WO2023175760A1 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

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voltage command
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光亮 石川
千明 藤本
寛貴 中家
健太 澤田
信吾 原田
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
    • H02P29/027—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the fault being an over-current

Definitions

  • the present disclosure relates to a control device and an electric power steering device for an AC rotating machine.
  • Patent Document 1 discloses a control device that compensates for interference terms in two rotating axes (for example, d-axis and q-axis) in vector control of an AC rotating machine.
  • the control device includes a current PI controller and a non-coherent error corrector.
  • the current PI controller includes two integrators corresponding to the d-axis and the q-axis, respectively, in order to perform proportional/integral control.
  • the non-interference error corrector also includes two integrators corresponding to the d-axis and the q-axis, respectively.
  • windup in the integrator may cause a phenomenon in which control accuracy is reduced (so-called overshoot, etc.).
  • a method for suppressing windup of an integrator it is effective to perform anti-windup such as limiting the integral term to an appropriate value.
  • the calculation result of the integrator in the current PI controller and the calculation result of the integrator in the non-interference error corrector are use In this way, when using the calculation results of two integrators for one controlled value (for example, d-axis voltage command value), it is difficult to perform anti-windup appropriately. As a result, there is a problem that control becomes unstable.
  • the present disclosure has been made in view of the above circumstances, and aims to provide a control device and an electric power steering device for an AC rotating machine that can perform more stable control.
  • a control device for an AC rotating machine includes an inverter that applies voltage to the AC rotating machine, and a current detector that detects a rotating machine current flowing through the AC rotating machine.
  • a first axis voltage command value calculator for calculating a voltage command value for a first axis of the two rotational axes of the AC rotating machine; and a second axis voltage for calculating a voltage command value for a second axis of the two rotational axes.
  • a command value calculator, and the first axis voltage command value calculator is configured to calculate a first axis voltage which is a deviation between the current command value on the first axis and a detected current value of the rotating machine current on the first axis.
  • an electric power steering device includes a control device for the AC rotating machine, the AC rotating machine, and a driving force transmission mechanism that transmits the driving force of the AC rotating machine to a steering system. Be prepared.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a control device for a rotating machine according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram for explaining the principle of generation of switching signals in the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a d-axis voltage command value calculator in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a q-axis voltage command value calculator in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a flowchart illustrating an example of processing performed by the modified voltage generator of FIG. 1.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of waveforms of a voltage command value and a modified voltage command value in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a Bode diagram showing a transfer characteristic from a q-axis current command value to a q-axis detected current value when the rotational angular velocity is high in the control device according to the first embodiment.
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of a control device for a rotating machine according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a d-axis voltage command value calculator according to Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a q-axis voltage command value calculator according to Embodiment 2.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between proportional gain, limit gain, and voltage amplitude in Embodiment 2.
  • FIG. 7 is a graph showing an example of a waveform of a voltage across a shunt resistor in Embodiment 2.
  • FIG. 7 is a diagram showing a case where some values of corrected voltage commands are larger than an upper limit value in the second embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of an electric power steering device according to a third embodiment. 7 is a graph showing the relationship between steering torque, q-axis current command value, and vehicle speed in Embodiment 3.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between vehicle speed and proportional gain in Embodiment 3.
  • FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of an electric power steering device according to a fourth embodiment. 7 is a diagram showing the relationship between the amount of change in steering torque and the limit gain in Embodiment 4.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a control device for a rotating machine according to a first embodiment.
  • the control device 1 includes a rotor position detector 11, an inverter 12, and a controller 13.
  • the control device 1 controls the rotating machine 10 based on a torque command T_ref as a control command input from outside the control device 1 .
  • the rotating machine 10 is a three-phase AC rotating machine having three-phase windings U, V, and W. Moreover, the rotating machine 10 is an AC rotating machine that can be controlled based on two rotating axes.
  • "two rotating axes” means two axes that rotate in synchronization with the rotor of the rotating machine 10 and are orthogonal to each other in a cross section.
  • a "cross section” is a cross section perpendicular to the central axis of the rotor.
  • the two rotational axes may be d-q axes.
  • the d-axis is an axis that connects the central axis of the rotor and the magnetic poles.
  • the q-axis is an axis perpendicular to both the d-axis and the central axis.
  • the two rotational axes may be ⁇ - ⁇ axes.
  • the ⁇ -axis is an axis shifted from the d-axis in the rotational direction.
  • the ⁇ -axis is an axis perpendicular to both the ⁇ -axis and the central axis.
  • One of the two rotation axes is called the first axis, and the other is called the second axis.
  • the d-axis is referred to as the first axis
  • the q-axis is referred to as the second axis.
  • the q-axis may be the first axis
  • the d-axis may be the second axis
  • the ⁇ -axis is referred to as the first axis
  • the ⁇ -axis is referred to as the second axis.
  • the rotating machine 10 is a permanent magnet synchronous rotating machine and the two rotating axes are the d and q axes.
  • the rotating machine 10 may be, for example, a wound field synchronous rotating machine, an induction rotating machine, a synchronous reluctance motor, or the like.
  • the d-axis and q-axis in the disclosure below may be replaced with the ⁇ -axis and the ⁇ -axis.
  • the rotor position detector 11 includes a resolver, an encoder, an MR (magnetic resistance) sensor, etc., and uses these to detect the rotor position ⁇ .
  • the rotor position ⁇ is the position of the rotor of the rotating machine 10 in the rotation direction.
  • the rotor position ⁇ of the rotating machine 10 is detected using the rotor position detector 11.
  • the inverter 12 is a power converter that applies voltage to the rotating machine 10. Specifically, under the control of the controller 13, the inverter 12 converts the DC power supplied from the DC power supply BT into AC power, and supplies the converted AC power to the rotating machine 10.
  • the DC power supply BT includes devices for supplying DC power, such as a DC-DC converter, a diode rectifier, and a PWM rectifier.
  • the output voltage (DC bus voltage) of the DC power supply BT is expressed as Vdc.
  • the inverter 12 includes upper arm switching elements Sup, Svp, Swp, lower arm switching elements Sun, Svn, Swn, and shunt resistors Ru, Rv, Rw.
  • the upper arm switching elements Sup, Svp, and Swp are connected to the positive electrode of the DC power supply BT.
  • the lower arm switching elements Sun, Svn, and Swn are connected to the upper arm switching elements Sup, Svp, and Swp, respectively, and are also connected to the negative electrode of the DC power supply BT via shunt resistors Ru, Rv, and Rw, respectively.
  • a U-phase series circuit is formed by the upper arm switching element Sup, the lower arm switching element Sun, and the shunt resistor Ru.
  • a connection point between the upper arm switching element Sup and the lower arm switching element Sun is connected to the winding U of the rotating machine 10.
  • a V-phase series circuit is formed by the upper arm switching element Svp, the lower arm switching element Svn, and the shunt resistor Rv.
  • a connection point between the upper arm switching element Svp and the lower arm switching element Svn is connected to the winding V of the rotating machine 10.
  • a W-phase series circuit is formed by the upper arm switching element Swp, the lower arm switching element Swn, and the shunt resistor Rw.
  • a connection point between the upper arm switching element Swp and the lower arm switching element Swn is connected to the winding W of the rotating machine 10.
  • semiconductor switches such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), bipolar transistor, MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor), etc. can be used.
  • Switching signals Gup, Gvp, and Gwp output from the controller 13 are input to the upper arm switching elements Sup, Svp, and Swp, respectively.
  • Switching signals Gun, Gvn, and Gwn output from the controller 13 are input to the lower arm switching elements Sun, Svn, and Swn, respectively.
  • the upper arm switching elements Sup, Svp, Swp and the lower arm switching elements Sun, Svn, Swn are turned on or off by the switching signals Gup, Gvp, Gwp, Gun, Gvn, Gwn output from the controller 13. .
  • the switching signals Gup, Gvp, Gwp, Gun, Gvn, and Gwn may be collectively referred to as "switching signals Gup to Gwn.”
  • the same applies to other switching elements upper arm switching elements Svp, Swp and lower arm switching elements Sun, Svn, Swn.
  • the shunt resistors Ru, Rv, and Rw are resistance elements for current detection.
  • the voltages at both ends VRu, VRv, and VRw may be collectively referred to as "voltages at both ends VRu to VRw.”
  • the voltages at both ends VRu, VRv, and VRw are values obtained by multiplying the rotating machine currents iu, iv, and iw by the resistance values of the shunt resistors Ru, Rv, and Rw, and are proportional to the currents iu, iv, and iw. This is the amount. Therefore, it can be said that the voltages at both ends VRu, VRv, and VRw are detected values of current (detected values of rotating machine current).
  • the inverter 12 may be integrated with the rotating machine 10.
  • the integrated inverter 12 and rotating machine 10 are called a power pack.
  • the controller 13 uses the torque command T_ref, the voltages at both ends VRu, VRv, VRw, and the rotor position ⁇ as input values, and generates switching signals Gup to Gwn that drive the inverter 12 based on these.
  • the controller 13 is, for example, a PWM controller realized by a microcomputer or a discrete time calculator such as a DSP (Digital Signal Processor).
  • the controller 13 includes a current command value calculator 21, a current detector 22, a coordinate converter 23 (coordinate converter for detection), a voltage command value calculator 24, a coordinate converter 25 (coordinate converter for control), and a corrected voltage It includes a generator 26, a PWM signal generator 27, and a speed calculator 28.
  • the speed calculator 28 calculates the rotational angular velocity ⁇ of the rotating machine 10 by performing differential calculation or difference calculation on the rotor position ⁇ .
  • the speed calculator 28 inputs the obtained rotational angular velocity ⁇ to the current command value calculator 21 as well as to the d-axis voltage command value calculator 24d and the q-axis voltage command value calculator 24q of the voltage command value calculator 24.
  • the current command value calculator 21 calculates current command values id_ref and iq_ref based on the torque command T_ref, the DC bus voltage Vdc, and the rotational angular velocity ⁇ .
  • the current command values id_ref and iq_ref are command values (target values) of the current to be applied to the rotating machine 10.
  • id_ref is also called a "field weakening current command value”
  • iq_ref is also called a “torque current command value”.
  • the calculation methods executed by the current command value calculation unit 21 include the known MTPA (Maximum Torque Per Ampere) control, MTPV (Maximum Torque Per Voltage) control, and flux weakening control within the operating range (speed-torque characteristic range). They may be used in appropriate combinations. Note that the rotational angular velocity ⁇ may be converted to the rotational speed of the rotor, and each control may be performed using the rotational speed.
  • the PWM signal generator 27 outputs PWM (Pulse Width Modulation) modulated switching signals Gup to Gwn based on the corrected voltage command values vu', vv', and vw' output from the corrected voltage generator 26.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the principle of generation of switching signals in the first embodiment.
  • the PWM signal generator 27 generates switching signals Gup to Gwn by comparing the corrected voltage command values vu', vv', vw' with a carrier triangular wave (carrier wave) C having a period Tc (frequency fc). .
  • the corrected voltage command values vu', vv', and vw' correspond to the U phase, V phase, and W phase, respectively.
  • the PWM signal generator 27 turns on the switching signal Gup (“1”) and turns off the switching signal Gun (“0”). Conversely, if the modified voltage command value vu' is smaller than the carrier triangular wave C, the PWM signal generator 27 turns off the switching signal Gup (“0”) and turns on the switching signal Gun (“1”).
  • the PWM signal generator 27 turns on the switching signal Gvp ("1") and turns off the switching signal Gvn ("0"). Conversely, if the modified voltage command value vv' is smaller than the carrier triangular wave C, the PWM signal generator 27 turns off the switching signal Gvp (“0”) and turns on the switching signal Gvn (“1”).
  • the PWM signal generator 27 turns on the switching signal Gwp ("1") and turns off the switching signal Gwn ("0"). Conversely, if the modified voltage command value vw' is smaller than the carrier triangular wave C, the PWM signal generator 27 turns off the switching signal Gwp (“0”) and turns on the switching signal Gwn (“1”).
  • a short circuit prevention time (dead time) is provided in the switching signals Gup to Gwn so that the upper arm switching elements Sup, Svp, Swp and the lower arm switching elements Sun, Svn, Swn of the inverter 12 are not turned on at the same time. Also good.
  • the switching signals Gup to Gwn include a pattern in which all of the lower arm switching elements Sun, Svn, and Swn are turned on during one period of electrical angle of the rotating machine 10. Specifically, a pattern in which all of the switching signals Gun, Gvn, and Gwn are on (1) is included, as in section D in FIG.
  • the voltage applied from the inverter 12 to the rotating machine 10 after PWM modulation includes components that are integral multiples of the period Tc of the carrier triangular wave C. is included. Due to this, a current having an integral multiple of the period Tc is applied to the rotating machine 10, and depending on the value of the period Tc, the rotating machine 10 generates abnormal noise.
  • the cycle Tc of the carrier triangular wave C should be set to 60 [ ⁇ s] or less. good.
  • the period Tc of the carrier triangular wave C may be set to about 50 [ ⁇ s].
  • the current detector 22 uses the voltages VRu, VRv, VRw across the shunt resistors Ru, Rv, Rw and the switching signals Gup to Gwn output from the PWM signal generator 27 to detect the pre-conversion detection currents ius, ivs, iws. Output. Specifically, the current detector 22 acquires the voltages VRu, VRv, and VRw across the shunt resistors Ru, Rv, and Rw at timing "X" shown in FIG. 2 . This timing "X" is the timing at which the carrier triangular wave C reaches its maximum value (DC bus voltage Vdc).
  • the switching signals Gun, Gvn, and Gwn input to the lower arm switching elements Sun, Svn, and Swn are all on ("1"). Therefore, the current detector 22 divides the voltages VRu, VRv, and VRw across the shunt resistors Ru, Rv, and Rw by -Ru, -Rv, and -Rw, respectively, to obtain the pre-conversion detected currents ius, ivs, and iws. Get the value.
  • the coordinate converter 23 performs coordinate conversion based on the pre-conversion detection currents ius, ivs, iws detected by the current detector 22 and the rotor position ⁇ detected by the rotor position detector 11. Thereby, the coordinate converter 23 calculates detected current values id and iq on the two rotational axes (d and q axes). Further, the coordinate converter 23 inputs the calculation results (detected current values id, iq after coordinate conversion) to the voltage command value calculation section 24 .
  • the voltage command value calculation unit 24 calculates the rotational speed between two rotational axes (d , q-axis) are calculated. Hereinafter, details of the voltage command value calculation section 24 will be explained.
  • the voltage command value calculation unit 24 includes a first deviation calculation unit 24a, a second deviation calculation unit 24b, a d-axis voltage command value calculation unit 24d, and a q-axis voltage command value calculation unit 24q.
  • the first deviation calculator 24a calculates a d-axis current deviation ed, which is a deviation between the d-axis current command value id_ref and the d-axis detected current value id.
  • the second deviation calculator 24b calculates a q-axis current deviation eq that is a deviation between the q-axis current command value iq_ref and the q-axis detected current value iq.
  • the value of the d-axis current deviation ed calculated by the first deviation calculator 24a is input to the d-axis voltage command value calculator 24d and the q-axis voltage command value calculator 24q.
  • the value of the q-axis current deviation eq calculated by the second deviation calculator 24b is input to the d-axis voltage command value calculator 24d and the q-axis voltage command value calculator 24q.
  • the d-axis voltage command value calculator 24d calculates the d-axis voltage command value vd using the d-axis current deviation ed, the q-axis current deviation eq, the DC bus voltage Vdc, and the rotational angular velocity ⁇ .
  • the q-axis voltage command value calculator 24q calculates the q-axis voltage command value vq using the q-axis current deviation eq, the d-axis current deviation ed, the DC bus voltage Vdc, and the rotational angular velocity ⁇ .
  • the deviation between the current command value and the detected current value on the first axis of the two rotating axes may be referred to as a first deviation.
  • the deviation between the current command value and the detected current value on the second axis of the two rotating axes may be referred to as a second deviation.
  • the d-axis current deviation ed which is the deviation between the current command value id_ref on the d-axis and the d-axis detected current value id
  • the q-axis current deviation eq is the "second deviation”.
  • the q-axis is the first axis
  • the q-axis current deviation eq is the "first deviation”
  • the d-axis current deviation ed is the "second deviation”.
  • FIG. 3 shows details of the d-axis voltage command value calculator 24d
  • FIG. 4 shows details of the q-axis voltage command value calculator 24q.
  • the d-axis voltage command value calculator 24d will be described below with reference to FIG.
  • the d-axis voltage command value calculator 24d includes a d-axis proportional amplifier 101d, a limiter 102d, a d-axis integral amplifier 103d, a high pass filter (HPF) 104d, and a response angular frequency amplifier 105d. It includes an inductance amplifier 106d, a multiplier 107d, a subtracter 108d, an integrator 109d, a limiter 110d, and an adder 111d.
  • HPF high pass filter
  • Kpd is a d-axis proportional gain that is multiplied so that the actually flowing rotating machine current has a preferable response to the current command value id_ref.
  • Kpd ⁇ cc ⁇ Ld.
  • ⁇ cc is the response angular frequency (more specifically, the reciprocal of the time constant of the feedback control system) for adjusting the frequency response of the rotating machine current to the current command value within a preferable range
  • Ld is This is the d-axis inductance of the rotating machine 10.
  • Kpd is not limited to ⁇ cc ⁇ Ld, and may be adjusted as appropriate by actually measuring the responsiveness of the rotating machine current that actually flows with respect to the current command value id_ref.
  • the d-axis proportional output Vdp calculated by the d-axis proportional amplifier 101d is input to the limiter 102d.
  • the limiter 102d compares the d-axis proportional output Vdp with an upper limit value (Vlimit) and a lower limit value (-Vlimit), and outputs a limited d-axis proportional output Vdp' based on the comparison result.
  • Vlimit an upper limit value
  • -Vlimit a lower limit value
  • Vlimit Kmax ⁇ Vdc/2 0.5
  • Kmax is the maximum voltage utilization rate of the inverter 12, and is appropriately set according to the desired output. For example, Kmax may be 1.
  • the limiter 102d limits the value of Vdp when the d-axis proportional output Vdp exceeds the upper limit value (Vlimit) or falls below the lower limit value (-Vlimit), and limits the d-axis proportional output Vdp' after the limit. Output as . Further, when the d-axis proportional output Vdp is greater than or equal to the lower limit value and less than the upper limit value, the limiter 102d outputs the value of Vdp as it is as the limited d-axis proportional output Vdp'. The value of the limited d-axis proportional output Vdp' output by the limiter 102d is input to the limiter 110d and the adder 111d.
  • the self-axis integral input Aid calculated by the d-axis integral amplifier 103d is input to the subtracter 108d.
  • the high-pass filter 104d reduces the low frequency component of the q-axis current deviation eq and outputs it to the response angular frequency amplifier 105d.
  • the response angular frequency amplifier 105d multiplies the q-axis current deviation eq whose low frequency components have been reduced by the high-pass filter 104d by ⁇ cc, and outputs the result to the multiplier 107d.
  • the inductance amplifier 106d multiplies the rotational angular velocity ⁇ by Lq and outputs it to the multiplier 107d.
  • Lq is the value of the q-axis inductance of the rotating machine 10.
  • the multiplier 107d multiplies the output of the response angular frequency amplifier 105d and the output of the inductance amplifier 106d to obtain the other axis integral input Bid.
  • the multiplier 107d outputs the other axis integral input Bid to the subtracter 108d.
  • the subtracter 108d subtracts the self-axis integral input Aid with the other-axis integral input Bid to obtain the d-axis integral input Cid.
  • the subtracter 108d outputs the d-axis integral input Cid to the integrator 109d.
  • the integrator 109d performs an integral operation on the d-axis integral input Cid, and outputs the result to the limiter 110d as a d-axis integral output Vdi.
  • the limiter 110d compares the d-axis integral output Vdi with an upper limit value (Vlimit-Vdp') and a lower limit value (-Vlimit-Vdp'), and outputs a limited d-axis integral output Vdi' based on the comparison result. do.
  • the limiter 110d limits the value of Vdi when the d-axis integral output Vdi exceeds the upper limit value (Vlimit-Vdp') or falls below the lower limit value (-Vlimit-Vdp'), and after the limit It is output as the d-axis integral output Vdi'. Furthermore, when the d-axis integral output Vdi is greater than or equal to the lower limit value and less than or equal to the upper limit value, the limiter 110d outputs the value of Vdi as it is as the limited d-axis integral output Vdi'. The value of the post-limited d-axis integral output Vdi' output by the limiter 110d is input to the adder 111d.
  • the reason why the limiter 110d makes a restriction determination using the d-axis proportional output Vdp' after restriction is to prevent the d-axis integral output Vdi' after restriction from being accumulated excessively and to obtain the anti-windup effect. It's for a reason.
  • the adder 111d adds the limited d-axis proportional output Vdp' and the limited d-axis integral output Vdi' to obtain the d-axis voltage command value vd.
  • the obtained voltage command value vd is input to the coordinate converter 25 as shown in FIG.
  • the q-axis voltage command value calculator 24q includes a q-axis proportional amplifier 101q, a limiter 102q, a q-axis integral amplifier 103q, a high pass filter (HPF) 104q, and a response angular frequency amplifier 105q. It includes an inductance amplifier 106q, a multiplier 107q, an adder 108q, an integrator 109q, a limiter 110q, and an adder 111q.
  • Kpq is a q-axis proportional gain that is multiplied so that the actually flowing rotating machine current has a preferable response to the current command value iq_ref.
  • Kpq ⁇ cc ⁇ Lq.
  • ⁇ cc is the response angular frequency
  • Lq is the q-axis inductance.
  • Kpq is not limited to ⁇ cc ⁇ Lq, and may be adjusted as appropriate by actually measuring the responsiveness of the rotating machine current that actually flows with respect to the current command value iq_ref.
  • the q-axis proportional output Vqp calculated by the q-axis proportional amplifier 101q is input to the limiter 102q.
  • the limiter 102q compares the q-axis proportional output Vqp with an upper limit value (Vlimit) and a lower limit value (-Vlimit), and outputs a limited q-axis proportional output Vqp' based on the comparison result.
  • the limiter 102q limits the value of Vqp when the q-axis proportional output Vqp exceeds the upper limit value (Vlimit) or falls below the lower limit value (-Vlimit), and reduces the q-axis proportional output Vqp' after the limit. Output as . Furthermore, when the q-axis proportional output Vqp is greater than or equal to the lower limit value and less than or equal to the upper limit value, the limiter 102q outputs the value of Vqp as it is as the limited q-axis proportional output Vqp'. The value of the limited q-axis proportional output Vqp' output by the limiter 102q is input to the limiter 110q and the adder 111q.
  • the value of Kiq is not limited to ⁇ cc ⁇ R, and may be adjusted as appropriate based on actual measurement results.
  • the self-axis integral input Aiq calculated by the q-axis integral amplifier 103q is input to the adder 108q.
  • the high-pass filter 104q reduces the low frequency component of the d-axis current deviation ed and outputs it to the response angular frequency amplifier 105q.
  • the response angular frequency amplifier 105q multiplies the d-axis current deviation ed whose low frequency components have been reduced by the high-pass filter 104q by ⁇ cc, and outputs the result to the multiplier 107q.
  • the inductance amplifier 106q multiplies the rotational angular velocity ⁇ by Ld and outputs the result to the multiplier 107d.
  • the multiplier 107q multiplies the output of the response angular frequency amplifier 105d and the output of the inductance amplifier 106d to obtain the other axis integral input Biq.
  • Multiplier 107q outputs other axis integral input Biq to adder 108q.
  • the adder 108q obtains the q-axis integral input Ciq by adding the self-axis integral input Aiq and the other-axis integral input Biq. Adder 108q outputs q-axis integral input Ciq to integrator 109q. Integrator 109q performs an integral operation on q-axis integral input Ciq, and outputs the result to limiter 110q as q-axis integral output Vqi.
  • the limiter 110q compares the q-axis integral output Vqi with an upper limit value (Vlimit-Vqp') and a lower limit value (-Vlimit-Vqp'), and outputs a limited q-axis integral output Vqi' based on the comparison result. do.
  • the limiter 110q limits the value of Vqi when the q-axis integral output Vqi exceeds the upper limit value (Vlimit-Vqp') or falls below the lower limit value (-Vlimit-Vqp'), and It is output as a q-axis integral output Vqi'. Furthermore, when the q-axis integral output Vqi is greater than or equal to the lower limit value and less than or equal to the upper limit value, the limiter 110q outputs the value of Vqi as it is as the limited q-axis integral output Vqi'. The value of the limited q-axis integral output Vqi' output by the limiter 110q is input to the adder 111q.
  • the reason why the limiter 110q makes a restriction determination using the q-axis proportional output Vqp' after the limit is to prevent the q-axis integral output Vqi' after the limit from being accumulated excessively, and to obtain an anti-windup effect. It's for a reason.
  • the adder 111q adds the limited q-axis proportional output Vqp' and the limited q-axis integral output Vqi' to obtain the q-axis voltage command value vq.
  • the obtained voltage command value vq is input to the coordinate converter 25.
  • voltage command values vd and vq on the two rotational axes (d and q axes) and the rotor position ⁇ are input to the coordinate converter 25.
  • the coordinate converter 25 coordinately transforms the voltage command values vd, vq based on the rotor position ⁇ , and calculates the voltage command values vu, vv, vw on the three-phase coordinates.
  • the corrected voltage generator 26 generates corrected voltage command values vu', vv', vw' based on the voltage command values vu, vv, vw output from the coordinate converter 25 and the offset voltage voffset.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the processing performed by the corrected voltage generator 26 in the first embodiment.
  • step S11 is first executed.
  • the corrected voltage generator 26 selects the smallest value from among the voltage command values vu, vv, and vw, and sets that value as Vmin.
  • step S12 the corrected voltage generator 26 sets the value of the offset voltage voffset to 0.5Vdc-Vmin.
  • step S13 the corrected voltage generator 26 obtains corrected voltage command values vu', vv', vw' by subtracting the offset voltage voffset from the voltage command values vu, vv, vw, respectively.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of waveforms of voltage command values vu, vv, vw and corrected voltage command values vu', vv', vw' in the first embodiment.
  • the waveform graph of the voltage command values vu, vv, vw is shown on the upper side
  • the waveform graph of the corrected voltage command values vu', vv', vw' is shown on the lower side.
  • the DC bus voltage Vdc 10V.
  • step S11 of FIG. 5 in addition to the process of selecting the smallest value from voltage command values vu, vv, vw and setting it as Vmin, Processing may also be performed in which the one with the largest value is selected and set as Vmax. Then, in step S12, processing may be performed to set voffset to "(Vmax+Vmin)/2".
  • so-called two-phase modulation may be adopted by keeping the upper arm switching element corresponding to the phase with the maximum voltage command value among the three phases always in the on state.
  • the corrected voltage command values vu', vv', vw' generated by the corrected voltage generator 26 through the above calculations are input to the PWM signal generator 27. Then, the PWM signal generator 27 performs PWM modulation on the corrected voltage command values vu', vv', and vw', and outputs the results to the inverter 12 as switching signals Gup to Gwn.
  • FIG. 7 is a Bode diagram showing the transfer characteristic from the q-axis current command value iq_ref to the q-axis detected current value iq when the rotational angular velocity ⁇ is high in the control device 1 according to the first embodiment.
  • a gain diagram is shown on the upper side
  • a phase diagram is shown on the lower side.
  • this disclosure indicates the transfer characteristic according to Embodiment 1
  • the number of integrators included in the d-axis voltage command value calculator 24d and the q-axis voltage command value calculator 24q in the present disclosure is one each. Therefore, anti-windup processing can be performed more easily than when two integrators are used for one axis as in Patent Document 1. As a result, even if there is a sudden change in the current command values id_ref and iq_ref, it is possible to provide a stable control device 1 in which overshoot due to excessive accumulation of integral values is unlikely to occur. becomes. Further, according to the present disclosure, it is also possible to suppress the amount of calculation by the controller 13 compared to the case where two integrators are used for one axis.
  • the control device 1 includes the inverter 12 that applies voltage to the AC rotating machine 10, the current detector 22 that detects the rotating machine current flowing through the rotating machine 10, and the rotating machine 10.
  • the d-axis voltage command value calculator 24d calculates the voltage command value vd of the d-axis (first axis) of the two rotating axes of the machine 10, and the A q-axis voltage command value calculator 24q (second axis voltage command value calculator) that calculates the voltage command value vq of the second axis) is provided.
  • the d-axis voltage command value calculator 24d calculates the d-axis current deviation ed (first deviation), which is the deviation between the current command value id_ref on the d-axis and the detected current value id on the d-axis, and the current command on the q-axis.
  • An integral calculation is performed using the q-axis current deviation eq (second deviation), which is the deviation between the value iq_ref and the q-axis detected current value iq on the q-axis, and the d-axis voltage is calculated based on the result of the integral calculation. Calculate command value vd.
  • the q-axis voltage command value calculator 24q performs an integral calculation using the q-axis current deviation eq and the d-axis current deviation ed, and calculates the q-axis voltage command value vq based on the result of the integral calculation. .
  • the d-axis voltage command value calculator 24d calculates the rotational angular velocity ⁇ of the AC rotating machine, the q-axis inductance Lq, and the frequency response of the rotating machine current to the current command value with respect to the q-axis current deviation eq.
  • the integral operation is performed using the value obtained by multiplying the response angular frequency ⁇ cc by the response angular frequency ⁇ cc. Thereby, a desired frequency response can be obtained without depending on the rotational angular velocity ⁇ of the rotating machine.
  • the q-axis voltage command value calculator 24q adjusts the rotational angular velocity ⁇ of the AC rotating machine, the inductance Ld on the d-axis, and the frequency response of the rotating machine current to the current command value with respect to the d-axis current deviation ed.
  • the integral operation is performed using the value obtained by multiplying the response angular frequency ⁇ cc by .
  • the d-axis voltage command value calculator 24d executes the integral calculation using the result of reducing the low frequency component of the q-axis current deviation eq by the high-pass filter 104d. In this way, by reducing the low frequency component of the current deviation eq of the axis that is not the control target for the d-axis voltage command value calculator 24d (i.e., the q-axis), It becomes possible to set the current deviation ed to 0 (zero) on a steady basis. Similarly, the q-axis voltage command value calculator 24q executes the integral calculation using the result of reducing the low frequency component of the d-axis current deviation ed by the high-pass filter 104q.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of a rotating machine control device 2 according to the second embodiment.
  • the control device 2 differs from the control device 1 according to the first embodiment in that it includes an amplitude calculator 29.
  • 9 and 10 are block diagrams respectively showing the configurations of the d-axis voltage command value calculator 24d and the q-axis voltage command value calculator 24q according to the second embodiment.
  • the configurations of the d-axis voltage command value calculator 24d and the q-axis voltage command value calculator 24q are also different between the first embodiment and the second embodiment.
  • the amplitude calculator 29 receives a d-axis voltage command value vd, a q-axis voltage command value vq, and a DC bus voltage Vdc.
  • the amplitude calculator 29 calculates the voltage amplitude m based on the following formula (2-1).
  • the d-axis voltage command value calculator 24d includes an amplifier 112d.
  • the amplifier 112d multiplies the output from the multiplier 107d by K and inputs the result to the subtracter 108d.
  • K is a limit gain multiplied when integrating and inputting the current deviation eq on the q-axis which is not the controlled object as viewed from the d-axis voltage command value calculator 24d.
  • the voltage amplitude m is input to the amplifier 112d, and the value of the limiting gain K is determined based on the value of the voltage amplitude m.
  • the voltage amplitude m is also input to the d-axis proportional amplifier 101d.
  • This embodiment differs from Embodiment 1 in that the d-axis proportional gain Kpd and the limit gain K are varied in accordance with the voltage amplitude m.
  • the q-axis voltage command value calculator 24q of the second embodiment includes an amplifier 112q.
  • Amplifier 112q multiplies the output from multiplier 107q by K and inputs the result to adder 108q.
  • "K" is a limit gain multiplied when integrating and inputting the current deviation ed on the d-axis, which is not the controlled object, as viewed from the q-axis voltage command value calculator 24q.
  • the voltage amplitude m is input to the amplifier 112q, and the value of the limiting gain K is determined based on the value of the voltage amplitude m.
  • the voltage amplitude m is also input to the q-axis proportional amplifier 101q.
  • This embodiment differs from Embodiment 1 in that the q-axis proportional gain Kpq and the limit gain K are varied in accordance with the voltage amplitude m.
  • FIG. 11 shows the relationship between voltage amplitude m, proportional gains Kpd, Kpq, and limiting gain K.
  • the vertical axis of the upper graph in FIG. 11 is the proportional gains Kpd, Kpq, and the vertical axis of the lower graph is the limit gain K. Both on the upper and lower sides, the horizontal axis is the voltage amplitude m.
  • m1 is the first voltage threshold
  • m2 is the second voltage threshold.
  • the proportional gains Kpd and Kpq are switched between a first proportional value Kp_H and a second proportional value Kp_L.
  • the second proportional value Kp_L is smaller than the first proportional value Kp_H.
  • the limit gain K is switched between a first limit value K_H and a second limit value K_L.
  • the second limit value K_L is smaller than the first limit value K_H.
  • the values of the proportional gains Kpd and Kpq are set to the second proportional value Kp_L. Further, when the voltage amplitude m is lower than the first voltage threshold m1, the proportional gains Kpd and Kpq are set to the first proportional value Kp_H.
  • the limit gain K is set to the first limit value K_H. Further, when the voltage amplitude m is lower than the second voltage threshold m2, the limit gain K is set to the second limit value K_L.
  • the first voltage threshold m1 is higher than the second voltage threshold m2. Therefore, when the values of proportional gains Kpd and Kpq are Kp_L, the value of limiting gain K is K_H.
  • the proportional gains Kpd and Kpq are reduced. Control stability can be ensured even when the gains Kpd and Kpq are low.
  • the proportional gains Kpd and Kpq are set high enough to ensure stability, so that control stability can be ensured even when non-interference control between the d and q axes is insufficient. It is set to the value Kp_H.
  • the values of Kp_H and Kp_L are set so that the response from the current command values id_ref and iq_ref to the rotating machine currents iu, iv, and iw is good within the ranges of 300Hz to 1000Hz and 100Hz to 300Hz, respectively. be done.
  • the value of K_H is set to 0.7 or more
  • the value of K_L is set to 0.3 or less.
  • Gxn shown in FIG. 12 shows an example of the waveform of any one of the switching signals Gun, Gvn, and Gwn in the lower arm switching elements Sun, Svn, and Swn.
  • VRx indicates an example of the waveform of any one of the voltages VRu, VRv, and VRw across the shunt resistors Ru, Rv, and Rw.
  • ringing occurs in the voltage VRx across the shunt resistor for several ⁇ s after the signal Gxn changes from 0 to 1. Ringing is a phenomenon in which the voltage across the shunt resistor fluctuates for a certain period of time when switching is performed in the inverter 12.
  • the current detector 22 obtains the pre-conversion detection currents ius, ivs, and iws based on the voltages VRu, VRv, and VRw across the shunt resistor that include this ringing, the detection results will include errors. If the detected currents ius, ivs, and iws before conversion include errors, the detected current values id, iq after coordinate conversion also include errors.
  • the on time of the corresponding lower arm switching elements Sun, Svn, and Swn must be longer than the time threshold Tmin set according to the ringing convergence time. preferable.
  • the voltage input to the PWM signal generator 27 is set to Vdc ⁇ (Tc-Tmin)/Tc shown in the dashed line in FIG. It is good if it is below.
  • the modified voltage commands vu', vv', vw' (that is, the voltages input to the PWM signal generator 27) are all below Vdc ⁇ (Tc-Tmin)/Tc. Therefore, it is possible to eliminate errors due to ringing and accurately obtain the pre-conversion detection currents ius, ivs, and iws based on the voltages VRu, VRv, and VRw across the shunt resistor.
  • the detection method for determining the pre-conversion detection currents ius, ivs, and iws based on the voltages VRu, VRv, and VRw across the shunt resistors corresponding to the three phases in this manner is called "three-phase detection.”
  • the value of the corrected voltage command vu' is larger than the value of Vdc ⁇ (Tc-Tmin)/Tc (hereinafter also referred to as "upper limit value").
  • the difference between the time when Gun switches from 0 to 1 and the time at timing X becomes small. Therefore, the voltage VRu across the u-phase shunt resistor obtained at timing X includes the influence of ringing.
  • the pre-conversion detection current for the phase in which the on-time of the switching signals Gun, Gvn, and Gwn of the lower arm switching elements is shorter than the time threshold Tmin may be generated from the other two phases.
  • the relationship between the number of phases used for current detection and the voltage amplitude m is as follows. That is, when the voltage amplitude m is low and the instantaneous values of the three-phase corrected voltage commands vu', vv', and vw' are all below the upper limit value (Vdc ⁇ (Tc-Tmin)/Tc), "3 detection” is performed. Use. Alternatively, when the voltage amplitude m is high and the instantaneous value of any one of the three-phase corrected voltage commands vu', vv', and vw' exceeds the upper limit value (Vdc ⁇ (Tc-Tmin)/Tc), "2 phase detection.
  • the value of the first voltage threshold m1 is set to "(Tc-Tmin)/Tc". It can be said that "(Tc-Tmin)/Tc” is a value obtained by dividing the above-mentioned upper limit "Vdc ⁇ (Tc-Tmin)/Tc" by Vdc and normalizing it.
  • the voltage first threshold value m1 is set in this way, the following effects can be obtained.
  • "two-phase detection" is used, and at that time, the proportional gains Kpd and Kpq are set to a low value Kp_L.
  • the second voltage threshold m2 may be set to a value lower than the first voltage threshold m1. However, if the noise included in the detected value of the rotational angular velocity ⁇ is not a problem, switching the value of the limiting gain K at the second voltage threshold m2 is not necessarily necessary. Specifically, if the voltage amplitude m is equal to or greater than the first voltage threshold m1, the values of the proportional gains Kpd and Kpq are set to Kp_L; otherwise, the values of the proportional gains Kpd and Kpq are set to Kp_H, and the value of the limiting gain K is set to may be always set constant (K_H) regardless of the voltage amplitude m.
  • the voltage applied to the rotating machine and the rotational speed (or rotational angular velocity ⁇ ) of the rotating machine are approximately proportional. Therefore, the proportional gains Kpd, Kpq and the limiting gain K may be switched using a threshold value related to the rotational speed (or rotational angular velocity ⁇ ) instead of the previously described threshold value related to the voltage amplitude m.
  • a threshold value related to the rotational speed (or rotational angular velocity ⁇ ) instead of the previously described threshold value related to the voltage amplitude m.
  • the rotation speed when the voltage amplitude m matches the voltage first threshold m1 is set as the rotation speed first threshold n1
  • the rotation speed when the voltage amplitude m matches the voltage second threshold m2 is set as the rotation speed second threshold n2.
  • the above-described switching of the proportional gains Kpd, Kpq or the limit gain K based on the comparison between the voltage amplitude m and the threshold values m1, m2 can be replaced with switching based on the comparison between the rotation speed and the threshold values n1, n2.
  • the rotation angular velocity ⁇ when the voltage amplitude m matches the voltage first threshold m1 is set as the rotation angular velocity first threshold ⁇ 1
  • the rotation angular velocity ⁇ when the voltage amplitude m matches the voltage second threshold m2 is set as the rotation angular velocity ⁇ .
  • Two threshold values ⁇ 2 may be used.
  • the switching of the proportional gains Kpd, Kpq or the limit gain K based on the comparison between the voltage amplitude m and the threshold values m1, m2 described above can be replaced with switching based on the comparison of the rotational angular velocity ⁇ and the ⁇ 1, ⁇ 2.
  • switching according to the voltage amplitude m and switching according to the rotational speed (or rotational angular velocity ⁇ ) may be used together.
  • the proportional gains Kpd and Kpq are switched based on the comparison between the voltage amplitude m and the first voltage threshold m1, and the rotation speed (or rotational angular velocity ⁇ ) and the rotational speed second threshold n2 (or the rotational angular velocity
  • the limiting gain K may be switched based on a comparison with two threshold values ⁇ 2).
  • proportional gains Kpd and Kpq are switched.
  • the values of the proportional gains Kpd and Kpq may be kept constant at Kp_H regardless of the voltage amplitude m or the rotation speed.
  • the proportional gains Kpd and Kpq are always set to large values (Kp_H) to control the system. May increase safety. Furthermore, when switching the values of the proportional gains Kpd and Kpq between Kp_L and Kp_H, they may be switched gradually with a slope so that the control does not become discontinuous. Similarly, when switching the value of the limit gain K between K_L and K_H, it may be changed gradually with a slope.
  • the first axis voltage command value calculator (e.g. d-axis voltage command value calculator 24d) has a proportional gain (e.g. The voltage command value (for example, Vd) of the first axis is calculated using the value multiplied by Kpd).
  • the proportional gain is switched between a first proportional value Kp_H and a second proportional value Kp_L that is smaller than the first proportional value Kp_H.
  • the proportional gain is set to the second proportional value Kp_L.
  • the first axis voltage command value calculator executes an integral operation using a value obtained by multiplying the second deviation by the limit gain K, and the limit gain K is the first limit value.
  • K_H and a second limit value K_L that is smaller than the first limit value K_H. If the voltage amplitude m is less than or equal to a second voltage threshold m2 which is smaller than the first voltage threshold m1, or if the rotation speed of the AC rotating machine 10 is less than or equal to a second rotation speed threshold n2 which is smaller than the first rotation speed threshold n1.
  • the limit gain K is set to the second limit value K_L.
  • the inverter 12 also includes three sets of upper arm switching elements Sup, Svp, Swp, lower arm switching elements Sun, Svn, Swn, and shunt resistors Ru, Rv, respectively corresponding to three phases (U, V, W). , Rw.
  • the current detector 22 detects the rotating machine currents iu, iv, and iw in the three phases based on the voltages VRu, VRv, and VRw across the corresponding shunt resistors. (that is, using “three-phase detection”). According to this configuration, it is possible to suppress the detection results of the rotating machine currents iu, iv, and iw from including errors due to the influence of ringing. Therefore, the AC rotating machine 10 can be controlled with high precision.
  • the proportional gains Kpd and Kpq may be set to the first proportional value Kp_H, regardless of the voltage amplitude m, etc. In this case, the time period during which the rotating machine current remains excessively high can be shortened. Therefore, failure of the control device 2 can be prevented.
  • the proportional gains Kpd and Kpq may be set to the first proportional value Kp_H, regardless of the voltage amplitude m, etc. In this case, it is possible to improve the stability of the system when a failure occurs and to suppress the occurrence of secondary failures.
  • an electric power steering device 100 includes a control device 3, a handle 101, a rotating machine 10, and a torque detector 103. Electric power steering device 100 is mounted on a vehicle. The steering wheel 101 is operated by the driver. By operating the handle 101, the front wheels 102 of the vehicle are driven.
  • the basic configuration of the control device 3 is the same as that of the control device 1 in Embodiment 1, so a detailed explanation will be omitted and the different points will be mainly described.
  • the torque detector 103 detects the steering torque Ts of the steering wheel 101 by the driver, and outputs the detection result to the control device 3.
  • the driving force of the rotating machine 10 is transmitted to the steering system 100s of the vehicle via the driving force transmission mechanism 104.
  • the steering system 100s includes a steering wheel 101, a front wheel 102, and the like.
  • the electric power steering device 100 uses the driving force generated by the rotating machine 10 as assist torque to assist the driver in steering the vehicle.
  • the current command value calculator 21 in the control device 3 differs from the first embodiment in calculation regarding the torque current command value (q-axis current command value iq_ref), so this point will be described.
  • the current command value calculator 21 receives the steering torque Ts and the vehicle running speed S, and calculates the q-axis current command value iq_ref based on these inputs.
  • FIG. 15 is a graph showing the set value of the q-axis current command value iq_ref according to the steering torque Ts and the vehicle running speed S. As shown in this graph, the greater the steering torque Ts, the greater the value of the current command value iq_ref, and the greater the gradient of its change. Furthermore, the larger the vehicle speed S is, the smaller the current command value iq_ref becomes. Note that the value of the current command value iq_ref may be determined by further taking into account the damping torque, etc., determined based on the rotational angular velocity ⁇ .
  • the lower the vehicle speed S the greater the gradient of the q-axis current command value iq_ref with respect to the steering torque Ts.
  • the influence on the q-axis current command value iq_ref becomes large, causing vibrations and noise from the rotating machine 10, or an unpleasant feeling when touching the steering wheel 101. Leads to.
  • the proportional gain Kpd in the d-axis voltage command value calculation unit 24d and the proportional gain Kpd in the q-axis voltage command value calculation unit 24q are calculated according to the traveling speed S of the vehicle.
  • Kpq is varied as shown in FIG. "Kp_H1" is referred to as a first speed reference value, and "Kp_L1" is referred to as a second speed reference value.
  • the second speed reference value Kp_L1 is smaller than the first speed reference value Kp_H1.
  • the values of proportional gains Kpd and Kpq are set to Kp_L1.
  • the values of proportional gains Kpd and Kpq low, it is possible to suppress the q-axis current command value iq_ref from sensitively reacting to pulsations in the steering torque Ts.
  • the q-axis current command value iq_ref is less affected by the pulsation of the steering torque Ts, so the proportional gains Kpd and Kpq are set to a high value Kp_H1.
  • the electric power steering device 100 includes the control device 3, the AC rotating machine 10, and the driving force transmission mechanism 104 that transmits the driving force of the AC rotating machine 10 to the steering system 100s of the vehicle. , is provided. With such a configuration, it is possible to provide the electric power steering device 100 that achieves both quietness and steering stability.
  • the proportional gains Kpd and Kpq are switched between the first speed reference value Kp_H1 and the second speed reference value Kp_L1, which is smaller than the first speed reference value Kp_H1.
  • the voltage command value calculation unit 24 sets the proportional gains Kpd and Kpq to a value lower than the first speed reference value Kp_H1 when the traveling speed S of the vehicle is smaller than the threshold value s2. According to this configuration, quietness can be improved in a situation where steering noise is likely to be heard and the vehicle speed is low.
  • an electric power steering device 100 includes a control device 3 similar to that of the third embodiment.
  • Embodiment 4 differs from the technique described in Embodiment 3 in that the detected value input to the voltage command value calculation unit 24 is changed from the vehicle running speed S to the steering torque Ts, and the voltage command value calculation The difference is that some of the calculation contents in the section 24 are different.
  • the other points are the same as those in Embodiment 3, so the explanation will be omitted.
  • ⁇ Ts is the amount of change in steering torque Ts per unit time
  • K_H1 is the first torque reference value
  • K_L1 is the second torque reference value.
  • the second torque reference value K_L1 is smaller than the first torque reference value K_H1.
  • the limit gain K varies in the range of K_L1 to K_H1 depending on the magnitude of the amount of change ⁇ Ts. Specifically, when ⁇ Ts is less than or equal to the first torque threshold ⁇ Ts1, the value of the limit gain K is set to K_L1. When ⁇ Ts is greater than or equal to the second torque threshold ⁇ Ts2, the value of the limit gain K is set to K_H1.
  • the horizontal axis is ⁇ Ts.
  • the above gradient ( ⁇ iq_ref/ ⁇ Ts) is referred to as a "current torque gradient" in this specification.
  • the current torque gradient is the ratio of the amount of change in the q-axis current command value iq_ref ( ⁇ iq_ref) to the amount of change in the steering torque Ts ( ⁇ Ts).
  • the proportional gains Kpd and Kpq may be set to a small value Kp_L1.
  • the proportional gains Kpd and Kpq may be set to a small value (for example, Kp_L1).
  • the result of the rotational angular velocity ⁇ passing through a low-pass filter may be input.
  • the cutoff frequency of the low-pass filter is preferably higher than the upper limit of the steering frequency of the electric power steering device 100 (for example, 5 Hz).
  • the introduction of non-interference control has the effect of reducing abnormal noises and vibrations of the rotating machine 10 caused by noise components included in the rotational angular velocity ⁇ . Therefore, a quiet electric power steering device 100 can be provided.
  • each of the components of the rotating machine control devices 1 to 4 and the electric power steering device 100 described above has a computer system therein. Then, a program for realizing the functions of each component of the rotating machine control devices 1 to 4 and the electric power steering device 100 described above is recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium is recorded. may be loaded into a computer system and executed to perform processing in each of the components of the rotating machine control devices 1 to 4 and the electric power steering device 100 described above.
  • “reading a program recorded on a recording medium into a computer system and executing it” includes installing the program on the computer system.
  • the "computer system” herein includes an OS and hardware such as peripheral devices.
  • a "computer system” may include a plurality of computer devices connected via the Internet or a network including a communication line such as a WAN, LAN, or a dedicated line.
  • a communication line such as a WAN, LAN, or a dedicated line.
  • computer-readable recording medium refers to portable media such as flexible disks, magneto-optical disks, ROMs, and CD-ROMs, and storage devices such as hard disks built into computer systems.
  • the recording medium storing the program may be a non-transitory recording medium such as a CD-ROM.
  • the recording medium also includes a recording medium provided internally or externally that can be accessed from the distribution server to distribute the program.
  • the program may be divided into a plurality of parts, downloaded at different timings, and then combined with each component of the rotating machine control devices 1 to 4 and the electric power steering device 100.
  • the distribution servers that distribute each program may be different.
  • a "computer-readable recording medium” refers to a storage medium that retains a program for a certain period of time, such as volatile memory (RAM) inside a computer system that is a server or client when a program is transmitted via a network. This shall also include things.
  • the above-mentioned program may be for realizing a part of the above-mentioned functions.
  • it may be a so-called difference file (difference program) that can realize the above-mentioned functions in combination with a program already recorded in the computer system.
  • Control device 10 ... AC rotating machine 12... Inverter 22... Current detector 24d, 24q... (1st axis voltage command value calculator, 2nd axis voltage command value calculator) 100... Electric power steering device 104... Driving force transmission mechanism id, iq...Detected current value id_ref, iq_ref...Current command value iq_ref...Torque current command value iu, iv, iw...Rotating machine current K...Limit gain K_H...First limit value K_L...Second limit value Kp_H ...First proportional value Kp_H1...First speed reference value Kp_L...Second proportional value Kp_L1...Second speed reference value Kpd, Kpq...Proportional gain Ld...D-axis inductance m...Voltage amplitude m1...Voltage first threshold m2...Voltage second threshold n1...Rotation speed first threshold n2...Rotation speed

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Abstract

交流回転機の制御装置は、前記交流回転機に電圧を印加するインバータと、前記交流回転機を流れる回転機電流を検出する電流検出器と、前記交流回転機の回転二軸における第１軸の電圧指令値を演算する第１軸電圧指令値演算器と、前記回転二軸における第２軸の電圧指令値を演算する第２軸電圧指令値演算器と、を備える。前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第１軸における検出電流値と、の偏差である第１偏差、および、前記第２軸における電流指令値と、前記回転機電流の第２軸における検出電流値と、の偏差である第２偏差を用いて、積分演算を行い、前記積分演算の結果に基づいて前記第１軸の電圧指令値を演算する。

Description

交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置
　本開示は、交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置に関する。
　特許文献１には、交流回転機のベクトル制御において、回転二軸(例えばｄ軸、ｑ軸)における干渉項を補償する制御装置が開示されている。この制御装置は、電流ＰＩ制御器および非干渉誤差補正器を含んでいる。電流ＰＩ制御器は、比例・積分制御を行うため、ｄ軸およびｑ軸にそれぞれ対応した、２つの積分器を備えている。同様に、非干渉誤差補正器も、ｄ軸およびｑ軸にそれぞれ対応した２つの積分器を備えている。
特開２０１０－１１９２４５号公報
　このような制御装置においては、積分器におけるワインドアップが原因となり、制御の精度が低下する現象（いわゆるオーバーシュート等）が生じ得る。積分器のワインドアップを抑制する方法としては、積分項を適切な値に制限する等の、アンチワインドアップを行うことが有効である。
　ここで、特許文献１の構成では、例えばｄ軸の電圧指令値を演算するにあたり、電流ＰＩ制御器における積分器での演算結果と、非干渉誤差補正器における積分器での演算結果と、を用いる。このように、１つの制御対象値（例えばｄ軸の電圧指令値）に対して２つの積分器での演算結果を用いる場合、アンチワインドアップを適切に行うことが難しい。その結果として、制御が不安定になるという課題がある。
　本開示は上記事情に鑑みてなされたものであり、より安定した制御を行うことが可能な交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本開示の一態様に係る交流回転機の制御装置は、前記交流回転機に電圧を印加するインバータと、前記交流回転機を流れる回転機電流を検出する電流検出器と、前記交流回転機の回転二軸における第１軸の電圧指令値を演算する第１軸電圧指令値演算器と、前記回転二軸における第２軸の電圧指令値を演算する第２軸電圧指令値演算器と、を備え、前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第１軸における検出電流値と、の偏差である第１偏差、および、前記第２軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第２軸における検出電流値と、の偏差である第２偏差を用いて、積分演算を行い、前記積分演算の結果に基づいて前記第１軸の電圧指令値を演算する。
　また、本開示の一態様に係る電動パワーステアリング装置は、上記交流回転機の制御装置と、前記交流回転機と、前記交流回転機の駆動力を操舵系に伝達する駆動力伝達機構と、を備える。
　本開示によれば、より安定した制御を行うことが可能な交流回転機の制御装置および電動パワーステアリング装置を提供できる。
実施の形態１に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１におけるスイッチング信号の生成原理を説明するための図である。 図１のｄ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。 図１のｑ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。 図１の修正電圧生成器で行われる処理の一例を示すフローチャートである。 実施の形態１において、電圧指令値及び修正電圧指令値の波形の一例を示す図である。 実施の形態１に係る制御装置において、回転角速度が高い場合の、ｑ軸電流指令値からｑ軸検出電流値までの伝達特性を示すボード線図である。 実施の形態２に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係るｄ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係るｑ軸電圧指令値演算器の構成を示すブロック図である。 実施の形態２において、比例ゲイン、制限ゲイン、および電圧振幅の関係を示す図である。 実施の形態２において、シャント抵抗の両端電圧の波形の一例を示すグラフである。 実施の形態２において、一部の修正電圧指令の値が上限値よりも大きい場合を示す図である。 実施の形態３に係る電動パワーステアリング装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態３において、操舵トルクとｑ軸電流指令値と車速との関係を示すグラフである。 実施の形態３において、車速と比例ゲインとの関係を示す図である。 実施の形態４に係る電動パワーステアリング装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態４において、操舵トルクの変化量と制限ゲインとの関係を示す図である。
　以下、図面を参照して、本開示に係る回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る回転機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。図１に示す通り、制御装置１は、回転子位置検出器１１、インバータ１２、及び制御器１３を備えている。制御装置１は、制御装置１の外部から入力される制御指令としてのトルク指令Ｔ_ｒｅｆに基づいて、回転機１０を制御する。
　回転機１０は、三相の巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを有する三相交流回転機である。また、回転機１０は、回転二軸に基づいて制御可能な交流回転機である。本明細書において、「回転二軸」とは、回転機１０の回転子と同期して回転し、横断面において互いに直交する２つの軸を意味する。「横断面」とは、回転子の中心軸線に対して垂直な断面である。例えば、回転二軸は、ｄ-ｑ軸であってもよい。ｄ軸とは、回転子の中心軸線と磁極とを結ぶ軸である。ｑ軸とは、ｄ軸および前記中心軸線の双方に直交する軸である。また、回転二軸は、γ-δ軸であってもよい。γ軸とは、ｄ軸に対して回転方向にずれた軸である。δ軸とは、γ軸および前記中心軸線の双方に直交する軸である。回転二軸のうち、一方を第１軸といい、他方を第２軸という。例えば、ｄ軸を第１軸という場合、ｑ軸を第２軸という。なお、ｑ軸が第１軸であり、ｄ軸が第２軸であってもよい。同様に、γ軸を第１軸という場合、δ軸を第２軸という。
　以下では、回転機１０が永久磁石同期回転機であり、回転二軸がｄ-ｑ軸である場合について説明する。ただし、回転機１０は、例えば巻線界磁同期回転機、誘導回転機、シンクロナスリラクタンスモータ等であってもよい。また、以下の開示内容におけるｄ軸およびｑ軸を、δ軸およびγ軸に置換してもよい。
　回転子位置検出器１１は、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲ（磁気抵抗）センサ等を備えており、これらを用いて回転子位置θを検出する。回転子位置θとは、回転機１０が有する回転子の、回転方向における位置である。本実施の形態では、回転子位置検出器１１を用いて回転機１０の回転子位置θを検出する。ただし、回転子位置検出器１１を用いることなく、回転機１０の回転子位置θを推定する構成も採用可能である。つまり、本開示において、制御装置１が回転子位置検出器１１を備えていなくてもよい。
　インバータ１２は、回転機１０に電圧を印加する電力変換器である。具体的には、制御器１３の制御の下で、インバータ１２は、直流電源ＢＴから供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を回転機１０に供給する。直流電源ＢＴは、バッテリーに加えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等の、直流電力を供給するための機器を含む。本明細書において、直流電源ＢＴの出力電圧（直流母線電圧）をＶｄｃと表す。
　インバータ１２は、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ、及びシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備える。上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは、直流電源ＢＴの正極に接続されている。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐにそれぞれ接続されているとともに、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗをそれぞれ介して直流電源ＢＴの負極に接続されている。
　ここで、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、及びシャント抵抗ＲｕによってＵ相の直列回路が形成されている。このＵ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｕｐと下アームスイッチング素子Ｓｕｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｕに接続されている。
　また、上アームスイッチング素子Ｓｖｐ、下アームスイッチング素子Ｓｖｎ、及びシャント抵抗ＲｖによってＶ相の直列回路が形成されている。このＶ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｖｐと下アームスイッチング素子Ｓｖｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｖに接続されている。
　また、上アームスイッチング素子Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｗｎ、及びシャント抵抗ＲｗによってＷ相の直列回路が形成されている。このＷ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｗｐと下アームスイッチング素子Ｓｗｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｗに接続されている。
　上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等の半導体スイッチを用いることができる。
　上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐには、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐがそれぞれ入力される。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎには、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎがそれぞれ入力される。上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎによって、オン状態又はオフ状態になる。本明細書および図面では、スイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎを総称して、「スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎ」と表記する場合がある。
　例えば、スイッチング信号Ｇｕｐが「オン指令（＝１）」である場合に上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオン状態になり、スイッチング信号Ｇｕｐが「オフ指令（＝０）」である場合に上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオフ状態になる。他のスイッチング素子（上アームスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）についても同様である。このようにして、インバータ１２は、直流電源ＢＴが供給する直流電力から、回転機１０に供給する交流電力を生成する。
　シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗは、電流検出用の抵抗素子である。
　シャント抵抗Ｒｕは、回転機１０の巻線Ｕに流れる電流（回転機電流）ｉｕに比例した両端電圧ＶＲｕ（＝－Ｒｕ×ｉｕ）を制御器１３に出力する。シャント抵抗Ｒｖは、回転機１０の巻線Ｖに流れる電流（回転機電流）ｉｖに比例した両端電圧ＶＲｖ（＝－Ｒｖ×ｉｖ）を制御器１３に出力する。シャント抵抗Ｒｗは、回転機１０の巻線Ｗに流れる電流（回転機電流）ｉｗに比例した両端電圧ＶＲｗ（＝－Ｒｗ×ｉｗ）を制御器１３に出力する。本明細書および図面では、両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを総称して、「両端電圧ＶＲｕ～ＶＲｗ」と表記する場合がある。
　ここで、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗは、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの抵抗値とを乗算して得られる値であり、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに比例した量である。このため、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗは、電流を検出した値（回転機電流の検出値）であるといえる。
　尚、インバータ１２は、回転機１０と一体化されていてもよい。一体化されたインバータ１２および回転機１０を、パワーパックと呼ぶ。
　制御器１３は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆ、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗ、及び回転子位置θを入力値として用い、これらに基づいて、インバータ１２を駆動するスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを生成する。制御器１３は、例えば、マイコン又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の離散時間演算器により実現されるＰＷＭ制御器である。制御器１３は、電流指令値演算器２１、電流検出器２２、座標変換器２３（検出用座標変換器）、電圧指令値演算部２４、座標変換器２５（制御用座標変換器）、修正電圧生成器２６、ＰＷＭ信号生成器２７、及び速度演算器２８を備える。
　速度演算器２８は、回転子位置θに微分演算または差分演算を行うことで、回転機１０の回転角速度ωを求める。速度演算器２８は、求めた回転角速度ωを、電流指令値演算器２１に加えて、電圧指令値演算部２４のｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑに入力する。
　電流指令値演算器２１は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆ、直流母線電圧Ｖｄｃ、および回転角速度ωに基づいて、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆを演算する。電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆは、回転機１０に通電する電流の指令値（目標値）である。ｉｄ_ｒｅｆは「弱め界磁電流指令値」とも呼ばれ、ｉｑ_ｒｅｆは「トルク電流指令値」とも呼ばれる。電流指令値演算器２１が実行する演算手法としては、公知のＭＴＰＡ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｔｏｒｑｕｅ　Ｐｅｒ　Ａｍｐｅｒｅ）制御、ＭＴＰＶ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｔｏｒｑｕｅ　Ｐｅｒ　Ｖｏｌｔａｇｅ）制御、および弱め磁束制御を、運転範囲（速度－トルク特性の範囲）毎に適切に組み合わせて用いてもよい。なお、回転角速度ωを回転子の回転数に変換し、回転数を用いて各制御を行ってもよい。
　次に、ＰＷＭ信号生成器２７について説明する。ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧生成器２６から出力された修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′に基づいて、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調されたスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを出力する。修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′については、後述する。
　図２は、実施の形態１におけるスイッチング信号の生成原理を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′と、周期Ｔｃ（周波数ｆｃ）のキャリア三角波（搬送波）Ｃと、を比較することで、スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを生成する。修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する。
　具体的に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｕｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｕｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｕｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｕｎをオン（「１」）とする。
　また、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｖ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｖｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｖｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｖ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｖｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｖｎをオン（「１」）とする。
　また、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｗ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｗｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｗｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｗ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｗｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｗｎをオン（「１」）とする。
　尚、インバータ１２の上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとが同時にオン状態にならないように、スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎに短絡防止時間（デッドタイム）を設けても良い。
　スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎには、回転機１０の電気角１周期中において、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てをオン状態にするパターンが含まれる。具体的には、図２中における区間Ｄのように、スイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎの全てがオン（１）となるパターンが含まれる。
　ここで、インバータ１２から回転機１０に印加されるＰＷＭ変調後の電圧には、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の成分のほかに、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃの整数倍の成分が含まれる。これに起因して周期Ｔｃの整数倍の成分の電流が回転機１０に通電され、周期Ｔｃの値によっては回転機１０が異音を生じさせる。
　このような異音の発生を防止するため、例えば、電動パワーステアリングの操舵アシストを行うモータとして回転機１０を使用する場合には、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃを６０［μｓ］以下に設定すればよい。Ｔｃ＝６０［μｓ］とすることで、異音の周波数ｆｃ（＝１／Ｔｃ）は１６．６ｋＨｚになり、人間が不快に感じる騒音になりにくい。より好ましくは、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃを５０［μｓ］程度に設定すればよい。Ｔｃ＝５０［μｓ］とすることで、異音の周波数ｆｃ（＝１／Ｔｃ）は２０ｋＨｚ程度になり、人間にはほぼ聞こえなくなる。人間が聞こえる周波数帯域は、２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ程度である。尚、以下では、Ｔｃ＝５０［μｓ］として説明する。
　続いて、図１に示す電流検出器２２について説明する。電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗ及びＰＷＭ信号生成器２７から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを用いて、変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを出力する。具体的に、電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗを図２中に示すタイミング「Ｘ」で取得する。このタイミング「Ｘ」は、キャリア三角波Ｃが最大値（直流母線電圧Ｖｄｃ）となるタイミングである。
　タイミング「Ｘ」では、図２に示す通り、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに入力されるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎが全てオン（「１」）である。このため、電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗをそれぞれ－Ｒｕ，－Ｒｖ，－Ｒｗで除算することで、変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓの値を取得する。
　座標変換器２３は、電流検出器２２によって検出された変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓ、及び回転子位置検出器１１によって検出された回転子位置θに基づいて座標変換を行う。これにより、座標変換器２３は、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の検出電流値ｉｄ，ｉｑを演算する。また、座標変換器２３は、演算結果（座標変換後の検出電流値ｉｄ，ｉｑ）を電圧指令値演算部２４に入力する。
　電圧指令値演算部２４は、電流指令値演算器２１で演算された電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆ、検出電流値ｉｄ、ｉｑ、回転角速度ω、および直流母線電圧Ｖｄｃに基づいて、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑを演算する。
　以下、電圧指令値演算部２４について詳細を説明する。
　電圧指令値演算部２４は、第１偏差演算器２４ａ、第２偏差演算器２４ｂ、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄ、及びｑ軸電圧指令値演算器２４ｑを備える。
　第１偏差演算器２４ａは、ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｄ軸検出電流値ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差ｅｄを演算する。第２偏差演算器２４ｂは、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとｑ軸検出電流値ｉｑとの偏差であるｑ軸電流偏差ｅｑを演算する。第１偏差演算器２４ａが演算したｄ軸電流偏差ｅｄの値は、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑに入力される。第２偏差演算器２４ｂが演算したｑ軸電流偏差ｅｑの値は、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑに入力される。
　ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄと、ｑ軸電流偏差ｅｑと、直流母線電圧Ｖｄｃと、回転角速度ωと、を用いて，ｄ軸電圧指令値ｖｄを演算する。ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑと、ｄ軸電流偏差ｅｄと、直流母線電圧Ｖｄｃと、回転角速度ωと、を用いて，ｑ軸電圧指令値ｖｑを演算する。
　本明細書では、回転二軸の第１軸における、電流指令値と検出電流値との偏差を第１偏差という場合がある。同様に、回転二軸の第２軸における、電流指令値と検出電流値との偏差を第２偏差という場合がある。例えば、ｄ軸を第１軸とする場合、ｄ軸上の電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとｄ軸検出電流値ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差ｅｄが「第１偏差」であり、ｑ軸電流偏差ｅｑが「第２偏差」である。同様に、ｑ軸を第１軸とする場合は、ｑ軸電流偏差ｅｑが「第１偏差」であり、ｄ軸電流偏差ｅｄが「第２偏差」である。
　図３にｄ軸電圧指令値演算器２４ｄの詳細を示し、図４にｑ軸電圧指令値演算器２４ｑの詳細を示す。
　以下、図３を用いて、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄについて説明する。ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｄ軸比例増幅器１０１ｄと、制限器１０２ｄと、ｄ軸積分増幅器１０３ｄと、高域通過フィルタ(ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ)１０４ｄと、応答角周波数増幅器１０５ｄと、インダクタンス増幅器１０６ｄと、乗算器１０７ｄと、減算器１０８ｄと、積分器１０９ｄと、制限器１１０ｄと、加算器１１１ｄと、を備えている。
　ｄ軸比例増幅器１０１ｄは，ｄ軸電流偏差ｅｄをＫｐｄ倍することで、ｄ軸比例出力Ｖｄｐを算出する。すなわち、Ｖｄｐ＝ｅｄ×Ｋｐｄである。「Ｋｐｄ」は、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流が好ましい応答となるために乗算する、ｄ軸比例ゲインである。例えば、Ｋｐｄ＝ωcc×Ｌｄである。ここで，ωccは電流指令値に対する回転機電流の周波数応答が好ましい範囲となるように調整するための応答角周波数（より具体的には、フィードバック制御系の時定数の逆数）であり、Ｌｄは回転機１０のｄ軸インダクタンスである。ただし，Ｋｐｄの値はωcc×Ｌｄに限らず、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流の応答性を実測すること等により、適宜調整してもよい。ｄ軸比例増幅器１０１ｄが算出したｄ軸比例出力Ｖｄｐは、制限器１０２ｄに入力される。
　制限器１０２ｄは，ｄ軸比例出力Ｖｄｐを上限値（Ｖlimit）および下限値（－Ｖlimit）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’を出力する。ただし，Ｖlimit＝Ｋmax・Ｖｄｃ／２０．５とする。Ｋmaxはインバータ１２の最大電圧利用率であり，所望の出力に応じて適宜設定する。例えば、Ｋmaxは１であってもよい。
　制限器１０２ｄが行う具体的な演算は，以下の通りである。
(A) Ｖｄｐ＜－Ｖlimitの場合，Ｖｄｐ’＝－Ｖlimit
(B) －Ｖlimit≦Ｖｄｐ≦Ｖlimitの場合，Ｖｄｐ’＝Ｖｄｐ
(C) Ｖlimit＜Ｖｄｐの場合，Ｖｄｐ’＝Ｖlimit
　つまり、制限器１０２ｄは、ｄ軸比例出力Ｖｄｐが上限値（Ｖlimit）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit）を下回る場合に、Ｖｄｐの値を制限して、制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’として出力する。また、制限器１０２ｄは、ｄ軸比例出力Ｖｄｐが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｄｐの値をそのまま制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’として出力する。制限器１０２ｄが出力した制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’の値は、制限器１１０ｄおよび加算器１１１ｄに入力される。
　ｄ軸積分増幅器１０３ｄは、ｄ軸電流偏差ｅｄをＫｉｄ倍することで、自軸積分入力Ａｉｄを算出する。すなわち、Ａｉｄ＝ｅｄ×Ｋｉｄである。「Ｋｉｄ」は、ｄ軸電流偏差ｅｄの定常値を０とするために乗じる積分ゲインである。例えばＫｉｄ＝ωcc×Ｒである。ここで、Ｒは回転機１０の巻線抵抗値である。ただし、Ｋｉｄの値はωcc×Ｒに限らず、実測結果等に基づいて、適宜調整してもよい。ｄ軸積分増幅器１０３ｄが算出した自軸積分入力Ａｉｄは、減算器１０８ｄに入力される。
　高域通過フィルタ１０４ｄは、ｑ軸電流偏差ｅｑの低周波成分を低減させ、応答角周波数増幅器１０５ｄに出力する。
　応答角周波数増幅器１０５ｄは、高域通過フィルタ１０４ｄによって低周波成分が低減されたｑ軸電流偏差ｅｑを、ωcc倍して、乗算器１０７ｄに出力する。
　インダクタンス増幅器１０６ｄは，回転角速度ωをＬｑ倍して、乗算器１０７ｄへ出力する。なお、「Ｌｑ」は回転機１０のｑ軸インダクタンスの値である。
　乗算器１０７ｄは，応答角周波数増幅器１０５ｄの出力とインダクタンス増幅器１０６ｄの出力とを乗算することで、他軸積分入力Ｂｉｄを求める。乗算器１０７ｄは、他軸積分入力Ｂｉｄを減算器１０８ｄに出力する。
　減算器１０８ｄは，自軸積分入力Ａｉｄを他軸積分入力Ｂｉｄで減算することで、ｄ軸積分入力Ｃｉｄを求める。減算器１０８ｄは，ｄ軸積分入力Ｃｉｄを積分器１０９ｄに出力する。
　積分器１０９ｄは，ｄ軸積分入力Ｃｉｄに対して積分演算を行い，その結果をｄ軸積分出力Ｖｄｉとして制限器１１０ｄに出力する。
　制限器１１０ｄは，ｄ軸積分出力Ｖｄｉを上限値（Ｖlimit－Ｖｄｐ’）および下限値（－Ｖlimit－Ｖｄｐ’）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’を出力する。制限器１１０ｄが行う具体的な演算は、以下の通りである。
(D) Ｖｄｉ＜－Ｖlimit－Ｖｄｐ’の場合，Ｖｄｉ’=－Ｖlimit－Ｖｄｐ’
(E) －Ｖlimit－Ｖｄｐ’≦Ｖｄｉ≦Ｖlimit－Ｖｄｐ’の場合，Ｖｄｉ’=Ｖｄｉ
(F) Ｖlimit－Ｖｄｐ’＜Ｖｄｉの場合，Ｖｄｉ’=Ｖlimit－Ｖｄｐ’
　つまり、制限器１１０ｄは、ｄ軸積分出力Ｖｄｉが上限値（Ｖlimit－Ｖｄｐ’）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit－Ｖｄｐ’）を下回る場合に、Ｖｄｉの値を制限して、制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’として出力する。また、制限器１１０ｄは、ｄ軸積分出力Ｖｄｉが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｄｉの値をそのまま制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’として出力する。制限器１１０ｄが出力した制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’の値は、加算器１１１ｄに入力される。
　ここで，制限器１１０ｄが制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’を用いて制限判定を行う理由は，制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’が過剰に蓄積されることを防ぎ、アンチワインドアップの効果を得るためである。
　加算器１１１ｄは，制限後ｄ軸比例出力Ｖｄｐ’と制限後ｄ軸積分出力Ｖｄｉ’とを加算して，ｄ軸の電圧指令値ｖｄを求める。求められた電圧指令値ｖｄは、図１に示す通り、座標変換器２５に入力される。
　次に、図４を用いて、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑについて説明する。ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｑ軸比例増幅器１０１ｑと、制限器１０２ｑと、ｑ軸積分増幅器１０３ｑと、高域通過フィルタ(ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ)１０４ｑと、応答角周波数増幅器１０５ｑと、インダクタンス増幅器１０６ｑと、乗算器１０７ｑと、加算器１０８ｑと、積分器１０９ｑと、制限器１１０ｑと、加算器１１１ｑと、を備えている。
　ｑ軸比例増幅器１０１ｑは，ｑ軸電流偏差ｅｑをＫｐｑ倍することで，ｑ軸比例出力Ｖｑｐを算出する。すなわち、Ｖｑｐ＝ｅｑ×Ｋｐｑである。「Ｋｐｑ」は、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流が好ましい応答となるために乗算する、ｑ軸比例ゲインである。例えば、Ｋｐｑ＝ωcc×Ｌｑである。ここで、先述の通り、ωｃｃは応答角周波数であり、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。ただし，Ｋｐｑの値はωcc×Ｌｑに限らず、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆに対して実際に流れる回転機電流の応答性を実測すること等により、適宜調整してもよい。ｑ軸比例増幅器１０１ｑが算出したｑ軸比例出力Ｖｑｐは、制限器１０２ｑに入力される。
　制限器１０２ｑは，ｑ軸比例出力Ｖｑｐを上限値（Ｖlimit）および下限値（－Ｖlimit）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’を出力する。
　制限器１０２ｑが行う具体的な演算は、以下の通りである。
(G) Ｖｑｐ＜－Ｖlimit の場合，Ｖｑｐ’=－Ｖlimit
(H) －Ｖlimit≦Ｖｑｐ≦Ｖlimit の場合，Ｖｑｐ’=Ｖｑｐ
(I) Ｖlimit＜Ｖｑｐ の場合，Ｖｑｐ’=Ｖlimit
　つまり、制限器１０２ｑは、ｑ軸比例出力Ｖｑｐが上限値（Ｖlimit）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit）を下回る場合に、Ｖｑｐの値を制限して、制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’として出力する。また、制限器１０２ｑは、ｑ軸比例出力Ｖｑｐが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｑｐの値をそのまま制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’として出力する。制限器１０２ｑが出力した制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’の値は、制限器１１０ｑおよび加算器１１１ｑに入力される。
　ｑ軸積分増幅器１０３ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑをＫｉｑ倍することで、自軸積分入力Ａｉｑを算出する。すなわち、Ａｉｑ＝ｅｑ×Ｋｉｑである。ここで，Ｋｉｑはｑ軸電流偏差ｅｑの定常値を０とするために乗じる積分ゲインである。例えばＫｉｑ＝ωcc×Ｒである。ただし，Ｋｉｑの値はωcc×Ｒに限らず、実測結果等に基づいて、適宜調整してもよい。ｑ軸積分増幅器１０３ｑが算出した自軸積分入力Ａｉｑは、加算器１０８ｑに入力される。
　高域通過フィルタ１０４ｑは、ｄ軸電流偏差ｅｄの低周波成分を低減させ、応答角周波数増幅器１０５ｑに出力する。
　応答角周波数増幅器１０５ｑは、高域通過フィルタ１０４ｑによって低周波成分が低減されたｄ軸電流偏差ｅｄを、ωcc倍して、乗算器１０７ｑに出力する。
　インダクタンス増幅器１０６ｑは，回転角速度ωをＬｄ倍して、乗算器１０７ｄへ出力する。
　乗算器１０７ｑは，応答角周波数増幅器１０５ｄの出力とインダクタンス増幅器１０６ｄの出力とを乗算することで、他軸積分入力Ｂｉｑを求める。乗算器１０７ｑは、他軸積分入力Ｂｉｑを加算器１０８ｑに出力する。
　加算器１０８ｑは，自軸積分入力Ａｉｑと他軸積分入力Ｂｉｑとを加算することで、ｑ軸積分入力Ｃｉｑを求める。加算器１０８ｑは，ｑ軸積分入力Ｃｉｑを積分器１０９ｑに出力する。
　積分器１０９ｑは，ｑ軸積分入力Ｃｉｑに対して積分演算を行い，その結果をｑ軸積分出力Ｖｑｉとして制限器１１０ｑに出力する。
　制限器１１０ｑは，ｑ軸積分出力Ｖｑｉを上限値（Ｖlimit－Ｖｑｐ’）および下限値（－Ｖlimit－Ｖｑｐ’）と比較し、その比較結果に基づいて、制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’を出力する。制限器１１０ｑが行う具体的な演算は、以下の通りである。
(J) Ｖｑｉ＜－Ｖlimit－Ｖｑｐ’の場合，Ｖｑｉ’＝－Ｖlimit－Ｖｑｐ’
(K) －Ｖlimit－Ｖｑｐ’≦Ｖｄｉ≦Ｖlimit－Ｖｑｐ’の場合，Ｖｑｉ’＝Ｖｑｉ
(L) Ｖlimit－Ｖｑｐ’＜Ｖｑｉの場合，Ｖｑｉ’＝Ｖlimit－Ｖｑｐ’
　つまり、制限器１１０ｑは、ｑ軸積分出力Ｖｑｉが上限値（Ｖlimit－Ｖｑｐ’）を上回る場合、あるいは下限値（－Ｖlimit－Ｖｑｐ’）を下回る場合に、Ｖｑｉの値を制限して、制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’として出力する。また、制限器１１０ｑは、ｑ軸積分出力Ｖｑｉが下限値以上かつ上限値以下であるとき、Ｖｑｉの値をそのまま制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’として出力する。制限器１１０ｑが出力した制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’の値は、加算器１１１ｑに入力される。
　ここで，制限器１１０ｑが制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’を用いて制限判定を行う理由は、制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’が過剰に蓄積されることを防ぎ、アンチワインドアップの効果を得るためである。
　加算器１１１ｑは，制限後ｑ軸比例出力Ｖｑｐ’と制限後ｑ軸積分出力Ｖｑｉ’とを加算して，ｑ軸の電圧指令値ｖｑを求める。求められた電圧指令値ｖｑは、座標変換器２５に入力される。
　図１に示す通り、座標変換器２５には、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑと、回転子位置θと、が入力される。座標変換器２５は、電圧指令値ｖｄ，ｖｑを回転子位置θに基づいて座標変換し、三相座標上の電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを演算する。
　修正電圧生成器２６は、座標変換器２５から出力される電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと、オフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔと、に基づいて、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を生成する。図５は、実施の形態１において、修正電圧生成器２６で行われる処理を示すフローチャートである。
　図５に示すフローチャートの処理が開始されると、まず、ステップＳ１１が実行される。ステップＳ１１において、修正電圧生成器２６は、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も値が小さいものを選択し、その値をＶｍｉｎとして設定する。
　次に、ステップＳ１２において、修正電圧生成器２６は、オフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔの値を、０．５Ｖｄｃ－Ｖｍｉｎに設定する。
　次に、ステップＳ１３において、修正電圧生成器２６は、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗからオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔをそれぞれ減算することで、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を求める。
　図６は、実施の形態１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の一例を示す図である。尚、図６において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの波形グラフを上側に示し、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形グラフを下側に示している。但し、図６に示す各グラフでは、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖとしている。ここで、インバータ１２が出力可能な電圧範囲は、０（キャリア三角波Ｃの最小値）～Ｖｄｃ（キャリア三角波Ｃの最大値）となる。このため、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖの場合には、インバータ１２が出力可能な電圧範囲は、図６に示す通り、０Ｖ～１０Ｖとなる。
　図５に示すステップＳ１１～Ｓ１３のように処理が行われることで、図６の下側のグラフに示す通り、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′のうち最小の値が常にインバータ出力下限値に一致する。このことは、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を電圧飽和させない範囲で可能な限り三相等しく下側へオフセットさせ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン時間を可能な限り大きくしていることを意味する。この点は、本実施の形態のように、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに対して直列にシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備えるインバータにおいては、電流検出の観点で有利である。
　尚、オフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔの演算方法は、上述した方法に限定されない。例えば、図５のステップＳ１１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も値が小さいものを選択してＶｍｉｎに設定する処理に加えて、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も値が大きいものを選択してＶｍａｘに設定する処理を行ってもよい。そして、ステップＳ１２において、ｖｏｆｆｓｅｔを「（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２」に設定する処理を行ってもよい。このように、ｖｏｆｆｓｅｔ＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２とする手法は、３次調波加算又はＨＩＰ変調と呼ばれる。また、３つの相のなかで電圧指令値が最大となっている相に対応する、上アームスイッチング素子を常にオン状態とし、いわゆる二相変調を採用してもよい。
　以上の演算によって修正電圧生成器２６が生成した修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′は、ＰＷＭ信号生成器２７に入力される。そしてＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′に対してＰＷＭ変調を行い、その結果をスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎとしてインバータ１２に出力する。
　図７は、実施の形態１に係る制御装置１において、回転角速度ωが高い場合の、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆからｑ軸検出電流値ｉｑまでの伝達特性を示すボード線図である。図７において、上側にゲイン線図を示し、下側に位相線図を示す。ゲイン線図および位相線図の双方において、「本開示」は実施の形態１に係る伝達特性を示し、「他軸積分入力(Ｂｉｄ，Ｂｉｑ)＝０」は，ＢｉｄおよびＢｉｑ（図３、図４参照）の値として強制的に０（ゼロ）を入力した場合の特性である。
　図７のゲイン線図に示す通り、「他軸積分入力(Ｂｉｄ，Ｂｉｑ)＝０」は１００Ｈｚ近傍においてゲインの落ち込みがある。これに対し「本開示」では、１００Ｈｚ近傍の落ち込みはなく，理想的な１次遅れ系の伝達特性が得られている。つまり、本開示に係る制御装置１によれば、回転角速度ωが高い場合においても、好適な制御結果を得ることが可能である。
　また、本開示におけるｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑに含まれる積分器の数は、それぞれ１つである。このため、特許文献１のように、１つの軸につき２つの積分器を用いる場合と比較して、アンチワインドアップ処理を容易に行うことが可能である。その結果として，電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ、ｉｑ_ｒｅｆに急峻な変化があった場合にも、積分値が過剰に蓄積されることに起因するオーバシュートが生じにくい，安定した制御装置１を提供することが可能となる。また、１つの軸につき２つの積分器を用いる場合と比較して、本開示によれば制御器１３の演算量を抑制することも可能である。
　以上、説明したように、実施の形態１に係る制御装置１は、交流の回転機１０に電圧を印加するインバータ１２と、回転機１０を流れる回転機電流を検出する電流検出器２２と、回転機１０の回転二軸におけるｄ軸（第１軸）の電圧指令値ｖｄを演算するｄ軸電圧指令値演算器２４ｄ（第１軸電圧指令値演算器）と、回転二軸におけるｑ軸（第２軸）の電圧指令値ｖｑを演算するｑ軸電圧指令値演算器２４ｑ（第２軸電圧指令値演算器）と、を備える。ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｄ軸における電流指令値ｉｄ_ｒｅｆと、ｄ軸における検出電流値ｉｄと、の偏差であるｄ軸電流偏差ｅｄ（第１偏差）、および、ｑ軸における電流指令値ｉｑ_ｒｅｆと、ｑ軸におけるｑ軸検出電流値ｉｑと、の偏差であるｑ軸電流偏差ｅｑ（第２偏差）を用いて、積分演算を行い、前記積分演算の結果に基づいてｄ軸の電圧指令値ｖｄを演算する。また、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｑ軸電流偏差ｅｑおよびｄ軸電流偏差ｅｄを用いて、積分演算を行い、前記積分演算の結果に基づいてｑ軸の電圧指令値ｖｑを演算する。
　このような構成により、電圧指令値ｖｄ、ｖｑを演算するために必要な積分器の数を減らすことが可能となり、その結果として、アンチワインドアップを行うことが容易になる。これにより、オーバーシュート等が生じにくく、より安定した制御を行うことが可能な制御装置１を提供できる。
　また、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｑ軸電流偏差ｅｑに対し、交流回転機の回転角速度ωと、ｑ軸インダクタンスＬｑと、電流指令値に対する回転機電流の周波数応答を調整するための応答角周波数ωｃｃと、を乗算した値を用いて、前記積分演算を実行する。これにより、回転機の回転角速度ωに依存せず、所望の周波数応答を得ることができる。同様に、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｄ軸電流偏差ｅｄに対し、交流回転機の回転角速度ωと、ｄ軸におけるインダクタンスＬｄと、電流指令値に対する回転機電流の周波数応答を調整するための応答角周波数ωｃｃと、を乗算した値を用いて、前記積分演算を実行する。
　また、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、ｑ軸電流偏差ｅｑの低周波成分を高域通過フィルタ１０４ｄによって低減させた結果を用いて、前記積分演算を実行する。このように、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄにとって制御対象ではない方の軸（すなわちｑ軸）の電流偏差ｅｑの低周波成分を低減することで、制御対象である軸（すなわちｄ軸）における電流偏差ｅｄを、定常的には０（ゼロ）とすることが可能となる。同様に、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、ｄ軸電流偏差ｅｄの低周波成分を高域通過フィルタ１０４ｑによって低減させた結果を用いて、前記積分演算を実行する。
実施の形態２．
　次に、本開示における実施の形態２について説明するが、基本的な構成は実施の形態１と同様である。このため、実施の形態１と重複する部分については説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　図８は、実施の形態２に係る回転機の制御装置２の概略構成を示すブロック図である。図８に示すように、制御装置２は、振幅演算器２９を備える点で、実施の形態１に係る制御装置１と異なる。また、図９、図１０は、実施の形態２に係るｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑの構成をそれぞれ示すブロック図である。ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑの構成も、実施の形態１と実施の形態２とで異なっている。
　図８に示すように、振幅演算器２９には、ｄ軸電圧指令値ｖｄ，ｑ軸電圧指令値ｖｑ，および直流母線電圧Ｖｄｃが入力される。振幅演算器２９は、下記数式（２－１）に基づき、電圧振幅ｍを算出する。電圧振幅ｍは、ｄ軸電圧指令値ｖｄおよびｑ軸電圧指令値ｖｑの大きさを、インバータ１２の直流母線電圧Ｖｄｃを用いて規格化した数値である。
ｍ＝{(ｖｄ2+ｖｑ2)／(Ｖｄｃ／２)}0.5　…(２－１)
　図９に示すように、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄは、増幅器１１２ｄを備えている。増幅器１１２ｄは、乗算器１０７ｄからの出力をＫ倍した結果を減算器１０８ｄに入力する。「Ｋ」は、ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄから見て、制御対象ではない方のｑ軸における電流偏差ｅｑを積分入力する際に乗算する制限ゲインである。増幅器１１２ｄには電圧振幅ｍが入力され、電圧振幅ｍの値に基づいて制限ゲインＫの値が決定される。本実施の形態に係るｄ軸電圧指令値演算器２４ｄでは、ｄ軸比例増幅器１０１ｄにも、電圧振幅ｍが入力される。本実施の形態は、電圧振幅ｍに応じて、ｄ軸比例ゲインＫｐｄおよび制限ゲインＫを変動させる点で、実施の形態１と異なる。
　図１０に示すように、実施の形態２のｑ軸電圧指令値演算器２４ｑは、増幅器１１２ｑを備えている。増幅器１１２ｑは、乗算器１０７ｑからの出力をＫ倍した結果を加算器１０８ｑに入力する。「Ｋ」は、ｑ軸電圧指令値演算器２４ｑから見て、制御対象ではない方のｄ軸における電流偏差ｅｄを積分入力する際に乗算する制限ゲインである。増幅器１１２ｑには電圧振幅ｍが入力され、電圧振幅ｍの値に基づいて制限ゲインＫの値が決定される。本実施の形態に係るｑ軸電圧指令値演算器２４ｑでは、ｑ軸比例増幅器１０１ｑにも、電圧振幅ｍが入力される。本実施の形態は、電圧振幅ｍに応じて、ｑ軸比例ゲインＫｐｑおよび制限ゲインＫを変動させる点で、実施の形態１と異なる。
　図１１に、電圧振幅ｍと比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑ，および制限ゲインＫの関係を示す。図１１における上側のグラフの縦軸が比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑであり、下側のグラフの縦軸が制限ゲインＫである。上側および下側の両方において、横軸は電圧振幅ｍである。図１１において、ｍ１は電圧第一閾値であり、ｍ２は電圧第二閾値である。
　比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは、第１比例値Ｋｐ_Ｈと、第２比例値Ｋｐ_Ｌと、の間で切り替えられる。第２比例値Ｋｐ_Ｌは第１比例値Ｋｐ_Ｈよりも小さい。
　制限ゲインＫは、第１制限値Ｋ_Ｈと、第２制限値Ｋ_Ｌと、の間で切り替えられる。第２制限値Ｋ_Ｌは第１制限値Ｋ_Ｈよりも小さい。
　図１１に示すように、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より高いとき、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値は第２比例値Ｋｐ_Ｌに設定される。また、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より低いとき、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは第１比例値Ｋｐ_Ｈに設定される。
　電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２より高いとき、制限ゲインＫは第１制限値Ｋ_Ｈに設定される。また、電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２より低いとき、制限ゲインＫは第２制限値Ｋ_Ｌに設定される。ここで、電圧第一閾値ｍ１は電圧第二閾値ｍ２より高い。よって，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値がＫｐ_Ｌのとき，制限ゲインＫの値はＫ_Ｈである。
　このように、制限ゲインＫが高い値Ｋ_Ｈであるとき（すなわちｄ－ｑ軸間の非干渉制御が十分に効く状態)に限り、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを低下させるように処理することで、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑが低い状態でも制御の安定性を確保できる。また、制限ゲインＫが低い値Ｋ_Ｌであるとき、ｄ－ｑ軸間の非干渉制御が十分でない状態でも制御の安定性を確保できるように、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは安定性を確保できるだけの高い値Ｋｐ_Ｈに設定される。Ｋｐ_Ｈ，Ｋｐ_Ｌの値は、具体的には、電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ、ｉｑ_ｒｅｆから回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗまでの応答が、それぞれ３００Hz～１０００Hz，１００Hz～３００Hzの範囲内において良好となるように設定される。例えばＫ_Ｈの値は０．７以上に設定され、Ｋ_Ｌの値は０．３以下に設定される。
　次に，電圧第一閾値ｍ１の好ましい設定について述べる。図１２に示すＧｘｎは、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎにおけるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎのうちいずれか１つの波形の例を示している。また、ＶＲｘは、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗにおける両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗのうちいずれか１つの波形の例を示している。図１２に示す例では、信号Ｇｘｎが０から１に変化した後、数μsにわたり、シャント抵抗の両端電圧ＶＲｘにリンギングが生じている。リンギングとは、インバータ１２においてスイッチングが行われた際、一定時間の間、シャント抵抗の両端電圧が変動する現象である。このリンギングを含んだシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗに基づいて、電流検出器２２が変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓを取得してしまうと、検出結果に誤差が含まれてしまう。変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓに誤差が含まれると、座標変換後の検出電流値ｉｄ、ｉｑにも誤差が含まれる。
　変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓを正確に得るためには、対応する下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎのオン時間が、リンギングの収束時間に応じて設定された時間閾値Ｔｍｉｎより長いことが好ましい。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎのオン時間を時間閾値Ｔｍｉｎより長くするために，ＰＷＭ信号生成器２７に入力される電圧が、図２の一点鎖線に示すＶｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ以下であるとよい。
　図２においては，修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’（すなわち、ＰＷＭ信号生成器２７に入力される電圧）がすべてＶｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ以下である。したがって、リンギングによる誤差を排除し、シャント抵抗における両端電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗに基づいて、精度よく変換前検出電流ｉｕｓ、ｉｖｓ、ｉｗｓを取得することが可能である。このように，３つの相にそれぞれ対応したシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗに基づき、変換前検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを求める検出法を，「３相検出」という。
　ところで、回転機１０の回転数の上昇等により、電圧振幅ｍが上昇すると、修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’の一部が、キャリア三角波Ｃの最大値Ｖｄｃに近い、大きな値をとる場合がある。図１３の例では、修正電圧指令ｖｕ’の値が、Ｖｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃの値（以下、「上限値」ともいう）よりも大きくなっている。この場合，Ｇｕｎが０から１に切り替わる時刻と、タイミングＸにおける時刻と、の差が小さくなる。したがって、タイミングＸにおいて取得されるｕ相のシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕに、リンギングの影響が含まれる。
　そこで、下アームスイッチング素子のスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い相に関する変換前検出電流は、その他の２相から生成してもよい。このように、３相のうちの１つの変換前検出電流を、残りの２つの相の変換前検出電流に基づいて求める検出法を、「２相検出」という。例えば，スイッチング信号Ｇｕｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い場合，Ｕ相の変換前検出電流ｉｕｓを、ｉｕｓ=－ｉｖｓ－ｉｗｓによって演算してもよい。同様に、スイッチング信号Ｇｖｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い場合、ｉｖｓ=－ｉｕｓ－ｉｗｓのように演算してもよく、スイッチング信号Ｇｗｎのオン時間が時間閾値Ｔｍｉｎより短い場合、ｉｗｓ=－ｉｕｓ－ｉｖｓのように演算してもよい。
　電流検出に用いる相の数と電圧振幅ｍとの関係は以下の通りである。すなわち、電圧振幅ｍが低く、３相の修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’の瞬時値がいずれも上限値（Ｖｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ）以下となるとき、「３検出」を用いる。あるいは、電圧振幅ｍが高く、３相の修正電圧指令ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’のうちいずれかの瞬時値が上限値（Ｖｄｃ×(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ）以上となるとき，「２相検出」を用いる。ここで，「３相検出」と「２相検出」とを比較すると，「３相検出」の方が精度が良好である。したがって、回転機１０の制御精度を高めるためには、「３相検出」を可能な限り用いることが好ましい。しかしながら、回転機１０の出力を上げるという観点では，電圧振幅ｍを大きくして「２相検出」を用いることが好ましい場合がある。
　そこで、本実施の形態では，電圧第一閾値ｍ１の値を、「(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ」に設定する。「(Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ」は、先述の上限値である「Ｖｄｃ×（Ｔｃ－Ｔｍｉｎ)／Ｔｃ」を、Ｖｄｃで割って規格化した数値であると言える。このように電圧第一閾値ｍ１を設定することで、以下の効果が得られる。電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より大きいとき、「２相検出」を用いるが、その際に比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは低い値Ｋｐ_Ｌに設定される。これにより、電流検出精度の低下が及ぼす影響を低減し、回転機１０から生じる振動・騒音が増大することを防げる。それと同時に、制限ゲインＫは高い値Ｋ_Ｈに設定されるため、非干渉制御が効いて制御安定性が保たれる。また、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１より小さいとき、「３相検出」を用いるが、その際に比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは大きい値Ｋｐ_Ｈに設定される（図１１参照）。３相検出では電流検出精度が良好であるため、非干渉制御への依存を小さくする。これにより、回転角速度ωに含まれるノイズに起因して回転機１０に生じる振動・騒音を低減することができる。
　電圧第二閾値ｍ２は，電圧第一閾値ｍ１より低い値に設定しておけばよい。ただし、回転角速度ωの検出値に含まれるノイズが問題にならなければ，電圧第二閾値ｍ２における制限ゲインＫの値の切り替えは、必ずしも必要でない。具体的には，電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１以上であれば，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｌとし，そうでなければ比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｈとし、制限ゲインＫの値は電圧振幅ｍに関わらず常に一定（Ｋ_Ｈ）に設定してもよい。
　また，本実施の形態に係る交流回転機１０を含めて、一般的に、回転機への印加電圧と回転機の回転数（あるいは回転角速度ω）は概ね比例関係にある。そこで，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑおよび制限ゲインＫの切り替えを，先に述べた電圧振幅ｍに係る閾値ではなく，回転数（あるいは回転角速度ω）に係る閾値を用いて行ってもよい。例えば，電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１に一致する場合の回転数を回転数第一閾値ｎ１とし，電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２に一致する場合の回転数を回転数第二閾値ｎ２としてもよい。この場合，上記した電圧振幅ｍと閾値ｍ１、ｍ２との比較に基づく比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑまたは制限ゲインＫの切り替えを，回転数と閾値ｎ１，ｎ２との比較に基づく切り替えに置き換えることができる。同様に、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１に一致する場合の回転角速度ωを回転角速度第一閾値ω１とし，電圧振幅ｍが電圧第二閾値ｍ２に一致する場合の回転角速度ωを回転角速度第二閾値ω２としてもよい。この場合，上記した電圧振幅ｍと閾値ｍ１、ｍ２との比較に基づく比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑまたは制限ゲインＫの切り替えを，回転角速度ωとω１，ω２との比較に基づく切り替えに置き換えることができる。
　あるいは、電圧振幅ｍに応じた切り替えと、回転数（または回転角速度ω）に応じた切り替えと、を併用してもよい。具体例としては、電圧振幅ｍと電圧第一閾値ｍ１との比較に基づいて比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの切替えを行い、回転数（または回転角速度ω）と回転数第二閾値ｎ２（または回転角速度第二閾値ω２）との比較に基づいて制限ゲインＫの切替えを行ってもよい。
　以上の説明においては，電圧振幅ｍと電圧第一閾値ｍ１との比較，または回転数と回転数第一閾値ｎ１との比較、または回転角速度ωと回転角速度第一閾値ω１との比較に基づいて，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値を切り替えると説明した。しかしながら、例えば回転機電流が過大となり閾値を超えた場合，電圧振幅ｍまたは回転数に関わらず、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｈで一定としてもよい。回転機電流が過大となっている場合に，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを大きな値に設定することで、回転機電流が過大となる状態を短くできる。これにより，回転機１０の制御装置の故障を予防することができる。
　また，回転機１０の制御装置の一部に故障が生じて，残りの故障していない部分で継続運転する場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを常に大きな値（Ｋｐ_Ｈ）に設定して，システムの安全性を高めてもよい。
　また、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_ＬとＫｐ_Ｈとの間で切り替える際は、制御が不連続にならないように、スロープ(傾き)をつけて徐々に切り替えてもよい。同様に、制限ゲインＫの値をＫ_ＬとＫ_Ｈとの間で切り替える際も、スロープ(傾き)をつけて徐々に切り替えてもよい。
　以上の通り、本実施の形態２において、第１軸電圧指令値演算器（例えばｄ軸電圧指令値演算器２４ｄ）は、第１偏差（例えばｄ軸電流偏差ｅｄ）に対して比例ゲイン（例えばＫｐｄ）を乗算した値を用いて第１軸の電圧指令値（例えばＶｄ）を演算する。比例ゲインは、第１比例値Ｋｐ_Ｈと、第１比例値Ｋｐ_Ｈよりも小さい第２比例値Ｋｐ_Ｌと、の間で切り替えられる。そして、電圧指令値に基づいて算出される電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１以上である場合、あるいは、交流回転機１０の回転数が回転数第一閾値ｎ１以上である場合、あるいは、交流回転機１０の回転角速度ωが回転角速度第一閾値ω１以上である場合、比例ゲインが第２比例値Ｋｐ_Ｌに設定される。この構成によれば、回転角速度ωが大きい場合に、比例ゲインを小さい値（Ｋｐ_Ｌ）に設定することで、第１偏差に含まれる高周波ノイズ成分を低減でき、低騒音な交流回転機１０の制御装置２を提供できる。
　また、本実施の形態２において、第１軸電圧指令値演算器は、第２偏差に対して制限ゲインＫを乗算した値を用いて積分演算を実行し、制限ゲインＫは、第１制限値Ｋ_Ｈと、第１制限値Ｋ_Ｈよりも小さい第２制限値Ｋ_Ｌと、の間で切り替えられる。そして、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１よりも小さい電圧第二閾値ｍ２以下である場合、あるいは、交流回転機１０の回転数が回転数第一閾値ｎ１よりも小さい回転数第二閾値ｎ２以下である場合、あるいは、交流回転機１０の回転角速度ωが回転角速度第一閾値ω１よりも小さい回転角速度第二閾値ω２以下である場合に、制限ゲインＫが第２制限値Ｋ_Ｌに設定される。この構成によれば、回転角速度ωが小さい場合に、制限ゲインを小さい値（Ｋ_Ｌ）に設定することで、積分演算への第２偏差の入力を小さく制限できる。このため、第２偏差に含まれる高周波ノイズ成分を低減でき、低騒音な交流回転機１０の制御装置２を提供できる。
　また、インバータ１２は、３つの相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）にそれぞれ対応する、３組の上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ、およびシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備える。電流検出器２２は、電圧振幅ｍが電圧第一閾値ｍ１よりも小さいとき、３つの相における回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、それぞれの対応するシャント抵抗の両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗに基づいて検出する（つまり「３相検出」を用いる）。この構成によれば、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出結果にリンギングの影響による誤差が含まれることを抑制できる。したがって、精度よく交流回転機１０の制御を行うことができる。
　また、回転機電流が閾値を超えた場合（すなわち過大である場合）に、電圧振幅ｍ等に関わらず、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑが第１比例値Ｋｐ_Ｈに設定されてもよい。この場合、回転機電流が過大となっている状態が継続する時間を短くできる。したがって，制御装置２の故障を予防することができる。
　また、制御装置２において、少なくとも１か所に故障が生じた場合に、電圧振幅ｍ等に関わらず、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑが第１比例値Ｋｐ_Ｈに設定されてもよい。この場合、故障発生時におけるシステムの安定性を向上させて、二次故障が発生することを抑制できる。
実施の形態３．
　次に、実施の形態３について述べる。本実施の形態では、実施の形態１または２で説明した技術を、電動パワーステアリング装置に含まれる回転機の制御に適用する場合を説明する。
　図１４に示すように、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置１００は、制御装置３と、ハンドル１０１と、回転機１０と、トルク検出器１０３と、を備えている。電動パワーステアリング装置１００は、車両に搭載される。ハンドル１０１は運転手によって操作される。ハンドル１０１の操作により、車両の前輪１０２が駆動させられる。制御装置３の基本的な構成は、実施の形態１における制御装置１と同様であるため、詳細な説明を省略し、異なる点を中心に述べる。
　トルク検出器１０３は，運転者によるハンドル１０１の操舵トルクＴｓを検出し、検出結果を制御装置３に出力する。回転機１０の駆動力は，駆動力伝達機構１０４を介して、車両の操舵系１００ｓに伝達される。操舵系１００ｓには、ハンドル１０１、前輪１０２等が含まれている。電動パワーステアリング装置１００は、回転機１０が生じさせる駆動力をアシストトルクとして用い、運転者による車両の操舵を補助する。
　制御装置３における電流指令値演算器２１は、実施の形態１とはトルク電流指令値（ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ）に関する演算が異なるため，その点について述べる。電流指令値演算器２１には，操舵トルクＴｓおよび車の走行速度Ｓが入力され、これらの入力に基づいて，ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを演算する。
　図１５は、操舵トルクＴｓおよび車の走行速度Ｓに応じたｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの設定値を示すグラフである。このグラフに示すように、操舵トルクＴｓが大きいほど電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの値が大きくなり、且つその変化の勾配が大きくなる。又、車の走行速度Ｓが大きいほど電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの値が小さくなる。尚、回転角速度ωに基づいて求められたダンピングトルク等を更に加味して、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの値を定めてもよい。
　図１５に示す通り、車の走行速度Ｓが低いほど，操舵トルクＴｓに対するｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの勾配が大きくなる。その結果、操舵トルクＴｓに検出ノイズが含まれた場合に、ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆへの影響が大きくなり、回転機１０からの振動・騒音の発生、あるいはハンドル１０１への手触りの不快感などにつながる。
　そこで、本実施の形態３における電圧指令値演算部２４においては，車の走行速度Ｓに応じて，ｄ軸電圧指令値演算器２４ｄにおける比例ゲインＫｐｄおよびｑ軸電圧指令値演算器２４ｑにおける比例ゲインＫｐｑを、図１６のように変動させる。「Ｋｐ_Ｈ１」を第１速度参照値といい、「Ｋｐ_Ｌ１」を第２速度参照値という。第２速度参照値Ｋｐ_Ｌ１は、第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１より小さい。
　車の走行速度Ｓがｓ１以下の場合，比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値が、Ｋｐ_Ｌ１に設定される。このように、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値を低く設定することで，操舵トルクＴｓの脈動に対してｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆが敏感に反応することを抑制できる。また、車の走行速度Ｓがｓ２以上の場合、操舵トルクＴｓの脈動によりｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆが受ける影響が小さいため、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを高い値Ｋｐ_Ｈ１に設定する。このように、車の走行速度Ｓに応じて比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを切り替えることで，操舵トルク検出値に含まれるノイズに起因する回転機１０の振動・異音の発生や、運転者がハンドル１０１から不快感を感じることを抑制した電動パワーステリング装置を提供できる。
　図１６のように、車の走行速度Ｓがｓ１～ｓ２の範囲内の場合は、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの値をＫｐ_Ｈ１～Ｋｐ_Ｌ１の範囲内で連続的に変化させる。これにより、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑの設定値が急激に切り替わることで運転者が感じる違和感等を抑制することができる。なお、比例ゲインＫｐｄ，ＫｐｑをＫｐ_Ｈ１とＫｐ_Ｌ１との間でステップ状に切り替えてもよい。
　以上の通り、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置１００は、制御装置３と、交流回転機１０と、交流回転機１０の駆動力を車両の操舵系１００ｓに伝達する駆動力伝達機構１０４と、を備える。このような構成により、静粛性と操舵安定性を両立した電動パワーステアリング装置１００を提供できる。
　また、本実施の形態において、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑは、第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１と、第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１よりも小さい第２速度参照値Ｋｐ_Ｌ１と、の間で切り替えられる。電圧指令値演算部２４は、車両の走行速度Ｓが閾値ｓ２よりも小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１よりも低い値に設定する。この構成によれば、操舵音が響きやすい、車速が低い状況において、静粛性を高めることができる。
実施の形態４
　次に、実施の形態４について述べる。図１７に示すように、本実施の形態に係る電動パワーステアリング装置１００は、実施の形態３と同様の制御装置３を備えている。本実施の形態４は，実施の形態３で述べた技術に対し，電圧指令値演算部２４に入力する検出値を車の走行速度Ｓから操舵トルクＴｓへと変更する点と，電圧指令値演算部２４における演算内容の一部が異なる点と、において相違する。その他の点は、実施の形態３と同様であるため、説明を省略する。
　実施の形態３で説明した図１６において，車の走行速度Ｓが低速の場合も高速の場合も、操舵トルクＴｓが小さいほど、操舵トルクＴｓに対するｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの傾きが小さい。つまり、操舵トルクＴｓが小さいほど、操舵の安定性に余裕が生じるため，実施の形態２で述べた制限ゲインＫを低下させる余地がある。そこで，本実施の形態４における電圧指令値演算部２４においては、図１８に示すように、制限ゲインＫを変動させる。
　図１８において、「ΔＴｓ」は操舵トルクＴｓの単位時間あたりの変化量であり、「Ｋ_Ｈ１」は第１トルク参照値であり、「Ｋ_Ｌ１」は第２トルク参照値である。第２トルク参照値Ｋ_Ｌ１は、第１トルク参照値Ｋ_Ｈ１より小さい。制限ゲインＫは、変化量ΔＴｓの大きさに応じて、Ｋ_Ｌ１～Ｋ_Ｈ１の範囲で変動する。具体的には、ΔＴｓが第１トルク閾値ΔＴｓ１以下の場合、制限ゲインＫの値がＫ_Ｌ１に設定される。ΔＴｓが第２トルク閾値ΔＴｓ２以上の場合、制限ゲインＫの値がＫ_Ｈ１に設定される。ΔＴｓがΔＴｓ１～ΔＴｓ２の範囲内の場合は、制限ゲインＫの値がＫ_Ｌ１～Ｋ_Ｈ１の範囲内で連続的に変動する。これによって，操舵トルクＴｓの変動が小さい領域における、回転機１０の振動・騒音を低減することが可能である。
　図１８では，横軸をΔＴｓとした。ただし、図１５のグラフの勾配(Δｉｑ_ｒｅｆ／ΔＴｓ)を横軸としても同様の効果が得られる。上記勾配（Δｉｑ_ｒｅｆ／ΔＴｓ）を、本明細書では「電流トルク勾配」という。つまり、電流トルク勾配とは、操舵トルクＴｓの変化量（ΔＴｓ）に対するｑ軸電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの変化量（Δｉｑ_ｒｅｆ）の比である。電流トルク勾配が閾値より小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを小さい値Ｋｐ_Ｌ１に設定してもよい。また、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆの少なくとも一方が閾値より小さい場合、あるいは操舵トルクＴｓが閾値より小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを小さい値（例えばＫｐ_Ｌ１）に設定してもよい。
　操舵トルクＴｓまたは電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆが小さい場合は、操舵音が目立ちやすくなる。そこで、本実施の形態４では、電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆが閾値以下の場合、あるいは、操舵トルクＴｓとトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとの関係を表すグラフにおける勾配（電流トルク勾配Δｉｑ_ｒｅｆ／ΔＴｓ）が閾値より小さい場合、あるいは、操舵トルクＴｓの単位時間あたりの変化量ΔＴｓが第１トルク閾値ΔＴｓ１より小さい場合に、比例ゲインＫｐｄ，Ｋｐｑを第１速度参照値Ｋｐ_Ｈ１よりも低い値に設定する構成を提案する。これにより、操舵音が目立ちやすい状況において、非干渉制御を弱めて、静粛性を確保することができる。
　実施の形態３、４において、非干渉制御に伴ってインダクタンス増幅器１０６ｄ，１０６ｑに回転角速度ωを入力することに代えて、回転角速度ωが低域通過フィルタを通過した結果を入力してもよい。低域通過フィルタのカットオフ周波数は、電動パワーステアリング装置１００の操舵周波数の上限値（例えば５Ｈｚ）より高いとよい。この場合，非干渉制御を導入することで発生する、回転角速度ωに含まれるノイズ成分に起因する回転機１０の異音・振動を、低減する効果を奏する。したがって、静粛な電動パワーステアリング装置１００を提供することができる。
　以上、実施の形態１～４について説明したが、本開示は、上記の実施の形態に限定されず、本開示の趣旨を逸脱しない範囲で自由に変更が可能である。また、上述した実施の形態１～４は、適宜組み合わせることも可能である。
　尚、上述した回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成は、内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより上述した回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成における処理を行ってもよい。ここで、「記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行する」とは、コンピュータシステムにプログラムをインストールすることを含む。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳ及び周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
　また、「コンピュータシステム」は、インターネット又はＷＡＮ、ＬＡＮ、専用回線等の通信回線を含むネットワークを介して接続された複数のコンピュータ装置を含んでもよい。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。このように、プログラムを記憶した記録媒体は、ＣＤ－ＲＯＭ等の非一過性の記録媒体であってもよい。
　また、記録媒体には、当該プログラムを配信するために配信サーバからアクセス可能な内部又は外部に設けられた記録媒体も含まれる。尚、プログラムを複数に分割し、それぞれ異なるタイミングでダウンロードした後に回転機の制御装置１～４及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成で合体される構成であってもよく、また、分割されたプログラムのそれぞれを配信する配信サーバが異なっていてもよい。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、ネットワークを介してプログラムが送信された場合のサーバ又はクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また、上記プログラムは、上述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、上述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
１～４…制御装置　１０…交流回転機　１２…インバータ　２２…電流検出器　２４ｄ、２４ｑ…（第１軸電圧指令値演算器、第２軸電圧指令値演算器）　１００…電動パワーステアリング装置　１０４…駆動力伝達機構　ｉｄ，ｉｑ…検出電流値　ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆ…電流指令値　ｉｑ_ｒｅｆ…トルク電流指令値　ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ…回転機電流　Ｋ…制限ゲイン　Ｋ_Ｈ…第１制限値　Ｋ_Ｌ…第２制限値　Ｋｐ_Ｈ…第１比例値　Ｋｐ_Ｈ１…第１速度参照値　Ｋｐ_Ｌ…第２比例値　Ｋｐ_Ｌ１…第２速度参照値　Ｋｐｄ，Ｋｐｑ…比例ゲイン　
Ｌｄ…ｄ軸インダクタンス　ｍ…電圧振幅　ｍ１…電圧第一閾値　ｍ２…電圧第二閾値　ｎ１…回転数第一閾値　ｎ２…回転数第二閾値　Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ…シャント抵抗　Ｓ…走行速度　１００ｓ…車両の操舵系　Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ…下アームスイッチング素子　Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ…上アームスイッチング素子　Ｔｓ…操舵トルク　ｖｄ，ｖｑ…（第１軸の電圧指令値、第２軸の電圧指令値）　ＶＲｕ，ＶＲｖ，ＶＲｗ…両端電圧　ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ…電圧指令値　ΔＴｓ…操舵トルクの変化量　ω…回転角速度　ω１…回転角速度第一閾値　ω２…回転角速度第二閾値　ωｃｃ…応答角周波数

Claims (12)

  1. 　交流回転機の制御装置であって、
    　前記交流回転機に電圧を印加するインバータと、
    　前記交流回転機を流れる回転機電流を検出する電流検出器と、
    　前記交流回転機の回転二軸における第１軸の電圧指令値を演算する第１軸電圧指令値演算器と、
    　前記回転二軸における第２軸の電圧指令値を演算する第２軸電圧指令値演算器と、を備え、
    　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第１軸における検出電流値と、の偏差である第１偏差、および、前記第２軸における電流指令値と、前記回転機電流の前記第２軸における検出電流値と、の偏差である第２偏差を用いて、積分演算を行い、前記積分演算の結果に基づいて前記第１軸の電圧指令値を演算する、交流回転機の制御装置。
  2. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第２偏差に対し、前記交流回転機の回転角速度と、前記第２軸におけるインダクタンスと、前記電流指令値に対する前記回転機電流の周波数応答を調整するための応答角周波数と、を乗算した値を用いて、前記積分演算を実行する、請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
  3. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第２偏差の低周波成分を低減させた結果を用いて前記積分演算を実行する、請求項１または２に記載の交流回転機の制御装置。
  4. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１偏差に対して比例ゲインを乗算した値を用いて前記第１軸の前記電圧指令値を演算し、
    　前記比例ゲインは、第１比例値と、前記第１比例値よりも小さい第２比例値と、の間で切り替えられ、
    　前記電圧指令値に基づいて算出される電圧振幅が電圧第一閾値以上である場合、あるいは、前記交流回転機の回転数が回転数第一閾値以上である場合、あるいは、前記交流回転機の回転角速度が回転角速度第一閾値以上である場合に、前記比例ゲインが前記第２比例値に設定される、請求項１から３のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
  5. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第２偏差に対して制限ゲインを乗算した値を用いて前記積分演算を実行し、
    　前記制限ゲインは、第１制限値と、前記第１制限値よりも小さい第２制限値と、の間で切り替えられ、
    　前記電圧振幅が前記電圧第一閾値よりも小さい電圧第二閾値以下である場合、あるいは、前記交流回転機の回転数が前記回転数第一閾値よりも小さい回転数第二閾値以下である場合、あるいは、前記交流回転機の回転角速度が回転角速度第一閾値よりも小さい回転角速度第二閾値以下である場合に、前記制限ゲインが前記第２制限値に設定される、請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
  6. 　前記インバータは、３つの相にそれぞれ対応する、３組の上アームスイッチング素子、下アームスイッチング素子、およびシャント抵抗を備え、
    　前記電流検出器は、前記電圧振幅が前記電圧第一閾値よりも小さいとき、前記３つの相における前記回転機電流をそれぞれの対応する前記シャント抵抗の両端電圧に基づいて検出する、請求項４または５に記載の交流回転機の制御装置。
  7. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記回転機電流が閾値を超えた場合に、前記比例ゲインを前記第１比例値に設定する、請求項４から６のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
  8. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記交流回転機の制御装置において、少なくとも１か所に故障が生じた場合に、前記比例ゲインを前記第１比例値に設定する、請求項４から７のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置。
  9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置と、
    　前記交流回転機と、
    　前記交流回転機の駆動力を車両の操舵系に伝達する駆動力伝達機構と、を備える、電動パワーステアリング装置。
  10. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記第１偏差に対して比例ゲインを乗算した値を用いて前記第１軸の前記電圧指令値を演算し、
    　前記比例ゲインは、第１速度参照値と、前記第１速度参照値よりも小さい第２速度参照値と、の間で切り替えられ、
    　前記第１軸電圧指令値演算器は、車両の走行速度が閾値よりも小さい場合に、前記比例ゲインを前記第１速度参照値よりも小さい値に設定する、請求項９に記載の電動パワーステアリング装置。
  11. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、前記電流指令値が閾値以下の場合、あるいは、操舵トルクが閾値以下の場合、あるいは、操舵トルクとトルク電流指令値との関係を表すグラフにおける勾配が閾値より小さい場合、あるいは、操舵トルクの単位時間あたりの変化量が閾値より小さい場合に、前記比例ゲインを前記第１速度参照値よりも小さい値に設定する、請求項１０に記載の電動パワーステアリング装置。
  12. 　前記第１軸電圧指令値演算器は、カットオフ周波数が前記電動パワーステアリング装置の操舵周波数の上限値より高い低域通過フィルタに、前記交流回転機の回転角速度を通した結果を用いて前記積分演算を実行する、請求項９から１１のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
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