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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für ein elektronisches Zeitglied, das zwei an eine gemeinsame Gleichspannungsquelle angeschlossene Vergleichspannungskreise aufweist, von denen der eine durch einen Spannungsteiler gebildet ist, der einen ersten Vergleichspunkt festlegt, während der andere die Serienschaltung eines an einem ersten Pol der Spannungsquelle liegenden Kondensators und eines
Ladewiderstandes enthält, wobei der Kondensator zusammen mit einem Entladewiderstand in einem
Entladestromkreis liegt und die beiden Vergleichspunkte an den Basisanschlüssen zweier Transistoren liegen, deren Emitter miteinander verbunden sind.
Bei einer bekannten Schaltungsanordnung dieser Gattung gehören die beiden an die Vergleichspunkte angeschlossenen Transistoren der gleichen Leitfähigkeitstype an und ihre miteinander verbundenen Emitter liegen parallel zueinander. Da einer der beiden Transistoren im Ruhezustand leitend ist, ergibt sich durch den über diesen Transistor fliessenden Kollektorstrom im Ruhezustand ein starker Stromverbrauch.
Die Erfindung befasst sich mit der Aufgabe, diesen Nachteil eines starken Stromverbrauches im
Ruhezustand des Zeitgliedes zu vermeiden, und erreicht dies dadurch, dass zwischen dem Kondensator und dem Ladewiderstand, parallel zum Entladewiderstand, eine Diode geschaltet ist, wobei der Verbindungs- punkt von Kondensator und Diode den zweiten Vergleichspunkt bildet, dass die an die Vergleichspunkte angeschlossenen Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstypen angehören, so dass ihre Emitter in
Serie liegen, und dass der Kollektor des ersten Transistors in an sich bekannter Weise über eine Wider- standskombination mit einem als Verstärker geschalteten dritten Transistor entgegengesetzten Leitfähig- keitstyps wie der erste Transistor verbunden ist, während der Kollektor des zweiten Transistors an dem zweiten Pol der Spannungsquelle liegt.
Da bei dieser Schaltungsanordnung der eine Transistor im Ruhezustand des Zeitgliedes vom zweiten
Vergleichspunkt her gesperrt ist und die Emitter der beiden Transistoren in Serie liegen, kann auch der zweite Transistor im Ruhezustand keinen Kollektorstrom führen, so dass beide Transistoren im Ruhe- zustand stromlos sind.
Weitere Vorteile der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung bestehen darin, dass sie gegen Bauteiltoleranzen der Halbleiter und gegen Schwankungen der Temperatur und der Versorgungsspannung von vornherein wenig empfindlich ist und in dieser Beziehung, wie später erläutert wird, auf einfache Weise noch weiter verbessert werden kann.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert, die in den Fig. 1 bis 5 fünf verschiedene Ausführungsbeispiele zeigen.
Fig. 1 stellt den grundsätzlichen Aufbau der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung dar. Es sind insbesondere der erste Vergleichskreis mit den Widerständen --R1 und R2-- erkennbar, deren Verbindungspunkt den ersten Vergleichspunkt --V1-- bildet, ferner der zweite Vergleichskreis mit der Serienschaltung aus Kondensator --C--, Diode --D1-- und Widerstand --R3--, wobei der Verbindungspunkt von Kondensator -C-- und Diode --D1-- den zweiten Vergleichspunkt --V2-- bildet. Die Diode - ist von einem Widerstand --R4-- überbrückt, über den der Kondensator --C-- nach Schliessen eines im Ruhezustand offenen Kontaktes-K-- im Entladestromkreis entladen werden kann.
Mit den Vergleichspunkten-VI und V2-- sind die Basiselektroden von Transistoren --T2 bzw. Tl- verbunden, die entgegengesetzten Leitfähigkeitstypen angehören. Der Kollektor des Transistors --T1-- ist über eine Widerstandskombination --R5, R6-- mit der Basis eines als Verstärker geschalteten Transistors - vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp verbunden. Die Emitter der beiden Transistoren-Tl und T2-- sind miteinander verbunden und der Kollektor des zweiten Transistors --T2-- ist mit dem Pol --P2-der Spannungs quelle --UB-- verbunden, an deren anderem Pol-Pl-der Kondensator-C-liegt.
Im Ruhezustand der Schaltung, d. h. bei offenem Konstakt --K--, ist der Kondensator --C-- voll auf Betriebsspannung aufgeladen, d. h. der Vergleichspunkt --V2-- hat das Potential des negativen Pols der Spannungsquelle --UB--. Der Vergleichspunkt --V1-- hat auf Grund der Spannungsteilung durch die Widerstände-Rl und-R2-- ein Potential, das höher ist als jenes des Punktes --V2--. Dadurch sind die beiden Transistoren-Tl, T2-- gesperrt. Der einzige Stromverbrauch wird durch den Spannungsteiler - -R1, R2-- verursacht und kann durch entsprechend hohe Widerstandswerte beliebig klein gehalten werden, weil der Transistor --T2-- infolge seiner stromverstärkenden Eigenschaft den Quellenwiderstand des Spannungsteilers um den Stromverstärkungsfaktor herabsetzt.
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Wird nun der Kontakt --K-- geschlossen, so nimmt der Verbindungspunkt-B-von Diode-Dl- und Widerstand --R3-- das Potential des positiven Pols-Pl-an, und der Kondensator --C-- kann sich über den Entladewiderstand --R4-- entladen, d. h. das Potential des Vergleichspunktes--V2--nähert sich nach einer Exponentialfunktion dem Potential des positiven Pols --P1--. Ab dem Augenblick, in dem das
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--V2-- höher- hineinfliessen. Dieser Basisstrom fliesst um den Stromverstärkungsfaktor ss dieses Transistors verstärkt als Kollektorstrom über den Widerstand --R5-- zum Widerstand --R6-- und zum dritten
Transistor --T3--.
Der grösste Teil dieses Kollektorstromes fliesst über die Basis-Emitterstrecke des Transistors --T3-- und steht verstärkt an dessen Ausgang --A-- zur Verfügung.
Im verbesserten Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ist zwischen dem ersten Pol --P1-- der Spannungs- quelle --UB-- und dem ersten Vergleichspunkt --V1-- ein weiterer Kondensator --CS-- geschaltet, der als
Siebkondensator dazu dient, schnelle Spannungsschwankungen oder auch Störspitzen auf den Be- triebsspannungszuleitungen zu eliminieren. Ist nämlich die Zeitkonstante der Kombination aus Siebkonden- sator-CS-- und Spannungsteiler-Rl, R2-- annähernd gleich der Zeitkonstante der zeitbestimmenden
Kombination --C, R4--, so bleibt auch bei beliebigen Spannungsänderungen im Ruhezustand der Schaltung die Potentialdifferenz zwischen-VI und V2-- unbeeinflusst.
Damit die Schaltung auch für Spannungen verwendbar wird, die höher sind als die Summe der
Durchbruchspannungen der Basis-Emitterstrecken der beiden Transistoren --T1, T2--, kann, wie Fig. 3 zeigt, zwischen den Emitter des ersten Transistors --T1-- und den Emitter des zweiten Transistors - -T2-- eine Diode --D2-- mit höherer Sperrspannung als jene der Basis-Emitterstrecken der beiden
Transistoren-Tl und T2-- geschaltet werden. Es sind dann beide Transistoren vor Durchbrüchen der
Basis-Emitterstrecken geschützt. Die gleiche Schutzwirkung ergibt sich auch, wenn die Diode entweder zwischen dem Punkt-VI-und der Basis des zweiten Transistors --T2-- oder zwischen dem Punkt - und der Basis des ersten Transistors --T1-- angeordnet wird.
Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 liegt, um die Umschaltegeschwindigkeit der ganzen Anordnung
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--T3-- und--R8--, und zwischen dem zweiten Vergleichspunkt --V2-- und der Basis des ersten Transistors --T1-- ein weiterer Widerstand --R9--. Sobald das Potential am Ausgang --A-- jenes der Basis des ersten Transistors --T1-- übersteigt, tritt Mitkopplung in der Schaltung ein und der Ausgang --A-- schaltet mit maximaler Geschwindigkeit um, unabhängig davon, welchen weiteren Verlauf die Spannung am Kondensator - hat.
Neben dieser Erhöhung der Umschaltegeschwindigkeit wird aber auch die Störfestigkeit verbessert, weil am Punkt --V2-- das Potential erheblich unter dem Potential des Punktes-VI-liegen muss, damit die Anordnung aus der Arbeitslage in die Ruhelage kippt. Ein Absinken des Potentials kann z. B. durch Spannungseinbrüche auf den Betriebsspannungsleitungen hervorgerufen werden.
Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ist zusätzlich zu der schon an Hand von Fig. 3 erläuterten Massnahme zwischen dem ersten Widerstand-Rl-des Spannungsteilers-Rl, R2--und dem ersten Vergleichspunkt --V1-- eine Anzahl von Dioden-D3,.... Dn-- geschaltet, die gleich der Anzahl der Sperrschichten ist, welche zwischen den beiden Vergleichspunkten-VI und V2-- liegen, oder ein diesen Dioden äquivalentes Element, wobei diese Dioden-D3,.... Dn-- bzw. deren äquivalentes Element eine ähnliche Strom-Spannungskennlinie haben wie die Sperrschichten von-Tl, T2, D2-- zwischen den beiden Vergleichspunkten-VI und V2--.
Damit wird erreicht, dass die Anordnung auch bei grossen Betriebsspannungsänderungen nur verschwindende Änderungen der Ablaufzeit zeigt, weil die Durchlassspannung der Dioden-D3,.... Dn-- der Basis-Emitterspannung der Transistoren-Tl und T2-- entspricht, so dass sich eine Kompensationswirkung ergibt.
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