WO2024009827A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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弘治 東山
豊 掃部
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Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, and more specifically, to a power conversion device capable of converting DC power into AC power.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device that converts direct current to multiphase alternating current.
  • the power conversion device disclosed in Patent Document 1 includes a main switching means (power conversion circuit), two capacitors, one coil (resonant inductor), a plurality of auxiliary switch elements, and a control means.
  • the main switching circuit is composed of a pair of main switch elements connected in series between both terminals of a DC power supply, and the main switching circuit is configured to have a multi-phase It is provided for each phase of AC.
  • the two capacitors divide the voltage of the DC power supply.
  • One end of the coil is connected to a voltage dividing point formed by two capacitors.
  • the plurality of auxiliary switch elements connect the other end of the coil and the output point of each phase.
  • power conversion efficiency may decrease due to changes in load conditions.
  • An object of the present disclosure is to provide a power conversion device that can improve power conversion efficiency.
  • a power conversion device includes a first DC terminal, a second DC terminal, a power conversion circuit, a plurality of AC terminals, a plurality of bidirectional switches, a plurality of resonance capacitors, and a regeneration It includes a capacitor, a first resonant inductor, a second resonant inductor, a third resonant inductor, and a control device.
  • the power conversion circuit includes a plurality of first switching elements and a plurality of second switching elements. In the power conversion circuit, a plurality of switching circuits in which the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements are connected in series on a one-to-one basis are connected in parallel to each other.
  • the plurality of first switching elements are connected to the first DC terminal, and the plurality of second switching elements are connected to the second DC terminal.
  • the plurality of AC terminals correspond one-to-one to the plurality of switching circuits.
  • Each of the plurality of AC terminals is connected to a connection point between the first switching element and the second switching element in the corresponding switching circuit.
  • the plurality of bidirectional switches correspond one-to-one to the plurality of switching circuits.
  • a first end of each of the plurality of bidirectional switches is connected to the connection point of the first switching element and the second switching element in the corresponding switching circuit.
  • the plurality of resonance capacitors correspond one-to-one to the plurality of bidirectional switches.
  • Each of the plurality of resonance capacitors is connected between the first end and the second DC terminal of the corresponding bidirectional switch.
  • the regeneration capacitor has a third end and a fourth end. In the regeneration capacitor, the third end is connected to the first DC terminal or the second DC terminal.
  • the first resonant inductor is connected between a first bidirectional switch included in the plurality of bidirectional switches and the fourth end of the regenerative capacitor.
  • the second resonant inductor is connected between a second bidirectional switch included in the plurality of bidirectional switches and the fourth end of the regenerative capacitor.
  • the third resonant inductor is connected between a third bidirectional switch included in the plurality of bidirectional switches and the fourth end of the regenerative capacitor.
  • the control device applies a PWM signal whose potential changes between a high level and a low level to each of the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements.
  • the control device performs a first control operation.
  • a dead time is set for each of the plurality of switching circuits between a high level period of the PWM signal to the first switching element and a high level period of the PWM signal to the second switching element. do.
  • a high level period of a control signal to a bidirectional switch corresponding to each of the plurality of switching circuits among the plurality of bidirectional switches overlaps with the dead time, and
  • the start time is advanced by an additional time than the start time of the dead time.
  • the control device obtains a detected potential at the fourth end of the regeneration capacitor, and the detected potential is smaller than half of the voltage value applied between the first DC terminal and the second DC terminal. If it is smaller than the first threshold, a second control operation is performed to increase the potential at the fourth end of the regeneration capacitor. When the detected potential is larger than a second threshold value that is larger than half of the voltage value applied between the first DC terminal and the second DC terminal, the control device controls the regeneration capacitor. A third control operation is performed to lower the potential at the fourth end.
  • a power conversion device includes a first DC terminal, a second DC terminal, a power conversion circuit, a plurality of AC terminals, a plurality of bidirectional switches, a plurality of resonance capacitors, It includes a regenerative capacitor, a first resonant inductor, a second resonant inductor, a third resonant inductor, and a control device.
  • the power conversion circuit includes a plurality of first switching elements and a plurality of second switching elements. In the power conversion circuit, a plurality of switching circuits in which the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements are connected in series on a one-to-one basis are connected in parallel to each other.
  • the plurality of first switching elements are connected to the first DC terminal, and the plurality of second switching elements are connected to the second DC terminal.
  • the plurality of AC terminals correspond one-to-one to the plurality of switching circuits.
  • Each of the plurality of AC terminals is connected to a connection point between the first switching element and the second switching element in the corresponding switching circuit.
  • the plurality of bidirectional switches correspond one-to-one to the plurality of switching circuits.
  • a first end of each of the plurality of bidirectional switches is connected to the connection point of the first switching element and the second switching element in the corresponding switching circuit.
  • the plurality of resonance capacitors correspond one-to-one to the plurality of bidirectional switches.
  • Each of the plurality of resonance capacitors is connected between the first end and the second DC terminal of the corresponding bidirectional switch.
  • the regeneration capacitor has a third end and a fourth end. In the regeneration capacitor, the third end is connected to the first DC terminal or the second DC terminal.
  • the first resonant inductor is connected between a first bidirectional switch included in the plurality of bidirectional switches and the fourth end of the regenerative capacitor.
  • the second resonant inductor is connected between a second bidirectional switch included in the plurality of bidirectional switches and the fourth end of the regenerative capacitor.
  • the third resonant inductor is connected between a third bidirectional switch included in the plurality of bidirectional switches and the fourth end of the regenerative capacitor.
  • the control device applies a PWM signal whose potential changes between a high level and a low level to each of the plurality of first switching elements and the plurality of second switching elements.
  • the control device performs a first control operation.
  • a dead time is set for each of the plurality of switching circuits between a high level period of the PWM signal to the first switching element and a high level period of the PWM signal to the second switching element. do.
  • a high level period of a control signal to a bidirectional switch corresponding to each of the plurality of switching circuits among the plurality of bidirectional switches overlaps with the dead time, and
  • the start time is advanced by an additional time than the start time of the dead time.
  • the control device obtains a detected potential at the fourth end of the regeneration capacitor, and the detected potential is smaller than half of the voltage value applied between the first DC terminal and the second DC terminal. If it is smaller than the first threshold, the carrier signal is applied to one of the plurality of bidirectional switches based on the polarity of each of the plurality of output currents output from the plurality of AC terminals. In one cycle, in addition to providing a control signal having a high level period that overlaps with the dead time, a second control operation is performed to provide a control signal having a high level period related to the charging operation of the regeneration capacitor.
  • the control device Controlling one bidirectional switch among the plurality of bidirectional switches to have a high level period that overlaps with the dead time in one cycle of the carrier signal based on the polarity of each of the plurality of output currents to be output.
  • a third control operation is performed in which a control signal having a high level period related to the discharging operation of the regenerative capacitor is provided.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of the operation when the control device performs the first control operation in the above power converter.
  • FIG. 3 is another diagram illustrating the operation when the control device performs the first control operation in the power conversion device described above.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of the operation of the control device in the above power converter.
  • FIG. 5 is a diagram showing changes over time in duty corresponding to voltage commands for each of three phases in an AC load connected to a plurality of AC terminals of the power converter device.
  • FIG. 6 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power converter device as described above.
  • FIG. 7 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the above power conversion device.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a system including the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a timing chart when the control device performs the first control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 10 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 11 is a timing chart showing another example when the control device performs the second control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 12 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 13 is a timing chart showing another example when the control device performs the third control operation in the power converter device as described above.
  • FIG. 9 is a timing chart when the control device performs the first control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 10 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion
  • FIG. 14 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 15 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 16 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a timing chart when the control device performs the third operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 18 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 15 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 16 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a timing chart when the control device performs the
  • FIG. 20 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion device according to the sixth embodiment.
  • FIG. 21 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 22 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the power conversion device according to the seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 24 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to Embodiment 8.
  • FIG. 25 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to Embodiment 9.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to Modification 1 of Embodiment 2.
  • FIG. 21 is a timing chart when the control device performs the third control operation in the power conversion device same as above.
  • FIG. 22 is a timing chart when the control device performs the second control operation in the
  • FIG. 27 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to Modification 2 of Embodiment 2.
  • FIG. 28 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to Modification 3 of Embodiment 2.
  • FIG. 29 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to Modification 4 of Embodiment 2.
  • FIG. 30 is a circuit diagram of a system including a power conversion device according to a fifth modification of the second embodiment.
  • the power converter device 100 includes, for example, a first DC terminal 31, a second DC terminal 32, a plurality of (for example, three) AC terminals 41, A DC power source E1 is connected between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32, and an AC load RA1 is connected to the plurality of AC terminals 41.
  • AC load RA1 is, for example, a three-phase motor.
  • Power converter 100 converts DC output from DC power supply E1 into AC power and outputs it to AC load RA1.
  • the DC power source E1 includes, for example, a solar cell or a fuel cell.
  • the DC power supply E1 may include a DC-DC converter.
  • the AC power is, for example, three-phase AC power having a U phase, a V phase, and a W phase.
  • the power conversion device 100 includes a power conversion circuit 11, a plurality (for example, three) of bidirectional switches 8, a plurality of (for example, three) resonance capacitors 9, a regeneration capacitor 15, and a first resonance It includes an inductor L1, a second resonant inductor L2, a third resonant inductor L3, and a control device 50. Moreover, the power conversion device 100 further includes a plurality (three) of protection circuits 17 and a capacitor C10.
  • the power conversion circuit 11 includes a plurality of (for example, three) first switching elements 1 and a plurality of (for example, three) second switching elements 2.
  • a plurality of (for example, three) switching circuits 10 in which a plurality of first switching elements 1 and a plurality of second switching elements 2 are connected in series in a one-to-one manner are connected in parallel to each other.
  • a plurality of first switching elements 1 are connected to a first DC terminal 31, and a plurality of second switching elements 2 are connected to a second DC terminal 32.
  • the plurality of AC terminals 41 correspond to the plurality of switching circuits 10 on a one-to-one basis.
  • Each of the plurality of AC terminals 41 is connected to a connection point 3 between the first switching element 1 and the second switching element 2 in the corresponding switching circuit 10.
  • the plurality of bidirectional switches 8 correspond one-to-one to the plurality of switching circuits 10.
  • Each of the plurality of bidirectional switches 8 has a first end 81 connected to a connection point 3 between the first switching element 1 and the second switching element 2 in the corresponding switching circuit 10.
  • the plurality of resonance capacitors 9 correspond one-to-one to the plurality of bidirectional switches 8.
  • Each of the plurality of resonance capacitors 9 is connected between the first end 81 of the corresponding bidirectional switch 8 and the second DC terminal 32.
  • the regenerative capacitor 15 has a third end 153 and a fourth end 154, and the third end 153 is connected to the second DC terminal 32.
  • the first resonant inductor L1, the second resonant inductor L2, and the third resonant inductor L3 are connected between the three bidirectional switches 8 and the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the control device 50 controls the plurality of first switching elements 1, the plurality of second switching elements 2, and the plurality of bidirectional switches 8.
  • the switching circuits 10 corresponding to the U phase, V phase, and W phase will be referred to as the switching circuit 10U, the switching circuit 10V, and the switching circuit, respectively. It is also sometimes referred to as 10W.
  • the 1st switching element 1 and the 2nd switching element 2 of 10 U of switching circuits may be called 1 U of 1st switching elements, and 2 U of 2nd switching elements.
  • the 1st switching element 1 and the 2nd switching element 2 of the switching circuit 10V may be called the 1st switching element 1V and the 2nd switching element 2V.
  • the 1st switching element 1 and the 2nd switching element 2 of the switching circuit 10W may be called the 1st switching element 1W and the 2nd switching element 2W.
  • the connection point 3 between the first switching element 1U and the second switching element 2U is referred to as the connection point 3U
  • the connection point 3 between the first switching element 1V and the second switching element 2V is referred to as the connection point 3V
  • the connection point 3 between the first switching element 1U and the second switching element 2V is referred to as the connection point 3V.
  • the connection point 3 between the first switching element 1W and the second switching element 2W may be referred to as the connection point 3W.
  • the AC terminal 41 connected to the connection point 3U will be referred to as an AC terminal 41U
  • the AC terminal 41 connected to the connection point 3V will be referred to as an AC terminal 41V
  • the AC terminal 41 connected to the connection point 3W will be referred to as an AC terminal 41V.
  • the terminal 41 may also be referred to as an AC terminal 41W.
  • the resonance capacitor 9 connected in parallel to the second switching element 2U will be referred to as a resonance capacitor 9U
  • the resonance capacitor 9 connected in parallel to the second switching element 2V will be referred to as a resonance capacitor 9V.
  • the resonance capacitor 9 connected in parallel to the second switching element 2W may also be referred to as a resonance capacitor 9W.
  • bidirectional switch 8U first bidirectional switch 8U
  • bidirectional switch 8V bidirectional switch 8V
  • the bidirectional switch 8 connected to the connection point 3W may also be referred to as a bidirectional switch 8W (third bidirectional switch 8W).
  • the high potential side output terminal (positive electrode) of the DC power source E1 is connected to the first DC terminal 31, and the low potential side output terminal (negative electrode) of the DC power source E1 is connected to the second DC terminal 32.
  • the U phase, V phase, and W phase of the AC load RA1 are connected to three AC terminals 41U, 41V, and 41W, respectively.
  • each of the plurality of (for example, three) first switching elements 1 and the plurality of (for example, three) second switching elements 2 has a control terminal, a first main terminal, and a second main terminal.
  • Control terminals of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2 are connected to the control device 50.
  • the first main terminal of the first switching element 1 is connected to the first DC terminal 31, and the second main terminal of the first switching element 1 is connected to the second switching element 2.
  • the second main terminal of the second switching element 2 is connected to the second DC terminal 32 .
  • the first switching element 1 is a high-side switching element (P-side switching element), and the second switching element 2 is a low-side switching element (N-side switching element).
  • Each of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2 is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Therefore, the control terminal, first main terminal, and second main terminal of each of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2 are a gate terminal, a collector terminal, and an emitter terminal, respectively.
  • the power conversion circuit 11 includes a plurality (three) of first diodes 4 connected one-to-one in antiparallel to a plurality (three) of first switching elements 1, and a plurality of (three) second switching elements 2. It further includes a plurality (three) of second diodes 5 that are connected one-to-one in antiparallel to each other.
  • the anode of the first diode 4 is connected to the second main terminal (emitter terminal) of the first switching element 1 corresponding to this first diode 4
  • the cathode of the first diode 4 is connected to the second main terminal (emitter terminal) of the first switching element 1 corresponding to the first diode 4.
  • the anode of the second diode 5 is connected to the second main terminal (emitter terminal) of the second switching element 2 corresponding to this second diode 5
  • the cathode of the second diode 5 is connected to the second main terminal (emitter terminal) of the second switching element 2 corresponding to the second diode 5. is connected to the first main terminal (collector terminal) of the second switching element 2 corresponding to this second diode 5.
  • the U phase of the AC load RA1 is connected to the connection point 3U between the first switching element 1U and the second switching element 2U via the AC terminal 41U.
  • the V phase of the AC load RA1 is connected to the connection point 3V between the first switching element 1V and the second switching element 2V via the AC terminal 41V.
  • the W phase of the AC load RA1 is connected to the connection point 3W between the first switching element 1W and the second switching element 2W via the AC terminal 41W.
  • the plurality of resonance capacitors 9 correspond one-to-one to the plurality of bidirectional switches 8. Each of the plurality of resonance capacitors 9 is connected between the first end 81 of the corresponding bidirectional switch 8 and the second DC terminal 32.
  • Power conversion device 100 has a plurality of resonant circuits.
  • the plurality of resonant circuits include a first resonant circuit having a resonant capacitor 9U and a first resonant inductor L1, a second resonant circuit having a resonant capacitor 9V and a second resonant inductor L2, and a resonant capacitor 9W. and a third resonant circuit having a third resonant inductor L3.
  • Each of the plurality of bidirectional switches 8 includes, for example, two first IGBTs 6 and two second IGBTs 7 connected in antiparallel.
  • the collector terminal of the first IGBT 6 and the emitter terminal of the second IGBT 7 are connected, and the emitter terminal of the first IGBT 6 and the collector terminal of the second IGBT 7 are connected.
  • the emitter terminal of the first IGBT 6 is connected to the connection point 3 of the switching circuit 10 corresponding to the bidirectional switch 8 having the first IGBT 6.
  • the collector terminal of the second IGBT 7 is connected to the connection point 3 of the switching circuit 10 corresponding to the bidirectional switch 8 having the second IGBT 7.
  • the bidirectional switch 8U is connected to a connection point 3U between the first switching element 1U and the second switching element 2U.
  • the bidirectional switch 8V is connected to the connection point 3V between the first switching element 1V and the second switching element 2V.
  • the bidirectional switch 8W is connected to the connection point 3W between the first switching element 1W and the second switching element 2W.
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 of the bidirectional switch 8U will be referred to as the first IGBT 6U and the second IGBT 7U, respectively
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 of the bidirectional switch 8V will be referred to as the first IGBT 6V and the second IGBT 7V, respectively
  • the first IGBT 6 and the second IGBT 7 of the bidirectional switch 8W may be referred to as a first IGBT 6W and a second IGBT 7W, respectively.
  • the plurality of two-way switches 8 are controlled by a control device 50.
  • the first IGBT 6U, the second IGBT 7U, the first IGBT 6V, the second IGBT 7V, the first IGBT 6W, and the second IGBT 7W are controlled by the control device 50.
  • the regenerative capacitor 15 is connected between the first resonant inductor L1, the second resonant inductor L2, the third resonant inductor L3, and the second DC terminal 32.
  • the regeneration capacitor 15 is, for example, a film capacitor.
  • the first resonant inductor L1 is connected between the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 and the second end 82 of the bidirectional switch 8U.
  • the second resonant inductor L2 is connected between the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 and the second end 82 of the bidirectional switch 8V.
  • the third resonant inductor L3 is connected between the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 and the second end 82 of the bidirectional switch 8W.
  • the power conversion device 100 includes a plurality (for example, three) of protection circuits 17 as described above.
  • the plurality of protection circuits 17 are provided one each for the U phase, V phase, and W phase of AC load RA1.
  • the plurality of protection circuits 17 are connected between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32.
  • Each of the plurality of protection circuits 17 includes a third diode 13 and a fourth diode 14 connected in series to the third diode 13.
  • the plurality of protection circuits 17 correspond one-to-one to the plurality of bidirectional switches 8.
  • a connection point between the third diode 13 and the fourth diode 14 is connected to the second end 82 of the corresponding bidirectional switch 8.
  • the anode of the third diode 13 is connected to the second end 82 of the bidirectional switch 8
  • the cathode of the third diode 13 is connected to the first DC terminal 31.
  • the fourth diode 14 the anode of the fourth diode 14 is connected to the second DC terminal 32, and the cathode of the fourth diode 14 is connected to the second end 82 of the bidirectional switch 8.
  • Capacitor C10 is connected between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32, and is connected in parallel to the power conversion circuit 11.
  • Capacitor C10 is, for example, an electrolytic capacitor.
  • the control device 50 controls the plurality of first switching elements 1, the plurality of second switching elements 2, and the plurality of bidirectional switches 8.
  • the execution body of the control device 50 includes a computer system.
  • a computer system includes one or more computers.
  • a computer system mainly consists of a processor and a memory as hardware.
  • the function of the control device 50 as an execution entity in the present disclosure is realized by the processor executing a program recorded in the memory of the computer system.
  • the program may be pre-recorded in the computer system's memory, or may be provided via a telecommunications line, or may be stored in a non-temporary storage device such as a memory card, optical disk, hard disk drive (magnetic disk), etc. that can be read by the computer system.
  • a processor of a computer system is composed of one or more electronic circuits including a semiconductor integrated circuit (IC) or a large-scale integrated circuit (LSI).
  • the plurality of electronic circuits may be integrated into one chip, or may be provided in a distributed manner over a plurality of chips.
  • a plurality of chips may be integrated into one device, or may be distributed and provided in a plurality of devices.
  • the control device 50 outputs PWM (Pulse Width Modulation) signals SU1, SV1, and SW1 that control on/off of the plurality of first switching elements 1U, 1V, and 1W, respectively.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • Each of the PWM signals SU1, SV1, and SW1 has, for example, a first potential level (hereinafter also referred to as low level) and a second potential level higher than the first potential level (hereinafter also referred to as high level). ) is a signal that changes between.
  • the first switching elements 1U, 1V, and 1W are turned on when the PWM signals SU1, SV1, and SW1 are at a high level, and turned off when they are at a low level.
  • control device 50 outputs PWM signals SU2, SV2, and SW2 that control on/off of the plurality of second switching elements 2U, 2V, and 2W, respectively.
  • Each of the PWM signals SU2, SV2, and SW2 has, for example, a first potential level (hereinafter also referred to as low level) and a second potential level higher than the first potential level (hereinafter also referred to as high level). ) is a signal that changes between.
  • the second switching elements 2U, 2V, and 2W are turned on when the PWM signals SU2, SV2, and SW2 are at a high level, and turned off when they are at a low level.
  • the control device 50 uses a sawtooth wave carrier signal (see FIG. 2) to generate PWM signals SU1, SV1, and SW1 corresponding to the plurality of first switching elements 1U, 1V, and 1W, respectively, and the plurality of second switching elements. PWM signals SU2, SV2, and SW2 corresponding to 2U, 2V, and 2W are generated. More specifically, the control device 50 generates PWM signals SU1 and SU2 to be applied to the first switching element 1U and the second switching element 2U, respectively, based on at least the carrier signal and the U-phase voltage command.
  • control device 50 generates PWM signals SV1 and SV2 to be applied to the first switching element 1V and the second switching element 2V, respectively, based on at least the carrier signal and the V-phase voltage command. Further, the control device 50 generates PWM signals SW1 and SW2 to be applied to the first switching element 1W and the second switching element 2W, respectively, based on at least the carrier signal and the W-phase voltage command.
  • the U-phase voltage command, the V-phase voltage command, and the W-phase voltage command are, for example, sinusoidal signals whose phases differ from each other by 120°, and the amplitudes (voltage command values) of each change with time.
  • the length of one cycle of the U-phase voltage command, the V-phase voltage command, and the W-phase voltage command is the same. Further, the length of one cycle of the U-phase voltage command, the V-phase voltage command, and the W-phase voltage command is longer than the length of one cycle of the carrier signal.
  • the control device 50 compares the U-phase voltage command and the carrier signal to generate a PWM signal SU1 to be applied to the first switching element 1U. Further, the control device 50 inverts the PWM signal SU1 applied to the first switching element 1U to generate a PWM signal SU2 applied to the second switching element 2U.
  • control device 50 controls the period between the period when the PWM signal SU1 is at a high level and the period when the PWM signal SU2 is at a high level so that the on periods of the first switching element 1U and the second switching element 2U do not overlap.
  • the dead time Td (see FIG. 2) is set to .
  • the control device 50 compares the V-phase voltage command and the carrier signal to generate a PWM signal SV1 to be applied to the first switching element 1V. Further, the control device 50 inverts the PWM signal SV1 applied to the first switching element 1V to generate a PWM signal SV2 applied to the second switching element 2V.
  • the control device 50 also controls the period between the period when the PWM signal SV1 is at a high level and the period when the PWM signal SV2 is at a high level so that the on periods of the first switching element 1V and the second switching element 2V do not overlap.
  • the dead time Td (see FIG. 2) is set to .
  • the control device 50 compares the W-phase voltage command and the carrier signal to generate a PWM signal SW1 to be applied to the first switching element 1W. Further, the control device 50 inverts the PWM signal SW1 applied to the first switching element 1W to generate a PWM signal SW2 applied to the second switching element 2W.
  • the control device 50 also controls the period between the period when the PWM signal SW1 is at a high level and the period when the PWM signal SW2 is at a high level so that the on periods of the first switching element 1W and the second switching element 2W do not overlap.
  • the dead time Td (see FIG. 3) is set to .
  • the U-phase voltage command, the V-phase voltage command, and the W-phase voltage command are, for example, sinusoidal signals whose phases differ by 120 degrees from each other, and the amplitudes of each change with time. Therefore, the duty of the PWM signal SU1 (U-phase duty), the duty of the PWM signal SV1 (V-phase duty), and the duty of the PWM signal SW1 (W-phase duty) are, for example, as shown in FIG. °Changes in different sinusoidal shapes. Similarly, the duty of the PWM signal SU2, the duty of the PWM signal SV2, and the duty of the PWM signal SW2 change in the form of a sine wave whose phases are different from each other by 120°.
  • the control device 50 generates each PWM signal SU1, SU2, SV1, SV2, SW1, SW2 based on the carrier signal, each voltage command, and information regarding the state of AC load RA1. For example, if the AC load RA1 is a three-phase motor, the information regarding the state of the AC load RA1 can be obtained from a plurality of Contains the detected value from the current sensor.
  • the plurality of bidirectional switches 8, the first resonant inductor L1, the second resonant inductor L2, the third resonant inductor L3, the plurality of resonant capacitors 9, and the regenerative capacitor 15 are connected to the plurality of first switching elements 1 and the plurality of regenerative capacitors 15.
  • the second switching element 2 is provided for zero-voltage soft switching.
  • control device 50 also controls the plurality of bidirectional switches 8 in addition to the plurality of first switching elements 1 and second switching elements 2 of the power conversion circuit 11.
  • the control device 50 generates control signals SU6, SU7, SV6, SV7, SW6, and SW7 that control on/off of the first IGBT 6U, the second IGBT 7U, the first IGBT 6V, the second IGBT 7V, the first IGBT 6W, and the second IGBT 7W. It outputs to the respective gate terminals of the 2 IGBT 7U, the first IGBT 6V, the second IGBT 7V, the first IGBT 6W, and the second IGBT 7W.
  • the bidirectional switch 8U When the first IGBT 6U is on and the second IGBT 7U is off, the bidirectional switch 8U connects the regenerative capacitor 15 - the first resonant inductor L1 - the bidirectional switch 8U - the connection point 3U - the resonant capacitor 9U. A charging current flows through the capacitor and charges the resonance capacitor 9U.
  • the bidirectional switch 8U connects the resonance capacitor 9U, the connection point 3U, the bidirectional switch 8U, the first resonance inductor L1, and the regeneration capacitor 15. A discharge current that flows through the resonant capacitor 9U and discharges the charge of the resonance capacitor 9U is passed.
  • the bidirectional switch 8V When the first IGBT 6V is on and the second IGBT 7V is off, the bidirectional switch 8V connects the regeneration capacitor 15 - second resonance inductor L2 - bidirectional switch 8V - connection point 3V - resonance capacitor 9V. A charging current flows through the capacitor and charges the resonance capacitor 9V.
  • the bidirectional switch 8V When the first IGBT 6V is off and the second IGBT 7V is on, the bidirectional switch 8V connects the resonance capacitor 9V - connection point 3V - bidirectional switch 8V - second resonance inductor L2 - regeneration capacitor 15. A discharge current flows through the capacitor and discharges the charge of the resonance capacitor 9V.
  • the bidirectional switch 8W When the first IGBT 6W is on and the second IGBT 7W is off, the bidirectional switch 8W connects the regeneration capacitor 15 - third resonance inductor L3 - bidirectional switch 8W - connection point 3W - resonance capacitor 9W. A charging current flows through the capacitor and charges the resonance capacitor 9W.
  • the bidirectional switch 8W connects the resonance capacitor 9W - connection point 3W - bidirectional switch 8W - third resonance inductor L3 - regeneration capacitor 15. A discharge current that flows through the resonant capacitor 9W and discharges the charge of the resonance capacitor 9W is passed.
  • the first IGBT 6U of the bidirectional switch 8U is in the off state.
  • the current iL1 flowing through the first resonant inductor L1 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 until the energy of the first resonant inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero.
  • the second IGBT 7U may turn off from a state in which the second IGBT 7U of the bidirectional switch 8U is in the on state and the current iL1 is flowing in the first resonant inductor L1 with negative polarity. be.
  • the current iL1 flowing through the first resonant inductor L1 flows through the fourth diode 14 - the first resonant inductor L1 - the regeneration capacitor until the energy of the first resonant inductor L1 is consumed and the current iL1 becomes zero. It flows through 15 routes.
  • the first IGBT 6V of the bidirectional switch 8V is turned off.
  • the condition may change.
  • the current iL2 flowing through the second resonant inductor L2 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 until the energy of the second resonant inductor L2 is consumed and the current iL2 becomes zero.
  • the second IGBT 7V of the bidirectional switch 8V may be turned on from a state where the current iL2 is flowing in the second resonance inductor L2 with negative polarity, and then the second IGBT 7V may be turned off. be.
  • the current iL2 flowing through the second resonant inductor L2 flows through the fourth diode 14 - the second resonant inductor L2 - the regeneration capacitor until the energy of the second resonant inductor L2 is consumed and the current iL2 becomes zero. It flows through 15 routes.
  • the first IGBT 6W of the bidirectional switch 8W is turned off. condition may occur.
  • the current iL3 flowing through the third resonant inductor L3 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 until the energy of the third resonant inductor L3 is consumed and the current iL3 becomes zero.
  • the second IGBT 7W of the bidirectional switch 8W may be in the on state and the current iL3 is flowing in the third resonance inductor L3 with negative polarity, and then the second IGBT 7W may be in the off state.
  • the current iL3 flowing through the third resonant inductor L3 is changed from the fourth diode 14 to the third resonant inductor L3 to the regeneration capacitor 15 until the energy of the third resonant inductor L3 is consumed and the current iL3 becomes zero. flows along the route of
  • the control device 50 controls the high level period of the PWM signals SU1, SV1, SW1 to the first switching elements 1U, 1V, 1W and the second switching elements 2U, 2V, 2V, A dead time Td is set between the high level periods of the PWM signals SU2, SV2, and SW2 to 2W. Further, in the first control operation, the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8 corresponding to each of the plurality of switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8 overlaps with the dead time Td, and the high level period The start point of the dead time Td is advanced by an additional time than the start point of the dead time Td.
  • the first control operation will be explained in more detail below.
  • the control device 50 turns on the first IGBT 6 corresponding to the first switching element 1 to be subjected to zero voltage soft switching control. Thereby, the control device 50 causes the resonant inductor and the resonant capacitor 9 connected to the first switching element 1 to resonate, charges the resonant capacitor 9 from the regenerative capacitor 15, and charges the resonant capacitor 9 from the regenerative capacitor 15. Make the voltage at both ends zero.
  • the resonance inductor is the first resonance inductor L1, the second resonance inductor L2, or the third resonance inductor L3.
  • the control device 50 turns on the second IGBT 7 corresponding to the second switching element 2 to be subjected to zero voltage soft switching control.
  • the control device 50 causes the resonant inductor and the resonant capacitor 9 connected to the second switching element 2 to resonate, and discharges from the resonant capacitor 9 to the regenerative capacitor 15, so that the resonant capacitor 9 is discharged from the resonant capacitor 9.
  • the resonance capacitor 9 is charged and discharged via the bidirectional switch 8 so that the dead time Td described above and the half cycle of LC resonance ( ⁇ LC) are made to match.
  • the power conversion device 100 can realize zero voltage soft switching.
  • FIG. 2 shows PWM signals SU1 and SU2 applied from the control device 50 to the first switching element 1U and second switching element 2U of the switching circuit 10U, respectively.
  • FIG. 2 also shows a control signal SU6 given from the control device 50 to the first IGBT 6U of the bidirectional switch 8U, an output current iU flowing to the U phase of the AC load RA1, and a current iL1 flowing to the first resonance inductor L1.
  • a voltage V 1U across the first switching element 1U is illustrated.
  • FIG. 2 shows PWM signals SV1 and SV2 applied from the control device 50 to the first switching element 1V and the second switching element 2V of the switching circuit 10V, respectively.
  • FIG. 1 shows PWM signals SV1 and SV2 applied from the control device 50 to the first switching element 1V and the second switching element 2V of the switching circuit 10V, respectively.
  • FIG. 2 also shows a control signal SV6 given from the control device 50 to the first IGBT 6V of the bidirectional switch 8V, an output current iV flowing to the V phase of the AC load RA1, and a current iL2 flowing to the second resonance inductor L2.
  • a voltage V 1V across the first switching element 1V is illustrated.
  • FIG. 2 illustrates a dead time Td that is set in the control device 50 to prevent the first switching element 1 and the second switching element 2 of the same phase from being turned on at the same time.
  • FIG. 2 also shows an additional time Tau set for the control signal SU6 of the first IGBT 6U of the bidirectional switch 8U in the control device 50, and an additional time set for the control signal SV6 of the first IGBT 6V of the bidirectional switch 8V. Tav and are shown in the figure. Additional time Tau and additional time Tav will be described later.
  • FIG. 3 shows PWM signals SW1 and SW2 applied from the control device 50 to the first switching element 1W and the second switching element 2W of the switching circuit 10W, respectively.
  • FIG. 3 shows a control signal SW6 applied from the control device 50 to the first IGBT 6W of the bidirectional switch 8W, and an output current iW flowing into the W phase of the AC load RA1. Further, FIG. 3 shows a current iL3 flowing through the third resonant inductor L3. Further, FIG. 3 shows the voltage V 1W across the first switching element 1W.
  • FIG. 3 shows a dead time Td set in the control device 50 to prevent the first switching element 1W and the second switching element 2W from being turned on at the same time. Further, FIG. 3 shows an additional time Taw set in the control device 50 with respect to the control signal SW6 of the first IGBT 6W of the bidirectional switch 8W. The additional time Taw will be described later.
  • the above-mentioned additional time Tau is such that the start time t1 of the high level period of the control signal SU6 is earlier than the start time t2 of the dead time Td, so that the high level period of the control signal SU6 is earlier than the dead time Td. This is the time set to make it longer.
  • the length of additional time Tau is set based on the value of output current iU. In order to start LC resonance from the start time t2 of the dead time Td, it is desirable that the value of the current iL1 match the value of the output current iU at the start time t2 of the dead time Td.
  • the end point of the high-level period of the control signal SU6 may be the same as the end point t3 of the dead time Td or later.
  • FIG. 2 shows an example in which the end point of the high level period of the control signal SU6 is set to be the same as the end point t3 of the dead time Td.
  • the control device 50 sets the high level period of the control signal SU6 to Tau+Td.
  • the voltage V 1U across the first switching element 1U becomes zero at the end time t3 of the dead time Td.
  • the current iL1 flowing through the first resonant inductor L1 starts flowing at the start time t1 of the high level period of the control signal SU6, and at the time t4 when the additional time Tau has elapsed from the end time t3 of the dead time Td. becomes zero.
  • the current iL1 at this time since iL1 ⁇ iU from the start time t2 of the dead time Td, the current iL1 in the shaded area of the current waveform in the fifth row from the top in FIG. 2 flows into the resonance capacitor 9U. LC resonance occurs.
  • the current iL1 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 that is directly connected to the first resonant inductor L1.
  • the detection value at the carrier cycle to which the additional time Tau is added or at the timing closest to the carrier cycle is used. Further, as the estimated value of the output current iU at this time, a value obtained by estimating the output current iU in the carrier period to which the additional time Tau is added is used.
  • FIG. 4 when the polarity of the output current iU is negative, the resonance capacitor 9U can be charged without turning on the first IGBT 6U of the bidirectional switch 8U. 1U zero voltage soft switching can be achieved.
  • FIG. 4 also shows the voltage V 1U across the first switching element 1U and the voltage V 2U across the second switching element 2U. Further, FIG. 4 also shows the charging current of the resonance capacitor 9U.
  • the above-mentioned additional time Tav is such that the high level period of the control signal SV6 is made earlier than the start time t6 of the dead time Td, so that the high level period of the control signal SV6 is earlier than the dead time Td. This is the time set to make it longer.
  • the length of the additional time Tav is set based on the value of the output current iV. In order to start LC resonance from the start time t6 of the dead time Td, it is desirable that the value of the current iL2 match the value of the output current iV at the start time t6 of the dead time Td.
  • the end point of the high level period of the control signal SV6 may be the same as the end time point t7 of the dead time Td or later.
  • FIG. 2 shows an example in which the end point of the high level period of the control signal SV6 is set to be the same as the end point t7 of the dead time Td.
  • the control device 50 sets the high level period of the control signal SV6 to Tav+Td.
  • the voltage V 1V across the first switching element 1V becomes zero at the end time t7 of the dead time Td.
  • the current iL2 flowing through the second resonant inductor L2 starts flowing at the start time t5 of the high level period of the control signal SV6, and at the time t8 when the additional time Tav has elapsed from the end time t7 of the dead time Td. becomes zero.
  • the current iL2 at this time since iL2 ⁇ iV from the start time t6 of the dead time Td, the current iL2 in the shaded area with respect to the current waveform in the 10th row from the top in FIG. 2 flows into the resonance capacitor 9V. LC resonance occurs.
  • the current iL2 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 directly connected to the second resonant inductor L2 after the end time t7 of the dead time Td.
  • a detection value at the carrier cycle to which the additional time Tav is added or at the timing closest to the carrier cycle is used.
  • the estimated value of the output current iV at this time a value obtained by estimating the output current iV in the carrier cycle to which the additional time Tav is added is used.
  • the resonance capacitor 9V can be charged without turning on the bidirectional switch 8V, and zero-voltage soft switching of the first switching element 1V can be realized.
  • the above-mentioned additional time Taw is such that the start time t9 of the high level period of the control signal SW6 is earlier than the start time t10 of the dead time Td, so that the high level period of the control signal SW6 is made earlier than the dead time Td. This is the time set to make it longer.
  • the length of the additional time Taw is set based on the value of the output current iW. In order to start LC resonance from the start time t10 of the dead time Td, it is desirable that the value of the current iL3 match the value of the output current iW at the start time t10 of the dead time Td.
  • the end point of the high level period of the control signal SW6 may be the same as the end time point t11 of the dead time Td or later.
  • FIG. 3 an example is shown in which the end point of the high level period of the control signal SW6 is set to be the same as the end time point t11 of the dead time Td.
  • the control device 50 sets the high level period of the control signal SW6 to Taw+Td.
  • the voltage V 1W across the first switching element 1W becomes zero at the end time t11 of the dead time Td.
  • the current iL3 flowing through the third resonant inductor L3 starts flowing at the start time t9 of the high level period of the control signal SW6, and at the time t12 when the additional time Taw has elapsed from the end time t11 of the dead time Td. becomes zero.
  • the current iL3 at this time since iL3 ⁇ iW from the start time t10 of the dead time Td, the current iL3 in the shaded area with respect to the current waveform in the fourth row from the top in FIG. 3 flows into the resonance capacitor 9W. LC resonance occurs.
  • the current iL3 is regenerated to the power conversion circuit 11 via the third diode 13 directly connected to the third resonant inductor L3.
  • the resonance capacitor 9W can be charged without turning on the bidirectional switch 8W, and zero-voltage soft switching of the first switching element 1W can be realized.
  • the power converter 100 causes resonance capacitors 9 and resonance inductors associated with switching elements targeted for zero-voltage soft switching among the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2 to resonate.
  • the voltage across the resonant capacitor 9 related to the switching element targeted for zero-voltage soft switching changes according to the amplitude of the resonant voltage centered on the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the voltage across the switching element changes from the voltage value Vd (see FIGS. 2 and 3) of the DC power supply E1 applied between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32 to 0, so that it becomes zero. Voltage soft switching is realized.
  • the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 changes depending on the amount of charge or discharge of the regenerative capacitor 15 for each resonance between the resonant capacitor 9 and the resonant inductor. Further, the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 changes depending on the amount of charge and discharge of the regenerative capacitor 15 for each carrier period.
  • the amount of charged charge or the amount of discharged charge related to the output currents iU, iV, and iW of the U phase, V phase, and W phase is determined for each carrier cycle.
  • the output currents iU, iV, and iW of each phase the current with the largest absolute value has the largest amount of charge.
  • the output currents iU and iV of each phase are , iW are sinusoidal and have a phase difference of 120 degrees, so that charging and discharging in the regenerative capacitor 15 are balanced, and fluctuations in the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 are suppressed.
  • the control device 50 controls the high level period of the PWM signals SU1, SV1, SW1 to the first switching elements 1U, 1V, 1W and the second switching elements 2U, 2V, 2V, A dead time Td is set between the high level periods of the PWM signals SU2, SV2, and SW2 to 2W. Further, in the first control operation, the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8 corresponding to each of the plurality of switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8 overlaps with the dead time Td, and the high level period The start point of the dead time Td is advanced by an additional time than the start point of the dead time Td.
  • the control device 50 performs only the first control operation, for example, when the motor that is the AC load RA1 locks as a change in the state of the load, the output current of each phase will change. They end up with different constant values. Then, in the power conversion device 100, the difference between the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 with respect to the ground potential and the half value (Vd/2) of the voltage value Vd of the DC power supply E1 becomes large.
  • the resonant capacitors 9U, 9V, 9W and the first to third resonant inductors L1 to L3 resonate in order to realize zero voltage soft switching, the amplitude of the resonant voltage increases. There is a possibility that zero-voltage soft switching cannot be realized.
  • control device 50 of the power conversion device 100 is configured to perform the following operations in addition to the above-described first control operation.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 with respect to the ground potential. For example, the control device 50 acquires the detected potential every cycle of the carrier signal. For example, the control device 50 may store in advance the voltage value Vd of the DC voltage applied between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32, or may acquire the detection result of the voltage value Vd. You can. The control device 50 determines the content of the control operation based on the detected potential, the value of Vd/2, and the detection results of the output currents iU, iV, and iW.
  • the control device 50 When the detected potential of the regenerative capacitor 15 is within the range from the first threshold Vth1 to the second threshold Vth2, the control device 50 performs the first control operation so that the detected potential of the regenerative capacitor 15 reaches the first threshold.
  • the second control operation When the detected potential is smaller than Vth1, the second control operation is performed, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, the third control operation is performed.
  • the first threshold value Vth1 is smaller than Vd/2.
  • the second threshold value Vth2 is larger than Vd/2.
  • the first threshold value Vth1 is, for example, a value of 90% of Vd/2.
  • the second threshold value Vth2 is, for example, a value of 110% of Vd/2.
  • the second control operation is an operation of controlling the plurality of bidirectional switches 8 so as to increase the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the third control operation is an operation of controlling the plurality of bidirectional switches 8 so as to lower the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the first control operation is to overlap the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8 corresponding to each of the plurality of switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8 with the dead time Td, and This is an operation that advances the start time of the high level period by an additional time than the start time of the dead time Td.
  • the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8U is the period when the potential level of the control signal SU6 to the first IGBT 6U is high level, or the period when the potential level of the control signal SU7 to the second IGBT 7U is high level.
  • the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8V is the period when the potential level of the control signal SV6 to the first IGBT 6V is high level, or the period when the potential level of the control signal SV7 to the second IGBT 7V is high level.
  • the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8W is the period when the potential level of the control signal SW6 to the first IGBT 6W is high level, or the period when the potential level of the control signal SW7 to the second IGBT 7W is high level.
  • the additional time for making the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8U earlier than the start time of the dead time Td is the above-mentioned additional time Tau.
  • the additional time for making the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8V earlier than the start of the dead time Td is the above-mentioned additional time Tav.
  • the additional time for making the high-level period of the control signal to the bidirectional switch 8W earlier than the start time of the dead time Td is the above-mentioned additional time Taw.
  • the second control operation is based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41, so as to increase the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15. This is an operation to control the bidirectional switch 8.
  • the third control operation is based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41, so as to lower the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15. This is an operation to control the bidirectional switch 8.
  • the control device 50 controls the discharge of the regenerative capacitor 15 of the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41.
  • the high level period of the bidirectional switch 8 related to the operation is set to zero. An example of the operation at this time will be described with reference to FIG.
  • FIG. 6 shows a carrier signal, control signals SU6, SV7, SW7, and multiple The output currents iU, iV, iW, the current iL1 flowing through the first resonant inductor L1, the current iL2 flowing through the second resonant inductor L2, and the current iL3 flowing through the third resonant inductor L3 are illustrated. be.
  • FIG. 6 illustrates the voltages V 2U , V 2V , and V 2W across the second switching elements 2U, 2V , and 2W , respectively, and the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the voltages V 2U , V 2V , and V 2W across the second switching elements 2U, 2V , and 2W are the same as the voltages across the resonance capacitors 9U, 9V, and 9W, respectively.
  • the timing at which the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 is acquired for each carrier period is indicated by an arrow.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal to 8 can be set to zero. As shown in FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle (at the timing of the upward arrow shown below the time axis in FIG. 6). , when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, the high level period of the control signal SU6 to the first IGBT 6U, which is related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15, is set to zero. As a result, zero-voltage soft switching accompanied by a discharging operation of the regenerative capacitor 15 is not performed, so the potential V15 of the regenerative capacitor 15 in the next carrier cycle becomes larger than the first threshold value Vth1.
  • Vth1 the high level period of the control signal SU6 to the first IGBT 6U
  • the control signal SU6 and the corresponding current iL1 before the high level period is changed to zero are shown by two-dot chain lines.
  • the high level period of the control signal SU6 to the first IGBT 6U becomes zero, as shown in FIG. 6, the voltage V 2U across the second switching element 2U rises steeply.
  • zero voltage soft switching of the first switching element 1U is not performed and hard switching occurs, but the first switching element 1V and the first switching element 1W are subjected to zero voltage soft switching.
  • the control device 50 charges the regenerative capacitor 15 of the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41.
  • the high level period of the bidirectional switch 8 related to the operation is set to zero. An example of the operation at this time will be described with reference to FIG.
  • the view of FIG. 7 is similar to that of FIG.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal to 8 can be set to zero. As shown in FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, the regenerative capacitor 15 is charged.
  • the high level period of the control signal SU7 to the second IGBT 7U related to the operation is set to zero.
  • zero-voltage soft switching accompanied by a charging operation of the regenerative capacitor 15 is not performed, so the potential V15 of the regenerative capacitor 15 in the next carrier cycle becomes smaller than the second threshold Vth2.
  • the control signal SU7 and the corresponding current iL1 before the high level period is changed to zero are shown by two-dot chain lines.
  • the control device 50 controls the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8 corresponding to each of the plurality of switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8.
  • a first control operation is performed to overlap the dead time Td and to bring the start point of the high level period earlier than the start point of the dead time Td by an additional time.
  • the power conversion device 100 can realize zero-voltage soft switching of each of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2.
  • control device 50 of the power conversion device 100 acquires the detected potential of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 every carrier period, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1 which is smaller than Vd/2, performs a second control operation to increase the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, which is larger than Vd/2, the regenerative capacitor 15 A third control operation is performed to lower the potential V15 at the fourth end 154 of the capacitor 15.
  • the power conversion device 100 is able to suppress fluctuations in the potential V15 of the regenerative capacitor 15, and compared to the case where nothing is done to the fluctuations in the potential V15 of the regenerative capacitor 15, the power converter 100 is able to suppress fluctuations in the potential V15 of the regenerative capacitor 15.
  • the ratio increases, resulting in improved power conversion efficiency and reduced noise.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 every cycle of the carrier signal.
  • the second control operation is based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41, so as to increase the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15. This is an operation to control the bidirectional switch 8.
  • the third control operation is based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41, so as to lower the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15. This is an operation to control the bidirectional switch 8. Therefore, the power conversion device 100 according to the first embodiment can more quickly suppress fluctuations in the potential at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the control device 50 in the power conversion device 100 controls the plurality of output currents iU, iV, and iW outputted from the plurality of AC terminals 41 based on the polarity of each
  • the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8 related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 is set to zero.
  • the third control operation based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41, one of the plurality of bidirectional switches 8 that is related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 is selected.
  • the high level period of the control signal to the direction switch 8 is set to zero. Therefore, the power conversion device 100 according to the first embodiment can perform the second control operation and the third control operation with a simple change from the first control operation.
  • FIGS. 8 to 13 A power conversion device 100A according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. 8 to 13.
  • the same components as those in the power converter device 100 according to the first embodiment are given the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the first resonant inductor L1 and the second The resonance inductor L2 and the third resonance inductor L3 are composed of one resonance inductor L0. Therefore, in the power conversion device 100A, the resonant inductor L0 is a resonant inductor common to the plurality of resonant capacitors 9.
  • a resonant circuit corresponding to the U phase is configured by the resonant inductor L0 and the resonant capacitor 9U
  • a resonant circuit corresponding to the V phase is configured by the resonant inductor L0 and the resonant capacitor 9V
  • a resonant circuit corresponding to the W phase is configured by the resonant inductor L0 and the resonant capacitor 9W.
  • the resonant inductor L0 also serves as the first resonant inductor L1, the second resonant inductor L2, and the third resonant inductor L3, reducing the number of resonant inductors. be able to.
  • the power conversion device 100A can also reduce the number of protection circuits 17.
  • the plurality of bidirectional switches 8 correspond to the plurality of switching circuits 10 on a one-to-one basis.
  • a first end 81 of each of the plurality of bidirectional switches 8 is connected to a connection point 3 between the first switching element 1 and the second switching element 2 in the switching circuit 10 corresponding to the bidirectional switch 8 .
  • the second ends 82 of the plurality of bidirectional switches 8 are connected to one common connection point 25.
  • the resonant inductor L0 has a first end and a second end. In the resonant inductor L0, the first end of the resonant inductor L0 is connected to the common connection point 25.
  • the regenerative capacitor 15 is connected between the second end of the resonant inductor L0 and the second DC terminal 32.
  • the control device 50 lengthens the respective high-level periods of the two control signals to the two bidirectional switches 8, and aligns the start and end points of the high-level periods of the two control signals.
  • the control device 50 sets the high level period so that the dead time becomes ⁇ 2 times and the additional time becomes the sum of the additional time of the two phases. decide.
  • the control device 50 performs control to shift at least one of the start time and end time of the high level period of each of the two control signals to the two bidirectional switches 8 corresponding to the two switching circuits 10. As a result, the start and end points of the high level periods of the two control signals to the two bidirectional switches 8 are made to coincide.
  • the high-level period of each of the two control signals SV6 and SW6 is extended to overlap the entire two high-level periods.
  • the previous PWM signals SV1, SV2, SW1, SW2 and control signals SV7, SW7 are shown by two-dot chain lines.
  • the PWM signals SU1, SU2, SV1, SV2, SW1, SW2 and control signals when the high level period of each of the control signals SV7 and SW7 are extended and all of the two high level periods overlap each other are shown.
  • Signals SU6, SV7, and SW7 are shown as solid lines.
  • the current iL0 flowing during the high level period of the control signals SV7 and SW7 is shown by a chain double-dashed line before all of the control signals SV7 and SW7 are overlapped, and when all of the control signals SV7 and SW7 are overlapped,
  • the current iL0 flowing in is shown by a solid line.
  • the potential levels during the high level period are made different, but in reality, the potential level during the high level period is different. The potential levels of are the same.
  • the control device 50 controls the discharge of the regenerative capacitor 15 of the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41.
  • the high level period of the control signal to at least one of the two bidirectional switches 8 related to the operation is set to zero. An example of the operation at this time will be described with reference to FIGS. 10 and 11.
  • the view of FIGS. 10 and 11 is similar to that of FIG.
  • the control device 50 selects two of the plurality of bidirectional switches 8 that are related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal SV6 to one of the bidirectional switches 8V and 8W (bidirectional switch 8V) can be set to zero. As shown in FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, the regenerative capacitor 15 is discharged.
  • the high level period of the control signal SV6 to the first IGBT 6V related to the operation is set to zero, and the high level period of the control signal SW6 to the first IGBT 6W is shortened.
  • the potential V15 of the regeneration capacitor 15 in the next carrier cycle becomes larger than the first threshold value Vth1.
  • the control signal SV6 and the corresponding current iL0 before the high level period is changed to zero are shown by two-dot chain lines.
  • the high level period of the control signals SV6 and SW6 to the first IGBTs 6V and 6W, which are related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15, is set to zero.
  • the potential V15 of the regeneration capacitor 15 in the next carrier cycle becomes larger than the first threshold value Vth1.
  • the control device 50 charges the regenerative capacitor 15 of the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41.
  • the high level period of the control signal to at least one of the two bidirectional switches 8 related to the operation is set to zero.
  • An example of the operation at this time will be described with reference to FIGS. 12 and 13.
  • the view of FIGS. 12 and 13 is similar to that of FIG.
  • the control device 50 selects two of the plurality of bidirectional switches 8 that are related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal SV7 to one of the bidirectional switches 8V and 8W (bidirectional switch 8V) can be set to zero. As shown in FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, the regenerative capacitor 15 is charged.
  • the high level period of the control signal SV7 to the second IGBT 7V related to the operation is set to zero, and the high level period of the control signal SW7 to the second IGBT 7W is shortened.
  • the potential V15 of the regeneration capacitor 15 in the next carrier period becomes smaller than the second threshold value Vth2.
  • the control signal SV7 and the corresponding current iL0 before the high level period is changed to zero are shown by two-dot chain lines.
  • the high level period of the control signals SV7 and SW7 to the second IGBTs 7V and 7W, which are related to the charging operation of the regenerative capacitor 15, is set to zero.
  • the potential V15 of the regeneration capacitor 15 in the next carrier period becomes smaller than the second threshold value Vth2.
  • the power conversion device 100A when the control device 50 determines that two-phase resonance currents flow simultaneously through the resonance inductor L0 while performing the first control operation, the two-phase resonance current flows simultaneously through the resonance inductor L0.
  • the high level period of the control signal to each of the two bidirectional switches 8 through which the phase resonance current flows is lengthened to match the start and end points of the high level period of the two control signals.
  • the power conversion device 100A can realize zero-voltage soft switching of each of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2 in a configuration in which the number of resonant inductors L0 is reduced to one. becomes.
  • the control device 50 of the power converter 100A controls the discharging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal to at least one of the two related bidirectional switches 8 is set to zero.
  • the control device 50 controls two of the plurality of bidirectional switches 8 related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal to at least one of the direction switches 8 is set to zero.
  • the circuit configuration of the power conversion device 100 according to the third embodiment is the same as the power conversion device 100 according to the first embodiment (see FIG. 1), so illustration of the circuit diagram is omitted.
  • the operation of the power conversion device 100 according to the third embodiment will be described below based on FIGS. 1, 14, and 15.
  • the second control operation and the third control operation of the control device 50 are the same as the second control operation and the third control operation of the control device 50 of the power conversion device 100 according to the first embodiment. different.
  • the control device 50 of the present embodiment selects both of the plurality of bidirectional switches 8 that are related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the period is shortened so that the integral value of the current flowing through the regenerative capacitor 15 in one period of the carrier signal becomes zero.
  • FIG. 14 The view of FIG. 14 is similar to that of FIG.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal SU6 to 8U is shortened. As shown in FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, the regenerative capacitor 15 is discharged.
  • the high level period of the control signal SU6 to the first IGBT 6U related to the operation is shortened. After the high level period of the control signal SU6 is shortened, the high level period of the control signal SU6 is longer than zero.
  • the control device 50 of the present embodiment selects both of the plurality of bidirectional switches 8 that are related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control device 50 of the present embodiment selects both of the plurality of bidirectional switches 8 that are related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal SU7 to 8U is shortened. As shown in FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, the regenerative capacitor 15 is charged.
  • the high level period of the control signal SU7 to the second IGBT 7U related to the operation is shortened to a period longer than zero. After the high level period of the control signal SU7 is shortened, the high level period of the control signal SU7 is longer than zero.
  • the power conversion device 100 according to the third embodiment compared to the power conversion device 100 according to the first embodiment, it is possible to suppress ripples from occurring in the output current in the second control operation and the third control operation. Further, according to the power conversion device 100 according to the third embodiment, switching loss can be reduced in the second control operation and the third control operation compared to the power conversion device 100 according to the first embodiment, so that the power conversion efficiency can be further improved. It becomes possible to improve the performance.
  • the circuit configuration of the power conversion device 100A according to the fourth embodiment is the same as that of the power conversion device 100A according to the second embodiment (see FIG. 8), so illustration of the circuit diagram is omitted.
  • the operation of the power conversion device 100A according to the fourth embodiment will be described based on FIGS. 8, 16, and 17.
  • the second control operation and the third control operation of the control device 50 are the same as the second control operation and the third control operation of the control device 50 of the power conversion device 100A according to the second embodiment. different.
  • the control device 50 of the power conversion device 100A applies two-phase resonance corresponding to two switching circuits 10 among the plurality of switching circuits 10 to the resonance inductor L0 when performing the first control operation.
  • the high level period of each of the two control signals to the two bidirectional switches 8 corresponding to the two switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8 is lengthened to generate two control signals.
  • the start points and the end points of the high level periods of are aligned.
  • the control device 50 of the present embodiment selects two of the plurality of bidirectional switches 8 related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal to each of the two-way switches 8 is shortened. An example of the operation at this time will be described with reference to FIG. 16.
  • the view of FIG. 16 is the same as that of FIG.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW. Shorten the high level period of control signals SV6 and SW6 to 8V and 8W. As shown in FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, the regenerative capacitor 15 is discharged.
  • the high level period of the control signals SV6 and SW6 to the first IGBTs 6V and 6W related to the operation is shortened by the same amount of time.
  • the shortened high level period of the control signals SV6 and SW6 is longer than zero.
  • the control device 50 of the present embodiment selects two of the plurality of bidirectional switches 8 that are related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the high level period of the control signal to each of the two-way switches 8 is shortened. An example of the operation at this time will be described with reference to FIG. 17.
  • the view of FIG. 17 is the same as that of FIG.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW. Shorten the high level period of control signals SV7 and SW7 to 8V and 8W. As shown in FIG. 17,
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, the regenerative capacitor 15 is discharged.
  • the high level period of the control signals SV7 and SW7 to the second IGBTs 7V and 7W related to the operation is shortened by the same amount of time.
  • the shortened high level period of the control signals SV7 and SW7 is longer than zero.
  • the power conversion device 100A according to the fourth embodiment compared to the power conversion device 100A according to the second embodiment, it is possible to suppress ripples from occurring in the output current in the second control operation and the third control operation. Moreover, according to the power conversion device 100A according to the fourth embodiment, switching loss can be reduced in the second control operation and the third control operation compared to the power conversion device 100A according to the second embodiment, so that the power conversion efficiency can be further improved. It becomes possible to improve the performance.
  • the circuit configuration of the power conversion device 100 according to the fifth embodiment is the same as the power conversion device 100 according to the first embodiment (see FIG. 1), so illustration of the circuit diagram is omitted.
  • the operation of the power conversion device 100 according to the fifth embodiment will be described based on FIGS. 1, 18, and 19.
  • the second control operation and the third control operation of the control device 50 are the same as the second control operation and the third control operation of the control device 50 of the power conversion device 100 according to the first embodiment. different.
  • the control device 50 of the present embodiment controls which of the plurality of bidirectional switches 8 related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control signal When extending the high level period of the control signal to the direction switch 8, the period is extended so that the integral value of the current flowing through the regenerative capacitor 15 becomes zero in one cycle of the carrier signal.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, the regenerative capacitor 15 is charged.
  • the high level period of the control signal SV7 to the second IGBT 7V related to the operation is extended. When extending the high level period of the control signal SV7, the control device 50 advances the start point of the high level period and delays the end point of the high level period.
  • the control device 50 of the present embodiment selects both of the plurality of bidirectional switches 8 related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control device 50 of the present embodiment selects both of the plurality of bidirectional switches 8 related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control device 50 selects a bidirectional switch related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 among the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control device 50 When extending the high level period of the control signal with the shortest high level period among the control signals to 8 (control signal SV6 in FIG. 19), the integral value of the current flowing through the regenerative capacitor 15 in one cycle of the carrier signal. Extend it so that it becomes zero. As shown in FIG. 19, the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier period, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, the regenerative capacitor 15 is discharged. The high level period of the control signal SV6 to the first IGBT 6V related to the operation is extended. When extending the high level period of the control signal SV6, the control device 50 advances the start time of the high level period and delays the end time of the high level period.
  • the power conversion device 100 according to the fifth embodiment compared to the power conversion device 100 according to the first embodiment, it is possible to suppress ripples from occurring in the output current in the second control operation and the third control operation. Moreover, according to the power conversion device 100 according to the fifth embodiment, switching loss can be reduced in the second control operation and the third control operation compared to the power conversion device 100 according to the first embodiment, so that the power conversion efficiency can be further improved. It becomes possible to improve the performance.
  • the circuit configuration of the power conversion device 100A according to the sixth embodiment is the same as the power conversion device 100A according to the second embodiment (see FIG. 8), so illustration of the circuit diagram is omitted.
  • the operation of the power conversion device 100A according to the sixth embodiment will be described below based on FIGS. 8, 20, and 21.
  • the second control operation and the third control operation of the control device 50 are the same as the second control operation and the third control operation of the control device 50 of the power conversion device 100A according to the second embodiment. different.
  • the control device 50 of this embodiment determines that two-phase resonance currents corresponding to two switching circuits 10 among the plurality of switching circuits 10 simultaneously flow through the resonance inductor L0 when performing the first control operation. In this case, the high level period of each of the two control signals to the two bidirectional switches 8 corresponding to the two switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8 is lengthened, and the high level period of the two control signals is started. Match time points and end points.
  • the control device 50 of this embodiment performs a regeneration operation in one period of the carrier signal when extending the high level period of the control signal to the two-way switch 8 different from the two-way switches 8. It is extended so that the integral value of the current flowing through the capacitor 15 becomes zero.
  • FIG. 20 The view of FIG. 20 is the same as the view of FIG.
  • the bidirectional switches 8U, 8V, and 8W are , related to the discharging operation, charging operation, and charging operation of the regenerative capacitor 15.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, repeats the high level period 2.
  • the high level period of the control signal SU6 to the first IGBT 6U of the two-way switch 8U different from the two-way switches 8V and 8W is extended.
  • the control device 50 advances the start time of the high level period.
  • the control device 50 of this embodiment performs a regeneration operation in one period of the carrier signal when extending the high level period of the control signal to the two-way switch 8 different from the two-way switches 8. It is extended so that the integral value of the current flowing through the capacitor 15 becomes zero.
  • FIG. 21 The view of FIG. 21 is the same as the view of FIG.
  • the bidirectional switches 8U, 8V, and 8W are , relating to the charging operation, discharging operation, and discharging operation of the regenerative capacitor 15.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier period, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, the high level period is overlapped 2.
  • the high level period of the control signal SU7 to the second IGBT 7U of the two-way switch 8U different from the two-way switches 8V and 8W is extended. When extending the high level period, the start point of the high level period is brought forward.
  • switching loss can be reduced in the second control operation and the third control operation compared to the power conversion device 100A according to the second embodiment, so that the power conversion efficiency is further improved. becomes possible.
  • the second control operation and the third control operation of the control device 50 are the same as the second control operation and the third control operation of the control device 50 of the power conversion device 100 according to the first embodiment. different.
  • the control device 50 controls the high level period of the PWM signals SU1, SV1, SW1 to the first switching element 1 and the PWM signals SU2, SV2 to the second switching element 2 for each of the plurality of switching circuits 10. , and the high level period of SW2.
  • the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8 corresponding to each of the plurality of switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8 overlaps with the dead time Td, and the start of the high level period is overlapped with the dead time Td. Advance the point in time by an additional amount of time before the start of the dead time.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 every cycle of the carrier signal, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, Based on the polarity of each of the output currents iU, iV, and iW, one bidirectional switch 8 among the plurality of bidirectional switches 8 has a high-level period that overlaps with the dead time Td in one cycle of the carrier signal.
  • a control signal having a high level period related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 is provided. An example of the operation at this time will be described with reference to FIG. 22.
  • the view of FIG. 22 is the same as the view of FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1, the control device 50 applies the detected potential to the bidirectional switch 8U.
  • a control signal SU7 having a high level period related to the charging operation of the regenerative capacitor 15 is provided separately from the control signal SU6 having a high level period overlapping the dead time Td.
  • the control device 50 switches one of the plurality of bidirectional switches 8 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW.
  • the control signal has a high level period related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15. Give control signal. An example of the operation at this time will be described with reference to FIG. 23. The view of FIG. 23 is similar to that of FIG.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the potential V15 of the regenerative capacitor 15 every carrier cycle, and when the detected potential is smaller than the second threshold Vth2, the control device 50 applies the detected potential to the bidirectional switch 8U.
  • a control signal SU6 having a high level period related to the discharging operation of the regenerative capacitor 15 is provided separately from the control signal SU7 having a high level period overlapping the dead time Td.
  • the control device 50 sets the high level period of the control signal to the bidirectional switch 8 corresponding to each of the plurality of switching circuits 10 among the plurality of bidirectional switches 8 as a dead time Td.
  • a first control operation is performed to overlap the dead time Td and to bring the start point of the high level period earlier than the start point of the dead time Td by an additional time.
  • the power conversion device 100 can realize zero-voltage soft switching of each of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2.
  • control device 50 of the power conversion device 100 acquires the detected potential of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 every carrier period, and when the detected potential is smaller than the first threshold Vth1 which is smaller than Vd/2, performs a second control operation to increase the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15, and when the detected potential is larger than the second threshold Vth2, which is larger than Vd/2, the regenerative capacitor 15 A third control operation is performed to lower the potential V15 at the fourth end 154 of the capacitor 15.
  • the power conversion device 100 is able to suppress fluctuations in the potential V15 of the regenerative capacitor 15, and compared to the case where nothing is done to the fluctuations in the potential V15 of the regenerative capacitor 15, the power converter 100 is able to suppress fluctuations in the potential V15 of the regenerative capacitor 15.
  • the ratio increases, resulting in improved power conversion efficiency and reduced noise.
  • the control device 50 acquires the detected potential of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 every cycle of the carrier signal.
  • the second control operation of the control device 50 is to increase the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41. This is an operation for controlling a plurality of bidirectional switches 8 as shown in FIG.
  • the third control operation of the control device 50 is to lower the potential V15 of the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 based on the polarity of each of the plurality of output currents iU, iV, and iW output from the plurality of AC terminals 41.
  • This is an operation for controlling a plurality of bidirectional switches 8 as shown in FIG. Therefore, the power conversion device 100 according to the seventh embodiment can more quickly suppress fluctuations in the potential at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • control device 50 in the power conversion device 100 according to the seventh embodiment only adds a control signal in both the second control operation and the third control operation compared to the case of the first control operation, the first control operation It becomes possible to implement the second control operation and the third control operation with a simple change from .
  • the power converter 100B according to the eighth embodiment is different from the power converter 100A according to the second embodiment in that it further includes a capacitor 16 connected between the second end of the resonance inductor L0 and the first DC terminal 31. (See FIG. 8).
  • the same components as those in the power conversion device 100A according to the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the power conversion device 100B does not include the capacitor C10 in the power conversion device 100A according to the second embodiment.
  • Capacitor 16 is connected in series to regenerative capacitor 15. Therefore, in the power conversion device 100B, a series circuit of the capacitor 16 and the regenerative capacitor 15 is connected between the first DC terminal 31 and the second DC terminal 32.
  • the capacitance of the capacitor 16 is the same as that of the regenerative capacitor 15. "The capacitance of the capacitor 16 is the same as the capacitance of the regenerative capacitor 15" does not mean only when the capacitance of the capacitor 16 completely matches the capacitance of the regenerative capacitor 15; It may be within the range of 95% or more and 105% or less of the capacitance of the capacitor 15.
  • the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 is a value obtained by dividing the voltage value Vd of the DC power supply E1 by the capacitor 16 and the regenerative capacitor 15. Therefore, the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15 becomes Vd/2.
  • the control device 50 may store in advance the value of the potential V15 at the fourth end 154 of the regenerative capacitor 15.
  • the control device 50 of the power conversion device 100B according to the eighth embodiment performs the first control operation, the second control operation, and the third control operation similarly to the control device 50 of the power conversion device 100A according to the second embodiment. Therefore, the power conversion device 100B according to the eighth embodiment can improve power conversion efficiency like the power conversion device 100A according to the second embodiment.
  • the power conversion device 100C according to the ninth embodiment is different from the power conversion device 100A according to the second embodiment in that the regeneration capacitor 15 is connected between the second end of the resonance inductor L0 and the first DC terminal 31. (See FIG. 8).
  • the same components as those in the power converter device 100A according to the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the control device 50 of the power conversion device 100C according to the ninth embodiment performs the first control operation, the second control operation, and the third control operation similarly to the control device 50 of the power conversion device 100A according to the second embodiment. Therefore, the power conversion device 100C according to the ninth embodiment can improve the power conversion efficiency like the power conversion device 100A according to the second embodiment.
  • Embodiments 1 to 9 described above are only one of various embodiments of the present disclosure. Embodiments 1 to 9 described above can be modified in various ways depending on the design, etc., as long as the objective of the present disclosure can be achieved.
  • each of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2 is not limited to an IGBT, but may be a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor).
  • each of the plurality of first diodes 4 may be replaced by a parasitic diode or the like of a MOSFET that constitutes the corresponding first switching element 1.
  • each of the plurality of second diodes 5 may be replaced by a parasitic diode of a MOSFET constituting the corresponding second switching element 2.
  • the MOSFET is, for example, a Si-based MOSFET or a SiC-based MOSFET.
  • Each of the plurality of first switching elements 1 and the plurality of second switching elements 2 may be, for example, a bipolar transistor or a GaN-based GIT (Gate Injection Transistor).
  • each of the plurality of bidirectional switches 8 in the power conversion device 100A according to the second embodiment may have the configuration shown in any of the examples shown in FIGS. 26 to 30, for example.
  • each of the plurality of bidirectional switches 8 in each of the plurality of bidirectional switches 8, the first IGBT 6 and the second IGBT 7 are connected in anti-series.
  • the collector terminal of the first IGBT 6 and the collector terminal of the second IGBT 7 are connected, and the emitter terminal of the first IGBT 6 is one of the plurality of switching circuits 10. It is connected to the connection point 3 of the corresponding switching circuit 10, and the emitter of the second IGBT 7 is connected to the common connection point 25.
  • Each of the plurality of bidirectional switches 8 further includes a diode 61 connected in anti-parallel to the first IGBT 6 and a diode 71 connected in anti-parallel to the second IGBT 7.
  • each of the first IGBT 6 and the second IGBT 7 may be replaced with a MOSFET or a bipolar transistor.
  • the diode 61 and the diode 71 in FIG. 26 may each be replaced by a parasitic diode of the replaced element, or an element built into one chip of the replaced element.
  • the diode 61 and the diode 71 are not limited to being externally attached to the first IGBT 6 and the second IGBT 7, respectively, but may be elements built into one chip.
  • each of the plurality of bidirectional switches 8 the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A are connected in anti-series.
  • the drain terminal of the first MOSFET 6A and the drain terminal of the second MOSFET 7A are connected.
  • Each of the plurality of bidirectional switches 8 further includes a diode 61 connected in antiparallel to the first MOSFET 6A, and a diode 71 connected in antiparallel to the second MOSFET 7A.
  • the source terminal of the second MOSFET 7A is connected to the common connection point 25.
  • the source terminal of the first MOSFET 6A is connected to the connection point 3 of the switching circuit 10 corresponding to the bidirectional switch 8 having the first MOSFET 6A.
  • PWM signals SU1 and SU2 are applied from the control device 50 to the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A of the bidirectional switch 8U.
  • PWM signals SV1 and SV2 are applied from the control device 50 to the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A of the bidirectional switch 8V.
  • PWM signals SW1 and SW2 are applied from the control device 50 to the first MOSFET 6A and the second MOSFET 7A of the bidirectional switch 8W.
  • a diode 63 is connected in series to the first MOSFET 6A, and a diode 73 is connected in series to the second MOSFET 7A.
  • a series circuit of the first MOSFET 6A and the diode 63 and a series circuit of the second MOSFET 7A and the diode 73 are connected in antiparallel.
  • each of the plurality of bidirectional switches 8 includes one MOSFET 80, a diode 83 connected in anti-parallel to the MOSFET 80, two diodes 84 connected in anti-parallel to the MOSFET 80, 85 in series, and two diodes 86 and 87 in series connected in antiparallel to MOSFET 80.
  • the connection point between the diode 84 and the diode 85 in the bidirectional switch 8 (the first end 81 of the bidirectional switch 8 ) is connected to the corresponding one of the plurality of switching circuits 10 .
  • connection point between the diode 86 and the diode 87 (the second end 82 of the bidirectional switch 8 ) is connected to the common connection point 25 .
  • the bidirectional switch 8 is in the on state when the MOSFET 80 is in the on state, and the bidirectional switch 8 is in the off state when the MOSFET 80 is in the off state.
  • the MOSFETs 80 of the plurality of bidirectional switches 8 are controlled by the control device 50.
  • the control device 50 receives a control signal SU8 that controls on/off of the MOSFET 80 of the bidirectional switch 8U, a control signal SV8 that controls on/off of the MOSFET 80 of the bidirectional switch 8V, and a control signal that controls on/off of the MOSFET 80 of the bidirectional switch 8W. Outputs SW8.
  • a resonant current flows through the resonant circuit including the resonant inductor L0 and the resonant capacitor 9 when the MOSFET 80 is in the on state.
  • a charging current including a resonant current flows through the regenerative capacitor 15 - resonant inductor L0 - diode 86 - MOSFET 80 - diode. Flows through the path of 85-connection point 3-resonant capacitor 9.
  • a discharge current including a resonance current flows through the resonance capacitor 9 - diode 84 - MOSFET 80 - diode 87 - resonance.
  • the regenerative inductor L0 flows through the regenerative capacitor 15.
  • each of the MOSFETs 80 may be replaced with an IGBT.
  • each of the plurality of bidirectional switches 8 may include, for example, a bipolar transistor or a GaN-based GIT instead of the MOSFET 80.
  • each of the plurality of bidirectional switches 8 is a dual gate type GaN-based GIT having a first source terminal, a first gate terminal, a second gate terminal, and a second source terminal.
  • the control signal SU6 is applied between the first gate terminal and the first source terminal of the dual gate type GaN-based GIT that constitutes the bidirectional switch 8U, and the control signal SU6 is applied between the second gate terminal and the second source terminal.
  • a control signal SU7 is provided.
  • a control signal SV6 is applied between the first gate terminal and the first source terminal of the dual gate type GaN-based GIT that constitutes the bidirectional switch 8V, and a control signal SV7 is applied between the second gate terminal and the second source terminal.
  • a control signal SW6 is applied between the first gate terminal and the first source terminal of the dual-gate type GaN-based GIT constituting the bidirectional switch 8W, and a control signal SW7 is applied between the second gate terminal and the second source terminal.
  • each of the plurality of two-way switches 8 in Embodiments 1, 3 to 9 other than Embodiment 2 may have the configuration shown in any of the examples in FIGS. 26 to 30, for example.
  • the power conversion devices 100, 100A, 100B, and 100C are not limited to a configuration that outputs three-phase AC, but may have a configuration that outputs polyphase AC of three or more phases.
  • the power conversion device (100; 100A; 100B; 100C) includes a first DC terminal (31), a second DC terminal (32), a power conversion circuit (11), and a plurality of AC terminals ( 41), a plurality of bidirectional switches (8), a plurality of resonance capacitors (9), a regeneration capacitor (15), a first resonance inductor (L1), and a second resonance inductor (L2). , a third resonance inductor (L3), and a control device (50).
  • the power conversion circuit (11) includes a plurality of first switching elements (1) and a plurality of second switching elements (2).
  • a plurality of switching circuits (10) each having a plurality of first switching elements (1) and a plurality of second switching elements (2) connected in series in a one-to-one manner are connected in parallel to each other.
  • a plurality of first switching elements (1) are connected to a first DC terminal (31), and a plurality of second switching elements (2) are connected to a second DC terminal (32). has been done.
  • the plurality of AC terminals (41) correspond one-to-one to the plurality of switching circuits (10).
  • Each of the plurality of AC terminals (41) is connected to a connection point (3) between the first switching element (1) and the second switching element (2) in the corresponding switching circuit (10).
  • the plurality of bidirectional switches (8) correspond one-to-one to the plurality of switching circuits (10).
  • Each of the plurality of bidirectional switches (8) has a first end (81) connected to a connection point (3) between the first switching element (1) and the second switching element (2) in the corresponding switching circuit (10). has been done.
  • the plurality of resonance capacitors (9) correspond one-to-one to the plurality of bidirectional switches (8).
  • Each of the plurality of resonance capacitors (9) is connected between the first end (81) of the corresponding bidirectional switch (8) and the second DC terminal (32).
  • the regeneration capacitor (15) has a third end (153) and a fourth end (154).
  • the regenerative capacitor (15) has a third end (153) connected to the first DC terminal (31) or the second DC terminal (32).
  • the first resonant inductor (L1) is connected between the first bidirectional switch (bidirectional switch 8U) included in the plurality of bidirectional switches (8) and the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15). It is connected.
  • a second resonant inductor (L2) is connected between a second bidirectional switch (bidirectional switch 8V) included in the plurality of bidirectional switches (8) and a fourth end (154) of the regenerative capacitor (15). It is connected.
  • the third resonant inductor (L3) is located between the third bidirectional switch (bidirectional switch 8W) included in the plurality of bidirectional switches (8) and the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15). It is connected.
  • the control device (50) supplies PWM signals (SU1, SV1) whose potentials change between high level and low level to each of the plurality of first switching elements (1) and the plurality of second switching elements (2). , SW1, SU2, SV2, SW2).
  • the control device (50) performs a first control operation. In the first control operation, the high level period of the PWM signals (SU1, SV1, SW1) to the first switching element (1) and the PWM signal to the second switching element (2) for each of the plurality of switching circuits (10) are performed.
  • a dead time (Td) is set between the high level period of (SU2, SV2, SW2).
  • the high level period of the control signal to the bidirectional switch (8) corresponding to each of the plurality of switching circuits (10) among the plurality of bidirectional switches (8) is defined as a dead time (Td).
  • the start time of the high level period is advanced by an additional time than the start time of the dead time (Td).
  • the control device (50) acquires the detected potential of the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15), and the detected potential is applied between the first DC terminal (31) and the second DC terminal (32). If the voltage is smaller than the first threshold (Vth1), which is smaller than half of the voltage value (Vd), a second control operation is performed to increase the potential at the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15). .
  • the control device (50) has a detection potential that is higher than a second threshold value (Vth2) that is larger than half of the voltage value (Vd) applied between the first DC terminal (31) and the second DC terminal (32). If the regenerative capacitor (15) is also large, a third control operation is performed to lower the potential at the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15).
  • the control device (50) controls the detected potential of the fourth end (154) of the regeneration capacitor (15). Acquired every cycle of the carrier signal.
  • the second control operation is based on the polarity of each of the plurality of output currents (iU, iV, iW) output from the plurality of AC terminals (41), and the potential of the fourth end (154) of the regeneration capacitor (15).
  • (V15) is an operation of controlling the plurality of bidirectional switches (8) to increase the voltage (V15).
  • the third control operation is based on the polarity of each of the plurality of output currents (iU, iV, iW) output from the plurality of AC terminals (41).
  • (V15) is an operation of controlling the plurality of bidirectional switches (8) to lower the voltage (V15).
  • the power conversion device (100; 100A; 100B; 100C) according to the third aspect is based on the second aspect.
  • the control device (50) controls the plurality of bidirectional switches (8) based on the polarity of each of the plurality of output currents (iU, iV, iW) output from the plurality of AC terminals (41).
  • the high level period of the bidirectional switch (8) related to the discharging operation of the regenerative capacitor (15) is set to zero.
  • the regenerative capacitor (15) of the plurality of bidirectional switches (8) is )
  • the high level period of the bidirectional switch (8) related to the charging operation is set to zero.
  • the first resonant inductor (L1), the second resonant inductor (L2), and the third resonant inductor (L3) is composed of one resonant inductor (L0).
  • the control device (50) is performing the first control operation, two-phase resonance currents corresponding to two switching circuits (10) among the plurality of switching circuits (10) are applied to the resonance inductor (L0). If it is determined that the signals flow simultaneously, the high level period of each of the two control signals to the two bidirectional switches (8) corresponding to the two switching circuits (10) among the plurality of bidirectional switches (8) is lengthened.
  • the start points and end points of the high level periods of the two control signals are aligned.
  • the second control operation based on the polarity of each of the plurality of output currents (iU, iV, iW) outputted from the plurality of AC terminals (41), the The high level period of the control signal to at least one of the two bidirectional switches (8) related to the discharging operation of ) is set to zero.
  • the regenerative capacitor (15) of the plurality of bidirectional switches (8) is )
  • the high level period of the control signal to at least one of the two bidirectional switches (8) related to the charging operation of the battery is set to zero.
  • the control device (50) is configured to output power from the plurality of AC terminals (41) in the second control operation. Based on the polarity of each of the plurality of output currents (iU, iV, iW), a control signal is sent to a bidirectional switch (8) related to the discharging operation of the regenerative capacitor (15) among the plurality of bidirectional switches (8).
  • a bidirectional switch (8) related to the discharging operation of the regenerative capacitor (15) among the plurality of bidirectional switches (8).
  • the regenerative capacitor (15) of the plurality of bidirectional switches (8) is ) When shortening the high-level period of the control signal to the bidirectional switch (8) related to the charging operation of Shorten to.
  • switching loss can be reduced in the second control operation and the third control operation, so it is possible to further improve power conversion efficiency.
  • the first resonant inductor (L1), the second resonant inductor (L2), and the third resonant inductor (L3) is composed of one resonant inductor (L0).
  • the control device (50) is performing the first control operation, two-phase resonance currents corresponding to two switching circuits (10) among the plurality of switching circuits (10) are applied to the resonance inductor (L0). If it is determined that the signals flow simultaneously, the high level period of each of the two control signals to the two bidirectional switches (8) corresponding to the two switching circuits (10) among the plurality of bidirectional switches (8) is lengthened.
  • the start points and end points of the high level periods of the two control signals are aligned.
  • the high level period of the control signal to each of the two bidirectional switches (8) is shortened so that the integral value of the current flowing through the regeneration capacitor (15) in one period of the carrier signal becomes zero.
  • the high level period of the control signal to each of the two bidirectional switches (8) is shortened so that the integral value of the current flowing through the regeneration capacitor (15) in one cycle of the carrier signal becomes zero. .
  • the power conversion device (100; 100A; 100B; 100C) according to the seventh aspect is based on the second aspect.
  • the control device (50) controls the plurality of bidirectional switches (8) based on the polarity of each of the plurality of output currents (iU, iV, iW) output from the plurality of AC terminals (41).
  • the control signals to the bidirectional switch (8) related to the charging operation of the regenerative capacitor (15) when extending the high level period of the control signal with the shortest high level period, regeneration is performed in one cycle of the carrier signal. (15) so that the integral value of the current flowing through the capacitor (15) becomes zero.
  • the regenerative capacitor (15) of the plurality of bidirectional switches (8) is ) flows to the regeneration capacitor (15) in one period of the carrier signal when extending the high level period of the control signal with the shortest high level period among the control signals to the bidirectional switch (8) related to the discharging operation of the carrier signal. Extend so that the integral value of the current becomes zero.
  • switching loss can be reduced in the second control operation and the third control operation, so it is possible to further improve power conversion efficiency.
  • the first resonant inductor (L1), the second resonant inductor (L2), and the third resonant inductor (L3) is composed of one resonant inductor (L0).
  • the control device (50) is performing the first control operation, two-phase resonance currents corresponding to two switching circuits (10) among the plurality of switching circuits (10) are applied to the resonance inductor (L0). If it is determined that the signals flow simultaneously, the high level period of each of the two control signals to the two bidirectional switches (8) corresponding to the two switching circuits (10) among the plurality of bidirectional switches (8) is lengthened.
  • the start points and end points of the high level periods of the two control signals are aligned.
  • a bidirectional switch (8) different from the two bidirectional switches (8) is controlled so that the integral value of the current flowing through the regenerative capacitor (15) in one cycle of the carrier signal becomes zero. Extend the high level period of the signal.
  • a bidirectional switch (8) different from the two bidirectional switches (8) is controlled so that the integral value of the current flowing through the regenerative capacitor (15) in one cycle of the carrier signal becomes zero. Extend the high level period of the signal.
  • switching loss can be reduced in the second control operation and the third control operation, so it is possible to further improve power conversion efficiency.
  • a power conversion device (100) includes a first DC terminal (31), a second DC terminal (32), a power conversion circuit (11), a plurality of AC terminals (41), and a plurality of AC terminals (41).
  • the power conversion circuit (11) includes a plurality of first switching elements (1) and a plurality of second switching elements (2).
  • a plurality of switching circuits (10) each having a plurality of first switching elements (1) and a plurality of second switching elements (2) connected in series in a one-to-one manner are connected in parallel to each other.
  • a plurality of first switching elements (1) are connected to a first DC terminal (31), and a plurality of second switching elements (2) are connected to a second DC terminal (32). has been done.
  • the plurality of AC terminals (41) correspond one-to-one to the plurality of switching circuits (10).
  • Each of the plurality of AC terminals (41) is connected to a connection point (3) between the first switching element (1) and the second switching element (2) in the corresponding switching circuit (10).
  • the plurality of bidirectional switches (8) correspond one-to-one to the plurality of switching circuits (10).
  • Each of the plurality of bidirectional switches (8) has a first end (81) connected to a connection point (3) between the first switching element (1) and the second switching element (2) in the corresponding switching circuit (10). has been done.
  • the plurality of resonance capacitors (9) correspond one-to-one to the plurality of bidirectional switches (8).
  • Each of the plurality of resonance capacitors (9) is connected between the first end (81) of the corresponding bidirectional switch (8) and the second DC terminal (32).
  • the regeneration capacitor (15) has a third end (153) and a fourth end (154).
  • the regenerative capacitor (15) has a third end (153) connected to the first DC terminal (31) or the second DC terminal (32).
  • the first resonant inductor (L1) is connected between the first bidirectional switch (bidirectional switch 8U) included in the plurality of bidirectional switches (8) and the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15). It is connected.
  • a second resonant inductor (L2) is connected between a second bidirectional switch (bidirectional switch 8V) included in the plurality of bidirectional switches (8) and a fourth end (154) of the regenerative capacitor (15). It is connected.
  • the third resonant inductor (L3) is located between the third bidirectional switch (bidirectional switch 8W) included in the plurality of bidirectional switches (8) and the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15). It is connected.
  • the control device (50) supplies PWM signals (SU1, SU2) whose potential changes between high level and low level to each of the plurality of first switching elements (1) and the plurality of second switching elements (2). , SV1, SV2, SW1, SW2).
  • the control device (50) performs a first control operation. In the first control operation, the high level period of the PWM signals (SU1, SV1, SW1) to the first switching element (1) and the PWM signal to the second switching element (2) for each of the plurality of switching circuits (10) are performed.
  • a dead time (Td) is set between the high level period of (SU2, SV2, SW2).
  • the high level period of the control signal to the bidirectional switch (8) corresponding to each of the plurality of switching circuits (10) among the plurality of bidirectional switches (8) overlaps with the dead time (Td). and the start time of the high level period is advanced by an additional time than the start time of the dead time (Td).
  • the control device (50) acquires the detected potential of the fourth end (154) of the regenerative capacitor (15), and the detected potential is applied between the first DC terminal (31) and the second DC terminal (32).
  • each of the plurality of output currents (iU, iV, iW) output from the plurality of AC terminals (41) Based on the polarity, a control signal having a high level period overlapping the dead time (Td) is sent to one bidirectional switch (8) among the plurality of bidirectional switches (8) in one cycle of the carrier signal. In addition to this, a second control operation is performed in which a control signal having a high level period related to the charging operation of the regenerative capacitor (15) is provided.
  • the control device (50) has a detection potential that is higher than a second threshold value (Vth2) that is larger than half of the voltage value (Vd) applied between the first DC terminal (31) and the second DC terminal (32). is also large, one bidirectional switch among the plurality of bidirectional switches (8) is selected based on the polarity of each of the plurality of output currents (iU, iV, iW) output from the plurality of AC terminals (41).
  • a high level period related to the discharging operation of the regenerative capacitor is provided.
  • a third control operation is performed to provide a control signal having a value of .

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Abstract

課題は、電力変換効率の向上を図ることである。電力変換装置（１００）では、制御装置（５０）は、複数の双方向スイッチ（８）のうち複数のスイッチング回路（１０）の各々に対応する双方向スイッチ（８）への制御信号のハイレベル期間をデッドタイムに重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイムの開始時点よりも追加時間だけ早める第１制御動作を行う。制御装置（５０）は、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の検出電位が第１閾値よりも小さい場合には、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の電位（Ｖ１５）を上昇させるように複数の双方向スイッチ（８）を制御する第２制御動作を行い、検出電位が第２閾値よりも大きい場合には、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の電位（Ｖ１５）を下降させるように複数の双方向スイッチ（８）を制御する。

Description

電力変換装置
　本開示は、電力変換装置に関し、より詳細には、直流電力を交流電力に電力変換可能な電力変換装置に関する。
　特許文献１は、直流を多相交流に変換する電力変換装置を開示している。
　特許文献１に開示された電力変換装置は、主スイッチング手段（電力変換回路）と、２つのコンデンサと、１つのコイル（共振用インダクタ）と、複数の補助スイッチ素子と、制御手段と、を備える。主スイッチング手段は、直流電源の両端子間に直列接続された一対の主スイッチ素子で構成されて当該一対の主スイッチ素子の相互接続点を各相の出力点とする主スイッチング回路が、多相交流の各相毎に設けられている。２つのコンデンサは、直流電源の電圧を分圧する。コイルは、２つのコンデンサによる分圧点に一端が接続されている。複数の補助スイッチ素子は、コイルの他端と各相の出力点との間を接続する。制御手段は、コイルに複数の相電流が流れると判断した場合、少なくとも１つの相に流れる電流を予め設定された大きさより小さくなるように複数の補助スイッチ素子を制御する。
　電力変換装置では、負荷の状態変化によって電力変換効率が低下してしまうことがある。
特開２０１０－２３３３０６号公報
　本開示の目的は、電力変換効率の向上を図ることが可能な電力変換装置を提供することにある。
　本開示に係る一態様の電力変換装置は、第１直流端子及び第２直流端子と、電力変換回路と、複数の交流端子と、複数の双方向スイッチと、複数の共振用コンデンサと、回生用コンデンサと、第１共振用インダクタと、第２共振用インダクタと、第３共振用インダクタと、制御装置と、を備える。前記電力変換回路は、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子を有する。前記電力変換回路では、前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路が互いに並列接続されている。前記電力変換回路では、前記複数の第１スイッチング素子が前記第１直流端子に接続されており、前記複数の第２スイッチング素子が前記第２直流端子に接続されている。前記複数の交流端子は、前記複数のスイッチング回路に一対一に対応する。前記複数の交流端子の各々は、対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続されている。前記複数の双方向スイッチは、前記複数のスイッチング回路に一対一に対応する。前記複数の双方向スイッチの各々は、対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の前記接続点に第１端が接続されている。前記複数の共振用コンデンサは、前記複数の双方向スイッチに一対一に対応する。前記複数の共振用コンデンサの各々は、対応する双方向スイッチの前記第１端と前記第２直流端子との間に接続されている。前記回生用コンデンサは、第３端及び第４端を有する。前記回生用コンデンサでは、前記第３端が前記第１直流端子又は前記第２直流端子に接続されている。前記第１共振用インダクタは、前記複数の双方向スイッチに含まれる第１双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている。前記第２共振用インダクタは、前記複数の双方向スイッチに含まれる第２双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている。前記第３共振用インダクタは、前記複数の双方向スイッチに含まれる第３双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている。前記制御装置は、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子の各々に対してハイレベルとローレベルとの間で電位が変化するＰＷＭ信号を与える。前記制御装置は、第１制御動作を行う。前記第１制御動作では、前記複数のスイッチング回路の各々について前記第１スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間と前記第２スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間との間にデッドタイムを設定する。前記第１制御動作では、前記複数の双方向スイッチのうち前記複数のスイッチング回路の各々に対応する双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を前記デッドタイムに重複させ、かつ前記ハイレベル期間の開始時点を前記デッドタイムの開始時点よりも追加時間だけ早める。前記制御装置は、前記回生用コンデンサの前記第４端の検出電位を取得し、検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも小さい第１閾値よりも小さい場合には、前記回生用コンデンサの前記第４端の電位を上昇させる第２制御動作を行う。前記制御装置は、検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも大きい第２閾値よりも大きい場合には、前記回生用コンデンサの前記第４端の電位を下降させる第３制御動作を行う。
　本開示に係る別の一態様の電力変換装置は、第１直流端子及び第２直流端子と、電力変換回路と、複数の交流端子と、複数の双方向スイッチと、複数の共振用コンデンサと、回生用コンデンサと、第１共振用インダクタと、第２共振用インダクタと、第３共振用インダクタと、制御装置と、を備える。前記電力変換回路は、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子を有する。前記電力変換回路では、前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路が互いに並列接続されている。前記電力変換回路では、前記複数の第１スイッチング素子が前記第１直流端子に接続されており、前記複数の第２スイッチング素子が前記第２直流端子に接続されている。前記複数の交流端子は、前記複数のスイッチング回路に一対一に対応する。前記複数の交流端子の各々は、対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続されている。前記複数の双方向スイッチは、前記複数のスイッチング回路に一対一に対応する。前記複数の双方向スイッチの各々は、対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の前記接続点に第１端が接続されている。前記複数の共振用コンデンサは、前記複数の双方向スイッチに一対一に対応する。前記複数の共振用コンデンサの各々は、対応する双方向スイッチの前記第１端と前記第２直流端子との間に接続されている。前記回生用コンデンサは、第３端及び第４端を有する。前記回生用コンデンサでは、前記第３端が前記第１直流端子又は前記第２直流端子に接続されている。前記第１共振用インダクタは、前記複数の双方向スイッチに含まれる第１双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている。前記第２共振用インダクタは、前記複数の双方向スイッチに含まれる第２双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている。前記第３共振用インダクタは、前記複数の双方向スイッチに含まれる第３双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている。前記制御装置は、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子の各々に対してハイレベルとローレベルとの間で電位が変化するＰＷＭ信号を与える。前記制御装置は、第１制御動作を行う。前記第１制御動作では、前記複数のスイッチング回路の各々について前記第１スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間と前記第２スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間との間にデッドタイムを設定する。前記第１制御動作では、前記複数の双方向スイッチのうち前記複数のスイッチング回路の各々に対応する双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を前記デッドタイムに重複させ、かつ前記ハイレベル期間の開始時点を前記デッドタイムの開始時点よりも追加時間だけ早める。前記制御装置は、前記回生用コンデンサの前記第４端の検出電位を取得し、検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも小さい第１閾値よりも小さい場合には、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち１つの双方向スイッチに対して、キャリア信号の１周期において、前記デッドタイムに重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、前記回生用コンデンサの充電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える第２制御動作を行う。前記制御装置は、検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも大きい第２閾値よりも大きい場合には、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち１つの双方向スイッチに対して、キャリア信号の１周期において、前記デッドタイムに重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、前記回生用コンデンサの放電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える第３制御動作を行う。
図１は、実施形態１に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図２は、同上の電力変換装置において制御装置が第１制御動作を行った場合の動作説明図である。 図３は、同上の電力変換装置において制御装置が第１制御動作を行った場合の別の動作説明図である。 図４は、同上の電力変換装置において制御装置の動作説明図である。 図５は、同上の電力変換装置の複数の交流端子に接続される交流負荷における３相それぞれの電圧指令に対応するデューティの時間変化を示す図である。 図６は、同上の電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図７は、同上の電力変換装置において制御装置が第３制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図８は、実施形態２に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図９は、同上の電力変換装置において制御装置が第１制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１０は、同上の電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１１は、同上の電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合の別の例を示すタイミングチャートである。 図１２は、同上の電力変換装置において制御装置が第３制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１３は、同上の電力変換装置において制御装置が第３制御動作を行った場合の別の例を示すタイミングチャートである。 図１４は、実施形態３に係る電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１５は、同上の電力変換装置において制御装置が第３制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１６は、実施形態４に係る電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１７は、同上の電力変換装置において制御装置が第３動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１８は、実施形態５に係る電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図１９は、同上の電力変換装置において制御装置が第３制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図２０は、実施形態６に係る電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図２１は、同上の電力変換装置において制御装置が第３制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図２２は、実施形態７に係る電力変換装置において制御装置が第２制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図２３は、同上の電力変換装置において制御装置が第３制御動作を行った場合のタイミングチャートである。 図２４は、実施形態８に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図２５は、実施形態９に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図２６は、実施形態２の変形例１に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図２７は、実施形態２の変形例２に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図２８は、実施形態２の変形例３に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図２９は、実施形態２の変形例４に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。 図３０は、実施形態２の変形例５に係る電力変換装置を備えるシステムの回路図である。
　（実施形態１）
　以下では、実施形態１に係る電力変換装置１００について、図１～７に基づいて説明する。
　（１）電力変換装置の全体構成
　電力変換装置１００は、例えば、図１に示すように、第１直流端子３１及び第２直流端子３２と、複数（例えば、３つ）の交流端子４１と、を備え、第１直流端子３１及び第２直流端子３２間に直流電源Ｅ１が接続され、複数の交流端子４１に交流負荷ＲＡ１が接続される。交流負荷ＲＡ１は、例えば、３相モータである。電力変換装置１００は、直流電源Ｅ１からの直流出力を交流電力に変換して交流負荷ＲＡ１へ出力する。直流電源Ｅ１は、例えば、太陽電池又は燃料電池を含む。直流電源Ｅ１は、ＤＣ－ＤＣコンバータを含んでもよい。電力変換装置１００では、複数の交流端子４１が３つの交流端子４１の場合、交流電力は、例えば、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相を有する３相の交流電力である。
　電力変換装置１００は、電力変換回路１１と、複数（例えば、３つ）の双方向スイッチ８と、複数（例えば、３つ）の共振用コンデンサ９と、回生用コンデンサ１５と、第１共振用インダクタＬ１と、第２共振用インダクタＬ２と、第３共振用インダクタＬ３と、制御装置５０と、を備える。また、電力変換装置１００は、複数（３つ）の保護回路１７と、コンデンサＣ１０と、を更に備える。
　電力変換回路１１は、複数（例えば、３つ）の第１スイッチング素子１及び複数（例えば、３つ）の第２スイッチング素子２を有する。電力変換回路１１では、複数の第１スイッチング素子１と複数の第２スイッチング素子２とを一対一に直列接続した複数（例えば、３つ）のスイッチング回路１０が互いに並列接続されている。電力変換回路１１では、複数の第１スイッチング素子１が第１直流端子３１に接続されており、複数の第２スイッチング素子２が第２直流端子３２に接続されている。複数の交流端子４１は、複数のスイッチング回路１０に一対一に対応する。複数の交流端子４１の各々は、対応するスイッチング回路１０における第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２の接続点３に接続されている。複数の双方向スイッチ８は、複数のスイッチング回路１０に一対一に対応する。複数の双方向スイッチ８の各々は、対応するスイッチング回路１０における第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２の接続点３に第１端８１が接続されている。複数の共振用コンデンサ９は、複数の双方向スイッチ８に一対一に対応する。複数の共振用コンデンサ９の各々は、対応する双方向スイッチ８の第１端８１と第２直流端子３２との間に接続されている。回生用コンデンサ１５は、第３端１５３及び第４端１５４を有し、第３端１５３が第２直流端子３２に接続されている。第１共振用インダクタＬ１、第２共振用インダクタＬ２及び第３共振用インダクタＬ３は、３つの双方向スイッチ８と回生用コンデンサ１５の第４端１５４との間に接続されている。制御装置５０は、複数の第１スイッチング素子１、複数の第２スイッチング素子２及び複数の双方向スイッチ８を制御する。
　（２）電力変換装置の詳細
　以下では、説明の便宜上、複数のスイッチング回路１０に関し、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に対応するスイッチング回路１０を、それぞれ、スイッチング回路１０Ｕ、スイッチング回路１０Ｖ及びスイッチング回路１０Ｗと称することもある。また、以下では、スイッチング回路１０Ｕの第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２を、第１スイッチング素子１Ｕ及び第２スイッチング素子２Ｕと称することもある。また、以下では、スイッチング回路１０Ｖの第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２を、第１スイッチング素子１Ｖ及び第２スイッチング素子２Ｖと称することもある。また、以下では、スイッチング回路１０Ｗの第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２を、第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗと称することもある。また、以下では、第１スイッチング素子１Ｕ及び第２スイッチング素子２Ｕの接続点３を接続点３Ｕと称し、第１スイッチング素子１Ｖ及び第２スイッチング素子２Ｖの接続点３を接続点３Ｖと称し、第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗの接続点３を接続点３Ｗと称することもある。また、以下では、接続点３Ｕに接続されている交流端子４１を交流端子４１Ｕと称し、接続点３Ｖに接続されている交流端子４１を交流端子４１Ｖと称し、接続点３Ｗに接続されている交流端子４１を交流端子４１Ｗと称することもある。また、以下では、第２スイッチング素子２Ｕに並列接続されている共振用コンデンサ９を共振用コンデンサ９Ｕと称し、第２スイッチング素子２Ｖに並列接続されている共振用コンデンサ９を共振用コンデンサ９Ｖと称し、第２スイッチング素子２Ｗに並列接続されている共振用コンデンサ９を共振用コンデンサ９Ｗと称することもある。また、以下では、接続点３Ｕに接続されている双方向スイッチ８を双方向スイッチ８Ｕ（第１双方向スイッチ８Ｕ）と称し、接続点３Ｖに接続されている双方向スイッチ８を双方向スイッチ８Ｖ（第２双方向スイッチ８Ｖ）と称し、接続点３Ｗに接続されている双方向スイッチ８を双方向スイッチ８Ｗ（第３双方向スイッチ８Ｗ）と称することもある。
　電力変換装置１００は、第１直流端子３１に直流電源Ｅ１の高電位側の出力端子（正極）が接続され、第２直流端子３２に直流電源Ｅ１の低電位側の出力端子（負極）が接続される。また、電力変換装置１００は、例えば、３つの交流端子４１Ｕ、４１Ｖ及び４１Ｗに交流負荷ＲＡ１のＵ相、Ｖ相及びＷ相がそれぞれ接続される。
　電力変換回路１１では、複数（例えば、３つ）の第１スイッチング素子１及び複数（例えば、３つ）の第２スイッチング素子２の各々は、制御端子、第１主端子及び第２主端子を有する。複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の制御端子は、制御装置５０に接続されている。電力変換装置１００の複数のスイッチング回路１０の各々では、第１スイッチング素子１の第１主端子が第１直流端子３１に接続され、第１スイッチング素子１の第２主端子が第２スイッチング素子２の第１主端子に接続され、第２スイッチング素子２の第２主端子が第２直流端子３２に接続されている。複数のスイッチング回路１０の各々では、第１スイッチング素子１がハイサイドスイッチング素子（Ｐ側スイッチング素子）であり、第２スイッチング素子２がローサイドスイッチング素子（Ｎ側スイッチング素子）である。複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。したがって、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々における、制御端子、第１主端子及び第２主端子は、それぞれ、ゲート端子、コレクタ端子及びエミッタ端子である。
　電力変換回路１１は、複数（３つ）の第１スイッチング素子１に一対一に逆並列接続されている複数（３つ）の第１ダイオード４と、複数（３つ）の第２スイッチング素子２に一対一に逆並列接続されている複数（３つ）の第２ダイオード５と、を更に有する。複数の第１ダイオード４の各々では、第１ダイオード４のアノードが、この第１ダイオード４に対応する第１スイッチング素子１の第２主端子（エミッタ端子）に接続され、第１ダイオード４のカソードが、この第１ダイオード４に対応する第１スイッチング素子１の第１主端子（コレクタ端子）に接続されている。複数の第２ダイオード５の各々では、第２ダイオード５のアノードが、この第２ダイオード５に対応する第２スイッチング素子２の第２主端子（エミッタ端子）に接続され、第２ダイオード５のカソードが、この第２ダイオード５に対応する第２スイッチング素子２の第１主端子（コレクタ端子）に接続されている。
　第１スイッチング素子１Ｕと第２スイッチング素子２Ｕとの接続点３Ｕには、交流端子４１Ｕを介して、例えば、交流負荷ＲＡ１のＵ相が接続される。また、第１スイッチング素子１Ｖと第２スイッチング素子２Ｖとの接続点３Ｖには、交流端子４１Ｖを介して、例えば、交流負荷ＲＡ１のＶ相が接続される。第１スイッチング素子１Ｗと第２スイッチング素子２Ｗとの接続点３Ｗには、交流端子４１Ｗを介して、例えば、交流負荷ＲＡ１のＷ相が接続される。
　複数の共振用コンデンサ９は、複数の双方向スイッチ８に一対一に対応する。複数の共振用コンデンサ９の各々は、対応する双方向スイッチ８の第１端８１と第２直流端子３２との間に接続されている。電力変換装置１００は、複数の共振回路を有している。複数の共振回路は、共振用コンデンサ９Ｕと第１共振用インダクタＬ１とを有する第１共振回路と、共振用コンデンサ９Ｖと第２共振用インダクタＬ２とを有する第２共振回路と、共振用コンデンサ９Ｗと第３共振用インダクタＬ３とを有する第３共振回路と、を含む。
　複数の双方向スイッチ８の各々は、例えば、逆並列接続された２つの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を有する。双方向スイッチ８の各々では、第１ＩＧＢＴ６のコレクタ端子と第２ＩＧＢＴ７のエミッタ端子とが接続され、第１ＩＧＢＴ６のエミッタ端子と第２ＩＧＢＴ７のコレクタ端子とが接続されている。複数の双方向スイッチ８の各々では、第１ＩＧＢＴ６のエミッタ端子は、その第１ＩＧＢＴ６を有する双方向スイッチ８に対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続されている。複数の双方向スイッチ８の各々では、第２ＩＧＢＴ７のコレクタ端子は、その第２ＩＧＢＴ７を有する双方向スイッチ８に対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続されている。双方向スイッチ８Ｕは、第１スイッチング素子１Ｕと第２スイッチング素子２Ｕとの接続点３Ｕに接続されている。双方向スイッチ８Ｖは、第１スイッチング素子１Ｖと第２スイッチング素子２Ｖとの接続点３Ｖに接続されている。双方向スイッチ８Ｗは、第１スイッチング素子１Ｗと第２スイッチング素子２Ｗとの接続点３Ｗに接続されている。以下では、説明の便宜上、双方向スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を、それぞれ、第１ＩＧＢＴ６Ｕ及び第２ＩＧＢＴ７Ｕと称し、双方向スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を、それぞれ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ及び第２ＩＧＢＴ７Ｖと称し、双方向スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７を、それぞれ第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗと称することもある。
　複数の双方向スイッチ８は、制御装置５０によって制御される。言い換えれば、第１ＩＧＢＴ６Ｕ、第２ＩＧＢＴ７Ｕ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ、第２ＩＧＢＴ７Ｖ、第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗは、制御装置５０によって制御される。
　回生用コンデンサ１５は、第１共振用インダクタＬ１、第２共振用インダクタＬ２及び第３共振用インダクタＬ３と第２直流端子３２との間に接続されている。回生用コンデンサ１５は、例えば、フィルムコンデンサである。
　第１共振用インダクタＬ１は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４と双方向スイッチ８Ｕの第２端８２との間に接続されている。第２共振用インダクタＬ２は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４と双方向スイッチ８Ｖの第２端８２との間に接続されている。第３共振用インダクタＬ３は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４と双方向スイッチ８Ｗの第２端８２との間に接続されている。
　電力変換装置１００は、上述のように複数（例えば、３つ）の保護回路１７を備えている。複数の保護回路１７は、交流負荷ＲＡ１のＵ相、Ｖ相及びＷ相に対して、１つずつ設けられている。
　複数の保護回路１７は、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間に接続されている。複数の保護回路１７の各々は、第３ダイオード１３と、第３ダイオード１３に直列接続されている第４ダイオード１４と、を有する。複数の保護回路１７は、複数の双方向スイッチ８に一対一に対応している。複数の保護回路１７の各々では、対応する双方向スイッチ８の第２端８２に、第３ダイオード１３と第４ダイオード１４との接続点が接続されている。第３ダイオード１３では、第３ダイオード１３のアノードが、双方向スイッチ８の第２端８２に接続されており、第３ダイオード１３のカソードが、第１直流端子３１に接続されている。第４ダイオード１４では、第４ダイオード１４のアノードが、第２直流端子３２に接続されており、第４ダイオード１４のカソードが、双方向スイッチ８の第２端８２に接続されている。
　コンデンサＣ１０は、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間に接続されており、電力変換回路１１に並列接続されている。コンデンサＣ１０は、例えば、電解コンデンサである。
　制御装置５０は、複数の第１スイッチング素子１、複数の第２スイッチング素子２及び複数の双方向スイッチ８を制御する。制御装置５０の実行主体は、コンピュータシステムを含んでいる。コンピュータシステムは、１又は複数のコンピュータを有している。コンピュータシステムは、ハードウェアとしてのプロセッサ及びメモリを主構成とする。コンピュータシステムのメモリに記録されたプログラムをプロセッサが実行することによって、本開示における制御装置５０の実行主体としての機能が実現される。プログラムは、コンピュータシステムのメモリに予め記録されていてもよいが、電気通信回線を通じて提供されてもよいし、コンピュータシステムで読み取り可能なメモリカード、光学ディスク、ハードディスクドライブ（磁気ディスク）等の非一時的記録媒体に記録されて提供されてもよい。コンピュータシステムのプロセッサは、半導体集積回路（ＩＣ）又は大規模集積回路（ＬＳＩ）を含む１乃至複数の電子回路で構成される。複数の電子回路は、１つのチップに集約されていてもよいし、複数のチップに分散して設けられていてもよい。複数のチップは、１つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に分散して設けられていてもよい。
　制御装置５０は、複数の第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１Ｗそれぞれのオンオフを制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１を出力する。ＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１の各々は、例えば、電位レベルが第１電位レベル（以下、ローレベルともいう）と、第１電位レベルよりも高電位の第２電位レベル（以下、ハイレベルともいう）と、の間で変化する信号である。第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１Ｗは、それぞれ、ＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１がハイレベルのときにオン状態となり、ローレベルのときにオフ状態となる。また、制御装置５０は、複数の第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗそれぞれのオンオフを制御するＰＷＭ信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２を出力する。ＰＷＭ信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２の各々は、例えば、電位レベルが第１電位レベル（以下、ローレベルともいう）と、第１電位レベルよりも高電位の第２電位レベル（以下、ハイレベルともいう）と、の間で変化する信号である。第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗは、それぞれ、ＰＷＭ信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２がハイレベルのときにオン状態となり、ローレベルのときにオフ状態となる。
　制御装置５０は、のこぎり波状のキャリア信号（図２参照）を用いて、複数の第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１Ｗそれぞれに対応するＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１、及び、複数の第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗそれぞれに対応するＰＷＭ信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２を生成する。より詳細には、制御装置５０は、少なくともキャリア信号及びＵ相の電圧指令に基づいて、第１スイッチング素子１Ｕ、第２スイッチング素子２Ｕそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２を生成する。また、制御装置５０は、少なくともキャリア信号及びＶ相の電圧指令に基づいて、第１スイッチング素子１Ｖ、第２スイッチング素子２Ｖそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＶ１、ＳＶ２を生成する。また、制御装置５０は、少なくともキャリア信号及びＷ相の電圧指令に基づいて、第１スイッチング素子１Ｗ、第２スイッチング素子２Ｗそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＷ１、ＳＷ２を生成する。Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令は、例えば、互いの位相が１２０°異なる正弦波状の信号であり、それぞれ、時間とともに振幅（電圧指令値）が変化する。なお、Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令の１周期の長さは、同じである。また、Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令の１周期の長さは、キャリア信号の１周期の長さよりも長い。
　制御装置５０から第１スイッチング素子１Ｕ、第２スイッチング素子２Ｕそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２のデューティは、Ｕ相の電圧指令に基づいて変化する。制御装置５０は、Ｕ相の電圧指令とキャリア信号とを比較して第１スイッチング素子１Ｕへ与えるＰＷＭ信号ＳＵ１を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｕへ与えるＰＷＭ信号ＳＵ１を反転させて第２スイッチング素子２Ｕへ与えるＰＷＭ信号ＳＵ２を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｕ及び第２スイッチング素子２Ｕそれぞれのオン期間が重複しないように、ＰＷＭ信号ＳＵ１がハイレベルとなる期間とＰＷＭ信号ＳＵ２がハイレベルとなる期間との間にデッドタイムＴｄ（図２参照）を設定する。
　制御装置５０から第１スイッチング素子１Ｖ、第２スイッチング素子２Ｖそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＶ１、ＳＶ２のデューティは、Ｖ相の電圧指令に基づいて変化する。制御装置５０は、Ｖ相の電圧指令とキャリア信号とを比較して第１スイッチング素子１Ｖへ与えるＰＷＭ信号ＳＶ１を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｖへ与えるＰＷＭ信号ＳＶ１を反転させて第２スイッチング素子２Ｖへ与えるＰＷＭ信号ＳＶ２を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｖ及び第２スイッチング素子２Ｖそれぞれのオン期間が重複しないように、ＰＷＭ信号ＳＶ１がハイレベルとなる期間とＰＷＭ信号ＳＶ２がハイレベルとなる期間との間にデッドタイムＴｄ（図２参照）を設定する。
　制御装置５０から第１スイッチング素子１Ｗ、第２スイッチング素子２Ｗそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＷ１、ＳＷ２のデューティは、Ｗ相の電圧指令に基づいて変化する。制御装置５０は、Ｗ相の電圧指令とキャリア信号とを比較して第１スイッチング素子１Ｗへ与えるＰＷＭ信号ＳＷ１を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｗへ与えるＰＷＭ信号ＳＷ１を反転させて第２スイッチング素子２Ｗへ与えるＰＷＭ信号ＳＷ２を生成する。また、制御装置５０は、第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗそれぞれのオン期間が重複しないように、ＰＷＭ信号ＳＷ１がハイレベルとなる期間とＰＷＭ信号ＳＷ２がハイレベルとなる期間との間にデッドタイムＴｄ（図３参照）を設定する。
　Ｕ相の電圧指令、Ｖ相の電圧指令及びＷ相の電圧指令は、例えば、互いの位相が１２０°異なる正弦波状の信号であり、それぞれ、時間とともに振幅が変化する。したがって、ＰＷＭ信号ＳＵ１のデューティ（Ｕ相デューティ）、ＰＷＭ信号ＳＶ１のデューティ（Ｖ相デューティ）及びＰＷＭ信号ＳＷ１のデューティ（Ｗ相デューティ）は、例えば、図５に示すように、互いの位相が１２０°異なる正弦波状に変化する。同様に、ＰＷＭ信号ＳＵ２のデューティ、ＰＷＭ信号ＳＶ２のデューティ及びＰＷＭ信号ＳＷ２のデューティは、互いの位相が１２０°異なる正弦波状に変化する。
　制御装置５０は、キャリア信号と各電圧指令と交流負荷ＲＡ１の状態に関する情報とに基づいて各ＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２を生成する。例えば、交流負荷ＲＡ１が３相モータの場合、交流負荷ＲＡ１の状態に関する情報は、例えば、交流負荷ＲＡ１のＵ相、Ｖ相及びＷ相それぞれに流れる出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを検出する複数の電流センサからの検出値を含む。
　複数の双方向スイッチ８、第１共振用インダクタＬ１、第２共振用インダクタＬ２、第３共振用インダクタＬ３、複数の共振用コンデンサ９及び回生用コンデンサ１５は、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２のゼロ電圧ソフトスイッチングを行うために設けられている。
　電力変換装置１００では、制御装置５０が、電力変換回路１１の複数の第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２の他に、複数の双方向スイッチ８も制御する。
　制御装置５０は、第１ＩＧＢＴ６Ｕ、第２ＩＧＢＴ７Ｕ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ、第２ＩＧＢＴ７Ｖ、第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗそれぞれのオンオフを制御する制御信号ＳＵ６、ＳＵ７、ＳＶ６、ＳＶ７、ＳＷ６、ＳＷ７を生成して、第１ＩＧＢＴ６Ｕ、第２ＩＧＢＴ７Ｕ、第１ＩＧＢＴ６Ｖ、第２ＩＧＢＴ７Ｖ、第１ＩＧＢＴ６Ｗ及び第２ＩＧＢＴ７Ｗそれぞれのゲート端子へ出力する。
　双方向スイッチ８Ｕは、第１ＩＧＢＴ６Ｕがオン状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｕがオフ状態の場合、回生用コンデンサ１５－第１共振用インダクタＬ１－双方向スイッチ８Ｕ－接続点３Ｕ－共振用コンデンサ９Ｕの経路で流れて共振用コンデンサ９Ｕを充電する充電電流を通過させる。双方向スイッチ８Ｕは、第１ＩＧＢＴ６Ｕがオフ状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｕがオン状態の場合、共振用コンデンサ９Ｕ－接続点３Ｕ－双方向スイッチ８Ｕ－第１共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れて共振用コンデンサ９Ｕの電荷を放電させる放電電流を通過させる。
　双方向スイッチ８Ｖは、第１ＩＧＢＴ６Ｖがオン状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｖがオフ状態の場合、回生用コンデンサ１５－第２共振用インダクタＬ２－双方向スイッチ８Ｖ－接続点３Ｖ－共振用コンデンサ９Ｖの経路で流れて共振用コンデンサ９Ｖを充電する充電電流を通過させる。双方向スイッチ８Ｖは、第１ＩＧＢＴ６Ｖがオフ状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｖがオン状態の場合、共振用コンデンサ９Ｖ－接続点３Ｖ－双方向スイッチ８Ｖ－第２共振用インダクタＬ２－回生用コンデンサ１５の経路で流れて共振用コンデンサ９Ｖの電荷を放電させる放電電流を通過させる。
　双方向スイッチ８Ｗは、第１ＩＧＢＴ６Ｗがオン状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｗがオフ状態の場合、回生用コンデンサ１５－第３共振用インダクタＬ３－双方向スイッチ８Ｗ－接続点３Ｗ－共振用コンデンサ９Ｗの経路で流れて共振用コンデンサ９Ｗを充電する充電電流を通過させる。双方向スイッチ８Ｗは、第１ＩＧＢＴ６Ｗがオフ状態で、かつ、第２ＩＧＢＴ７Ｗがオン状態の場合、共振用コンデンサ９Ｗ－接続点３Ｗ－双方向スイッチ８Ｗ－第３共振用インダクタＬ３－回生用コンデンサ１５の経路で流れて共振用コンデンサ９Ｗの電荷を放電させる放電電流を通過させる。
　（３）電力変換装置の動作
　以下では、第１共振用インダクタＬ１、第２共振用インダクタＬ２、第３共振用インダクタＬ３それぞれに流れる電流ｉＬ１、ｉＬ２、ｉＬ３について図１中の矢印の向きに流れているときの極性を正とし、図１中の矢印の向きと反対の向きに流れているときの極性を負として説明する。また、以下では、交流負荷ＲＡ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれに流れる出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷについて図１中の矢印の向きに流れているときの極性を正とし、図１中の矢印の向きと反対の向きに流れているときの極性を負として説明する。
　電力変換装置１００では、例えば、双方向スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕがオン状態で第１共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が正の極性で流れている状態から、双方向スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕがオフ状態に変化する場合がある。この場合、第１共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、第１共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで、第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。また、電力変換装置１００では、例えば、双方向スイッチ８Ｕの第２ＩＧＢＴ７Ｕがオン状態で第１共振用インダクタＬ１に電流ｉＬ１が負の極性で流れている状態から、第２ＩＧＢＴ７Ｕがオフ状態になる場合がある。この場合、第１共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、第１共振用インダクタＬ１のエネルギが消費されて電流ｉＬ１がゼロになるまで、第４ダイオード１４－第１共振用インダクタＬ１－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　また、電力変換装置１００では、例えば、双方向スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖがオン状態で第２共振用インダクタＬ２に電流ｉＬ２が正の極性で流れている状態から、双方向スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖがオフ状態に変化する場合がある。この場合、第２共振用インダクタＬ２に流れる電流ｉＬ２は、第２共振用インダクタＬ２のエネルギが消費されて電流ｉＬ２がゼロになるまで、第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。また、電力変換装置１００では、例えば、双方向スイッチ８Ｖの第２ＩＧＢＴ７Ｖがオン状態で第２共振用インダクタＬ２に電流ｉＬ２が負の極性で流れている状態から、第２ＩＧＢＴ７Ｖがオフ状態になる場合がある。この場合、第２共振用インダクタＬ２に流れる電流ｉＬ２は、第２共振用インダクタＬ２のエネルギが消費されて電流ｉＬ２がゼロになるまで、第４ダイオード１４－第２共振用インダクタＬ２－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　また、電力変換装置１００では、例えば、双方向スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗがオン状態で第３共振用インダクタＬ３に電流ｉＬ１が正の極性で流れている状態から、双方向スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗがオフ状態になる場合がある。この場合、第３共振用インダクタＬ３に流れる電流ｉＬ３は、第３共振用インダクタＬ３のエネルギが消費されて電流ｉＬ３がゼロになるまで、第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。また、電力変換装置１００では、例えば、双方向スイッチ８Ｗの第２ＩＧＢＴ７Ｗがオン状態で第３共振用インダクタＬ３に電流ｉＬ３が負の極性で流れている状態から、第２ＩＧＢＴ７Ｗがオフ状態になる場合がある。この場合、第３共振用インダクタＬ３に流れる電流ｉＬ３は、第３共振用インダクタＬ３のエネルギが消費されて電流ｉＬ３がゼロになるまで第４ダイオード１４－第３共振用インダクタＬ３－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　以下では、制御装置５０が複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２それぞれについてゼロ電圧ソフトスイッチング制御を行うための第１制御動作について、図１～３を参照して説明する。
　制御装置５０は、第１制御動作では、複数のスイッチング回路１０の各々について第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１ＷへのＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１のハイレベル期間と第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２ＷへのＰＷＭ信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２のハイレベル期間との間にデッドタイムＴｄを設定する。また、第１制御動作では、複数の双方向スイッチ８のうち複数のスイッチング回路１０の各々に対応する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄに重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイムＴｄの開始時点よりも追加時間だけ早める。
　以下、第１制御動作について、より詳細に説明する。
　第１スイッチング素子１のゼロ電圧ソフトスイッチング制御では、ゼロ電圧ソフトスイッチングの対象とする第１スイッチング素子１のターンオン直前に第１スイッチング素子１の両端電圧をゼロにする必要がある。このため、制御装置５０は、ゼロ電圧ソフトスイッチング制御の対象とする第１スイッチング素子１に対応する第１ＩＧＢＴ６をオンさせる。これにより、制御装置５０は、第１スイッチング素子１に接続されている共振用インダクタと共振用コンデンサ９とを共振させて回生用コンデンサ１５から共振用コンデンサ９を充電させ、第１スイッチング素子１の両端電圧をゼロにする。共振用インダクタは、第１共振用インダクタＬ１又は第２共振用インダクタＬ２又は第３共振用インダクタＬ３である。
　また、第２スイッチング素子２のゼロ電圧ソフトスイッチング制御では、ゼロ電圧ソフトスイッチング制御の対象とする第２スイッチング素子２のターンオン直前に第２スイッチング素子２の両端電圧をゼロにする必要がある。このため、制御装置５０は、ゼロ電圧ソフトスイッチング制御の対象とする第２スイッチング素子２に対応する第２ＩＧＢＴ７をオンさせる。これにより、制御装置５０は、第２スイッチング素子２に接続されている共振用インダクタと共振用コンデンサ９とを共振させて共振用コンデンサ９から回生用コンデンサ１５へ放電させ、第２スイッチング素子２の両端電圧をゼロにする。制御装置５０では、上述のデッドタイムＴｄとＬＣ共振の半周期（π×√ＬＣ）とを一致させるように双方向スイッチ８を介して共振用コンデンサ９を充放電させる。これにより、電力変換装置１００は、ゼロ電圧ソフトスイッチングを実現することができる。
　図２には、制御装置５０からスイッチング回路１０Ｕの第１スイッチング素子１Ｕ、第２スイッチング素子２Ｕそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２を図示してある。また、図２には、制御装置５０から双方向スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕへ与える制御信号ＳＵ６と、交流負荷ＲＡ１のＵ相に流れる出力電流ｉＵと、第１共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１と、第１スイッチング素子１Ｕの両端電圧Ｖ１Ｕと、を図示してある。また、図２には、制御装置５０からスイッチング回路１０Ｖの第１スイッチング素子１Ｖ、第２スイッチング素子２Ｖそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＶ１、ＳＶ２を図示してある。また、図２には、制御装置５０から双方向スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖへ与える制御信号ＳＶ６と、交流負荷ＲＡ１のＶ相に流れる出力電流ｉＶと、第２共振用インダクタＬ２に流れる電流ｉＬ２と、第１スイッチング素子１Ｖの両端電圧Ｖ１Ｖと、を図示してある。
　また、図２には、制御装置５０において同相の第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２が同時にオン状態になることを防止するために設定されたデッドタイムＴｄを図示してある。また、図２には、制御装置５０において双方向スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕの制御信号ＳＵ６に対して設定する追加時間Ｔａｕと、双方向スイッチ８Ｖの第１ＩＧＢＴ６Ｖの制御信号ＳＶ６に対して設定する追加時間Ｔａｖと、を図示してある。追加時間Ｔａｕ及び追加時間Ｔａｖについては、後述する。
　図３には、制御装置５０からスイッチング回路１０Ｗの第１スイッチング素子１Ｗ、第２スイッチング素子２Ｗそれぞれへ与えるＰＷＭ信号ＳＷ１、ＳＷ２を図示してある。図３には、制御装置５０から双方向スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗへ与える制御信号ＳＷ６と、交流負荷ＲＡ１のＷ相に流れる出力電流ｉＷと、を図示してある。また、図３には、第３共振用インダクタＬ３に流れる電流ｉＬ３を図示してある。また、図３には、第１スイッチング素子１Ｗの両端電圧Ｖ１Ｗを図示してある。
　また、図３には、制御装置５０において第１スイッチング素子１Ｗ及び第２スイッチング素子２Ｗが同時にオン状態になることを防止するために設定されたデッドタイムＴｄを図示してある。また、図３には、制御装置５０において双方向スイッチ８Ｗの第１ＩＧＢＴ６Ｗの制御信号ＳＷ６に対して設定する追加時間Ｔａｗを図示してある。追加時間Ｔａｗについては、後述する。
　上述の追加時間Ｔａｕは、図２に示すように、制御信号ＳＵ６のハイレベルの期間の開始時点ｔ１をデッドタイムＴｄの開始時点ｔ２よりも早めて制御信号ＳＵ６のハイレベル期間をデッドタイムＴｄよりも長くするために設定する時間である。追加時間Ｔａｕの長さは、出力電流ｉＵの値に基づいて設定される。デッドタイムＴｄの開始時点ｔ２からＬＣ共振を開始させるためには、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ２で電流ｉＬ１の値が出力電流ｉＵの値に一致することが望ましい。これは、ｉＬ１＜ｉＵとなっている間は全電流が交流負荷ＲＡ１に流れるため、共振用コンデンサ９Ｕを充電することができないためである。制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ３と同じか、それ以降であればよい。図２では、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ３と同じに設定した例を示してある。制御装置５０は、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間をＴａｕ＋Ｔｄに設定する。第１スイッチング素子１Ｕの両端電圧Ｖ１Ｕは、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ３でゼロとなる。図２の例では、第１共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１は、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の開始時点ｔ１から流れ始め、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ３から追加時間Ｔａｕが経過した時点ｔ４でゼロになる。このときの電流ｉＬ１に関しては、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ２からｉＬ１≧ｉＵとなることで、図２における上から５段目の電流波形に関して斜線で示す領域の電流ｉＬ１が共振用コンデンサ９Ｕに流れ込みＬＣ共振が発生する。電流ｉＬ１は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ３以降は第１共振用インダクタＬ１に直接接続されている第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。
　制御装置５０は、上述の通り、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ２でＬＣ共振を開始させるために、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ２でｉＬ１＝ｉＵとなるように、出力電流ｉＵに基づいて追加時間Ｔａｕを決定する。より詳細には、制御装置５０では、例えば、電流センサによる出力電流ｉＵの検出結果又はその信号処理値、又は出力電流ｉＵの推定値と、あらかじめ記憶している第１共振用インダクタＬ１のインダクタンスＬ１と、回生用コンデンサ１５の電圧（回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５）の検出結果とを用いて、Ｔａｕ＝ｉＵ×（Ｌ１／Ｖ１５）の演算により追加時間Ｔａｕを決定する。このときの出力電流ｉＵの検出結果又はその信号処理値としては、追加時間Ｔａｕを加算するキャリア周期での、又はそのキャリア周期に最も近いタイミング等での検出値を用いる。また、このときの出力電流ｉＵの推定値は、追加時間Ｔａｕを加算するキャリア周期での出力電流ｉＵを推定した値等を用いる。
　なお、電力変換装置１００では、図４に示すように、出力電流ｉＵの極性が負の場合は、双方向スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕをオンさせることなく、共振用コンデンサ９Ｕを充電でき第１スイッチング素子１Ｕのゼロ電圧ソフトスイッチングを実現できる。図４には、第１スイッチング素子１Ｕの両端電圧Ｖ１Ｕ及び第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２Ｕも図示してある。また、図４には、共振用コンデンサ９Ｕの充電電流も図示してある。
　上述の追加時間Ｔａｖは、図２に示すように、制御信号ＳＶ６のハイレベルの期間の開始時点ｔ５をデッドタイムＴｄの開始時点ｔ６よりも早めて制御信号ＳＶ６のハイレベル期間をデッドタイムＴｄよりも長くするために設定する時間である。追加時間Ｔａｖの長さは、出力電流ｉＶの値に基づいて設定される。デッドタイムＴｄの開始時点ｔ６からＬＣ共振を開始させるためには、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ６で電流ｉＬ２の値が出力電流ｉＶの値に一致することが望ましい。これは、ｉＬ２＜ｉＶとなっている間は全電流が交流負荷ＲＡ１に流れるため、共振用コンデンサ９Ｖを充電することができないためである。制御信号ＳＶ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ７と同じか、それ以降であればよい。図２では、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ７と同じに設定した例を示してある。制御装置５０は、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間をＴａｖ＋Ｔｄに設定する。第１スイッチング素子１Ｖの両端電圧Ｖ１Ｖは、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ７でゼロとなる。図２の例では、第２共振用インダクタＬ２に流れる電流ｉＬ２は、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間の開始時点ｔ５から流れ始め、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ７から追加時間Ｔａｖが経過した時点ｔ８でゼロになる。このときの電流ｉＬ２に関しては、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ６からｉＬ２≧ｉＶとなることで、図２における上から１０段目の電流波形に関して斜線で示す領域の電流ｉＬ２が共振用コンデンサ９Ｖに流れ込みＬＣ共振が発生する。電流ｉＬ２は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ７以降は第２共振用インダクタＬ２に直接接続されている第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。
　制御装置５０は、上述の通り、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ６でＬＣ共振を開始させるために、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ６でｉＬ２＝ｉＶとなるように、出力電流ｉＶに基づいて追加時間Ｔａｖを決定する。より詳細には、制御装置５０では、例えば、電流センサによる出力電流ｉＶの検出結果又はその信号処理値、又は出力電流ｉＶの推定値と、あらかじめ記憶している第２共振用インダクタＬ２のインダクタンスＬ２と、回生用コンデンサ１５の電圧（回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５）の検出結果とを用いて、Ｔａｖ＝ｉＶ×（Ｌ２／Ｖ１５）の演算により追加時間Ｔａｖを決定する。このときの出力電流ｉＶの検出結果又はその信号処理値としては、追加時間Ｔａｖを加算するキャリア周期での、又はそのキャリア周期に最も近いタイミング等での検出値を用いる。また、このときの出力電流ｉＶの推定値は、追加時間Ｔａｖを加算するキャリア周期での出力電流ｉＶを推定した値等を用いる。
　なお、電力変換装置１００では、出力電流ｉＶの極性が負の場合は、双方向スイッチ８Ｖをオンさせることなく、共振用コンデンサ９Ｖを充電でき第１スイッチング素子１Ｖのゼロ電圧ソフトスイッチングを実現できる。
　上述の追加時間Ｔａｗは、図３に示すように、制御信号ＳＷ６のハイレベルの期間の開始時点ｔ９をデッドタイムＴｄの開始時点ｔ１０よりも早めて制御信号ＳＷ６のハイレベル期間をデッドタイムＴｄよりも長くするために設定する時間である。追加時間Ｔａｗの長さは、出力電流ｉＷの値に基づいて設定される。デッドタイムＴｄの開始時点ｔ１０からＬＣ共振を開始させるためには、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ１０で電流ｉＬ３の値が出力電流ｉＷの値に一致することが望ましい。これは、ｉＬ３＜ｉＷとなっている間は全電流が交流負荷ＲＡ１に流れるため、共振用コンデンサ９Ｗを充電することができないためである。制御信号ＳＷ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ１１と同じか、それ以降であればよい。図３では、制御信号ＳＷ６のハイレベル期間の終了時点は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ１１と同じに設定した例を示してある。制御装置５０は、制御信号ＳＷ６のハイレベル期間をＴａｗ＋Ｔｄに設定する。第１スイッチング素子１Ｗの両端電圧Ｖ１Ｗは、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ１１でゼロとなる。図３の例では、第３共振用インダクタＬ３に流れる電流ｉＬ３は、制御信号ＳＷ６のハイレベル期間の開始時点ｔ９から流れ始め、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ１１から追加時間Ｔａｗが経過した時点ｔ１２でゼロになる。このときの電流ｉＬ３に関しては、デッドタイムＴｄの開始時点ｔ１０からｉＬ３≧ｉＷとなることで、図３における上から４段目の電流波形に関して斜線で示す領域の電流ｉＬ３が共振用コンデンサ９Ｗに流れ込みＬＣ共振が発生する。電流ｉＬ３は、デッドタイムＴｄの終了時点ｔ１１以降は第３共振用インダクタＬ３に直接接続されている第３ダイオード１３を介して電力変換回路１１に回生される。
　制御装置５０は、出力電流ｉＷに基づいて追加時間Ｔａｗを決定する。より詳細には、制御装置５０では、電流センサによる出力電流ｉＷの検出結果と、あらかじめ記憶している第３共振用インダクタＬ３のインダクタンスＬ３と、回生用コンデンサ１５の電圧（回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５）の検出結果とを用いて、Ｔａｗ＝ｉＷ×（Ｌ３／Ｖ１５）の演算により追加時間Ｔａｗを決定する。このときの出力電流ｉＷの検出結果又はその信号処理値としては、追加時間Ｔａｗを加算するキャリア周期での、又はそのキャリア周期に最も近いタイミング等での検出値を用いる。また、このときの出力電流ｉＷの推定値は、追加時間Ｔａｗを加算するキャリア周期での出力電流ｉＷを推定した値等を用いる。
　なお、電力変換装置１００では、出力電流ｉＷの極性が負の場合は、双方向スイッチ８Ｗをオンさせることなく、共振用コンデンサ９Ｗを充電でき第１スイッチング素子１Ｗのゼロ電圧ソフトスイッチングを実現できる。
　電力変換装置１００は、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２のうちゼロ電圧ソフトスイッチングの対象となるスイッチング素子に関連する共振用コンデンサ９と共振用インダクタとを共振させる。このとき、ゼロ電圧ソフトスイッチングの対象となるスイッチング素子に関連する共振用コンデンサ９の両端電圧は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を中心とする共振電圧の振幅に応じて変化する。このとき、スイッチング素子の両端電圧が、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間に印加される直流電源Ｅ１の電圧値Ｖｄ（図２及び３参照）から０まで変化することによってゼロ電圧ソフトスイッチングが実現される。回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５は、共振用コンデンサ９と共振用インダクタとの共振１回ごとの回生用コンデンサ１５の充電電荷量又は放電電荷量に応じて変化する。また、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５は、１キャリア周期ごとの回生用コンデンサ１５の充放電電荷量に応じて変化する。回生用コンデンサ１５では、１キャリア周期ごとに、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷに関連する充電電荷量又は放電電荷量が決まるが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷのうち絶対値が最も大きい電流による電荷量が最も大きくなる。したがって、電力変換装置１００では、１キャリア周期ごとに回生用コンデンサ１５の充放電電荷量がずれるが、交流負荷ＲＡ１であるモータが正常に回転している場合には各相の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷが正弦波状であり互いの位相が１２０°異なるので、回生用コンデンサ１５での充放電のバランスがとれ、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５の変動が抑制される。
　制御装置５０は、第１制御動作では、複数のスイッチング回路１０の各々について第１スイッチング素子１Ｕ、１Ｖ、１ＷへのＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１のハイレベル期間と第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２ＷへのＰＷＭ信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２のハイレベル期間との間にデッドタイムＴｄを設定する。また、第１制御動作では、複数の双方向スイッチ８のうち複数のスイッチング回路１０の各々に対応する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄに重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイムＴｄの開始時点よりも追加時間だけ早める。
　ところで、電力変換装置１００では、仮に制御装置５０が第１制御動作のみしか行わないとすると、例えば、負荷の状態変化として、交流負荷ＲＡ１であるモータがロックした場合、各相の出力電流それぞれが互いに異なる一定値になってしまう。すると、電力変換装置１００では、グランド電位に対する回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５と、直流電源Ｅ１の電圧値Ｖｄの半分の値（Ｖｄ／２）との差が大きくなってしまう。すると、電力変換装置１００では、ゼロ電圧ソフトスイッチングを実現させるために共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗと第１～第３共振用インダクタＬ１～Ｌ３とを共振させたときに、共振電圧の振幅が小さくなり、ゼロ電圧ソフトスイッチングを実現できなくなる可能性がある。
　そこで、電力変換装置１００の制御装置５０は、上述の第１制御動作の他に以下の動作も行えるように構成されている。
　電力変換装置１００では、制御装置５０は、グランド電位に対する回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５の検出電位を取得する。制御装置５０は、例えば、検出電位をキャリア信号の１周期毎に取得する。例えば、制御装置５０は、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間に印加される直流電圧の電圧値Ｖｄをあらかじめ記憶していてもよいし、電圧値Ｖｄの検出結果を取得してもよい。制御装置５０は、検出電位と、Ｖｄ／２の値と、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの検出結果とに基づいて制御動作の内容を決定する。
　制御装置５０は、回生用コンデンサ１５の検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１以上第２閾値Ｖｔｈ２以下の範囲内である場合には、第１制御動作を行い、回生用コンデンサ１５の検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、第２制御動作を行い、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、第３制御動作を行う。第１閾値Ｖｔｈ１は、Ｖｄ／２よりも小さい。第２閾値Ｖｔｈ２は、Ｖｄ／２よりも大きい。第１閾値Ｖｔｈ１は、例えば、Ｖｄ／２の９０％の値である。また、第２閾値Ｖｔｈ２は、例えば、Ｖｄ／２の１１０％の値である。第２制御動作は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を上昇させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。第３制御動作は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を下降させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。
　第１制御動作は、上述のように、複数の双方向スイッチ８のうち複数のスイッチング回路１０の各々に対応する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄに重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイムＴｄの開始時点よりも追加時間だけ早める動作である。双方向スイッチ８Ｕへの制御信号のハイレベル期間は、第１ＩＧＢＴ６Ｕへの制御信号ＳＵ６の電位レベルがハイレベルの期間、又は、第２ＩＧＢＴ７Ｕへの制御信号ＳＵ７の電位レベルがハイレベルの期間である。双方向スイッチ８Ｖへの制御信号のハイレベル期間は、第１ＩＧＢＴ６Ｖへの制御信号ＳＶ６の電位レベルがハイレベルの期間、又は、第２ＩＧＢＴ７Ｖへの制御信号ＳＶ７の電位レベルがハイレベルの期間である。双方向スイッチ８Ｗへの制御信号のハイレベル期間は、第１ＩＧＢＴ６Ｗへの制御信号ＳＷ６の電位レベルがハイレベルの期間、又は、第２ＩＧＢＴ７Ｗへの制御信号ＳＷ７の電位レベルがハイレベルの期間である。双方向スイッチ８Ｕへの制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄの開始時点よりも早める追加時間は、上述の追加時間Ｔａｕである。双方向スイッチ８Ｖへの制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄの開始時点よりも早める追加時間は、上述の追加時間Ｔａｖである。双方向スイッチ８Ｗへの制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄの開始時点よりも早める追加時間は、上述の追加時間Ｔａｗである。
　第２制御動作は、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を上昇させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。第３制御動作は、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を下降させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。
　制御装置５０は、第２制御動作では、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８のハイレベル期間をゼロとする。このときの動作例について、図６を参照しながら説明する。
　図６には、交流負荷ＲＡ１であるモータがロックして出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれが互いに異なる一定値となった場合の一例について、キャリア信号と、制御信号ＳＵ６、ＳＶ７、ＳＷ７と、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷと、第１共振用インダクタＬ１に流れる電流ｉＬ１と、第２共振用インダクタＬ２に流れる電流ｉＬ２と、第３共振用インダクタＬ３に流れる電流ｉＬ３と、を図示してある。図６では、出力電流ｉＵの絶対値＞出力電流ｉＷの絶対値＞出力電流ｉＶの絶対値となっており、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間＞制御信号ＳＷ７のハイレベル期間＞制御信号ＳＶ７のハイレベル期間となっている。電流ｉＬ１、ｉＬ２、ｉＬ３の振幅は、電流ｉＬ１、ｉＬ２、ｉＬ３に対応する出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの絶対値が大きいほど大きい。また、図６には、第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗそれぞれの両端電圧Ｖ２Ｕ、Ｖ２Ｖ、Ｖ２Ｗと、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５と、を図示してある。第２スイッチング素子２Ｕ、２Ｖ、２Ｗの両端電圧Ｖ２Ｕ、Ｖ２Ｖ、Ｖ２Ｗは、それぞれ、共振用コンデンサ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗの両端電圧と同じである。また、図６には、キャリア周期毎に回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を取得するタイミングを矢印で示してある。
　電力変換装置１００では、図６に示すように出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、正、負、負の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の放電動作、充電動作、充電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第２制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をゼロとすることができる。制御装置５０は、図６に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し（図６中において時間軸の下に付した上向きの矢印のタイミングで取得し）、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する第１ＩＧＢＴ６Ｕへの制御信号ＳＵ６のハイレベル期間をゼロとする。これにより、回生用コンデンサ１５の放電動作を伴うゼロ電圧ソフトスイッチングが行われないので、次のキャリア周期における回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５が第１閾値Ｖｔｈ１よりも大きくなる。図６では、ハイレベル期間をゼロに変更する前の制御信号ＳＵ６及びそれに対応する電流ｉＬ１を二点鎖線で示してある。電力変換装置１００では、第１ＩＧＢＴ６Ｕへの制御信号ＳＵ６のハイレベル期間がゼロになると、図６に示すように、第２スイッチング素子２Ｕの両端電圧Ｖ２Ｕの立ち上がりが急峻になる。このとき、電力変換装置１００では、第１スイッチング素子１Ｕのゼロ電圧ソフトスイッチングが行われずハードスイッチングが発生するが、第１スイッチング素子１Ｖ及び第１スイッチング素子１Ｗはゼロ電圧ソフトスイッチングされる。
　制御装置５０は、第３制御動作では、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８のハイレベル期間をゼロとする。このときの動作例について、図７を参照しながら説明する。図７の見方は、図６の見方と同様である。
　電力変換装置１００では、図７に示すように出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、負、正、正の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の充電動作、放電動作、放電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第３制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をゼロとすることができる。制御装置５０は、図７に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する第２ＩＧＢＴ７Ｕへの制御信号ＳＵ７のハイレベル期間をゼロとする。これにより、回生用コンデンサ１５の充電動作を伴うゼロ電圧ソフトスイッチングが行われないので、次のキャリア周期における回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５が第２閾値Ｖｔｈ２よりも小さくなる。図７では、ハイレベル期間をゼロに変更する前の制御信号ＳＵ７及びそれに対応する電流ｉＬ１を二点鎖線で示してある。
　（４）まとめ
　実施形態１に係る電力変換装置１００では、制御装置５０が、複数の双方向スイッチ８のうち複数のスイッチング回路１０の各々に対応する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄに重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイムＴｄの開始時点よりも追加時間だけ早める第１制御動作を行う。これにより、電力変換装置１００は、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２それぞれのゼロ電圧ソフトスイッチングを実現することが可能となる。また、電力変換装置１００の制御装置５０は、キャリア周期毎に回生用コンデンサ１５の第４端１５４の検出電位を取得し、検出電位がＶｄ／２よりも小さい第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を上昇させる第２制御動作を行い、検出電位がＶｄ／２がＶｄ／２よりも大きい第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を下降させる第３制御動作を行う。これにより、電力変換装置１００は、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の変動を抑制することが可能となり、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の変動に対して何も行わない場合と比べて、ソフトスイッチングの割合が増えて、結果的に電力変換効率の向上とノイズの低減を図れる。
　また、実施形態１に係る電力変換装置１００では、制御装置５０は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の検出電位をキャリア信号の１周期毎に取得する。第２制御動作は、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を上昇させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。第３制御動作は、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を下降させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。よって、実施形態１に係る電力変換装置１００は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位の変動を、より速やかに抑制することが可能となる。
　また、実施形態１に係る電力変換装置１００における制御装置５０は、第２制御動作では、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をゼロとする。第３制御動作では、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をゼロとする。よって、実施形態１に係る電力変換装置１００は、第１制御動作からの簡単な変更で第２制御動作及び第３制御動作を実施することが可能となる。
　（実施形態２）
　実施形態２に係る電力変換装置１００Ａについて、図８～１３を参照して説明する。実施形態２に係る電力変換装置１００Ａに関し、実施形態１に係る電力変換装置１００と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　（１）電力変換装置の構成
　実施形態２に係る電力変換装置１００Ａでは、図８に示すように、実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）における第１共振用インダクタＬ１と第２共振用インダクタＬ２と第３共振用インダクタＬ３とが１つの共振用インダクタＬ０で構成されている。したがって、電力変換装置１００Ａでは、共振用インダクタＬ０が、複数の共振用コンデンサ９に共通の共振用インダクタである。電力変換装置１００Ａでは、共振用インダクタＬ０と共振用コンデンサ９ＵとでＵ相に対応する共振回路が構成され、共振用インダクタＬ０と共振用コンデンサ９ＶとでＶ相に対応する共振回路が構成され、共振用インダクタＬ０と共振用コンデンサ９ＷとでＷ相に対応する共振回路が構成される。見方を変えれば、電力変換装置１００Ａでは、共振用インダクタＬ０が、第１共振用インダクタＬ１と第２共振用インダクタＬ２と第３共振用インダクタＬ３とを兼ねており、共振用インダクタの数を減らすことができる。また、電力変換装置１００Ａは、保護回路１７の数も減らすことができる。
　電力変換装置１００Ａでは、電力変換装置１００と同様、複数の双方向スイッチ８が、複数のスイッチング回路１０に一対一に対応する。複数の双方向スイッチ８の各々では、第１端８１が、この双方向スイッチ８に対応するスイッチング回路１０における第１スイッチング素子１及び第２スイッチング素子２の接続点３に接続されている。
　電力変換装置１００Ａでは、複数の双方向スイッチ８の第２端８２が、１つの共通接続点２５に接続されている。
　共振用インダクタＬ０は、第１端及び第２端を有する。共振用インダクタＬ０では、共振用インダクタＬ０の第１端が共通接続点２５に接続されている。回生用コンデンサ１５は、共振用インダクタＬ０の第２端と第２直流端子３２との間に接続されている。
　（２）電力変換装置の動作
　制御装置５０は、第１制御動作を行っているときに、共振用インダクタＬ０に複数のスイッチング回路１０のうち２つのスイッチング回路１０に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、複数の双方向スイッチ８のうち２つのスイッチング回路１０に対応する２つの双方向スイッチ８への２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。電力変換装置１００Ａでは、制御装置５０が２つの双方向スイッチ８への２つの制御信号のハイレベル期間を重ね合わせた場合、２つの制御信号が重なっていない場合と比べて、ＬＣ共振の周期が√２倍となり、かつ、共振用インダクタＬ０に流れる電流が大きくなる。したがって、制御装置５０は、２つの双方向スイッチ８への２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。このとき、制御装置５０は、２つのスイッチング回路１０においてゼロ電圧ソフトスイッチングを実現させるために、デッドタイムが√２倍となり、追加時間が２相の追加時間の合計となるようにハイレベル期間を決定する。このとき、制御装置５０は、２つのスイッチング回路１０に対応する２つの双方向スイッチ８への２つの制御信号それぞれのハイレベル期間の開始時点と終了時点との少なくとも一方をシフトさせる制御を行うことによって、２つの双方向スイッチ８への２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点及び終了時点を一致させる。図９では、Ｕ相の共振電流とＷ相の共振電流が同時に流れると判断した場合において、２つの制御信号ＳＶ６、ＳＷ６それぞれのハイレベル期間を延長して２つのハイレベル期間の全部同士を重ねる前のＰＷＭ信号ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２、及び、制御信号ＳＶ７、ＳＷ７を二点鎖線で示してある。また、図９では、制御信号ＳＶ７、ＳＷ７それぞれのハイレベル期間を延長して２つのハイレベル期間の全部同士を重ねたときのＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２、及び、制御信号ＳＵ６、ＳＶ７、ＳＷ７を実線で示してある。また、図９では、制御信号ＳＶ７、ＳＷ７の全部同士を重ねる前において制御信号ＳＶ７、ＳＷ７のハイレベル期間に流れる電流ｉＬ０を二点鎖線で示し、制御信号ＳＶ７、ＳＷ７の全部同士を重ねたときに流れる電流ｉＬ０を実線で示してある。なお、図９では、二点鎖線のＰＷＭ信号、制御信号と実線のＰＷＭ信号、制御信号とを見比べやすくするために、ハイレベル期間の電位レベルを異ならせてあるが、実際にはハイレベル期間の電位レベルは同じである。
　制御装置５０は、第２制御動作では、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する２つの双方向スイッチ８のうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとする。このときの動作例について、図１０及び１１を参照しながら説明する。図１０及び１１の見方は、図６の見方と同様である。
　電力変換装置１００Ａでは、図１０に示すように出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、負、正、正の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の充電動作、放電動作、放電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第２制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する２つの双方向スイッチ８Ｖ、８Ｗのうち１つ（双方向スイッチ８Ｖ）への制御信号ＳＶ６のハイレベル期間をゼロとすることができる。制御装置５０は、図１０に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する第１ＩＧＢＴ６Ｖへの制御信号ＳＶ６のハイレベル期間をゼロとし、第１ＩＧＢＴ６Ｗへの制御信号ＳＷ６のハイレベル期間を短縮する。これにより、次のキャリア周期における回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５が第１閾値Ｖｔｈ１よりも大きくなる。図１０では、ハイレベル期間をゼロに変更する前の制御信号ＳＶ６及びそれに対応する電流ｉＬ０を二点鎖線で示してある。
　電力変換装置１００Ａでは、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合において、検出電位と第１閾値Ｖｔｈ１との差分値が所定値よりも大きいときに、図１１に示すように、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する第１ＩＧＢＴ６Ｖ、６Ｗへの制御信号ＳＶ６、ＳＷ６のハイレベル期間をゼロとする。これにより、次のキャリア周期における回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５が第１閾値Ｖｔｈ１よりも大きくなる。
　制御装置５０は、第３制御動作では、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する２つの双方向スイッチ８のうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとする。このときの動作例について、図１２及び１３を参照しながら説明する。図１２及び１３の見方は、図６の見方と同様である。
　電力変換装置１００Ａでは、図１２に示すように出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、正、負、負の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の放電動作、充電動作、充電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第２制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する２つの双方向スイッチ８Ｖ、８Ｗのうち１つ（双方向スイッチ８Ｖ）への制御信号ＳＶ７のハイレベル期間をゼロとすることができる。制御装置５０は、図１２に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する第２ＩＧＢＴ７Ｖへの制御信号ＳＶ７のハイレベル期間をゼロとし、第２ＩＧＢＴ７Ｗへの制御信号ＳＷ７のハイレベル期間を短縮する。これにより、次のキャリア周期における回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５が第２閾値Ｖｔｈ２よりも小さくなる。図１２では、ハイレベル期間をゼロに変更する前の制御信号ＳＶ７及びそれに対応する電流ｉＬ０を二点鎖線で示してある。
　電力変換装置１００Ａでは、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合において、検出電位と第２閾値Ｖｔｈ２との差分値が所定値よりも大きいときに、図１３に示すように、回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する第２ＩＧＢＴ７Ｖ、７Ｗへの制御信号ＳＶ７、ＳＷ７のハイレベル期間をゼロとする。これにより、次のキャリア周期における回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５が第２閾値Ｖｔｈ２よりも小さくなる。
　（３）まとめ
　実施形態２に係る電力変換装置１００Ａでは、制御装置５０は、第１制御動作を行っているときに、共振用インダクタＬ０に２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、２相の共振電流それぞれが流れる２つの双方向スイッチ８それぞれへの制御信号のハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。これにより、電力変換装置１００Ａは、共振用インダクタＬ０の数を１つにした構成において、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２それぞれのゼロ電圧ソフトスイッチングを実現することが可能となる。また、電力変換装置１００Ａの制御装置５０は、第２制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する２つの双方向スイッチ８のうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとする。また、制御装置５０は、第３制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する２つの双方向スイッチ８のうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとする。これにより、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａは、共振用インダクタＬ０の数を１つにした構成において、電力変換効率の向上とノイズの低減を図れる。
　（実施形態３）
　実施形態３に係る電力変換装置１００の回路構成は実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同じなので、回路図の図示を省略する。以下、実施形態３に係る電力変換装置１００の動作については図１、１４及び１５に基づいて説明する。
　実施形態３に係る電力変換装置１００では、制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作が、実施形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作と異なる。
　本実施形態の制御装置５０は、第２制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間を短縮する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように短縮する。このときの動作例について、図１４を参照しながら説明する。図１４の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態３に係る電力変換装置１００では、図１４に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、正、負、負の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の放電動作、充電動作、充電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第２制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８Ｕへの制御信号ＳＵ６のハイレベル期間を短縮する。制御装置５０は、図１４に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する第１ＩＧＢＴ６Ｕへの制御信号ＳＵ６のハイレベル期間を短縮する。制御信号ＳＵ６のハイレベル期間の短縮後の、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間は、ゼロよりも長い期間である。
　本実施形態の制御装置５０は、第３制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間を短縮する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように短縮する。このときの動作例について、図１５を参照しながら説明する。図１５の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態３に係る電力変換装置１００では、図１５に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、負、正、正の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の充電動作、放電動作、放電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第３制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８Ｕへの制御信号ＳＵ７のハイレベル期間を短縮する。制御装置５０は、図１５に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する第２ＩＧＢＴ７Ｕへの制御信号ＳＵ７のハイレベル期間をゼロよりも長い期間に短縮する。制御信号ＳＵ７のハイレベル期間の短縮後の、制御信号ＳＵ７のハイレベル期間は、ゼロよりも長い期間である。
　実施形態３に係る電力変換装置１００によれば、実施形態１に係る電力変換装置１００と比べて、第２制御動作及び第３制御動作において出力電流にリプルが発生するのを抑制できる。また、実施形態３に係る電力変換装置１００によれば、実施形態１に係る電力変換装置１００と比べて、第２制御動作及び第３制御動作においてスイッチング損失を低減できるので、電力変換効率を更に向上させることが可能となる。
　（実施形態４）
　実施形態４に係る電力変換装置１００Ａの回路構成は実施形態２に係る電力変換装置１００Ａ（図８参照）と同じなので、回路図の図示を省略する。以下、実施形態４に係る電力変換装置１００Ａの動作については図８、１６及び１７に基づいて説明する。
　実施形態４に係る電力変換装置１００Ａでは、制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作が、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａの制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作と異なる。
　実施形態４に係る電力変換装置１００Ａの制御装置５０は、第１制御動作を行っているときに、共振用インダクタＬ０に複数のスイッチング回路１０のうち２つのスイッチング回路１０に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、複数の双方向スイッチ８のうち２つのスイッチング回路１０に対応する２つの双方向スイッチ８への２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。
　本実施形態の制御装置５０は、第２制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する２つの双方向スイッチ８それぞれへの制御信号のハイレベル期間を短縮する。このときの動作例について、図１６を参照しながら説明する。図１６の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態４に係る電力変換装置１００では、図１６に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、負、正、正の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の充電動作、放電動作、放電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第２制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８Ｖ、８Ｗへの制御信号ＳＶ６、ＳＷ６のハイレベル期間を短縮する。制御装置５０は、図１６に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する第１ＩＧＢＴ６Ｖ、６Ｗへの制御信号ＳＶ６、ＳＷ６のハイレベル期間を同じ時間だけ短縮する。制御信号ＳＶ６、ＳＷ６の短縮後のハイレベル期間は、ゼロよりも長い期間である。
　本実施形態の制御装置５０は、第３制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する２つの双方向スイッチ８それぞれへの制御信号のハイレベル期間を短縮する。このときの動作例について、図１７を参照しながら説明する。図１７の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態４に係る電力変換装置１００では、図１７に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、正、負、負の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の放電動作、充電動作、充電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第３制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８Ｖ、８Ｗへの制御信号ＳＶ７、ＳＷ７のハイレベル期間を短縮する。制御装置５０は、図１７に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する第２ＩＧＢＴ７Ｖ、７Ｗへの制御信号ＳＶ７、ＳＷ７のハイレベル期間を同じ時間だけ短縮する。制御信号ＳＶ７、ＳＷ７の短縮後のハイレベル期間は、ゼロよりも長い期間である。
　実施形態４に係る電力変換装置１００Ａによれば、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａと比べて、第２制御動作及び第３制御動作において出力電流にリプルが発生するのを抑制できる。また、実施形態４に係る電力変換装置１００Ａによれば、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａと比べて、第２制御動作及び第３制御動作においてスイッチング損失を低減できるので、電力変換効率を更に向上させることが可能となる。
　（実施形態５）
　実施形態５に係る電力変換装置１００の回路構成は実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同じなので、回路図の図示を省略する。以下、実施形態５に係る電力変換装置１００の動作については図１、１８及び１９に基づいて説明する。
　実施形態５に係る電力変換装置１００では、制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作が、実施形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作と異なる。
　本実施形態の制御装置５０は、第２制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。このときの動作例について、図１８を参照しながら説明する。図１８の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態５に係る電力変換装置１００では、図１８に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、正、負、負の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の放電動作、充電動作、充電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第２制御動作において、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のうちハイレベル期間の最も短い制御信号（図１８では、ＳＶ７）のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。制御装置５０は、図１８に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、回生用コンデンサ１５の充電動作に関係する第２ＩＧＢＴ７Ｖへの制御信号ＳＶ７のハイレベル期間を延長する。制御装置５０は、制御信号ＳＶ７のハイレベル期間を延長するとき、ハイレベル期間の開始時点を早め、ハイレベル期間の終了時点を遅くする。
　本実施形態の制御装置５０は、第３制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。このときの動作例について、図１９を参照しながら説明する。図１９の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態５に係る電力変換装置１００では、図１９に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、負、正、正の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の充電動作、放電動作、放電動作に関係する。したがって、制御装置５０は、第３制御動作では、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する双方向スイッチ８への制御信号のうちハイレベル期間の最も短い制御信号（図１９では、制御信号ＳＶ６）のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。制御装置５０は、図１９に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係する第１ＩＧＢＴ６Ｖへの制御信号ＳＶ６のハイレベル期間を延長する。制御装置５０は、制御信号ＳＶ６のハイレベル期間を延長するとき、ハイレベル期間の開始時点を早め、ハイレベル期間の終了時点を遅くする。
　実施形態５に係る電力変換装置１００によれば、実施形態１に係る電力変換装置１００と比べて、第２制御動作及び第３制御動作において出力電流にリプルが発生するのを抑制できる。また、実施形態５に係る電力変換装置１００によれば、実施形態１に係る電力変換装置１００と比べて、第２制御動作及び第３制御動作においてスイッチング損失を低減できるので、電力変換効率を更に向上させることが可能となる。
　（実施形態６）
　実施形態６に係る電力変換装置１００Ａの回路構成は実施形態２に係る電力変換装置１００Ａ（図８参照）と同じなので、回路図の図示を省略する。以下、実施形態６に係る電力変換装置１００Ａの動作については図８、２０及び２１に基づいて説明する。
　実施形態６に係る電力変換装置１００Ａでは、制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作が、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａの制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作と異なる。
　本実施形態の制御装置５０は、第１制御動作を行っているときに、共振用インダクタＬ０に複数のスイッチング回路１０のうち２つのスイッチング回路１０に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、複数の双方向スイッチ８のうち２つのスイッチング回路１０に対応する２つの双方向スイッチ８への２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。
　本実施形態の制御装置５０は、第２制御動作では、２つの双方向スイッチ８とは異なる双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。このときの動作例について、図２０を参照しながら説明する。図２０の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態６に係る電力変換装置１００Ａでは、図２０に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、正、負、負の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の放電動作、充電動作、充電動作に関係する。制御装置５０は、図２０に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、ハイレベル期間を重ねる２つの双方向スイッチ８Ｖ、８Ｗとは異なる双方向スイッチ８Ｕの第１ＩＧＢＴ６Ｕへの制御信号ＳＵ６のハイレベル期間を延長する。制御装置５０は、制御信号ＳＵ６のハイレベル期間を延長するとき、ハイレベル期間の開始時点を早める。
　本実施形態の制御装置５０は、第３制御動作では、２つの双方向スイッチ８とは異なる双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ１５に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。このときの動作例について、図２１を参照しながら説明する。図２１の見方は、図６の見方と同様である。
　実施形態６に係る電力変換装置１００Ａでは、図２１に示すように、出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの極性が、それぞれ、負、正、正の場合、双方向スイッチ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが、それぞれ、回生用コンデンサ１５の充電動作、放電動作、放電動作に関係する。制御装置５０は、図２１に示すように、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、ハイレベル期間を重ねる２つの双方向スイッチ８Ｖ，８Ｗとは異なる双方向スイッチ８Ｕの第２ＩＧＢＴ７Ｕへの制御信号ＳＵ７のハイレベル期間を延長する。ハイレベル期間を延長するとき、ハイレベル期間の開始時点を早める。
　実施形態６に係る電力変換装置１００Ａによれば、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａと比べて、第２制御動作及び第３制御動作においてスイッチング損失を低減できるので、電力変換効率を更に向上させることが可能となる。
　（実施形態７）
　実施形態７に係る電力変換装置１００の回路構成は実施形態１に係る電力変換装置１００（図１参照）と同じなので、回路図の図示を省略する。以下、実施形態７に係る電力変換装置１００の動作については図１、２２及び２３に基づいて説明する。
　実施形態７に係る電力変換装置１００では、制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作が、実施形態１に係る電力変換装置１００の制御装置５０の第２制御動作及び第３制御動作と異なる。
　制御装置５０は、第１制御動作では、複数のスイッチング回路１０の各々について第１スイッチング素子１へのＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１のハイレベル期間と第２スイッチング素子２へのＰＷＭ信号ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２のハイレベル期間との間にデッドタイムＴｄを設定する。第１制御動作では、複数の双方向スイッチ８のうち複数のスイッチング回路１０の各々に対応する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄに重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイムの開始時点よりも追加時間だけ早める。
　制御装置５０は、第２制御動作では、キャリア信号の１周期毎に回生用コンデンサ１５の第４端１５４の検出電位を取得し、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち１つの双方向スイッチ８に対して、キャリア信号の１周期において、デッドタイムＴｄに重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、回生用コンデンサ１５の充電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える。このときの動作例について、図２２を参照しながら説明する。図２２の見方は、図６の見方と同様である。
　図２２の例では、制御装置５０は、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、双方向スイッチ８Ｕに対して、デッドタイムＴｄに重複するハイレベル期間を有する制御信号ＳＵ６とは別に、回生用コンデンサ１５の充電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号ＳＵ７を与える。
　制御装置５０は、第３制御動作では、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ８のうち１つの双方向スイッチ８に対してキャリア信号の１周期において、デッドタイムＴｄに重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える。このときの動作例について、図２３を参照しながら説明する。図２３の見方は、図６の見方と同様である。
　図２３の例では、制御装置５０は、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の検出電位をキャリア周期毎に取得し、検出電位が第２閾値Ｖｔｈ２よりも小さい場合には、双方向スイッチ８Ｕに対して、デッドタイムＴｄに重複するハイレベル期間を有する制御信号ＳＵ７とは別に、回生用コンデンサ１５の放電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号ＳＵ６を与える。
　実施形態７に係る電力変換装置１００では、制御装置５０が、複数の双方向スイッチ８のうち複数のスイッチング回路１０の各々に対応する双方向スイッチ８への制御信号のハイレベル期間をデッドタイムＴｄに重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイムＴｄの開始時点よりも追加時間だけ早める第１制御動作を行う。これにより、電力変換装置１００は、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２それぞれのゼロ電圧ソフトスイッチングを実現することが可能となる。また、電力変換装置１００の制御装置５０は、キャリア周期毎に回生用コンデンサ１５の第４端１５４の検出電位を取得し、検出電位がＶｄ／２よりも小さい第１閾値Ｖｔｈ１よりも小さい場合には、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を上昇させる第２制御動作を行い、検出電位がＶｄ／２がＶｄ／２よりも大きい第２閾値Ｖｔｈ２よりも大きい場合には、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を下降させる第３制御動作を行う。これにより、電力変換装置１００は、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の変動を抑制することが可能となり、回生用コンデンサ１５の電位Ｖ１５の変動に対して何も行わない場合と比べて、ソフトスイッチングの割合が増えて、結果的に電力変換効率の向上とノイズの低減を図れる。
　また、実施形態７に係る電力変換装置１００では、制御装置５０は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の検出電位をキャリア信号の１周期毎に取得する。制御装置５０の第２制御動作は、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を上昇させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。制御装置５０の第３制御動作は、複数の交流端子４１から出力される複数の出力電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷそれぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５を下降させるように複数の双方向スイッチ８を制御する動作である。よって、実施形態７に係る電力変換装置１００は、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位の変動を、より速やかに抑制することが可能となる。
　また、実施形態７に係る電力変換装置１００における制御装置５０は、第２制御動作及び第３制御動作のいずれも第１制御動作の場合と比べて制御信号を追加するだけなので、第１制御動作からの簡単な変更で第２制御動作及び第３制御動作を実施することが可能となる。
　（実施形態８）
　以下、実施形態８に係る電力変換装置１００Ｂについて、図２４に基づいて説明する。実施形態８に係る電力変換装置１００Ｂは、共振用インダクタＬ０の第２端と第１直流端子３１との間に接続されているコンデンサ１６を更に備える点で、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａ（図８参照）と相違する。実施形態８に係る電力変換装置１００Ｂに関し、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａと同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
　電力変換装置１００Ｂは、実施形態２に係る電力変換装置１００ＡにおけるコンデンサＣ１０を備えていない。コンデンサ１６は、回生用コンデンサ１５に直列接続されている。したがって、電力変換装置１００Ｂでは、コンデンサ１６と回生用コンデンサ１５との直列回路が、第１直流端子３１と第２直流端子３２との間に接続されている。コンデンサ１６のキャパシタンスは、回生用コンデンサ１５のキャパシタンスと同じである。「コンデンサ１６のキャパシタンスは、回生用コンデンサ１５のキャパシタンスと同じである」とは、コンデンサ１６のキャパシタンスが回生用コンデンサ１５のキャパシタンスに完全に一致する場合だけに限らず、コンデンサ１６のキャパシタンスが回生用コンデンサ１５のキャパシタンスの９５％以上１０５％以下の範囲内であればよい。
　実施形態８に係る電力変換装置１００Ｂでは、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５は、直流電源Ｅ１の電圧値Ｖｄをコンデンサ１６と回生用コンデンサ１５とで分圧した値となる。したがって、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５は、Ｖｄ／２となる。実施形態８に係る電力変換装置１００Ｂでは、制御装置５０が、回生用コンデンサ１５の第４端１５４の電位Ｖ１５の値をあらかじめ記憶していてもよい。
　実施形態８に係る電力変換装置１００Ｂの制御装置５０は、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａの制御装置５０と同様、第１制御動作、第２制御動作及び第３制御動作を行う。したがって、実施形態８に係る電力変換装置１００Ｂは、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａと同様、電力変換効率の向上を図ることが可能となる。
　（実施形態９）
　以下、実施形態９に係る電力変換装置１００Ｃについて、図２５に基づいて説明する。実施形態９に係る電力変換装置１００Ｃは、回生用コンデンサ１５が共振用インダクタＬ０の第２端と第１直流端子３１との間に接続されている点で、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａ（図８参照）と相違する。実施形態９に係る電力変換装置１００Ｃに関し、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａと同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
　実施形態９に係る電力変換装置１００Ｃの制御装置５０は、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａの制御装置５０と同様、第１制御動作、第２制御動作及び第３制御動作を行う。したがって、実施形態９に係る電力変換装置１００Ｃは、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａと同様、電力変換効率の向上を図ることが可能となる。
　（変形例）
　上記の実施形態１～９等は、本開示の様々な実施形態の一つに過ぎない。上記の実施形態１～９等は、本開示の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
　例えば、複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々は、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）でもよい。この場合、複数の第１ダイオード４の各々は、対応する第１スイッチング素子１を構成するＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード等で代用されてもよい。また、複数の第２ダイオード５の各々は、対応する第２スイッチング素子２を構成するＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード等で代用されてもよい。ＭＯＳＦＥＴは、例えば、Ｓｉ系ＭＯＳＦＥＴ又はＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴである。複数の第１スイッチング素子１及び複数の第２スイッチング素子２の各々は、例えば、バイポーラトランジスタ又はＧａＮ系ＧＩＴ（Gate Injection Transistor）であってもよい。
　また、電力変換装置１００、１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃでは、複数の共振用コンデンサ９の各々の容量が比較的小さい場合、複数の共振用コンデンサ９を外付けする代わりに、複数の第２スイッチング素子２の両端間の寄生容量が、複数の共振用コンデンサ９を兼ねていてもよい。
　例えば、実施形態２に係る電力変換装置１００Ａにおける複数の双方向スイッチ８の各々は、例えば、図２６～３０のいずれかの例に示した構成であってもよい。
　図２６に示した例では、複数の双方向スイッチ８の各々において、第１ＩＧＢＴ６と第２ＩＧＢＴ７とが逆直列接続されている。図２６に示した例では、複数の双方向スイッチ８の各々において、第１ＩＧＢＴ６のコレクタ端子と第２ＩＧＢＴ７のコレクタ端子とが接続されており、第１ＩＧＢＴ６のエミッタ端子が、複数のスイッチング回路１０のうち対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続され、第２ＩＧＢＴ７のエミッタが共通接続点２５に接続されている。また、複数の双方向スイッチ８の各々は、第１ＩＧＢＴ６に逆並列接続されているダイオード６１と、第２ＩＧＢＴ７に逆並列接続されているダイオード７１と、を更に有する。
　図２６に示した例では、第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７の各々は、ＭＯＳＦＥＴ又はバイポーラトランジスタに置換されていてもよい。この場合、図２６のダイオード６１及びダイオード７１は、それぞれ、置換された素子の寄生ダイオード、又は、置換された素子の１チップに内蔵された素子等で代用されてもよい。また、図２６では、ダイオード６１及びダイオード７１は、それぞれ、第１ＩＧＢＴ６及び第２ＩＧＢＴ７に外付けされる場合に限らず、１チップに内蔵された素子でもよい。
　図２７に示した例では、複数の双方向スイッチ８の各々において、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａと第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａとが逆直列接続されている。図２７に示した例では、複数の双方向スイッチ８の各々において、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａのドレイン端子と第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａのドレイン端子とが接続されている。また、複数の双方向スイッチ８の各々は、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａに逆並列接続されているダイオード６１と、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａに逆並列接続されているダイオード７１と、を更に有する。複数の双方向スイッチ８の各々では、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａのソース端子が共通接続点２５に接続されている。複数の双方向スイッチ８の各々では、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａのソース端子が、その第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａを有する双方向スイッチ８に対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続されている。双方向スイッチ８Ｕの第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａには、制御装置５０からＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２が与えられる。双方向スイッチ８Ｖの第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａには、制御装置５０からＰＷＭ信号ＳＶ１、ＳＶ２が与えられる。双方向スイッチ８Ｗの第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａには、制御装置５０からＰＷＭ信号ＳＷ１、ＳＷ２が与えられる。
　図２８に示した例では、複数の双方向スイッチ８の各々において、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａにダイオード６３が直列接続され、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａにダイオード７３が直列接続されている。図２８では、第１ＭＯＳＦＥＴ６Ａ及びダイオード６３の直列回路と、第２ＭＯＳＦＥＴ７Ａ及びダイオード７３の直列回路とが、逆並列接続されている。
　図２９に示した例では、複数の双方向スイッチ８の各々は、１つのＭＯＳＦＥＴ８０と、ＭＯＳＦＥＴ８０に逆並列接続されているダイオード８３と、ＭＯＳＦＥＴ８０に逆並列に接続されている、２つのダイオード８４、８５の直列回路と、ＭＯＳＦＥＴ８０に逆並列に接続されている、２つのダイオード８６、８７の直列回路と、を有する。複数の双方向スイッチ８の各々では、双方向スイッチ８におけるダイオード８４とダイオード８５との接続点（双方向スイッチ８の第１端８１）が、複数のスイッチング回路１０のうち対応するスイッチング回路１０の接続点３に接続され、ダイオード８６とダイオード８７との接続点（双方向スイッチ８の第２端８２）が、共通接続点２５に接続されている。双方向スイッチ８の各々では、ＭＯＳＦＥＴ８０がオン状態とのきに双方向スイッチ８がオン状態であり、ＭＯＳＦＥＴ８０がオフ状態のときに双方向スイッチ８がオフ状態である。
　複数の双方向スイッチ８のＭＯＳＦＥＴ８０は、制御装置５０によって制御される。制御装置５０は、双方向スイッチ８ＵのＭＯＳＦＥＴ８０のオンオフを制御する制御信号ＳＵ８と、双方向スイッチ８ＶのＭＯＳＦＥＴ８０のオンオフを制御する制御信号ＳＶ８と、双方向スイッチ８ＷのＭＯＳＦＥＴ８０のオンオフを制御する制御信号ＳＷ８と、を出力する。
　双方向スイッチ８では、ＭＯＳＦＥＴ８０がオン状態のときに共振用インダクタＬ０と共振用コンデンサ９とを含む共振回路による共振電流が流れる。電力変換装置１００Ａでは、共振電流を含む充電電流は、複数の双方向スイッチ８のうち１つの双方向スイッチ８がオン状態のとき、回生用コンデンサ１５－共振用インダクタＬ０－ダイオード８６－ＭＯＳＦＥＴ８０－ダイオード８５－接続点３－共振用コンデンサ９の経路で流れる。また、電力変換装置１００Ａでは、共振電流を含む放電電流は、複数の双方向スイッチ８のうち１つの双方向スイッチ８がオン状態のとき、共振用コンデンサ９－ダイオード８４－ＭＯＳＦＥＴ８０－ダイオード８７－共振用インダクタＬ０－回生用コンデンサ１５の経路で流れる。
　図２９の例では、ＭＯＳＦＥＴ８０の各々は、ＩＧＢＴに置換されていてもよい。また、図２９の例では、複数の双方向スイッチ８の各々は、ＭＯＳＦＥＴ８０の代わりに、例えば、バイポーラトランジスタ又はＧａＮ系ＧＩＴを有していてもよい。
　図３０の例では、複数の双方向スイッチ８の各々は、第１ソース端子、第１ゲート端子、第２ゲート端子及び第２ソース端子を有するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴである。図３０の例では、双方向スイッチ８Ｕを構成するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴの第１ゲート端子・第１ソース端子間に制御信号ＳＵ６が与えられ、第２ゲート端子・第２ソース端子間に制御信号ＳＵ７が与えられる。また、双方向スイッチ８Ｖを構成するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴの第１ゲート端子・第１ソース端子間に制御信号ＳＶ６が与えられ、第２ゲート端子・第２ソース端子間に制御信号ＳＶ７が与えられる。また、双方向スイッチ８Ｗを構成するデュアルゲート型のＧａＮ系ＧＩＴの第１ゲート端子・第１ソース端子間に制御信号ＳＷ６が与えられ、第２ゲート端子・第２ソース端子間に制御信号ＳＷ７が与えられる。
　また、実施形態２以外の実施形態１、３～９における複数の双方向スイッチ８の各々が、例えば、図２６～３０のいずれかの例に示した構成であってもよい。
　また、電力変換装置１００、１００Ａ，１００Ｂ、１００Ｃは、３相交流を出力する構成に限らず、３相以上の多相交流を出力する構成であればよい。
　（態様）
　以上説明した実施形態１～９等から、本明細書には以下の態様が開示されている。
　第１の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）は、第１直流端子（３１）及び第２直流端子（３２）と、電力変換回路（１１）と、複数の交流端子（４１）と、複数の双方向スイッチ（８）と、複数の共振用コンデンサ（９）と、回生用コンデンサ（１５）と、第１共振用インダクタ（Ｌ１）と、第２共振用インダクタ（Ｌ２）と、第３共振用インダクタ（Ｌ３）と、制御装置（５０）と、を備える。電力変換回路（１１）は、複数の第１スイッチング素子（１）及び複数の第２スイッチング素子（２）を有する。電力変換回路（１１）では、複数の第１スイッチング素子（１）と複数の第２スイッチング素子（２）とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路（１０）が互いに並列接続されている。電力変換回路（１１）では、複数の第１スイッチング素子（１）が第１直流端子（３１）に接続されており、複数の第２スイッチング素子（２）が第２直流端子（３２）に接続されている。複数の交流端子（４１）は、複数のスイッチング回路（１０）に一対一に対応する。複数の交流端子（４１）の各々は、対応するスイッチング回路（１０）における第１スイッチング素子（１）及び第２スイッチング素子（２）の接続点（３）に接続されている。複数の双方向スイッチ（８）は、複数のスイッチング回路（１０）に一対一に対応する。複数の双方向スイッチ（８）の各々は、対応するスイッチング回路（１０）における第１スイッチング素子（１）及び第２スイッチング素子（２）の接続点（３）に第１端（８１）が接続されている。複数の共振用コンデンサ（９）は、複数の双方向スイッチ（８）に一対一に対応する。複数の共振用コンデンサ（９）の各々は、対応する双方向スイッチ（８）の第１端（８１）と第２直流端子（３２）との間に接続されている。回生用コンデンサ（１５）は、第３端（１５３）及び第４端（１５４）を有する。回生用コンデンサ（１５）では、第３端（１５３）が第１直流端子（３１）又は第２直流端子（３２）に接続されている。第１共振用インダクタ（Ｌ１）は、複数の双方向スイッチ（８）に含まれる第１双方向スイッチ（双方向スイッチ８Ｕ）と回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）との間に接続されている。第２共振用インダクタ（Ｌ２）は、複数の双方向スイッチ（８）に含まれる第２双方向スイッチ（双方向スイッチ８Ｖ）と回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）との間に接続されている。第３共振用インダクタ（Ｌ３）は、複数の双方向スイッチ（８）に含まれる第３双方向スイッチ（双方向スイッチ８Ｗ）と回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）との間に接続されている。制御装置（５０）は、複数の第１スイッチング素子（１）及び複数の第２スイッチング素子（２）の各々に対してハイレベルとローレベルとの間で電位が変化するＰＷＭ信号（ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１、ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２）を与える。制御装置（５０）は、第１制御動作を行う。第１制御動作では、複数のスイッチング回路（１０）の各々について第１スイッチング素子（１）へのＰＷＭ信号（ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１）のハイレベル期間と第２スイッチング素子（２）へのＰＷＭ信号（ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２）のハイレベル期間との間にデッドタイム（Ｔｄ）を設定する。また、第１制御動作では、複数の双方向スイッチ（８）のうち複数のスイッチング回路（１０）の各々に対応する双方向スイッチ（８）への制御信号のハイレベル期間をデッドタイム（Ｔｄ）に重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイム（Ｔｄ）の開始時点よりも追加時間だけ早める。制御装置（５０）は、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の検出電位を取得し、検出電位が第１直流端子（３１）・第２直流端子（３２）間に印加される電圧値（Ｖｄ）の２分の１よりも小さい第１閾値（Ｖｔｈ１）よりも小さい場合には、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の電位を上昇させる第２制御動作を行う。制御装置（５０）は、検出電位が第１直流端子（３１）・第２直流端子（３２）間に印加される電圧値（Ｖｄ）の２分の１よりも大きい第２閾値（Ｖｔｈ２）よりも大きい場合には、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の電位を下降させる第３制御動作を行う。
　この態様によれば、電力変換効率の向上を図ることが可能となる。
　第２の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）では、第１の態様において、制御装置（５０）は、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の検出電位をキャリア信号の１周期毎に取得する。第２制御動作は、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の電位（Ｖ１５）を上昇させるように複数の双方向スイッチ（８）を制御する動作である。第３制御動作は、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の電位（Ｖ１５）を下降させるように複数の双方向スイッチ（８）を制御する動作である。
　この態様によれば、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の電位の変動を、より速やかに抑制することが可能となる。
　第３の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）は、第２の態様に基づく。制御装置（５０）は、第２制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の放電動作に関係する双方向スイッチ（８）のハイレベル期間をゼロとする。第３制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の充電動作に関係する双方向スイッチ（８）のハイレベル期間をゼロとする。
　この態様によれば、第１制御動作からの簡単な変更で第２制御動作及び第３制御動作を実施することが可能となる。
　第４の態様に係る電力変換装置（１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）では、第３の態様において、第１共振用インダクタ（Ｌ１）と第２共振用インダクタ（Ｌ２）と第３共振用インダクタ（Ｌ３）とが１つの共振用インダクタ（Ｌ０）で構成されている。制御装置（５０）は、第１制御動作を行っているときに、共振用インダクタ（Ｌ０）に複数のスイッチング回路（１０）のうち２つのスイッチング回路（１０）に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、複数の双方向スイッチ（８）のうち２つのスイッチング回路（１０）に対応する２つの双方向スイッチ（８）への２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。第２制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の放電動作に関係する２つの双方向スイッチ（８）のうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとする。第３制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の充電動作に関係する２つの双方向スイッチ（８）のうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとする。
　この態様によれば、共振用インダクタ（Ｌ０）の数を１つにした構成において、電力変換効率の向上とノイズの低減を図れる。
　第５の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）では、第２の態様において、制御装置（５０）は、第２制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の放電動作に関係する双方向スイッチ（８）への制御信号のハイレベル期間を短縮する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように短縮する。第３制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の充電動作に関係する双方向スイッチ（８）への制御信号のハイレベル期間を短縮する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように短縮する。
　この態様によれば、第２制御動作及び第３制御動作においてスイッチング損失を低減できるので、電力変換効率を更に向上させることが可能となる。
　第６の態様に係る電力変換装置（１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）では、第５の態様において、第１共振用インダクタ（Ｌ１）と第２共振用インダクタ（Ｌ２）と第３共振用インダクタ（Ｌ３）とが１つの共振用インダクタ（Ｌ０）で構成されている。制御装置（５０）は、第１制御動作を行っているときに、共振用インダクタ（Ｌ０）に複数のスイッチング回路（１０）のうち２つのスイッチング回路（１０）に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、複数の双方向スイッチ（８）のうち２つのスイッチング回路（１０）に対応する２つの双方向スイッチ（８）への２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。第２制御動作では、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように２つの双方向スイッチ（８）それぞれへの制御信号のハイレベル期間を短縮する。第３制御動作では、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように２つの双方向スイッチ（８）それぞれへの制御信号のハイレベル期間を短縮する。
　この態様によれば、共振用インダクタ（Ｌ０）の数を１つにした構成において、電力変換効率の向上とノイズの低減を図れる。
　第７の態様に係る電力変換装置（１００；１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）は、第２の態様に基づく。制御装置（５０）は、第２制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の充電動作に関係する双方向スイッチ（８）への制御信号においてハイレベル期間の最も短い制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。第３制御動作では、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち回生用コンデンサ（１５）の放電動作に関係する双方向スイッチ（８）への制御信号においてハイレベル期間の最も短い制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように延長する。
　この態様によれば、第２制御動作及び第３制御動作においてスイッチング損失を低減できるので、電力変換効率を更に向上させることが可能となる。
　第８の態様に係る電力変換装置（１００Ａ；１００Ｂ；１００Ｃ）では、第７の態様において、第１共振用インダクタ（Ｌ１）と第２共振用インダクタ（Ｌ２）と第３共振用インダクタ（Ｌ３）とが１つの共振用インダクタ（Ｌ０）で構成されている。制御装置（５０）は、第１制御動作を行っているときに、共振用インダクタ（Ｌ０）に複数のスイッチング回路（１０）のうち２つのスイッチング回路（１０）に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、複数の双方向スイッチ（８）のうち２つのスイッチング回路（１０）に対応する２つの双方向スイッチ（８）への２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせる。第２制御動作では、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように２つの双方向スイッチ（８）とは異なる双方向スイッチ（８）への制御信号のハイレベル期間を延長する。第３制御動作では、キャリア信号の１周期において回生用コンデンサ（１５）に流れる電流の積分値がゼロになるように２つの双方向スイッチ（８）とは異なる双方向スイッチ（８）への制御信号のハイレベル期間を延長する。
　この態様によれば、第２制御動作及び第３制御動作においてスイッチング損失を低減できるので、電力変換効率を更に向上させることが可能となる。
　第９の態様に係る電力変換装置（１００）は、第１直流端子（３１）及び第２直流端子（３２）と、電力変換回路（１１）と、複数の交流端子（４１）と、複数の双方向スイッチ（８）と、複数の共振用コンデンサ（９）と、回生用コンデンサ（１５）と、第１共振用インダクタ（Ｌ１）と、第２共振用インダクタ（Ｌ２）と、第３共振用インダクタ（Ｌ３）と、制御装置（５０）と、を備える。電力変換回路（１１）は、複数の第１スイッチング素子（１）及び複数の第２スイッチング素子（２）を有する。電力変換回路（１１）では、複数の第１スイッチング素子（１）と複数の第２スイッチング素子（２）とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路（１０）が互いに並列接続されている。電力変換回路（１１）では、複数の第１スイッチング素子（１）が第１直流端子（３１）に接続されており、複数の第２スイッチング素子（２）が第２直流端子（３２）に接続されている。複数の交流端子（４１）は、複数のスイッチング回路（１０）に一対一に対応する。複数の交流端子（４１）の各々は、対応するスイッチング回路（１０）における第１スイッチング素子（１）及び第２スイッチング素子（２）の接続点（３）に接続されている。複数の双方向スイッチ（８）は、複数のスイッチング回路（１０）に一対一に対応する。複数の双方向スイッチ（８）の各々は、対応するスイッチング回路（１０）における第１スイッチング素子（１）及び第２スイッチング素子（２）の接続点（３）に第１端（８１）が接続されている。複数の共振用コンデンサ（９）は、複数の双方向スイッチ（８）に一対一に対応する。複数の共振用コンデンサ（９）の各々は、対応する双方向スイッチ（８）の第１端（８１）と第２直流端子（３２）との間に接続されている。回生用コンデンサ（１５）は、第３端（１５３）及び第４端（１５４）を有する。回生用コンデンサ（１５）では、第３端（１５３）が第１直流端子（３１）又は第２直流端子（３２）に接続されている。第１共振用インダクタ（Ｌ１）は、複数の双方向スイッチ（８）に含まれる第１双方向スイッチ（双方向スイッチ８Ｕ）と回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）との間に接続されている。第２共振用インダクタ（Ｌ２）は、複数の双方向スイッチ（８）に含まれる第２双方向スイッチ（双方向スイッチ８Ｖ）と回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）との間に接続されている。第３共振用インダクタ（Ｌ３）は、複数の双方向スイッチ（８）に含まれる第３双方向スイッチ（双方向スイッチ８Ｗ）と回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）との間に接続されている。制御装置（５０）は、複数の第１スイッチング素子（１）及び複数の第２スイッチング素子（２）の各々に対してハイレベルとローレベルとの間で電位が変化するＰＷＭ信号（ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２）を与える。制御装置（５０）は、第１制御動作を行う。第１制御動作では、複数のスイッチング回路（１０）の各々について第１スイッチング素子（１）へのＰＷＭ信号（ＳＵ１、ＳＶ１、ＳＷ１）のハイレベル期間と第２スイッチング素子（２）へのＰＷＭ信号（ＳＵ２、ＳＶ２、ＳＷ２）のハイレベル期間との間にデッドタイム（Ｔｄ）を設定する。第１制御動作では、複数の双方向スイッチ（８）のうち複数のスイッチング回路（１０）の各々に対応する双方向スイッチ（８）への制御信号のハイレベル期間をデッドタイム（Ｔｄ）に重複させ、かつハイレベル期間の開始時点をデッドタイム（Ｔｄ）の開始時点よりも追加時間だけ早める。制御装置（５０）は、回生用コンデンサ（１５）の第４端（１５４）の検出電位を取得し、検出電位が第１直流端子（３１）・第２直流端子（３２）間に印加される電圧値（Ｖｄ）の２分の１よりも小さい第１閾値（Ｖｔｈ１）よりも小さい場合には、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち１つの双方向スイッチ（８）に対して、キャリア信号の１周期において、デッドタイム（Ｔｄ）に重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、回生用コンデンサ（１５）の充電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える第２制御動作を行う。制御装置（５０）は、検出電位が第１直流端子（３１）・第２直流端子（３２）間に印加される電圧値（Ｖｄ）の２分の１よりも大きい第２閾値（Ｖｔｈ２）よりも大きい場合には、複数の交流端子（４１）から出力される複数の出力電流（ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ）それぞれの極性に基づいて、複数の双方向スイッチ（８）のうち１つの双方向スイッチ（８）に対してキャリア信号の１周期において、デッドタイム（Ｔｄ）に重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、回生用コンデンサ（１５）の放電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える第３制御動作を行う。
　この態様によれば、電力変換効率の向上を図ることが可能となる。
　１　第１スイッチング素子
　２　第２スイッチング素子
　３　接続点
　８　双方向スイッチ
　９　共振用コンデンサ
　１０　スイッチング回路
　１１　電力変換回路
　１５　回生用コンデンサ
　１５３　第３端
　１５４　第４端
　３１　第１直流端子
　３２　第２直流端子
　４１　交流端子
　５０　制御装置
　１００、１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ　電力変換装置
　ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ　出力電流
　Ｌ０　共振用インダクタ
　Ｌ１　第１共振用インダクタ
　Ｌ２　第２共振用インダクタ
　Ｌ３　第３共振用インダクタ
　Ｔｄ　デッドタイム
　Ｖｄ　電圧値
　Ｖｔｈ１　第１閾値
　Ｖｔｈ２　第２閾値

Claims (9)

  1. 　第１直流端子及び第２直流端子と、
    　複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子を有し、前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路が互いに並列接続されており、前記複数の第１スイッチング素子が前記第１直流端子に接続されており、前記複数の第２スイッチング素子が前記第２直流端子に接続されている電力変換回路と、
    　前記複数のスイッチング回路に一対一に対応し、各々が対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続されている、複数の交流端子と、
    　前記複数のスイッチング回路に一対一に対応し、各々が対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の前記接続点に第１端が接続されている、複数の双方向スイッチと、
    　前記複数の双方向スイッチに一対一に対応し、各々が対応する双方向スイッチの前記第１端と前記第２直流端子との間に接続されている、複数の共振用コンデンサと、
    　第３端及び第４端を有し、前記第３端が前記第１直流端子又は前記第２直流端子に接続されている回生用コンデンサと、
    　前記複数の双方向スイッチに含まれる第１双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている第１共振用インダクタと、
    　前記複数の双方向スイッチに含まれる第２双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている第２共振用インダクタと、
    　前記複数の双方向スイッチに含まれる第３双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている第３共振用インダクタと、
    　前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子の各々に対してハイレベルとローレベルとの間で電位が変化するＰＷＭ信号を与える制御装置と、を備え、
    　前記制御装置は、
    　　前記複数のスイッチング回路の各々について前記第１スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間と前記第２スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間との間にデッドタイムを設定し、前記複数の双方向スイッチのうち前記複数のスイッチング回路の各々に対応する双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を前記デッドタイムに重複させ、かつ前記ハイレベル期間の開始時点を前記デッドタイムの開始時点よりも追加時間だけ早める第１制御動作を行い、
    　　前記回生用コンデンサの前記第４端の検出電位を取得し、
    　　　検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも小さい第１閾値よりも小さい場合には、前記回生用コンデンサの前記第４端の電位を上昇させる第２制御動作を行い、
    　　　検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも大きい第２閾値よりも大きい場合には、前記回生用コンデンサの前記第４端の電位を下降させる第３制御動作を行う、
    　電力変換装置。
  2. 　前記制御装置は、
    　前記回生用コンデンサの前記第４端の検出電位をキャリア信号の１周期毎に取得し、
    　前記第２制御動作は、
    　　前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記回生用コンデンサの前記第４端の前記電位を上昇させるように前記複数の双方向スイッチを制御する動作であり、
    　前記第３制御動作は、
    　　前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記回生用コンデンサの前記第４端の前記電位を下降させるように前記複数の双方向スイッチを制御する動作である、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御装置は、
    　　前記第２制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの放電動作に関係する双方向スイッチのハイレベル期間をゼロとし、
    　　前記第３制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの充電動作に関係する双方向スイッチのハイレベル期間をゼロとする、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１共振用インダクタと前記第２共振用インダクタと前記第３共振用インダクタとが１つの共振用インダクタで構成されており、
    　前記制御装置は、
    　　前記第１制御動作を行っているときに、前記共振用インダクタに前記複数のスイッチング回路のうち２つのスイッチング回路に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、前記複数の双方向スイッチのうち前記２つのスイッチング回路に対応する２つの双方向スイッチへの２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせ、
    　　前記第２制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの放電動作に関係する２つの双方向スイッチのうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとし、
    　　前記第３制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの充電動作に関係する２つの双方向スイッチのうち少なくとも１つへの制御信号のハイレベル期間をゼロとする、
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御装置は、
    　　前記第２制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの放電動作に関係する双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を短縮する際に、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように短縮し、
    　　前記第３制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの充電動作に関係する双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を短縮する際に、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように短縮する、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１共振用インダクタと前記第２共振用インダクタと前記第３共振用インダクタとが１つの共振用インダクタで構成されており、
    　前記制御装置は、
    　　前記第１制御動作を行っているときに、前記共振用インダクタに前記複数のスイッチング回路のうち２つのスイッチング回路に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、前記複数の双方向スイッチのうち前記２つのスイッチング回路に対応する２つの双方向スイッチへの２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせ、
    　　前記第２制御動作では、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように前記２つの双方向スイッチそれぞれへの制御信号のハイレベル期間を短縮し、
    　　前記第３制御動作では、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように前記２つの双方向スイッチそれぞれへの制御信号のハイレベル期間を短縮する、
    　請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御装置は、
    　　前記第２制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの充電動作に関係する双方向スイッチへの制御信号においてハイレベル期間の最も短い制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように延長し、
    　　前記第３制御動作では、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち前記回生用コンデンサの放電動作に関係する双方向スイッチへの制御信号においてハイレベル期間の最も短い制御信号のハイレベル期間を延長する際に、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように延長する、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１共振用インダクタと前記第２共振用インダクタと前記第３共振用インダクタとが１つの共振用インダクタで構成されており、
    　前記制御装置は、
    　　前記第１制御動作を行っているときに、前記共振用インダクタに前記複数のスイッチング回路のうち２つのスイッチング回路に対応する２相の共振電流が同時に流れると判断した場合、前記複数の双方向スイッチのうち前記２つのスイッチング回路に対応する２つの双方向スイッチへの２つの制御信号それぞれのハイレベル期間を長くして２つの制御信号のハイレベル期間の開始時点同士及び終了時点同士を合わせ、
    　　前記第２制御動作では、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように前記２つの双方向スイッチとは異なる双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を延長し、
    　　前記第３制御動作では、キャリア信号の１周期において前記回生用コンデンサに流れる電流の積分値がゼロになるように前記２つの双方向スイッチとは異なる双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を延長する、
    　請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　第１直流端子及び第２直流端子と、
    　複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子を有し、前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とを一対一に直列接続した複数のスイッチング回路が互いに並列接続されており、前記複数の第１スイッチング素子が前記第１直流端子に接続されており、前記複数の第２スイッチング素子が前記第２直流端子に接続されている電力変換回路と、
    　前記複数のスイッチング回路に一対一に対応し、各々が対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続されている、複数の交流端子と、
    　前記複数のスイッチング回路に一対一に対応し、各々が対応するスイッチング回路における前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の前記接続点に第１端が接続されている、複数の双方向スイッチと、
    　前記複数の双方向スイッチに一対一に対応し、各々が対応する双方向スイッチの前記第１端と前記第２直流端子との間に接続されている、複数の共振用コンデンサと、
    　第３端及び第４端を有し、前記第３端が前記第１直流端子又は前記第２直流端子に接続されている回生用コンデンサと、
    　前記複数の双方向スイッチに含まれる第１双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている第１共振用インダクタと、
    　前記複数の双方向スイッチに含まれる第２双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている第２共振用インダクタと、
    　前記複数の双方向スイッチに含まれる第３双方向スイッチと前記回生用コンデンサの前記第４端との間に接続されている第３共振用インダクタと、
    　前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子の各々に対してハイレベルとローレベルとの間で電位が変化するＰＷＭ信号を与える制御装置と、を備え、
    　前記制御装置は、
    　　前記複数のスイッチング回路の各々について前記第１スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間と前記第２スイッチング素子へのＰＷＭ信号のハイレベル期間との間にデッドタイムを設定し、前記複数の双方向スイッチのうち前記複数のスイッチング回路の各々に対応する双方向スイッチへの制御信号のハイレベル期間を前記デッドタイムに重複させ、かつ前記ハイレベル期間の開始時点を前記デッドタイムの開始時点よりも追加時間だけ早める第１制御動作を行い、
    　　前記回生用コンデンサの前記第４端の検出電位を取得し、
    　　　検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも小さい第１閾値よりも小さい場合には、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち１つの双方向スイッチに対して、キャリア信号の１周期において、前記デッドタイムに重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、前記回生用コンデンサの充電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える第２制御動作を行い、
    　　　検出電位が前記第１直流端子・前記第２直流端子間に印加される電圧値の２分の１よりも大きい第２閾値よりも大きい場合には、前記複数の交流端子から出力される複数の出力電流それぞれの極性に基づいて、前記複数の双方向スイッチのうち１つの双方向スイッチに対して、キャリア信号の１周期において、前記デッドタイムに重複するハイレベル期間を有する制御信号を与えるのとは別に、前記回生用コンデンサの放電動作に関係するハイレベル期間を有する制御信号を与える第３制御動作を行う、
    　電力変換装置。
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