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Schaltungsanordnung zur verzögerten Auswertung einer unsymmetrisch getasteten Spannung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur verzögerten Auswertung einer unsymmetrisch getasteten Spannung innerhalb eines Bereiches niedriger Tastfrequenzen unter Verwendung einer an einer Speisespannung liegenden Schöpfschaltung, bei der ein Ladekondensator über einen in Serie geschalteten ersten Koppelkondensator wesentlich kleinerer Kapazität und einen im Tastrhythmus betätigten Schalter während der Anschaltphasen stossweise aufgeladen wird, wobei der erste Koppelkondensator während der Abschaltphasen über einen Entladewiderstand jeweils entladen wird.
Bei derartigen Schöpfschaltungen erfolgt die stossweise Aufladung des Ladekondensators in Abhängigkeit von der Restladung, die der erste Koppelkondensator zu Beginn der Anschaltphasen jeweils aufweist.
Hat sich z. B. der Koppelkondensator während einer Abschaltphase über seinen Entladewiderstand praktisch vollständig entladen, so wird der Ladekondensator in der folgenden Anschaltphase um einen bestimmten, in erster Linie von der Kapazität des Koppelkondensators und den Widerständen im Ladekreis abhängigen Betrag weiter aufladen. ist dagegen die Abschaltphase so kurz, dass sich der Koppelkondensator nur teilweise entladen kann, so wird in der folgenden Anschaltphase der Ladekondensator nur um einen entsprechend geringeren Betrag weiter aufgeladen.
Gleichzeitig findet jedoch eine fortwährende Entladung des Ladekondensators über das an den Ladekondensator angeschaltete Auswerteelement statt. Die Zeitkonstanten dieses Entladevorganges und die der Lade- bzw. Entladevorgänge am Koppelkondensator bestimmen dabei einen Tastfrequenzbereich, in welchem die stossweisen Aufladungen des Ladekondensators eine Klemmenspannung von einer derartigen Grösse entstehen lassen, dass die Ansprechschwelle eines nachgeschalteten, auswertenden Schaltelementes überschritten und dieses betätigt wird.
Liegen die Tastfrequenzen oberhalb dieses Frequenzbereiches, so sind die einzelnen Abschaltphasen bereits so kurz, dass sich der erste Koppelkondensator jeweils nur wenig entladen kann, was zu einer gro- ssen Restladung zu Beginn der Anschaltphasen und somit zu einer geringeren Ladungserhöhung am Ladekondensator während der Anschaltphasen führt, die bei der gleichzeitigen fortwährenden Entladung nicht mehr ausreicht, um die Klemmenspannung am Ladekondensator auf den zur Betätigung des auswertenden Schaltelementes erforderlichen Wert ansteigen zu lassen.
Liegen die Tastfrequenzen anderseits unterhalb dieses bestimmten Frequenzbereiches, so reichen die relativ langen Abschaltphasen zwar aus, um den
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praktisch vollständig zu entladen,dekondensator nicht ausreichen, um bei der gleichzeitigen fortwährenden Entladung die Klemmenspannung auf den zur Betätigung des auswertenden Schaltelementes erforderlichen Wert ansteigen zu lassen.
Wird der Entladewiderstand des ersten Koppelkondensators hochohmig bemessen, so erfolgt die Betä- tigung des auswertenden Schaltelementes nur bei Spannungen, die genügend unsymmetrisch getastet sind, d. h. bei denen die Anschaltphase genügend klein gegenüber der Abschaltphase ist. Nur bei diesen unsymmetrisch getasteten Spannungen kann sich hiebei der erste Koppelkondensator während der Abschaltphasen soweit entladen, dass die Restladungen zu Beginn der Anschaltphasen genügend klein sind, um die
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Klemmenspannung am Ladekondensator in der beschriebenen Weise"aufzuschaukeln".
Die in der beschriebenen Weise aufgebauten und dimensionierten Schöpfschaltungen werden beispiels- weise dazu verwendet, um Pilotspannungen in Trägerfrequenzanlagen auszuwerten, welche zur Signal- sierung einer Übertragungsstörung z. B. mit einer Folgefrequenz von etwa 3 Hz getastet werden. Weitere Anwendungsmöglichkeiten bestehen ganz allgemein in Signalanlagen der Nachrichtentechnik, die mit
Impulsspannungen niedriger Folgefrequenz betrieben werden. Eine andere Verwendungsmöglichkeit ergibt sich bei derDrehzahlkontrolle im untersten Drehzahlbereich angetriebenen Achsen bzw. Wellen, wo bei- spielsweise eine lichtelektrische Abtastung eines bestimmten Punktes der Achse erfolgt und die entste- hende unsymmetrisch getastete Spannung zur Aussage über die Zugehörigkeit zu einem bestimmten Drehzahlbereich verwendet wird.
Bei Schaltungsanordnungen der beschriebenen Art tritt das Problem auf, den ausgewerteten Tastfre- quenzbereich auf einen relativ kleinen Teilfrequenzbereich einzuschränken. Durch eine derartige Er- höhung der Selektivität werden in erster Linie Störungen und Fehlauswertungen ausgeschaltet, die durch unerwünschte Schwebungen mit andern, beispielsweise in den Übertragungsweg induzierten Spannungen hervorgerufen werden. So ist es z. B. zweckmässig, die Selektivität der in Trägerfrequenzanlagen ver- wendeten Schöpfschaltungen derart zu erhöhen, dass nur Tastfrequenzen unterhalb von etwa 25 Hz ausge- wertet werden.
Die niedrige Frequenzlage des auszuwertenden Teilbereiches verbietet jedoch die Anwen- dung herkömmlicher Siebschaltungen, die aus Induktivitäten und Kapazitäten aufgebaut sind, da hiebei der schaltungstechnische Aufwand zu gross wäre und die Schaltungen stark verteuern würde.
Gemäss der Erfindung wird das genannte Problem in vorteilhafter Weise dadurch gelöst, dass ein zwei- ter Koppelkondensator parallel zum ersten aufgeladen und während der Abschaltphasen mit dem Ladekon- densator in einer derartigen Polung zusammengeschaltet wird, dass zwischen beiden ein den Koppelkon- densatorentladender Ausgleichstrom fliesst, wobei die Entladezeitkonstante für den ersten Koppelkonden- sator wesentlich grösser bemessen ist als die für. den zweiten, und dass dem Ladekondensator ein mit einer
Ansprechschwelle versehenes auswertendes Schaltelement parallelgeschaltet ist.
Gemäss einem weiteren Merkmal der Erfindung wird die Schaltungsanordnung als Brückenschaltung ausgebildet, bei dar zwei die Einspeisepunkte verbindende Brückenzweige einerseits den ersten Koppelkon- densator in Serie mit einem für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter und anderseits den La- dekondensator enthalten, während die beiden übrigen Brückenzweige einerseits den zweiten Koppelkon- densator und anderseits einen für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter enthalten, wobei die zweite Brückendiagonale mit dem Lastwiderstand des Ladekondensators beschaltet ist und ein zusätzlicher, beide Einspeisepunkte verbindender Schaltzweig den im Tastrhythmus betätigten Schalter enthält, der bei geschlossener Schalterstellung einen Entladekreis grosser Zeitkonstante für den ersten Koppelkondensator schliesst.
Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung werden an Hand der nachfolgenden Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten, bevorzugten Ausführungsbeispiele näher erläutert, u. zw. zeigt Fig. 1 da-
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und Fig. 3 jeweils Spannungsdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 1 darstellen, Fig. 4a zeigt die Anordnung nach Fig. 1 in umgezeichneter Form, Fig. 4b veranschaulicht den Integrator, der nach einer Weiterbildung der Anordnung nach Fig. 4a den Auswerteteil der Schaltung ersetzt, Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem eine optische Anzeige der Auswertung erfolgt und bei dem ferner bei Ausfall der auszuwertenden Spannung eine Tastspannung mittels eines Multivibrators erzeugt wird, während Fig. 6 die Einschaltung einer Schaltungsanordnung gemäss Fig.
5 in ein Trägerfrequenzsystem zum Zwecke einer Pilotüberwachung zeigt.
In Fig. 1 ist eine als Brückenschaltung ausgebildete Schaltungsanordnung nach der Erfindung dargestellt. Die Speisediagonale enthält hiebei die Speisespannungsquelle 1 mit der eingezeichneten Polung sowie einen Vor- oder Innenwiderstand 2. Zwischen den Einspeisepunkten a und b der Brückenschaltung liegen die linksseitigen Brückenzweige a, c, und c, b sowie die rechtsseitigen Brückenzweige a, d und d, b. Hiebei enthält der Brückenzweig a, c den ersten Koppelkondensator 3 in Serie mit einem für den Ladestrom durchlässig gepolten Gleichrichter 4, während c, b den Ladekondensator 5 aufweist, dem ein mit einer Ansprechschwelle versehenes, auswertendes Schaltelement, z. B. Auswertrelais 6, parallelgeschaltet ist.
Der Brückenzweig a, d enthält den zweiten Koppelkondensator 7, während im Brückenzweig b, d ein für den Ladestrom durchlässig gepolter Gleichrichter 8 angeordnet ist. Die Brückendiagonale c, d ist mit einem Lastwiderstand 9 des Ladekondensators 5 beschaltet. Der erste Koppelkondensator 3 weist einen über denEntladewiderstand 10 geführten Entladekreis auf, der durch einen im Tastrhythmus betätigten Schalter 11 periodisch geschlossen wird.
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Der Schalter 11 bewirkt hiebei gleichzeitig die Anschaltung der gesamten Brückenschaltung an die
Speisespannung. Im folgenden soll dabei der Zeitraum, in dem der Schalter 11 geschlossen ist und somit die Speisespannung an der Brücke kurzschliesst, als Abschaltphase bezeichnet werden, der Zeitraum, in dem der Schalter 11 geöffnet ist, als Anschaltphase.
Im Sinne der Erfindung kann der Schalter 11 sowohl als mechanischer als auch insbesondere als elek- tronischer Schalter ausgebildet sein, wobei die letztere Ausführung den Vorteil grösserer Zuverlässigkeit und geringerer Wartungsanforderungen besitzt. Die Schaltbewegung von 11 wird von der an der Eingangs- klemme 12 anliegenden, auszuwertenden getasteten Spannung U1 abgeleitet, beispielsweise derart, dass der Schalter für die Dauer des empfangenen Impulses geschlossen ist, während der Impulsunterbrechungen dagegen geöffnet ist.
In verschiedenen Anwendungsfällen ist es zweckmässig, den Schalter 11 so auszubilden, dass er von einer amplitudenmodulierten Spannung betätigt wird. Hiebei wird er geschlossen, sobald die Spannungs- amplitude einen vorgegebenen Wert übersteigt, und geöffnet, sobald ein anderer Wert unterschritten wird.
Zur Erklärung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. l dient eine Zusammenstellung verschiedener, jeweils bestimmten Schaltungspunkten zugeordneter Spannungsdiagramme gemäss Fig. 2.
Die auszuwertende, getastete Spannung Zist gemäss Fig. 2a derart unsymmetrisch getastet, dass die
Anschaltphase 13' (Schalter 11 geöffnet) klein ist gegenüber der Abschaltphase 14' (Schalter 11 geschlos- sen). Wird bei der Anordnung nach Fig. 1 der Punkt b auf Massepotential gelegt, so ergibt sich für den gegenüberliegenden Brückeneckpunkt a ein Potentialverlauf Ua'gemäss Fig. 2b. Während der relativ kur- zen Anschaltphasen 13'lädt sich der Ladekondensator 5 über den Gleichrichter 4 und den ersten Koppel- kondensator 3 stossweise auf. Da der erste Koppelkondensator 3 eine wesentlich geringere Kapazität be- sitzt als der Ladekondensator 5, lädt sich hiebei der erstere entsprechend der Ladezeitkonstante auf eine wesentlich höhere Spannung auf als der letztere.
Dies ist jedoch in den Spannungsdiagrammen nach Fig. 2d und 2e, welche lediglich den Klemmen- spannungsverlauf an den Kondensatoren 3 und 5 verdeutlichen sollen, nicht eigens berücksichtigt. Wäh- rend der relativ langen Abschaltphasen 14'entlädt sich der Koppelkondensator 3 über den hochohmigen
Entladewiderstand 10 und den geschlossenen Schalter 11, so dass er jeweils zu Beginn der folgenden An- schaltphasen 13'praktisch vollständig entladen ist. Daher lädt er sich gemäss Fig. 2d in jeder Anschalt- phase 13'um den gleichen Spannungshub AU3' auf, so dass sich auch der Ladekondensator 5, wie aus Fig. 2e ersichtlich ist, jeweils um einen konstanten Spannungshub AU5' weiter aufladen kann.
Sofern die
Entladung des Ladekondensators 5 nur über den Gleichrichter 8, den Lastwiderstand 9 und parallel hiezu über das auswertende Schaltelement 6 erfolgen würde, würde sich eine in Fig. 2e gestrichelt gezeichne- te Entladekurve ergeben.
Durch die Wirkung des zweiten Koppelkondensators 7 und des Gleichrichters 8 in der Schaltung nach
Fig. 1 entsteht jedoch ein weiterer Entladevorgang an 5 während jeder Abschaltphase 14', so dass die als ausgezogene Linie gezeichnete Entladekurve in Fig. 2e massgebend ist. Wie im einzelnen aus Fig. 2c her- vorgeht, die den Potentialverlauf Ud'des Brückeneckpunktes d veranschaulicht, lädt sich der zweite Kop- pelkondensator 7, der etwa die gleiche Kapazität wie 3 besitzt, während der Anschaltphasen 13'jeweils auf die Speisespannung auf, wobei seine dem Punkt d zugekehrte Belegung ein sehr kleines, der vorderen
Schwellwertspannung von 8 entsprechendes, negatives Potential aufweist, während seine dem Punkt a zu- gekehrte Belegung im aufgeladenen Zustand potentialmässig dem negativen Pol der Speisespannung ent- spricht.
Zu Beginn der Abschaltphase 14'wird a über den nunmehr geschlossenen Schalter 11 auf Massepo- tential gelegt, was gleichzeitig zu einer Potentialerhöhung im Punkt d auf den Wert der positiven Spei- sespannung führt, wie in Fig. 2c angedeutet ist. Während der Abschaltphase fliesst hiebei ein Ausgleich- strom zwischen dem zweiten Koppelkondensator 7 und dem Ladekondensator 5 über den Lastwiderstand 9 und den geschlossenen Schalter 11, der die Ladung von 5 jeweils verringert.
Wird die Zeitkonstante dieses Ausgleichsvorganges durch entsprechend niederohmig Bemessung des Lastwiderstandes 9 wesentlich kleiner gewählt als die Entladezeitkonstante für die Entladung des ersten Koppelkondensators 3, so tritt die durch den zweiten Koppelkondensator 7 bewirkte Entladung des Ladekondensators 5 jeweils nur zu Beginn jeder einzelnen Abschaltphase 14'auf, so dass die Entladevorgänge im weiteren Verlauf der Abschaltphase. hievon nicht beeinflusst werden.
UnterderVoraussetzung vorstehenderDimensionierungen ergibt sich dabei die im folgenden beschriebene Wechselwirkung zwischen den Brückenhälften a, c, b und a, d, b in bezug auf die resultierende Ladung von 5 : Die Ladungsverminderungen, die an 5 während der einzelnen Abschaltphasen durch die Wir-
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betätigten Schalter 11 während der Abschaltphasen 14 (Schalter 11 geschlossen) ein dritter Koppelkonden- sator 23 über den stromdurchlässigen Gleichrichter 22 auf die Speisespannung aufgeladen.
Zu Beginn je- der Anschaltphase 13 (Schalter 11 geöffnet) wird das Potential des Verbindungspunktes e zwischen den
Schaltelementen 22 und 23 um den Betrag der Speisespannung gesenkt, so dass der Gleichrichter 22 sperrt und der dritte Koppelkondensator 23 über einen den Widerstand 24 und den Gleichrichter 21 enthalten- den Ausgleichstromkreis einen Kondensator 25 derart negativ auflädt, dass die dem Steuergitter der
Anzeigeröhre 18 zugeführte Klemmenspannung die Anzeigeröhre sperrt. Der über den Spannungsteiler
19,20 und die Speisespannungsquelle einsetzende Entladevorgang am Kondensator 25 wird dabei durch geeignete Bemessung der Widerstände 19 und 20 derart gesteuert, dass sich die negative Sperrspannung am Steuergitter vorzugsweise nach Ablauf der halben darauffolgenden Abschaltphase 14 soweit verrin- gert hat, dass die Röhre wieder leuchtet.
Somit ergibt sich bei einer Tastung der auszuwertenden Span- nung Ul ein intermittierender Leuchtvorgang, der jeweils mit den zweiten Hälften der einzelnen Ab- schaltphasen 14 zusammenfällt.
Gemäss einer Weiterbildung des Auswerteteiles der Schaltungsanordnung ist ein an sich bekannter, astabiler Multivibrator vorgesehen, dessen Transistoren Tl, T2 über die Kollektorwiderstände 26,27 an den negativen Pol der Speisespannung geführt sind. An die Basiselektroden sind jeweils die zeitbe- stimmenden RC-Glieder 28,29 und 30,31 geschaltet. Die Emitterzuleitungen sind über ein gemeinsa- mes RC-Glied 32,33 an das Massepotential geführt. Die an dem gemeinsamen RC-Glied 32,33 abfal- lende Spannung wird den Basiselektroden über Widerstände 34 und 35 als definierte Sperrspannung zuge- leitet.
Beim Anliegen einer nichtgetasteten Spannung an der Eingangsklemme 12 der Schaltung, d. h. bei geschlossenem Schalter 11, ist eine an den Schaltungspunkt a angeschaltete Diode 36 stromdurchlässig und legt damit Massepotential an die Basis des rechten Transistors T2, so dass dieser dauernd gesperrt bleibt, während'Tl Strom führt. Beim kurzzeitigen Öffnen des Schalters 11 während der Anschaltphasen 13 beim Empfang einer getasteten Spannung U1 wird die Diode 36 jeweils kurzzeitig gesperrt, was an sich nach Aufhebung des Massepotentials an der Basis von T2 zu einer Öffnung von T2 nach einer bestimmten, durch die Dimensionierung des RC-Gliedes 28, 29 festgelegten Entladezeit führen müsste.
Hiebei wird jedoch eine Durchsteuerung von T2 dadurch vermieden, dass diese Entladezeit länger gewählt wird als die Dauer der einzelnen Anschaltphasen 13.
Demzufolge verbleibt der Transistor T2 beim Empfang einer getasteten Spannung Ul im gesperrten Zustand und der Multivibrator schwingt nicht. Fällt jedoch die Spannung an der Eingangsklemme 12 vollständig aus (Schalter 11 dauernd geöffnet), so bleibt die Diode 36 im gesperrten Zustand, so dass T2 nach der durch die Entladung von 29 bestimmten Verzögerungszeit durchgesteuert wird und der Multivibrator, dessen Ausgangsspannung bei 37 abgegriffen wird, zu arbeiten beginnt. Die für das Tastverhältnis der entstehenden Rechteckspannung massgebenden zeitbestimmenden RC-Glieder 28,29 und 30,31 werden dabei zweckmässigerweise so dimensioniert, dass das Tastverhältnis der bei 37 abgegriffenen Ausgangsspannung dem Tastverhältnis einer bestimmten, vorgegebenen Tastung der Eingangsspannung Ul entspricht.
Zur Ausschaltung nachteiliger Einflüsse, wie z. B. Schwankungen der Raumtemperatur oder Änderungen der Transistorkennwerte, auf das Tastverhältnis der Ausgangsspannung werden vorzugsweise zwei Dioden 38 und 39 derart zwischen die Basispunkte der Transistoren und die Anschaltepuhkte der zugeordneten zeitbestimmenden RC-Glieder geschaltet, dass ihre Anoden an den Basispunkten liegen.
In Fig. 6 ist ein zwischen den Endstellen A-B liegender Systemabschnitt eines Trägerfrequenzsystems schematisch dargestellt, welches mit einer Pilotüberwachung zur Signalisierung von Übertragungsstörungen ausgerüstet ist. Auf der Sendeseite der Endstelle A sind ein die einzelnen Nachrichtenkanäle zu einer Gruppe zusammenfassender Kanalumsetzer KU1, eine Einkopplungsschaltung EK1, ein Gabelverstärker GV1 und ein mehrere Gruppen zu einer Übergruppe zusammenfassender Gruppenumsetzer Gul angeordnet.
, Auf der Empfangsseite der Endstelle B sind entsprechend ein die Übergruppe in die einzelnen Gruppen aufteilender Gruppenumsetzer GU2, eine Auskopplungsschaltung AK2 und ein die betrachtete Gruppe in die einzelnen Nachrichtenkanäle aufteilender Kanalumsetzer KU2 vorgesehen. Der Aufbau in der andern Übertragungsrichtung B-A ist analog, wobei die entsprechenden Schalteinheiten in B mit dem Index 3, in A mit dem Index 4 bezeichnet sind. Über die Einkopplungsschaltung EK1 wird dabei die von einem Pilotgenerator Gl erzeugte Pilotspannung in die Übertragungsrichtung A-B eingekoppelt, über EK3 entsprechend die von einem Pilotgenerator G2 erzeugte Pilotspannung in die Übertragungsrichtung B-A.
Zwischen die Auskopplungsschaltung AK2 und die Einkopplungsschaltung EK3 ist eine Ausführung-
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form nach Fig. 5 als Pilotempfänger PE1 eingeschaltet, wobei die Klemmen 12'und 37'den Klemmen
12 und 37 in Fig. 5 entsprechen. Analog ist eine gleichartig ausgebildete Schaltungsanordnung als Pilot- empfänger PE2 mit den Klemmen 12"und 37"zwischen AK4 und EK1 eingeschaltet.
Wird beim Auftre- ten einer Übertragungsstörung in der Übertragungsrichtung A-B die über EK1 eingespeiste und über AK2 i aus dem Übertragungsweg ausgekoppelte, an der Klemme 12'anliegende Pilotspannung unterbrochen, so erfolgt nach einer bestimmten Verzögerungszeit eine Auswertung über das Schaltelement 6', welches mittels eines Schaltkontaktes ein nachgeschaltetes Sperrgerät Sl beeinflusst, das über eine Leitung L1 einen Schaltbefehl zur Sperrung der ausgefallenen Gruppe von Nachrichtenkanälen gegen eine Belegung an das der Endstelle B zugeordnete Wähleramt weiter gibt.
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Gleichzeitig wird ander Ausgangsklemme 37'eine Tastspannung12" eine getastete Eingangsspannung anliegt.
Der Pilotempfänger PE2 wertet diese getastete Spannung nach einer bestimmten zeitlichen Verzögerung mittels seines Schaltelementes 6" aus und beeinflusst ein nachgeschaltetes Sperrgerät S2, welches über eine Leitung L2 einen Schaltbefehl zur Sperrung der ausgefallenen Kanalgruppe gegen eine Belegung auch an das der Endstelle A zugeordnete Wähleramt weiter gibt.
Nach Beseitigung der Übertragungsstörung wird in B die an der Klemme 37'abgegriffene Tastspannung sofort abgeschaltet, so dass auch an 12" wieder eine ungetastete Pilotspannung anliegt und das Schaltelement 6"in A nach der gleichen Verzögerung wie in B und wie beim Einschalten wieder abfällt.
Damit sind die Wahlsperrungen für beide Wählerämter wieder aufgehoben. Ein analoger Wahlsperrungsvorgang spielt sich auch beim Auftreten einer Übertragungsstörung in der Übertragungsrichtung B-A ab, wobei die Funktionen der. Pilotempfänger PE1 und PE2 vertauscht sind.
Durch die Ausbildung der Pilotempfänger PE1 und PE2 gemäss der in Fig. 5 dargestellten Schaltunganordnung wird ihre Selektivität derart erhöht, dass Fehlauswertungen, welche bei den herkömmlichen Trägerfrequenzsystemen durch Schwebungsvorgänge hervorgerufen werden, weitgehend vermieden sind. Die
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zeitig erkennen, ob der Pilotempfänger eine getastete Pilotspannung empfängt oder ob diese ganz ausgefallen ist, so dass automatisch angezeigt wird, in welcher Übertragungsrichtung die Störung zusuchenist.
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PATENTANSPRÜCHE :
1.
Schaltungsanordnung zur verzögerten Auswertung einer unsymmetrisch getasteten Spannung innerhalb eines Bereiches niedriger Tastfrequenzen unter Verwendung einer an einer Speisespannung liegenden Schöpfschaltung, bei der ein Ladekondensator über einen in Serie geschalteten ersten Koppelkondensator wesentlich kleinerer Kapazität und einen im Tastrhythmus betätigten Schalter während der Anschaltphasen stossweise aufgeladen wird, wobei der erste Koppelkondensator während der Abschaltphasen über einen Entladewiderstand jeweils entladen wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Koppelkondensator (7)' parallel zum ersten aufgeladen und während der Abschaltphasen (14) mit dem Ladekondensator (5) in einer derartigen Polung zusammengeschaltet wird, dass zwischen beiden ein den Koppelkondensator (7) entladender Ausgleichstrom fliesst,
wobei die Entladezeitkonstante für den ersten Koppelkondensator (3) wesentlich grösser bemessen ist als die für den zweiten (7), und dass dem Ladekondensator (5) ein mit einer Ansprechschwelle versehenes auswertendes Schaltelement (6) parallelgeschaltet ist.
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Circuit arrangement for the delayed evaluation of an asymmetrically sampled voltage
The invention relates to a circuit arrangement for the delayed evaluation of an asymmetrically sampled voltage within a range of low sampling frequencies using a scoop circuit connected to a supply voltage, in which a charging capacitor via a first coupling capacitor connected in series, and a switch actuated in the sampling rhythm during the Switch-on phases is charged in bursts, the first coupling capacitor being discharged via a discharge resistor during the switch-off phases.
In such scoop circuits, the charging capacitor is intermittently charged as a function of the residual charge that the first coupling capacitor has at the beginning of the switch-on phases.
Has z. If, for example, the coupling capacitor is practically completely discharged during a switch-off phase via its discharge resistor, the charging capacitor will continue to charge in the following switch-on phase by a certain amount, which is primarily dependent on the capacitance of the coupling capacitor and the resistances in the charging circuit. on the other hand, if the switch-off phase is so short that the coupling capacitor can only partially discharge, the charging capacitor is only further charged by a correspondingly lower amount in the subsequent switch-on phase.
At the same time, however, the charging capacitor is continuously discharged via the evaluation element connected to the charging capacitor. The time constants of this discharging process and the charging and discharging processes on the coupling capacitor determine a key frequency range in which the intermittent charges of the charging capacitor create a terminal voltage of such a size that the response threshold of a downstream, evaluating switching element is exceeded and this is actuated.
If the scanning frequencies are above this frequency range, the individual switch-off phases are already so short that the first coupling capacitor can only discharge a little, which leads to a large residual charge at the beginning of the switch-on phases and thus to a lower charge increase on the charging capacitor during the switch-on phases which is no longer sufficient with the simultaneous continuous discharge to allow the terminal voltage on the charging capacitor to rise to the value required to actuate the evaluating switching element.
On the other hand, if the sampling frequencies are below this specific frequency range, the relatively long switch-off phases are sufficient for the
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practically completely discharged, decondenser is not sufficient to allow the terminal voltage to rise to the value required for actuating the evaluating switching element with the simultaneous continuous discharge.
If the discharge resistance of the first coupling capacitor is rated to be high, then the evaluating switching element is only actuated at voltages that are sufficiently asymmetrically sampled, ie. H. in which the switch-on phase is sufficiently small compared to the switch-off phase. Only with these asymmetrically sampled voltages can the first coupling capacitor discharge during the switch-off phases to such an extent that the residual charges at the beginning of the switch-on phases are sufficiently small to reduce the
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To "rock up" the terminal voltage on the charging capacitor in the manner described.
The scoop circuits constructed and dimensioned in the manner described are used, for example, to evaluate pilot voltages in carrier frequency systems which are used to signal a transmission fault, e.g. B. be sampled with a repetition frequency of about 3 Hz. Other possible applications are generally in signaling systems in communications technology that are used with
Pulse voltages of low repetition frequency are operated. Another possible use is the speed control in the lowest speed range of driven axles or shafts, where, for example, a photoelectric scanning of a certain point of the axle takes place and the resulting asymmetrical scanned voltage is used to provide information about belonging to a certain speed range.
In the case of circuit arrangements of the type described, the problem arises of restricting the evaluated sampling frequency range to a relatively small partial frequency range. Such an increase in selectivity primarily eliminates disturbances and incorrect evaluations that are caused by undesired beats with other voltages, for example induced in the transmission path. So it is e.g. For example, it is advisable to increase the selectivity of the scoop circuits used in carrier frequency systems in such a way that only sampling frequencies below about 25 Hz are evaluated.
The low frequency of the subrange to be evaluated, however, prohibits the use of conventional filter circuits that are built up from inductances and capacitances, since the circuitry complexity would be too great and the circuits would be very expensive.
According to the invention, the problem mentioned is solved in an advantageous manner in that a second coupling capacitor is charged in parallel to the first and, during the switch-off phases, is connected to the charging capacitor with such a polarity that an equalizing current that discharges the coupling capacitor flows between the two, whereby the discharge time constant for the first coupling capacitor is much larger than that for. the second, and that the charging capacitor one with one
Response threshold provided evaluating switching element is connected in parallel.
According to a further feature of the invention, the circuit arrangement is designed as a bridge circuit, in which two bridge branches connecting the feed points contain on the one hand the first coupling capacitor in series with a rectifier permeable to the charging current and on the other hand the charging capacitor, while the other two bridge branches on the one hand contain the second coupling capacitor and on the other hand a rectifier with a permeable polarity for the charging current, the second bridge diagonal being connected to the load resistance of the charging capacitor and an additional switching branch connecting the two feed points containing the switch, which is operated in rhythm and which, when the switch is in the closed position, has a discharge circuit with a large time constant for the first coupling capacitor closes.
Further advantages and features of the invention are explained in more detail with reference to the following description of the preferred exemplary embodiments shown in the drawing, including: between. Fig. 1 shows that
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and FIG. 3 each show voltage diagrams to explain the mode of operation of the arrangement according to FIG. 1, FIG. 4a shows the arrangement according to FIG. 1 in redrawn form, FIG. 4b illustrates the integrator which, according to a further development of the arrangement according to FIG 5 shows an embodiment of the invention in which an optical display of the evaluation takes place and in which, if the voltage to be evaluated fails, a tactile voltage is generated by means of a multivibrator, while FIG. 6 shows the switching on of a circuit arrangement according to FIG.
5 shows a carrier frequency system for the purpose of pilot monitoring.
In Fig. 1 a circuit arrangement designed as a bridge circuit according to the invention is shown. The feed diagonal contains the feed voltage source 1 with the polarity shown as well as a series or internal resistance 2. Between the feed points a and b of the bridge circuit are the left-hand bridge branches a, c, and c, b and the right-hand bridge branches a, d and d, b . The bridge branch a, c contains the first coupling capacitor 3 in series with a rectifier 4 with a permeable polarity for the charging current, while c, b has the charging capacitor 5 to which an evaluating switching element provided with a response threshold, e.g. B. evaluation relay 6, is connected in parallel.
The bridge branch a, d contains the second coupling capacitor 7, while a rectifier 8 with a permeable polarity for the charging current is arranged in the bridge branch b, d. The bridge diagonal c, d is connected to a load resistor 9 of the charging capacitor 5. The first coupling capacitor 3 has a discharge circuit which is led via the discharge resistor 10 and which is periodically closed by a switch 11 actuated in the tactile rhythm.
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The switch 11 simultaneously causes the entire bridge circuit to be connected to the
Supply voltage. In the following, the period in which the switch 11 is closed and thus short-circuits the supply voltage at the bridge will be referred to as the switch-off phase, the period in which the switch 11 is open as the switch-on phase.
In terms of the invention, the switch 11 can be designed both as a mechanical switch and, in particular, as an electronic switch, the latter embodiment having the advantage of greater reliability and lower maintenance requirements. The switching movement of 11 is derived from the sampled voltage U1 to be evaluated which is present at the input terminal 12, for example in such a way that the switch is closed for the duration of the received pulse, while the pulse interruption is open.
In various applications it is expedient to design the switch 11 in such a way that it is actuated by an amplitude-modulated voltage. It is closed as soon as the voltage amplitude exceeds a given value and opened as soon as it falls below another value.
To explain the mode of operation of the circuit arrangement according to FIG. 1, a compilation of various voltage diagrams according to FIG. 2 assigned to specific circuit points is used.
The sampled voltage Z to be evaluated is sampled asymmetrically according to FIG. 2a in such a way that the
Switch-on phase 13 '(switch 11 open) is small compared to switch-off phase 14' (switch 11 closed). If, in the arrangement according to FIG. 1, point b is connected to ground potential, a potential profile Ua 'according to FIG. 2b results for the opposite bridge corner point a. During the relatively short switch-on phases 13 ′, the charging capacitor 5 charges up in bursts via the rectifier 4 and the first coupling capacitor 3. Since the first coupling capacitor 3 has a significantly lower capacitance than the charging capacitor 5, the former charges to a significantly higher voltage than the latter in accordance with the charging time constant.
However, this is not specifically taken into account in the voltage diagrams according to FIGS. 2d and 2e, which are only intended to clarify the terminal voltage curve at the capacitors 3 and 5. During the relatively long switch-off phases 14 ′, the coupling capacitor 3 discharges via the high-resistance one
Discharge resistor 10 and the closed switch 11, so that it is practically completely discharged at the beginning of the subsequent switch-on phases 13 ′. Therefore, according to FIG. 2d, it charges itself by the same voltage swing AU3 'in each switch-on phase 13', so that the charging capacitor 5, as can be seen from FIG. 2e, can be charged further by a constant voltage swing AU5 '.
Unless the
Discharge of the charging capacitor 5 would only take place via the rectifier 8, the load resistor 9 and in parallel with this via the evaluating switching element 6, a discharge curve shown by dashed lines in FIG. 2e would result.
By the action of the second coupling capacitor 7 and the rectifier 8 in the circuit according to
1, however, a further discharge process occurs at 5 during each shutdown phase 14 ', so that the discharge curve drawn as a solid line in FIG. 2e is decisive. As can be seen in detail from FIG. 2c, which illustrates the potential profile Ud 'of the bridge corner point d, the second coupling capacitor 7, which has approximately the same capacitance as 3, is charged to the supply voltage during the switch-on phases 13', where its assignment facing point d is very small, the front one
Has a negative potential corresponding to the threshold voltage of 8, while its assignment facing point a in the charged state corresponds in terms of potential to the negative pole of the supply voltage.
At the beginning of the switch-off phase 14 ′, a is connected to ground potential via the now closed switch 11, which at the same time leads to an increase in potential at point d to the value of the positive supply voltage, as is indicated in FIG. 2c. During the switch-off phase, an equalizing current flows between the second coupling capacitor 7 and the charging capacitor 5 via the load resistor 9 and the closed switch 11, which reduces the charge of 5 in each case.
If the time constant of this equalization process is selected to be significantly smaller than the discharge time constant for the discharge of the first coupling capacitor 3 by dimensioning the load resistor 9 with a correspondingly low resistance, then the discharge of the charging capacitor 5 caused by the second coupling capacitor 7 only occurs at the beginning of each individual switch-off phase 14 ', so that the discharging processes in the further course of the shutdown phase. are not affected by this.
Assuming the above dimensions, the interaction described below between the bridge halves a, c, b and a, d, b results in relation to the resulting charge of 5: The charge reductions that occur on 5 during the individual shutdown phases due to the
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If the switch 11 is actuated during the switch-off phases 14 (switch 11 closed), a third coupling capacitor 23 is charged to the supply voltage via the current-permeable rectifier 22.
At the beginning of each switch-on phase 13 (switch 11 open), the potential of the connection point e between the
Switching elements 22 and 23 reduced by the amount of the supply voltage, so that the rectifier 22 blocks and the third coupling capacitor 23 charges a capacitor 25 via an equalizing circuit containing the resistor 24 and the rectifier 21 in such a negative way that the control grid of the
Terminal voltage supplied to display tube 18 locks the display tube. The one across the voltage divider
19, 20 and the discharge process on the capacitor 25, which begins the supply voltage source, is controlled by suitable dimensioning of the resistors 19 and 20 in such a way that the negative blocking voltage on the control grid has reduced, preferably after half of the subsequent shutdown phase 14, that the tube lights up again .
Thus, when the voltage U1 to be evaluated is sampled, an intermittent lighting process results which coincides with the second halves of the individual switch-off phases 14.
According to a further development of the evaluation part of the circuit arrangement, an astable multivibrator known per se is provided, the transistors T1, T2 of which are connected to the negative pole of the supply voltage via the collector resistors 26, 27. The time-determining RC elements 28, 29 and 30, 31 are connected to the base electrodes. The emitter leads are connected to the ground potential via a common RC element 32, 33. The voltage dropped across the common RC element 32, 33 is fed to the base electrodes via resistors 34 and 35 as a defined reverse voltage.
When a non-sampled voltage is applied to input terminal 12 of the circuit, i. H. When the switch 11 is closed, a diode 36 connected to the circuit point a is current-permeable and thus applies ground potential to the base of the right-hand transistor T2, so that it remains permanently blocked while T1 conducts current. When the switch 11 is briefly opened during the switch-on phases 13 when a sensed voltage U1 is received, the diode 36 is blocked for a short time, which in itself after the removal of the ground potential at the base of T2 leads to an opening of T2 after a certain amount due to the dimensioning of the RC Link 28, 29 would have to lead to the specified discharge time.
In this case, however, a through-control of T2 is avoided in that this discharge time is selected to be longer than the duration of the individual switch-on phases 13.
As a result, the transistor T2 remains in the blocked state when a sensed voltage Ul is received and the multivibrator does not oscillate. However, if the voltage at the input terminal 12 fails completely (switch 11 is permanently open), the diode 36 remains in the blocked state, so that T2 is controlled after the delay time determined by the discharge of 29 and the multivibrator, whose output voltage is tapped at 37 to start working. The time-determining RC elements 28, 29 and 30, 31, which are decisive for the pulse duty factor of the resulting square wave voltage, are expediently dimensioned so that the pulse duty factor of the output voltage tapped at 37 corresponds to the pulse duty factor of a specific, predetermined keying of the input voltage Ul.
To eliminate adverse influences such. B. fluctuations in room temperature or changes in transistor parameters, on the duty cycle of the output voltage, two diodes 38 and 39 are preferably connected between the base points of the transistors and the connection points of the associated time-determining RC elements that their anodes are at the base points.
In FIG. 6, a system section of a carrier frequency system located between the terminals A-B is shown schematically, which is equipped with pilot monitoring for signaling transmission disturbances. A channel converter KU1 that combines the individual message channels into a group, a coupling circuit EK1, a fork amplifier GV1 and a group converter Gul that combines several groups into a supergroup are arranged on the transmission side of the terminal A.
On the receiving side of terminal B, a group converter GU2 dividing the supergroup into the individual groups, a decoupling circuit AK2 and a channel converter KU2 dividing the group under consideration into the individual message channels are provided accordingly. The structure in the other transmission direction B-A is analogous, with the corresponding switching units in B with the index 3 and in A with the index 4. The pilot voltage generated by a pilot generator Gl is injected in the transmission direction A-B via the injection circuit EK1, and the pilot voltage generated by a pilot generator G2 in the transmission direction B-A via EK3.
Between the decoupling circuit AK2 and the coupling circuit EK3 is an embodiment
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form according to FIG. 5 switched on as a pilot receiver PE1, the terminals 12 'and 37' the terminals
12 and 37 in FIG. 5 correspond. Similarly, a similarly designed circuit arrangement is switched on as a pilot receiver PE2 with terminals 12 "and 37" between AK4 and EK1.
If, when a transmission fault occurs in the transmission direction AB, the pilot voltage fed in via EK1 and decoupled from the transmission path via AK2 i and applied to terminal 12 'is interrupted, after a certain delay time an evaluation is carried out via switching element 6', which is carried out by means of a Switching contact influences a downstream blocking device S1, which passes on a switching command to block the failed group of communication channels against occupancy to the voter office assigned to terminal B via a line L1.
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At the same time, a sampled input voltage is applied to the output terminal 37 'a sampling voltage 12 ".
The pilot receiver PE2 evaluates this sensed voltage after a certain time delay by means of its switching element 6 "and influences a downstream blocking device S2, which also forwards a switching command to block the failed channel group against occupancy to the electoral office assigned to terminal A via a line L2 .
After the transmission disturbance has been eliminated, the keying voltage tapped at terminal 37 'is immediately switched off in B, so that an untimed pilot voltage is again applied to 12 "and the switching element 6" in A drops out again after the same delay as in B and as when switching on.
This lifted the electoral blocks for both electoral offices. An analog dial blocking process also takes place when a transmission fault occurs in the transmission direction B-A, the functions of. Pilot receivers PE1 and PE2 are swapped.
The design of the pilot receivers PE1 and PE2 according to the circuit arrangement shown in FIG. 5 increases their selectivity in such a way that incorrect evaluations, which are caused by beat processes in conventional carrier frequency systems, are largely avoided. The
EMI6.2
Detect in good time whether the pilot receiver is receiving a gated pilot voltage or whether this has failed completely, so that the transmission direction in which the fault is to be found is automatically displayed.
EMI6.3
PATENT CLAIMS:
1.
Circuit arrangement for the delayed evaluation of an asymmetrically sampled voltage within a range of low sampling frequencies using a scoop circuit connected to a supply voltage, in which a charging capacitor is charged in bursts during the switch-on phases via a first coupling capacitor connected in series and a switch operated in tactile rhythm, with the first coupling capacitor is discharged via a discharge resistor during the switch-off phases, characterized in that a second coupling capacitor (7) 'is charged in parallel to the first and is connected to the charging capacitor (5) during the switch-off phases (14) in such a polarity that between both an equalizing current discharging the coupling capacitor (7) flows,
the discharge time constant for the first coupling capacitor (3) being significantly larger than that for the second (7), and that an evaluating switching element (6) provided with a response threshold is connected in parallel to the charging capacitor (5).