ｍｎ）は、チャネルｃｈ（ｎ，ｍｎ）の入力Ｒ（ｎ，ｍｎ）に位相回転処理を行う。ＦＦフィルタ５２－（ｎ，ｍｎ）は位相回転処理が行われた入力Ｒ（ｎ，ｍｎ）のｋ番目のサンプルにＦＦフィルタ処理を実施し、信号ｐｋ，（ｎ，ｍ＿ｎ）を出力する。
　また、等化器５０は、各サブアレイ１１に対応したＮｓｕｂ個のＤＰＬＬ５８を有している。サブアレイ１１－ｎに対応したＤＰＬＬ５８を、ＤＰＬＬ５８－ｎと記載する。等化器５０の他の構成要素は、図７に示す従来の等化器９０と同様である。すなわち、加算器５３、ＦＢフィルタ５４、取得部５５、誤差計算部５６及び適応アルゴリズム部５７の機能は、等化器９０の加算器９３、ＦＢフィルタ９４、取得部９５、誤差計算部９６及び適応アルゴリズム部９７の機能と同様である。ただし、加算器５３は、Ｌ個のＦＦフィルタ５２－（１，１）～５２－（Ｎｓｕｂ，ＭＮ＿ｓｕｂ）のそれぞれから出力された信号ｐｋ，（１，１）～信号ｐｋ，（Ｎｓｕｂ，Ｍ＿Ｎ＿ｓｕｂ）を合成する。加算器５３は、ＦＢフィルタ５４の出力ｑｋも一緒に合成することがある。
　ＤＰＬＬ５８－ｎは、サブアレイ１１－ｎに属するＦＦフィルタ５２－（ｎ，１）～５２－（ｎ，Ｍｎ）それぞれからの出力である信号ｐｋ，（ｎ，１）～信号ｐｋ，（ｎ，Ｍ＿ｎ）の合算値を用いて位相検出値を得る。ＭＳＥ最小基準の場合、ＤＰＬＬ５８－ｎは、以下の（５）式により位相検出値ｇｋ，ｎを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　あるいは、ＤＰＬＬ５８－ｎは、非特許文献２の変形式を拡張した以下の（６）式により、位相検出値ｇｋ，ｎを算出してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、数式中の「Ｓｕｂ　Ａｒｒａｙ：　ｎ」は、サブアレイ１１－ｎに属する受波器１２－（ｎ，１）～１２－（ｎ，Ｍｎ）それぞれのチャネル番号の集合である。位相検出値ｇｋ，ｎは、サブアレイ１１－ｎに属する素子による受信信号の位相量を平均化したものに相当する。
　あるいは、ＤＰＬＬ５８－ｎは、信号ｐｋ，（ｎ，１）～信号ｐｋ，（ｎ，Ｍ＿ｎ）それぞれの検出位相自体を平均化するように、以下の（７）式により、位相検出値ｇｋ，ｎを算出してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　あるいは、ＤＰＬＬ５８－ｎは、以下の（８）式を用いて位相検出値ｇｋ，ｎを算出してもよい。（８）式でも同様に、雑音に対する平均化効果が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上記において、αｍは平均化重みである。通常はαｍ＝１／Ｍｎとするが他の値であってもよい。さらに、サブアレイの組が１つの場合、（５）式は、以下の（９）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　この場合、ＤＰＬＬ５８－ｎは、（９）式を用いて、近似的に等化器出力ｙｋと所望信号ｄｋとから位相検出値ｇｋ，ｎを直接計算してもよい。同様に、（６）式は、以下の（１０）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ＤＰＬＬ５８－ｎは、（１０）式を用いて、近似的に等化器出力ｙｋと所望信号ｄｋとから位相検出値ｇｋ，ｎを直接計算してもよい。
　ＤＰＬＬ５８－ｎは、サブアレイ１１－ｎに接続される入力チャネルｃｈ（ｎ，１）～ｃｈ（ｎ，Ｍｎ）に、すべて同一の位相回転量を与える。すなわち、ＤＰＬＬ５８－ｎは、計算した位相回転量を位相回転部５１－（ｎ，１）～５１－（ｎ，Ｍｎ）に出力する。ＤＰＬＬ５８－ｎは、（ｋ＋１）番目のシンボルの位相回転量ｅｘｐ（ｊΦｋ＋１，ｎ）を、以下の式（１１）により算出されるΦｋ＋１，ｎを用いて得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、Ｋ１（ｎ）とＫ２（ｎ）は、ＤＰＬＬ５８－ｎのループフィルタ係数である。ただし、Φｋ＋１，ｎを与える更新式は、カルマンフィルタ法などのループフィルタ係数を自動最適化するアルゴリズムであってもよい。カルマンフィルタ法は、例えば参考文献１に記載されている。
（参考文献１）P. F. Driessen, "DPLL bit synchronizer with rapid acquisition using adaptive Kalman filtering techniques," in IEEE Transactions on Communications, vol. 42, no. 9, pp. 2673-2675, Sept. 1994, doi: 10.1109/26.317406.
　本実施形態の効果を示すために、海中にて通信実験を行った。図４は、実験諸元を記述した表を示す図である。本試験を、従来技術の等化器９０と本実施形態の等化器５０とで、ＤＰＬＬの実施以外はすべて同条件で行った。また、図５は、実験系を示す図である。図５に示すように、送信系を水深２００ｍに吊下げて固定した。受信点Ｐ１は船舶上の受波アレイ１０である。船舶上に、４素子の受波器１２で構成されるサブアレイ１１を、５ｍ間隔で４つ配置した。つまり、合計で１６素子を配置した。各サブアレイ１１内の４つの受波器１２の間隔は５ｃｍである。受信点Ｐ１は、水深２ｍになるよう船舶の舷側に固定設置し、図５に示すように周回コースを平均６ｋｎｏｔ（ノット）で航走した。送信系は、送信点Ｐ２から５秒間隔で定期的にパケットを送信した。受信点Ｐ１は、受信を行い、パケットを収集した。受信処理は、収集したパケットに対して以下のように行った。
　トレーニングデータ系列を、フレームの先頭に配置した。トレーニング系列の区間でフィルタ係数を初期収束させた。続くデータ区間では、等化毎に仮判定したシンボルを使い、適応フィルタを動作させることで伝送路の変動に追従させた。並行してＤＰＬＬを動作させて、位相変動に追従させた。なお、従来の等化器９０は、非特許文献２に従う方式の（３）式で更新し、本実施形態の構成は（６）式で更新した。同期など、等化ブロック以外の処理はすべて同一とした。
　図６は、実験結果を示す図である。横軸は入力ＳＮＲ、縦軸は等化器出力におけるＳＮＲである。丸印は、復調に成功したパケット（エラーフリーパケット）を示し、バツ印は復調に失敗したパケット（エラーパケット）を示す。図６（ａ）は、従来技術のＤＰＬＬ方式を用いた等化器９０の結果を示し、図６（ｂ）は本実施形態のＤＰＬＬ方式用いた等化器５０の結果を示す。
　図６（ａ）に示すように、入力ＳＮＲが低く、位相雑音が大きいと考えられる領域において、従来技術の等化器９０ではエラーが頻発している。一方、図６（ｂ）に示すように、本実施形態の等化器５０ではエラーパケットの数が少なくなっており、従来技術よりも伝送動作が安定している。なお、全体のスタッツは、以下の通りである。
（従来技術）合計：１４１パケット／エラーフリー：９５パケット／エラー：４６パケット
（本実施形態）合計：１４１パケット／エラーフリー：１３６パケット／エラー：５パケット
　以上に示した通り、本実施形態は従来技術と比較して明らかな改善がみられた。従って、本実施形態のＤＰＬＬ方式は有効であることが示された。
　上述した本実施形態の受信システムでは、物理的に類似した環境下にある複数素子をグループ化してサブアレイとする。等化器は、各チャネルの所望信号を全チャネルに渡って合成したｄｋと、各チャネルのＦＩＲ出力を全チャネルに渡って合成したｙｋとの比較による等化を行う。等化器は、ｄｋとｙｋとの位相比較の結果であるｅｋを用いて、サブアレイごとにＤＰＬＬアルゴリズムを実行する。すなわち、等化器は、サブアレイごとに位相補償を行う。これにより、雑音が平均化相殺されるため、位相補償精度が向上し、さらには復調性能が向上する。本実施形態によれば、ＤＰＬＬの位相の検出精度を向上し、低ＳＮＲ環境でも従来よりも安定して動作するＤＰＬＬを備えるマルチチャネルＤＦＥを提供することができる。
　なお、ＤＰＬＬに代えて、アナログのＰＬＬを用いることもできる。具体的には、等化器は、シンボル判定値と等化器出力との比較によって位相検出を行って得られた位相検出値をアナログ量に変換し、アナログのＰＬＬデバイスにフィードバックする。アナログのＰＬＬデバイスは、上記のＤＰＬＬと同様の処理を行う。
　上述した実施形態によれば、受信システムは、受波アレイと、等化装置とを備える。受波アレイは、一以上のサブアレイを有する。各サブアレイは、ドップラー周波数の遷移に強い正の相関を有する複数の素子の組からなる。ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組は、例えば、距離が近い複数の素子の組である。等化装置は、例えば、実施形態の等化器５０である。等化装置は、位相回転部と、等化部と、算出部とを備える。位相回転部は、受波アレイの素子それぞれが受信した受信信号に、当該受信信号を受信した素子が属するサブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う。等化部は、位相回転処理された受信信号に等化処理を行う。等化部は、例えば、実施形態のＦＦフィルタ５２である。算出部は、サブアレイごとに、サブアレイに属する素子による受信信号の位相量を平均化し、位相回転処理により位相補償を行うための位相回転量を、平均化された位相量を用いて算出する。算出部は、例えば、実施形態の誤差計算部５６及びＤＰＬＬ５８である。
　算出部は、サブアレイごとに、位相量にループフィルタ処理を適用して位相回転量を算出してもよい。
　算出部は、等化処理後の全ての受信信号を合成した合成信号と所望信号とを比較する比較処理と、サブアレイごとに、比較処理による比較結果とサブアレイに属する素子それぞれの等化処理後の受信信号の加算結果とに基づいて、平均化された位相量を算出する位相量算出処理と、サブアレイごとに、複数のシンボルそれぞれの平均化された位相量を平滑化して位相回転量を算出する位相回転量算出処理とを行ってもよい。位相量算出処理は、例えば、実施形態の（５）式及び（６）式であり、位相回転量算出処理は、例えば、実施形態の（１１）式である。
　算出部は、等化処理後の全ての受信信号を合成した合成信号と所望信号とを比較する比較処理と、サブアレイごとに、比較処理による比較結果とサブアレイに属する素子それぞれの等化処理後の受信信号とに基づいて得られる位相量を平均化する位相量算出処理と、サブアレイごとに、複数のシンボルそれぞれの平均化された位相量を平滑化して位相回転量を算出する位相回転量算出処理とを行ってもよい。位相量算出処理は、例えば、実施形態の（７）式及び（８）式であり、位相回転量算出処理は、例えば、実施形態の（１１）式である。
　サブアレイが一つである場合、算出部は、等化処理後の全ての受信信号を合成した合成信号と所望信号の複素共役との乗算に基づいて、平均化された位相量を算出する位相量算出処理と、複数のシンボルそれぞれの平均化された位相量を平滑化して位相回転量を算出する位相回転量算出処理とを行ってもよい。位相量算出処理は、例えば、実施形態の（９）式及び（１０）式であり、位相回転量算出処理は、例えば、実施形態の（１１）式である。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
１０　受波アレイ
１１、１１－１～１１－３、１１－Ｎｓｕｂ　サブアレイ
１２、１２－（１，１）～１２－（１，３）、１２－（２，１）～１２－（２，４）、１２－（３，１）～１２－（３，４）　受波器
２０　船舶
３０　送信機
５０、９０　等化器
５１－（１，１）～５１－（Ｎｓｕｂ，ＭＮ＿ｓｕｂ）　位相回転部
５２－（１，１）～５１－（Ｎｓｕｂ，ＭＮ＿ｓｕｂ）　ＦＦフィルタ
５３　加算器
５４　ＦＢフィルタ
５５　取得部
５６　誤差計算部
５７　適応アルゴリズム部
５８－１～５８－Ｎｓｕｂ　ＤＰＬＬ
９０　等化器
９１－１～９１－Ｎ　位相回転部
９２－１～９２－Ｎ　ＦＦフィルタ
９３　加算器
９４　ＦＢフィルタ
９５　取得部
９６　誤差計算部
９７　適応アルゴリズム部

Claims (8)

  1. 　ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組からなる一以上のサブアレイから前記素子それぞれによる受信信号を入力し、前記受信信号に、当該受信信号を受信した前記素子が属する前記サブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う位相回転ステップと、
    　位相回転処理された前記受信信号に等化処理を行う等化ステップと、
    　前記サブアレイごとに、前記サブアレイに属する前記素子による前記受信信号の位相量を平均化し、前記位相回転処理により位相補償を行うための前記位相回転量を、平均化された前記位相量を用いて算出する算出ステップと、
    　を有する等化方法。
  2. 　前記算出ステップにおいては、前記サブアレイごとに、平均化された前記位相量にループフィルタ処理を適用して前記位相回転量を算出する、
    　請求項１に記載の等化方法。
  3. 　前記算出ステップにおいては、等化処理後の全ての前記受信信号を合成した合成信号と所望信号とを比較する比較処理と、前記サブアレイごとに、前記比較処理による比較結果と前記サブアレイに属する前記素子それぞれの等化処理後の前記受信信号の加算結果とに基づいて、平均化された位相量を算出する位相量算出処理と、前記サブアレイごとに、複数のシンボルそれぞれの平均化された前記位相量を平滑化して前記位相回転量を算出する位相回転量算出処理とを行う、
    　請求項１に記載の等化方法。
  4. 　前記算出ステップにおいては、等化処理後の全ての前記受信信号を合成した合成信号と所望信号とを比較する比較処理と、前記サブアレイごとに、前記比較処理による比較結果と前記サブアレイに属する前記素子それぞれの等化処理後の前記受信信号とに基づいて得られる位相量を平均化する位相量算出処理と、前記サブアレイごとに、複数のシンボルそれぞれの平均化された前記位相量を平滑化して前記位相回転量を算出する位相回転量算出処理とを行う、
    　請求項１に記載の等化方法。
  5. 　前記サブアレイが一つである場合、前記算出ステップにおいては、等化処理後の全ての前記受信信号を合成した合成信号と所望信号の複素共役との乗算に基づいて、平均化された位相量を算出する位相量算出処理と、複数のシンボルそれぞれの平均化された前記位相量を平滑化して前記位相回転量を算出する位相回転量算出処理とを行う、
    　請求項１に記載の等化方法。
  6. 　ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の前記素子の組は、距離が近い複数の前記素子の組である、
    　請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の等化方法。
  7. 　ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組からなる一以上のサブアレイから前記素子それぞれによる受信信号を入力し、前記受信信号に、当該受信信号を受信した前記素子が属する前記サブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う位相回転部と、
    　位相回転処理された前記受信信号に等化処理を行う等化部と、
    　前記サブアレイごとに、前記サブアレイに属する前記素子による前記受信信号の位相量を平均化し、前記位相回転処理により位相補償を行うための前記位相回転量を、平均化された前記位相量を用いて算出する算出部と、
    　を備える等化装置。
  8. 　ドップラー周波数の遷移に強い相関を有する複数の素子の組からなる一以上のサブアレイと、
    　前記素子それぞれによる受信信号に、当該受信信号を受信した前記素子が属する前記サブアレイについて算出された位相回転量の位相回転処理を行う位相回転部と、
    　位相回転処理された前記受信信号に等化処理を行う等化部と、
    　前記サブアレイごとに、前記サブアレイに属する前記素子による前記受信信号の位相量を平均化し、前記位相回転処理により位相補償を行うための前記位相回転量を、平均化された前記位相量を用いて算出する算出部と、
    　を備える受信システム。
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