AT396639B - Control system for an intermediate-circuit voltage converter which feeds an asynchronous machine - Google Patents

Control system for an intermediate-circuit voltage converter which feeds an asynchronous machine Download PDF

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Karl Dipl Ing Dr Tec Schiftner
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Elin Energieanwendung
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/12—Stator flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors

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Abstract

Two microprocessors 1, 2 are provided in a control system for an intermediate-circuit voltage converter. One of these microprocessors acts as a control processor 1 and the other as a pulse-pattern processor 2, with a transfer unit 11 arranged in between. During each computation cycle TI, the pulse-pattern processor 2 uses the detected rotation speed of the asynchronous machine 9 to calculate the mechanical circular frequency Omegam, which is stored in both processors 1, 2. The control processor 1 uses this circular frequency Omegam, the previously evaluated intermediate-circuit voltage ud and the nominal value for the torque mnom or the rotation speed Omegam, nom, together with a downstream flux computer, a modelled limit computer, a modelled current component computer and a modelled voltage component computer to calculate the component elements of the stator voltages <IMAGE>, the stator flux components <IMAGE> and the rotor circular frequency OmegaR. The pulse-pattern processor 2 then uses these component elements and the most up-to-date mechanical circular frequency Omegam to calculate the stator voltage components uSx, uSy which are fixed to the rotating field, and uses the most up-to-date evaluated intermediate-circuit voltage ud to define the pulse pattern. This new control system results in short dead times (delay times), short sampling times and optimum regulation times on load. <IMAGE>

Description

AT 396 639 BAT 396 639 B

Die Erfindung betrifft ein Regelungssystem für einen Spannungszwischenkreisumrichter der eine Asynchronmaschine speist, bestehend aus Mikroprozessoren, wobei einer die Pulsmuster erzeugtThe invention relates to a control system for a voltage intermediate circuit converter which feeds an asynchronous machine, consisting of microprocessors, one of which generates the pulse pattern

Die bekannten Asynchronmaschinenantriebe mit Anschnittsteuerung sind aufgrund der im Läufer der Maschine anfallenden Verluste nur auf kleine Leistungen beschränkt Die direktumrichtergespeiste Asynchronmaschine wird im höchsten Leistungsbereich bei kleinen bis mittleren Ständerfrequenzen und Drehzahlen eingesetzt Von großer technischer Bedeutung sind die Zwischenkreisumrichter in ihren verschiedenen Ausbildungsformen als unter- und tibersynchrone Stromrichterkaskade und als Stromzwischenkreis- und Spannungszwischenkreisumrichter.The known asynchronous machine drives with gate control are only limited to small outputs due to the losses occurring in the rotor of the machine.The direct converter-fed asynchronous machine is used in the highest output range at small to medium stator frequencies and speeds The intermediate circuit converters are of great technical importance in their various forms as under- and tibersynchronous Power converter cascade and as a DC link and DC link converter.

Auch bei den Bahnantrieben ist der Trend vom Kommutatormotor zum Drehstrommotor unverkennbar. Beiden Antrieben mit Kommutatormaschinen kommen der Einphasenreihenschlußmotor mit Hochspannungsschaltwerk, der Mischstrommotor mit Anschnittsteuerung bei der Vollbahn und der Gleichstrommotor mit Niederspannungsschaltwerk oder Gleichstromsteller im Nahverkehr zur Anwendung. Die U-Bahn-Triebwagen im Nahverkehr werden in Drehstromtechnik mit Phasenfolgewechselrichter ausgeführtThe trend from commutator motors to three-phase motors is also unmistakable for rail drives. Both drives with commutator machines use the single-phase series motor with high-voltage switchgear, the mixed-current motor with gate control on the full track and the direct-current motor with low-voltage switchgear or direct current controller in local transport. The underground railcars in local transport are designed in three-phase technology with phase sequence inverters

Die moderne Stromrichtertechnik wäre ohne die enormen Fortschritte in der Informationselektronik nicht denkbar. Analoge Schaltkreise, wie Verstärker, Multiplizierer, Dividierer und Komparatoren, aber auch die digitalen Logikbausteine, vor allem Zähler, Speicher und Multiplexer, wurden schon früh eingesetzt. Mit den Schaltkreisen und den Logikbausteinen konnten verhältnismäßig komplexe Stromrichterregelungen, wie z. B. für eine Drehstromasynchronmaschine, mit wirtschaftlich vertretbarem Aufwand verwirklicht werden.Modern converter technology would not be conceivable without the enormous advances in information electronics. Analog circuits, such as amplifiers, multipliers, dividers and comparators, but also the digital logic modules, especially counters, memories and multiplexers, were used early on. With the circuits and the logic modules, relatively complex converter controls, such as. B. for a three-phase asynchronous machine can be realized with economically justifiable effort.

Vor rund zehn Jahren wurde aufgezeigt, daß sich Stromrichter recht gut mit Mikroprozessoren steuern lassen. Diese Technik ist allerdings erst heute wirtschaftlich vertretbar geworden.Around ten years ago it was shown that power converters can be controlled quite well with microprocessors. However, this technology has only become economically viable today.

In der EP-OS 0 259 240 ist ein Verfahren und eine Einrichtung zur Steuerung eines zwangskommutierten Umrichters beschrieben. Dabei steht ein Signalprozessor in Verbindung mit einem Speicher in dem verschiedene Muster zur Erzeugung von pulsbreitenmodulierten Signalformen in einem weiten Bereich für verschiedene Frequenzen abgespeichert sind. Dadurch kann für jeden Betriebspunkt eine vorteilhafte Aufhebung der harmonischen Schwingungen «reicht werden. Eine in dieser EP-OS erwähnte weitere Einrichtung besteht dabei aus drei Mikroprozessoren zur Bildung des pulsbreitenmodulierten Signales und ein vierter ist zur Synchronisation der drei anderen und der Erzeugung ein« Phasenverschiebung vorgesehen.EP-OS 0 259 240 describes a method and a device for controlling a positively commutated converter. A signal processor is connected to a memory in which various patterns for generating pulse-width-modulated signal shapes are stored in a wide range for different frequencies. As a result, an advantageous cancellation of the harmonic vibrations can be sufficient for each operating point. Another device mentioned in this EP-OS consists of three microprocessors for forming the pulse-width-modulated signal and a fourth is provided for synchronizing the other three and generating a phase shift.

Der Wirkungsgrad stromrichtergespeister Drehstromantriebe wird aufgrund des hohen Stromrichterwirkungsgrades, der zwischen 90 % und 95 % liegt, vor allem durch den Motor bestimmt.The efficiency of converter-fed three-phase drives is primarily determined by the motor due to the high converter efficiency, which is between 90% and 95%.

Durch geeignete Spannungspulsmuster ist es möglich, den Verlauf des Ständerflusses gut an die ideale Kreisbahn anzunähem. Dadurch werden die Verzerrungsstreuflüsse und damit die Verzerrungsströme extrem klein gehalten.Suitable voltage pulse patterns make it possible to sew the course of the stator flow well to the ideal circular path. As a result, the stray fluxes and thus the distortion currents are kept extremely small.

Allgemein kann gesagt werden, daß beim Spannungszwischenkreisumrichter noch einige Verbesserungen der heute üblichen Pulsverfahren vorgenommen werden müssen, um im Bereich der Nenndrehzahl bessere Gesamtwirkungsgrade zu erzielen als beim Stromzwischehkreisumrichter.In general, it can be said that the voltage intermediate circuit converter still has to make some improvements to the pulse methods which are customary today in order to achieve better overall efficiencies in the range of the rated speed than in the case of the current intermediate circuit converter.

Bei hochdynamischen Antrieben kommen aufgrund der geforderten Reaktionszeiten nur Antriebe mit Spannungszwischenkreisumrichtem zur Anwendung.In the case of highly dynamic drives, only drives with voltage intermediate circuit converters are used due to the required response times.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, ein Regelungssystem mit hoher Dynamik zu schaffen, dessen Gesamtaufwand, durch Einschränkung der Anzahl der notwendigen Meßgrößen, wesentlich verringert wird.The object of the invention is now to create a control system with high dynamics, the total effort of which is significantly reduced by restricting the number of required measurement variables.

Die Aufgabe wird durch die Erfindung gelöst. Diese ist dadurch gekennzeichnet, daß zweiMikroprozessoren, von denen einer als Regelungsprozessor und der andere als Pulsmusterprozessor für zeitkritische Berechnungen arbeitet, mit dazwischen angeordneter Übergabeeinheit, vorzugsweise ein Dual-Port-RAM, vorgesehen sind, und daß während eines jeden Rechenzyklusses, welch« die Zeit zwischen zwei Interruptimpulsen ist, der Pulsmusterprozessor aus einem in einem Zählerbefin&lt;üichenWert,derproportional dermit einem Aufnehmer erfaßten Drehzahl der Asynchronmaschine ist, die mechanische Kreisfrequenz der Asynchronmaschine berechnet und in diesem sowie im Regelungsprozessor ablegt, und dieser aus dies« Kreisfrequenz, d« in diesem Prozessor während dieses Rechenzyklusses vorher ausgewerteten Zwischenkreisspannung und dem einer Prozeßführung entnommenen Sollwert für Drehmoment od« Drehzahl mit einem nachgebildeten Flußrechner mit vorgeschalteter Flußvorgabe, einem nachgebildeten Begrenzungsrechn«, einem nachgebildeten Stromkomponenten- und einem nachgebildeten Spannungskomponentenrechner, wobei die nachgebildeten Rechner in vorgenannter Reihenfolge abgearbeitet weiden, die Werte für die Teilkomponenten d« Statorspannungen, die Statorflußkomponenten und die Rotorkteis-frequenz berechnet, und dieseWerte in der Übergabeeinheitabgespeichertwerden, und daß der Pulsmusterprozessor nach der Berechnung der mechanischen Kreisfrequenz aus den Teilkomponenten der Statorspannungen, den Statorflußkomponenten, derRotorkreisffequenz und der aktuellsten mechanischen Kreisfrequenz üb« die Berechnung d« Statorkreisffequenz die drehfeldfesten Statorspannungskomponenten «mittelt und mit der aktuellsten ausgewerteten Zwischenkreisspannung die Umschaltzeitpunkte d« Halbleiterschaltelemente des Wechselrichters des Umrichters bzw. das Pulsmuster berechnet, und daß während eines ersten Rechenzyklusses die Drehzahl der Asynchronmaschine im Zähler erfaßt wird, während eines zweiten Rechenzyklusses die mechanische Kreisfrequenz aus dem Zählerwert berechnet und im Regelungsprozessor abgelegt wird, und dieser die Werte für die Teilkomponenten der Statorspannungen, die Statorflußkomponenten und die Rotorkreisfrequenz berechnet, während -2-The object is achieved by the invention. This is characterized in that two microprocessors, one of which functions as a control processor and the other as a pulse pattern processor for time-critical calculations, are provided with an intermediate transfer unit, preferably a dual-port RAM, and that during each computing cycle, what time between two interrupt pulses, the pulse pattern processor consists of a value in a counter definition that is proportional to the rotational speed of the asynchronous machine detected by a pickup, calculates the mechanical angular frequency of the asynchronous machine and stores it in this and in the control processor, and this from this “angular frequency, d” in this Processor during this arithmetic cycle previously evaluated intermediate circuit voltage and the setpoint for torque or "speed taken from a process control with a simulated flow computer with an upstream flow specification, a simulated limiting calculation", a simulated current component and a simulated voltage component computer, the simulated computers being processed in the above order, the values for the subcomponents d «stator voltages, the stator flux components and the rotor ice frequency being calculated, and these values being stored in the transfer unit, and that the pulse pattern processor after the calculation of the mechanical The angular frequency from the sub-components of the stator voltages, the stator flux components, the rotor circuit frequency and the most recent mechanical angular frequency is calculated by averaging the "stator circuit frequency the stator voltage components fixed to the rotating field" and with the most recently evaluated intermediate circuit voltage the switching times d "semiconductor switching elements of the inverter of the converter and calculates the pulse pattern that during a first computing cycle the speed of the asynchronous machine is recorded in the counter, during a second computing cycle the mechanical Angular frequency is calculated from the counter value and stored in the control processor, and this calculates the values for the subcomponents of the stator voltages, the stator flux components and the rotor angular frequency, while -2-

AT 396 639 B eines dritten Rechenzyklusses im Pulsmusterprozessor mit den vorher im Regelungsprozessor berechneten Werten und der in diesem Zyklus ermittelten mechanischen Kreisfrequenz und ausgewerteten Zwischenkreisspannung die Umschaltzeitpuhkte der Halbleiterschaltelemente des Wechselrichters bzw. das Pulsmuster festlegt, welche bzw. welches bei einem vierten Rechenzyklus im Wechselrichter berücksichtigt werden. Der Hardwareaufwand bei S diesem neuen Regelungssystem ist sehr gering. Außerdem werden kleine Totzeiten und kleine Abtastzeiten «reicht.AT 396 639 B of a third arithmetic cycle in the pulse pattern processor with the values previously calculated in the control processor and the mechanical angular frequency and evaluated intermediate circuit voltage determined in this cycle stipulates the switching times of the semiconductor switching elements of the inverter or the pulse pattern which is taken into account in a fourth arithmetic cycle in the inverter will. The hardware expenditure with S this new control system is very low. Small dead times and short sampling times are also sufficient.

Auch optimale Anregelzeiten bei Belastung können erreicht werden. Weiters ist durch die Arbeitsaufteilung auch eine optimale Prozessoraufteilung möglich.Optimal rise times under load can also be achieved. The division of labor also enables optimal processor division.

Von Vorteil ist, daß die nachgebildete Flußvorgabe aus einem Glättungsglied, an welches die ausgewertete Zwischenkreisspannung gelangt, besteht, dem ein Dividierer nachgeschaltet ist, der die geglättete Zwischenkreis-10 Spannung durch den über einen Betragsbildner ermittelten Betrag der Statorkreisfrequenz dividiert, und daß dem Dividierer ein Komparator folgt, der zwei Umschalter steuert, von denen an einem der Betrag der Statorkreisfrequenz fürden Feldschwächbereich und einkonstanter Wert für denKonstantfeldbereich gelangt, wobei das Ausgangssignal dieses ersten Umschalters mit einem Spannungsfaktor multipliziert wird, und daß ein Dividierer die geglättete Zwischenkreisspannung durch das mitdem Spannungsfaktor multiplizierte Ausgangssignal des ersten Umschalters divi-15 diert, und daß dem zweiten Umschalter das Ausgangssignal dieses Dividierers und der Kehrwert des Spannungsfäk- tors zugeführt wird, dessen Ausgangssignal über einen Quadrierer an eine Subtraktionsstelle gelangt, der die ebenfalls quadrierte maximal mögliche drehmomentbildende Statorflußkomponente zugeführt wird, und daß am Ausgang eines Radizierers, der mit der Subtraktionsstelle verbunden ist, der Sollwert der feldbildenden Komponente des Staiorflusses auftritt. Eine Umschaltung zwischen Konstantfeldbereich und Feldschwächbereich ist von der Zwi-20 schenkreisspannung und der Statorfrequenz abhängig. Durch die nachgebildete Flußvorgabe ist dabei eine optimaleIt is advantageous that the simulated flow specification consists of a smoothing element, to which the evaluated intermediate circuit voltage arrives, which is followed by a divider which divides the smoothed intermediate circuit voltage by the amount of the stator circuit frequency determined via an absolute value generator, and that the divider Comparator follows, which controls two changeover switches, one of which has the magnitude of the stator angular frequency for the field weakening range and a constant value for the constant field range, the output signal of this first changeover switch being multiplied by a voltage factor, and a divider dividing the smoothed intermediate circuit voltage by the output signal multiplied by the voltage factor of the first changeover switch, and that the second changeover switch is supplied with the output signal of this divider and the reciprocal of the voltage factor, the output signal of which is sent via a squarer to a subtraction point arrives, which is also supplied with the squared maximum possible torque-forming stator flux component, and that the setpoint of the field-forming component of the flux occurs at the output of a root extractor, which is connected to the subtraction point. Switching between constant field and field weakening range depends on the intermediate circuit voltage and the stator frequency. The simulated flow specification is an optimal one

Spannungsausnutzungmöglich. DerSpannungsfaktorbietetdieMöglichkeitfiir die Flußvorgabe denStatorwiderstand zu berücksichtigen. Der Spannungsfaktor beinhaltet auch eine Spannungsreserve für dynamische Vorgänge.Voltage utilization possible. The voltage factor offers the possibility to take the stator resistance into account for the flux specification. The voltage factor also includes a voltage reserve for dynamic processes.

Nach einer Ausgestaltung der Erfindung besteht der nachgebildete Flußrechner aus einem Glättungsglied, dem die feldbildende Statorflußkomponente multipliziert mit ein« Maschinengröße, welche die Hauptinduktivität 25 dividiertdurchdieStatorinduktivitätist,zuführbarist,unddieseGrößentitd«n Ausgangssignal des Glättungsgliedes, welches die Rotorflußkomponente ist, verknüpft wird, und daß diese Größe multipliziert mit dem Kehrwert des Streufaktors die mit d« Rotorzeitkonstante bew«tete Ableitung des Rotorflusses ist, und daß die Verzögerungszeit des Glättungsgliedes die subtransiente Rotoizeitkonstante, die der rotorseitigen Streureaktanz dividiert durch den den Betriebsbedingungen entsprechend nachgeführten Rotorwiderstand entspricht, ist. Damit wird die Differential-30 gleichung für den Rotorfiuß auf einfache Weise gelöst Bei Ausführung in Analogtechnik würde man zur Lösung derAccording to one embodiment of the invention, the simulated flux calculator consists of a smoothing element, to which the field-forming stator flux component multiplied by a machine size, which is the main inductance 25 divided by the stator inductance, can be supplied, and this size is linked to the output signal of the smoothing element, which is the rotor flux component, and this variable multiplied by the reciprocal of the scattering factor is the derivative of the rotor flux, weighted with the rotor time constant, and that the delay time of the smoothing element is the subtransient Rotoizeit constant, which corresponds to the rotor-side scattering reactance divided by the rotor resistance adjusted according to the operating conditions. This solves the differential equation for the rotor base in a simple manner

Differentialgleichung aufwendige Rechenregelkreise benötigen. Außer der Rotorflußkomponente wird auch die Änderung dieser ermitteltDifferential equation need complex computing control loops. In addition to the rotor flux component, the change in this is also determined

Eine Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß der nachgebildete Begrenzungsrechner einen Multiplizierer aufweist, der den quadrierten Betrag des Statorflusses mit einer maschinenabhängigen Konstante multipliziert und 35 dieser Wert der das Kippmoment darstellt, durch die Rotorflußkomponente dividiert und anschließend mit einer Maschinengröße,welche dieRotorinduktivität dividiert durch dieHauptinduktivität ist, multiplizi«t wird,unddiese Größe die einer Minimalwertauswahl zuführbare in der Nähe des Kippunktes für konstante Rotoikreisfrequenz gültige momentenbildende Statorstromkomponente ist, und daß die radizierte Differenz aus dem quadrierten maximal möglichen Statorstrom und der quadrierten feldbildenden Statorstromkomponente ebenfalls der Minimal-40 wertauswahl zuführbar ist, und daß am Ausgang der Minimalwertauswahl immer die maximal mögliche drehmomentbildende Statorstromkomponente auftritt, welche multiplizi«t mit der statorseitigen Stteureaktanz die maximal mögliche drehmomentbildende Stattsflußkomponente ergibt, unddaß die maximal möglichediehmoment· bildende Statorstromkomponente multipliziert mit ((«Rotorflußkomponente und einer Maschinengröße, welche die Hauptinduktivität dividiert durch die Rotorinduktivität ist, das maximal mögliche Drehmoment ist. Durch den 45 Begrenzungsrechner wird verhindert, daß unzulässige Werte des Statorstromes auftreten.A further development of the invention is that the simulated limiting computer has a multiplier which multiplies the squared amount of the stator flux by a machine-dependent constant and divides this value, which represents the breakdown torque, by the rotor flux component and then by a machine size which divides the rotor inductance by the main inductance is multiplied, and this quantity is the torque-generating stator current component that can be supplied to a minimum value selection in the vicinity of the tipping point for constant rotary circuit frequency, and that the square root of the difference between the squared maximum possible stator current and the squared field-forming stator current component can also be supplied to the minimum 40 value selection , and that the maximum possible torque-forming stator current component always occurs at the output of the minimum value selection, which component multiplies the stator reactance on the stator gives the maximum possible torque-generating steady-state flux component, and that the maximum possible torque-forming stator current component multiplied by ((«rotor flux component and a machine size which is the main inductance divided by the rotor inductance is the maximum possible torque. The 45 limiting computer prevents impermissible values of the stator current from occurring.

Vorteilhaft ist ferner, daß der nachgebildete Stromkomponentenrechner zur Rotorflußkomponente die mit der Rotorzeitkonstantebewertete Ableitung desRotorflusses addiert und dies« Wert dividiertdurchdieHauptinduktivität die feldbildende Statorstromkomponente ist, und daß die Rotorflußkomponente einem Magnetisierungskenn-liniennachbildner zuführbar ist, der an den beiden Ausgängen die Hauptinduktivität und die Statorinduktivität liefert, 50 und daß der üb« einen Anstiegsbegrenz« geführte Drehmomentsollwert dividiert durch die Rotorflußkomponente und anschließender Multiplikation mit einer Maschinengröße, welche die Rotorinduktivität dividiert durch die Hauptinduktivität ist, die momentenbildende Statorstromkomponente ist, und daß der Wert des durch die Rotorflußkomponente dividierten anstiegshegienzten Drehmomentsollwertes multipliziert mit einer Maschinengröße, die die Streuinduktivität des Rotorfeldes dividiert durch die Hauptinduktivität ist, und der Statorinduktivität die 55 drehmomentbildende Statorflußkomponente ergibt, und daß der Wert dividiert durch die Rottsflußkomponente und anschließend« Multiplikation mit dem Rotorwiderstand die Rotoikreisfrequenz darstellt. Bei der Berechnung d« feldbildend«! Statorstromkomponente wird eine Sättigung angenommen, durch welche die Sättigung des Haupt- -3-It is also advantageous that the simulated current component computer adds to the rotor flux component the derivative of the rotor flux evaluated with the rotor time constant and this value is divided by the main inductance, the field-forming stator current component, and that the rotor flux component can be supplied to a magnetization characteristic line simulator which supplies the main inductor at the two outputs, the main inductor and the inductor. 50 and that the torque setpoint passed "an increase limit" divided by the rotor flux component and then multiplied by a machine size, which is the rotor inductance divided by the main inductance, is the torque-generating stator current component, and that the value of the increase-torque setpoint, divided by the rotor flux component, is multiplied by one Machine size, which is the leakage inductance of the rotor field divided by the main inductance, and the stator ductivity gives the 55 torque-forming stator flux component, and that the value divided by the red flux component and then «multiplication by the rotor resistance represents the rotor circuit frequency. When calculating d "field-forming"! Stator current component is assumed to be a saturation by which the saturation of the main -3-

AT 396 639 B feldesberücksichtigtist.Weiters wird hierdieRotorkreisfrequenzsehr exakt den tatsächlichen Betriebsbedingungen nachgebildetAT 396 639 B is taken into account. Furthermore, the rotor circuit frequency is reproduced very exactly to the actual operating conditions

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung liegt darin, daß der nachgebildete Spannungskomponentenrechner im Regelungsprazessor die feldbildende und die momentenbildende Statorstromkomponente mit dem Statorwiderstand 5 multipliziert, und daß die, feldbildende, so wie die drehmomentbildende Statorflußkomponente je einem Differentiator zufühibar ist Hin wird der Statorwiderstand berücksichtigt wodurch auch bei kleinen Frequenzen eine hohe Genauigkeit erreicht wird. Außerdem erfolgt die Differentiation mit geringem Aufwand.A further embodiment of the invention is that the simulated voltage component computer in the control processor multiplies the field-forming and the torque-forming stator current component by the stator resistance 5, and that the field-forming and the torque-forming stator flux component can be fed to a differentiator. The stator resistance is taken into account small frequencies high accuracy is achieved. The differentiation is also carried out with little effort.

Letztlich ist noch von Vorteil, daß der Anstiegsbegrenzer bei jeder Eingangsänderung, insbesondere einer sprunghaften, am Ausgang denEingangswertin Stufen, deren Anzahl durch die Zahl von wählbaren Abtastschritten 10 vorgegeben ist erreicht, wobei der Hub der ersten und der letzten Stufe nur die Hälfte der dazwischenliegenden beträgt Dadurch wird der Drehmomentsollwert derart begrenzt daß die im Stromkomponentenrechner berechneten Größen und die danach berechneten zeitlichen Ableitungen dieser Größen bestmöglich zusammenpassen.Ultimately, it is also advantageous that with each input change, in particular a sudden change, the rise limiter reaches the input value in stages, the number of which is predetermined by the number of selectable sampling steps 10, the stroke of the first and the last stage being only half of those in between As a result, the torque setpoint is limited in such a way that the quantities calculated in the current component computer and the time derivatives of these quantities calculated thereafter match as closely as possible.

An Hand der Zeichnungen wird die Erfindung nun noch näher erläutert Die Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild des Regelungssystems, welches an einen Umrichter angeschlossen ist, der eine Asynchronmaschine speist, die Fig. 2 15 zeigt den Verfahrensablauf des Regelungssystems, Fig. 3 stellt die Flußvorgabe dar, Fig. 4 zeigt den Flußrechner, aus Fig. 5 ist der Begrenzungsrechner entnehmbar, Fig. 6 zeigt den Verlauf des Drehmomentes über der Drehzahl in den verschiedenen Bereichen, Fig. 7 stellt den Stroihkomponentenrechner dar, aus Fig. 8 geht der nachgebildete Spannungskomponentenrechner hervor und die Fig. 9 zeigt das Raumzeigerdiagramm einer Asynchronmaschine.The invention will now be explained in more detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows the block diagram of the control system which is connected to an inverter which feeds an asynchronous machine, FIG. 2 shows the process sequence of the control system, FIG. 3 shows the flow specification 4 shows the flow calculator, the limit calculator can be seen from FIG. 5, FIG. 6 shows the torque versus speed curve in the various areas, FIG. 7 shows the straw component calculator, and FIG. 8 shows the simulated voltage component calculator and Fig. 9 shows the space vector diagram of an asynchronous machine.

DieFig. 1 zeigt eine über einen Umrichter (7), (8) gespeiste Asynchronmaschine (9). Der Umrichter (7), (8), ein 20 Spannungszwischenkreisumrichter, besteht aus einem Gleichricher (7) und einem Wechselrichter (8). Der Gleichrichter (7) ist am Drehstromnetz (13) angeschlossenundder Wechselrichter (8)istmitder Asynchronmaschine (9) verbunden. Im Spannungszwischenkreis ist ein Kondensator (14) zur Glättung vorgesehen. Das Regelungssystem besteht aus zwei Prozessoren (1), (2) mit dazwischen angeordneter Übergabeeinheit (11), in welche ein- und ausgelesen werden kann. Im Regelungsprozessor (1) sind dieFlußvorgabe und die nachgebildeten Rechner abgelegt, 25 welche der Fluß-, der Begrenzungs-, der Stromkomponenten- und der Spannungskomponentenrechner sind. Dies ist mit dem Block (3) symbolisiert. Dem Regelungsprozessor (1) wird auch von einer Prozeßführung der Sollwert für Drehmoment (m§0jj) oder Drehzahl (mm^0jj), die Zwischenkreisspannung (u j) und vom Pulsmusterprozessor (2) die mechanische Kreisfrequenz (cüm) zugeführt Der Pulsmusterprozessor (2) ftihrt die Drehzahlauswertung durch und ermittelt diedemRegelungsprozessor (1) übergebene mechanische Kreisfiequenz (mm) und die Statorkreisfrequenz 30 (ω§). Dies ist mit dem Block (6) dargestellt, der vom Regelungsprozessor (1) die berechnete Rotorkreisfrequenz (cojj) erhält In diesem Prozessor (2) werden auch die Polarkoordinaten des Statorspannungszeigers (u§) aus den Teilkomponenten der Statorspannung (r§igx&gt; rgiSy), den Änderungen des Statorflusses (ψ§χ), (tygy), den Statorflußkomponenten (ψ§χ), (\|/§y), der Rotorkreisfrequenz (coR) und der aktuellsten mechanischen Kreisfrequenz (com) im Block (4) berechnet. Diese Koordinaten werden dem Pulsmusterbildner (5) zugeführt, der daraus 35 mit der Zwischenkreisspannung (u^) und der Statorkreisfrequenz (ω§) das Pulsmuster bzw. die Umschaltzeitpunkte für die Halbleiter des Wechselrichters (8) festlegt. Die Ausgangssignale (12) des Pulsmusterbildners (5) die das Pulsmuster sind, gelangen sodann über eine Ein-/Ausgabeeinheit (10) an den Wechselrichter (8).DieFig. 1 shows an asynchronous machine (9) fed via a converter (7), (8). The converter (7), (8), a 20 DC link converter, consists of a rectifier (7) and an inverter (8). The rectifier (7) is connected to the three-phase network (13) and the inverter (8) is connected to the asynchronous machine (9). A capacitor (14) is provided in the voltage intermediate circuit for smoothing. The control system consists of two processors (1), (2) with a transfer unit (11) arranged in between, into which reads can be read in and out. The flow specification and the simulated computers are stored in the control processor (1), which are the flow, limitation, current component and voltage component computers. This is symbolized by the block (3). The control processor (1) is also supplied with the setpoint for torque (m§0jj) or speed (mm ^ 0jj), the intermediate circuit voltage (uj) and the mechanical pattern frequency (cüm) from the pulse pattern processor (2) from a process control. The pulse pattern processor (2) Performs the speed evaluation and determines the mechanical circular frequency (mm) transferred to the control processor (1) and the stator circular frequency 30 (ω§). This is represented by block (6), which receives the calculated rotor angular frequency (cojj) from the control processor (1). In this processor (2), the polar coordinates of the stator voltage pointer (u§) are also made up of the sub-components of the stator voltage (r§igx &gt; rgiSy ), the changes in the stator flux (ψ§χ), (tygy), the stator flux components (ψ§χ), (\ | / §y), the rotor angular frequency (coR) and the latest mechanical angular frequency (com) in the block (4) calculated. These coordinates are fed to the pulse pattern generator (5), which 35 defines the pulse pattern and the switching times for the semiconductors of the inverter (8) with the intermediate circuit voltage (u ^) and the stator circuit frequency (ω§). The output signals (12) of the pulse pattern generator (5), which are the pulse pattern, then reach the inverter (8) via an input / output unit (10).

Beim Verfahrensablauf in Fig. 2 sind die einzelnen Rechenzyklen mit (Tj) bezeichnet, welche die Zeiträume zwischen zwei Interruptimpulsen (20) sind, und die Erfassung der Drehzahlimpulse (21), sowie die Messung der 40 Zwischenkreisspannung (u^) sind als Block (22), (23) dargestellt.In the course of the method in FIG. 2, the individual computing cycles are denoted by (Tj), which are the time periods between two interrupt pulses (20), and the detection of the speed pulses (21) and the measurement of the 40 intermediate circuit voltage (u ^) are shown as a block ( 22), (23).

In dieser Fig. stellt der obere Balken dieProzeßführung (24) dar, an welche die mechanische Kreisfrequenz (om) gelangt und die den Sollwert, entweder die Drehzahl (mmSnll) oder das Drehmoment (m§0jj), abgibt. Darunter sind die im Regelungsprozessor (1) stattfindenden Berechnungen schematisch als Blöcke (lj). (12) zu sehen, wobei die Länge der einzelnen Blöcke (lj), (12) die ungefähre Berechnungszeit angibt. Im Pulsmusterprozessor (2) sind 45 ebenfalls mit zwei Blöcken (2j), (22) die Berechnungsvorgänge dargestellt.In this figure, the upper bar represents the process control (24) to which the mechanical angular frequency (om) arrives and which outputs the setpoint, either the speed (mmSnll) or the torque (m§0jj). Below this, the calculations taking place in the control processor (1) are shown schematically as blocks (lj). (12) can be seen, the length of the individual blocks (lj), (12) indicating the approximate calculation time. The calculation processes are also shown in the pulse pattern processor (2) with two blocks (2j), (22) 45.

Weiters wird nun kurz der Berechnungsablauf und die Kommunikation zwischen den beiden Prozessoren (1), (2) erklärt. Die Drehzahlimpulse (21) werden während dar Zeit (Tn) gezählt und daraus wird im Pulsmusterprozessor (2) in (2j) die mechanische Kreisfrequenz (a&gt;m) berechnet, welche über die Übergäbeeinheit dem Regelungsprozessor (1) zugeführt wird. In diesem Rechenzyklus (Tj2) wird vorher die im vorhergehenden Zyklus (Tjj) 50 gemessene Zwischenkreisspannung (u^) aufbereitet. Mit der aufbereiteten Zwischenkreisspannung (u^), dem SoUwert(m^|)undder mechanischen Kreisfrequenz(cöm) werden in(l])dieTeilkomponentenderStatorspannungen (rS*Sx’rSfy’^Sx’^Sy)'^e^tall^u*^^^nenten(VSx’VSv)&gt;™^e^oto^*sfi^uenz((DR)ermittelt. Diese Werte werddn dem Pulsmusterprozessor (2) übergeben. Im nächsten Rechenzyklus (Tß) wird nach der Ermittlung der mechanischen Kreisfrequenz (a&gt;m) mit dieser, der aktuellsten Zwischenkreisspannung (u^) und den vom 55 Regelungsprozessor (1) übergebenen Werten diedrehfeldfesten Stotorspannungskomponenten (ugx), (ugy) berechnet.Furthermore, the calculation process and the communication between the two processors (1), (2) will now be briefly explained. The speed pulses (21) are counted during the time (Tn) and from this the mechanical angular frequency (a> m) is calculated in the pulse pattern processor (2) in (2j), which is fed to the control processor (1) via the transfer unit. The intermediate circuit voltage (u ^) measured in the previous cycle (Tjj) 50 is prepared beforehand in this computing cycle (Tj2). With the prepared intermediate circuit voltage (u ^), the SoU value (m ^ |) and the mechanical angular frequency (cöm) in (l]) the partial components of the stator voltages (rS * Sx'rSfy '^ Sx' ^ Sy) '^ e ^ tall ^ u * ^^^ nenten (VSx'VSv) &gt; ™ ^ e ^ oto ^ * sfi ^ uenz ((DR). These values are passed to the pulse pattern processor (2). In the next calculation cycle (Tß) the mechanical angular frequency is determined after the determination (a &gt; m) with this, the most current intermediate circuit voltage (u ^) and the values transferred by the 55 control processor (1) the rotating field-fixed stator voltage components (ugx), (ugy).

Nach einer Umwandlung der Statorspannungskomponenten (ugx), (ug_) in Polarkoordinaten wird im nächsten Rechenzyklus (Tj^) das neue bzw. geänderte Pulsmuster ausgegeben. Dies ist durch den Block (25) dargestellt. -4-After the stator voltage components (ugx), (ug_) have been converted into polar coordinates, the new or changed pulse pattern is output in the next computing cycle (Tj ^). This is represented by block (25). -4-

AT 396 639 BAT 396 639 B

Die nachgebildete Flußvorgabe in Fig. 3 besteht aus einem Glättungsglied (30), an welches die ausgewertete Zwischenkreisspannung (u^) gelangt. Diesem ist ein Dividierer (31) nachgeschaltet, der die geglättete Zwischenkreisspannung (u^*) durch den über einen Betragsbildner (32) ermittelten Betrag der Statorkreisfrequenz (c&amp;g) dividiert Dem Dividierer (31) folgt ein Komparator (33), der zwei Umschalter (34), (35) steuert, von denen an einem 5 der Betrag der Statorkreisfrequenz (mg) für den Feldschwächbereich (FSB) und ein konstanter Wert (1) für den Konstantfeldbereich (KSB) gelangt Das Ausgangssignal dieses ersten Umschalters (34) wird sodann mit einem Spannungsfaktor (k) multipliziert, der eine Spannungsreserve von5 % berücksichtigt. Die geglätteteZwischenkreis-spannung (u^) wird von einem Dividierer (36) durch das mit dem Spannungsfaktor (k) multiplizierte Ausgangssignal des erstenUmschalters (34) dividiert Dem zweiten Umschalter (35) wird das Ausgangssignal dieses Dividierras (36) 10 und der Kehrwert des Spannungsfaktors (k) zugeführt. Das Ausgangssignal dieses Umschalters (35) gelangt danach 15 Über einen Quadrierer (37) an eine Subtraktionsstelle (38), der die ebenfalls quadrierte maximal mögliche dreh-momenfbildende Statorflußkomponente tygy max) zugeführt wird. Am Ausgang eines Radizierers (39), der mit der Subtraktionsstelle (38) verbunden ist tritt der Sollwert der feldbildenden Komponente des Statorflusses (ψςχ) auf. In der gezeichneten Stellung der beiden Umschalter (34), (35) werden die Signale für den Feldschwächbereich (FSB) durchgeschaltet. Durch diese Flußvorgabe bleibt der Betrag des Statorflusses im Konstantfeldbereich (KFB) konstant und im Feldschwächbereich (FSB) nimmt er umgekehrt proportional zur Statorkreisfrequenz (ω$) ab. 20The reproduced flow specification in Fig. 3 consists of a smoothing element (30) to which the evaluated intermediate circuit voltage (u ^) arrives. This is followed by a divider (31) which divides the smoothed intermediate circuit voltage (u ^ *) by the amount of the stator angular frequency (c &amp; g) determined via an absolute value generator (32). The divider (31) is followed by a comparator (33), the two Changeover switch (34), (35) controls, of which the magnitude of the stator angular frequency (mg) for the field weakening range (FSB) and a constant value (1) for the constant field range (KSB) arrive at a 5 The output signal of this first changeover switch (34) is then multiplied by a voltage factor (k) that takes into account a voltage reserve of 5%. The smoothed DC link voltage (u ^) is divided by a divider (36) by the output signal of the first switch (34) multiplied by the voltage factor (k). The second switch (35) receives the output signal of this divider law (36) 10 and the reciprocal of the Voltage factor (k) supplied. The output signal of this switch (35) then reaches 15 via a squarer (37) to a subtraction point (38), to which the maximum possible torque-forming stator flux component (tygy max), which is also squared, is fed. At the output of a root extractor (39), which is connected to the subtraction point (38), the setpoint of the field-forming component of the stator flux (ψςχ) occurs. In the drawn position of the two changeover switches (34), (35), the signals for the field weakening range (FSB) are switched through. As a result of this flow specification, the amount of stator flux remains constant in the constant field region (KFB) and in the field weakening region (FSB) it decreases inversely proportional to the stator angular frequency (ω $). 20th

Der nachgebildete Flußrechner in Fig. 4 besteht aus einem Glättungsglied (50), dem die feldbildende Statorflußkomponente (\ggx) multipliziertmit einer Maschinengröße, welchedie Hauptinduktivität (1^) dividiertdurch die S tatorinduktivität (lg) ist, zuführbar ist. Diese Größe wird mit dem Ausgangssignal des Glättungsgliedes, welches die Rotorflußkomponente (ψ^) ist, verknüpft Diese weitere Größe (Τβ&quot;ψβχ) ergibt multipliziert mit dem Kehrwert des Streufaktras (σ) die mit der Rotorzeitkonstante (TR) bewertete Ableitung des Rotorflusses (ψβχ). Die Verzögerungszeit des Glättungsgliedes (50) ist dabei diesubtransienteRotorzeitkonstante (TR&quot;) die der rotorseitigen Streureaktanz (olR) dividiert durch den den Betriebsbedingungen entsprechend nachgeführten Rotorwiderstand (rR) entspicht. 25 Der nachgebildete Begrenzungsrechner, welcher der Fig. 5 entnehmbar ist, weist einen Multiplizierer (60) auf, der den quadrierten Betrag des Statorflusses (|ψς|) mit einer maschinenabhängigen Konstante multipliziert. Dieser Wert der das Kippmoment (mKipp) darstellt wird durch dieRotraflußkomponente (ψβχ) dividiert und anschließend mit einer Maschinengröße, welcne die Rotorinduktivität (1R) dividiert durch die Hauptinduktivität (1^) ist, multipliziert. Diese Größe ist die einer Minimalwertauswahl (61) zufühibare in der Nähe des Kippunktes für konstante 30 Rotorkreisfrequenz gültige momentenbildende Statoistromkomponente (ίς _). Weiters wird die radizierte Differenz aus dem quadrierten maximal möglichen Statorstrom 0gmax/ und aer quadrierten feldbildenden Statorstromkomponente (igx) ebenfalls der Minimalwertauswahl (61) zugeführt. Am Ausgang der Minimalwert-auswahl (61) tritt immer die maximal mögliche drehmomentbildende Statorstromkomponente ('sy,max) nuf» welche multipliziert mit der statorseitigeR Streureaktanz (σ1§) die maximal mögliche drehmomentbildende 35 Statorflußkomponente (¥gy5max) ergibt. Die maximal mögliche drehmomentbildende Statorstromkomponente (isyjmav)multipliziertmitaer Rotorflußkomponente (YRv)imd einer Maschinengröße,welche dieHauptinduktivität (ljj) dividiert durch die Rotorinduktivität Gr) ist, ist das maximal mögliche Drehmoment (mmax). 40 45The simulated flux calculator in Fig. 4 consists of a smoothing element (50) to which the field-forming stator flux component (\ ggx) multiplied by a machine size which is the main inductance (1 ^) divided by the stator inductance (lg) can be supplied. This variable is linked to the output signal of the smoothing element, which is the rotor flux component (ψ ^) .This further variable (Τβ &quot; ψβχ) multiplied by the reciprocal value of the scattering factor (σ) gives the derivative of the rotor flux (ψβχ) evaluated with the rotor time constant (TR) ). The delay time of the smoothing element (50) is the subtransient rotor time constant (TR &quot;) which corresponds to the rotor-side leakage reactance (olR) divided by the rotor resistance (rR) adjusted according to the operating conditions. The simulated limiting computer, which can be seen in FIG. 5, has a multiplier (60) which multiplies the squared amount of the stator flux (| ψς |) by a machine-dependent constant. This value, which represents the tilting moment (mKipp), is divided by the red flux component (ψβχ) and then multiplied by a machine size, which is the rotor inductance (1R) divided by the main inductance (1 ^). This variable is the torque-generating stato-current component (ίς _) that can be applied to a minimum value selection (61) in the vicinity of the tipping point for a constant 30 angular frequency. Furthermore, the square rooted difference between the squared maximum possible stator current 0gmax / and the squared field-forming stator current component (igx) is also fed to the minimum value selection (61). The maximum possible torque-generating stator current component ('sy, max) nuf »always appears at the output of the minimum value selection (61), which multiplied by the stator-side leakage reactance (σ1§) results in the maximum possible torque-generating 35 stator flux component (¥ gy5max). The maximum possible torque-generating stator current component (isyjmav) multiplied by the rotor flux component (YRv) and a machine size, which is the main inductance (ljj) divided by the rotor inductance Gr), is the maximum possible torque (mmax). 40 45

Die Fig. 6 zeigt den prinzipiell angestrebten Verlauf des erzeugten Drehmomentes (m) über der Drehzahl bzw. mechanischen Kreisfrequenz (tom) für die Drehstrom-Asynchronmaschine. Im Bereich konstanten Feldes (KFB) ist der Rotorfluß (\yR) und das innere Moment (m j) konstant Bei konstantem Moment ist daher auch der Statrafluß (ψ§) konstant Nach Eintritt in den Feldschwächbereich (FSB) wird die zulässige Statorstromkomponente (igy) so berechnet, daß die abgegebene Leistung der Asynchronmaschine näherungsweise konstant ist Das Moment nimmt daher näherungsweise proportional mit (l/mm) ab. Bei Erreichen des Kippschlupfes (70), dessen Wert von der jeweiligen Maschine abhängt, wird die Rotorkreisfrequenz (ß&gt;R) konstant gehalten, wobei das Moment mit (l/mm^) abnimmt6 shows the principle of the desired course of the generated torque (m) over the speed or mechanical angular frequency (tom) for the three-phase asynchronous machine. In the area of constant field (KFB) the rotor flux (\ yR) and the internal moment (mj) are constant. With constant moment the statra flux (ψ§) is therefore also constant. After entering the field weakening range (FSB) the permissible stator current component (igy) calculated so that the output power of the asynchronous machine is approximately constant. The torque therefore decreases approximately proportionally with (l / mm). When the tilt slip (70) is reached, the value of which depends on the particular machine, the rotor angular frequency (ß &gt; R) is kept constant, the torque decreasing with (l / mm ^)

Bei dem nachgebildeten Stromkomponentenrechner in Fig. 7 wird zur Rotorflußkomponente (ψβχ) die mit der Rotorzeitkonstante (TR) bewertete Ableitung des Rotorflusses (ψ^χ) addiert Dieser Wert dividiert durch die Hauptinduktivität Qj|) ist die feldbildende Statorstromkomponente (igx). Die Rotorflußkomponente (ψΒγ) isteinem Magnetisierungskennliniennachbildner (80) zuführbar, der an den beiden Ausgängen die Hauptinduktivität (ljj) und 50 die Statorinduktivität (lg) liefert. Der über einen Anstiegsbegrenzra (81) geführte Drehmomentsollwrat (mg0j|) dividiert durch die Rotorflußkomponente (ψ^) und anschließender Multiplikation mit einer Maschinengröße, welche die Rotorinduktivität (Ir) dividiert durch die Hauptinduktivität Gjj) ist, ergibt die momentenbildende Statorstromkomponente (igy). Der Wert des durch die Rotorflußkomponente (Vr*) dividierten anstiegsbegrenzten Drehmomentsollwertes (mg0jj) wird mit einer Maschinengröße, die die Streuinduktivität des Rotorfeldes (alR) 55 dividiert durch die Hauptinduktivität (1^) ist, und der Statorinduktivität 0g) multipliziert, wodurch sich die drehmomentbildende Statorflußkranponente (Vgy) ergibt. Weiters stellt der Wert dividiert durch die Rotorflußkomponente 0%χ) und anschließender Multiplikation mit dem Rotorwiderstand 0¾) die Rotorkreis&amp;equenz (mR) -5-7, the derivative of the rotor flux (ψ ^ χ) evaluated with the rotor time constant (TR) is added to the rotor flux component (ψβχ). This value divided by the main inductance Qj |) is the field-forming stator current component (igx). The rotor flux component (ψΒγ) can be fed to a magnetization characteristic emulator (80) which supplies the main inductance (ljj) and 50 the stator inductance (lg) at the two outputs. The torque setpoint (mg0j |) passed over an increase limiter (81) divided by the rotor flux component (ψ ^) and subsequent multiplication by a machine size which is the rotor inductance (Ir) divided by the main inductance Gjj) gives the torque-generating stator current component (igy). The value of the increase-limited torque setpoint (mg0jj) divided by the rotor flux component (Vr *) is multiplied by a machine size, which is the leakage inductance of the rotor field (alR) 55 divided by the main inductance (1 ^) and the stator inductance 0g), whereby the torque-generating stator flux cranium (Vgy) results. Furthermore, the value divided by the rotor flux component 0% und) and subsequent multiplication by the rotor resistance 0¾) represents the rotor circuit & equence (mR) -5-

Claims (7)

AT 396 639 B dar. Der Anstiegsbegrenzer (81) erreicht bei jeder Eingangsänderung, insbesondere einer sprunghaften, am Ausgang den Eingangswert in Stufen, deren Anzahl durch die Zahl von wählbaren Abtastschritten vorgegeben ist. Der Hub der ersten und der letzten Stufe beträgt dabei nur die Hälfte der dazwischenliegenden Stufen. Der inFig.8ersichtliche nachgebildete Spannungskomponentenrechner im Regelungsprozessor (1) multipliziert die feldbildende und die momentenbildende Statorstromkomponente (igx), (igj mitdem Statorwiderstand (rg). Die feldbildende, sowie die drehmomentbildende Statorflußkomponente (ψ§χ)&gt; (fygy) *st hier je einem Differentiator (100), (101) zuführbar. Aus den dem Pulsmusterprozessor (2) übergebenen Werten (r§igx, rgigy, ψ§χ, tygy, ψ§χ, ψ§„, oiß) ermittelt dieser die Statorspannungskomponenten (ugx), (ugy). Im in Fig. 9 dargestellten Raumzeigerdiagramm ist das drehfeldfeste Koordinatensystem (x, y) eingezeichnet. Die x-Achse ist hier in Richtung des Rotorflusses (ψρ) angenommen, wodurch die feldbildende Rotorflußkomponente (ψ]^) dem Rotorfluß (ψρ) entspricht. Die momentenbildende Komponente (\gpy) ist dabei 0. Dies ist eine Annahme die auch für das Regelungssystem gilt. Weiters ist in diesem Raumzeigediagramm das Statorkoordinatensystem (a), (ß) eingezeichnet, sowie der mitlaufende Winkel (φ^), welcher (cüg.t) ist In diesem Diagramm ist auch noch der Statorspannungszeiger (ug), der Statorstromzeiger (ig), der Rotorstromzeiger (ip), der Magnetisierungsstromzeig»' (^), der Hauptflußzeiger (ψ^) und der Statorflußzeiger tyg) dargestellt PATENTANSPRÜCHE 1. Regelungssystem für einen Spannungszwischenkreisumrichter der eine Asynchronmaschine speist bestehend aus Mikroprozessoren, wobei einer die Pulsmuster »zeugt, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Mikroprozessoren (1, 2), von denen einer als Regelungsprozessor (1) und der andere als Pulsmusterprozessor (2) für zeitkritische Berechnungen arbeitet mit dazwischen angeordneter Übergabeeinheit (11), vorzugsweise ein Dual-Port-RAM, vorgesehen sind, und daß während eines jeden Rechenzyklusses (Tj), welch» die Zeit zwischen zwei Interruptimpulsen ist, der Pulsmusterprozessor (2) aus einem in einem Zähler befindlichen Wert der proportional der mit einem Aufnehmer erfaßten Drehzahl der Asynchronmaschine (9) ist, die mechanische Kreisfrequenz (mm) der Asynchronmaschine (9) berechnet und in diesem, sowie im Regelungsprozessor (1) ablegt, und dies» aus dieser Kreisfrequenz (o^), der in diesem Prozessor (1) während dieses Rechenzyklusses (Tj) vorher ausgewerteten Zwischenkreisspannung (u^) und dem ein» Prozeßführung (24) entnommenen Sollwert für Drehmoment (m^Qp) oder Drehzahl (ca,,, Snll) mit einem nachgebildeten Flußrechner mit vorgeschalteter Flußvorgabe, einem nachgebildeten Begrenzungsrechner, einem nachgebildeten Stromkomponenten- und einem nachgebildeten Spannungskomponentenrechner, wobei die nachgebildeten Rechner in vorgenannter Reihenfolge abgearbeitet werden, die Werte für die Teilkomponenten d» Statorspannungen (rgJgx; rg jgy; ygx; \Jre,), die Statorflußkomponenten tygx, Vg ) und die Rotorkreisfrequenz (Og) berechnet, und diese Werte in der Ub»gabeeinheit (11) abgespeichert werden, und daß der Pulsmusterprozessor (2) nach der Berechnung der mechanischen Kreisfrequenz (®m) aus den Teilkomponenten der Statorspannungen (rgdgx; rgjgyj i$rgx; \ffgJ, den Statorflußkomponenten (\|fgx, \|tg ), der Rotixkreisfrequenz (o&gt;ß) und der aktuellsten mechanischen Kreisnequenz (com) üb» die Berechnung der Sfatorkreisfrequenz (mg) die drehfeldfesten Statorspannungskomponenten (ugx, Ugy) ermittelt und mit der aktuellsten ausgew»teten Zwischenkreisspannung (ud) die Umschaltzeitpunkte der Halbleiterschaltelemente des Wechselrichters (8) des Umrichters (7, 8) bzw. das Pulsmuster berechnet, und daß während eines ersten Rechenzyklusses (Tq) die Drehzahl der Asynchronmaschine (9) im Zähl» »faßt wird, während eines zweiten Rechenzyklusses 0¾) die mechanische Kreisfrequenz (com) aus dem Zählerwert berechnet und im Regelungsprozcssor (1) abgelegt wird, und dieser die Werte für die Teilkomponenten d» Statorspannungen (rg.i§x; rg jgy; \jfgx; ygy), die Statorflußkomponenten (ψ§χ, Ygy) und die Rotorkreisfrequenz (ω^) berechnet, während eines dritten Rechenzyklusses (Tq) im Pulsmusterprozessor (2) mit den vorher im Regelungsprozessor (1) berechneten Werten und der in diesem Zyklus ermittelten mechanischen Kreisfrequenz (mm) und ausgewerteten Zwischenkreisspannung (u^) die Umschaltzeitpunkte d»Halbleiterschaltelemente des Wechselrichters (8) bzw. das Pulsmusters festlegt, weichebzw. welches bei einem vierten Rechenzyklus (Tj4) im Wechselricht» (8) berücksichtigt w»den.AT 396 639 B. The rise limiter (81) reaches the input value in steps at each output change, in particular a sudden change, at the output, the number of which is predetermined by the number of selectable sampling steps. The stroke of the first and the last stage is only half of the intermediate stages. The simulated voltage component calculator shown in FIG. 8 in the control processor (1) multiplies the field-forming and torque-forming stator current components (igx), (igj by the stator resistance (rg). The field-forming and the torque-forming stator flux components (ψ§χ) &gt; (fygy) * st here A differentiator (100), (101) can be fed in. From the values transferred to the pulse pattern processor (2) (r§igx, rgigy, ψ§χ, tygy, ψ§χ, ψ§ “, oiß), the latter determines the stator voltage components (ugx The space system coordinate system (x, y) is shown in the space vector diagram shown in Fig. 9. The x-axis is assumed here in the direction of the rotor flux (ψρ), whereby the field-forming rotor flux component (ψ] ^) the rotor flux The torque-forming component (\ gpy) is 0. This is an assumption that also applies to the control system, and the stator coordinate system (a), (ß) is also shown in this spatial diagram t, as well as the running angle (φ ^), which is (cüg.t) In this diagram there is also the stator voltage vector (ug), the stator current vector (ig), the rotor current vector (ip), the magnetization current vector »'(^), the main flow pointer (ψ ^) and the stator flow pointer tyg) PATENT CLAIMS 1. Control system for a voltage intermediate circuit converter which feeds an asynchronous machine consisting of microprocessors, one of which generates the pulse pattern, characterized in that two microprocessors (1, 2), one of which as Control processor (1) and the other as a pulse pattern processor (2) for time-critical calculations works with intermediate transfer unit (11), preferably a dual-port RAM, and that during each computing cycle (Tj) the time between is two interrupt pulses, the pulse pattern processor (2) from a value in a counter which is proportional to the speed of the A detected with a sensor is synchronous machine (9), the mechanical angular frequency (mm) of the asynchronous machine (9) is calculated and stored in this, as well as in the control processor (1), and this »from this angular frequency (o ^), which is in this processor (1) during this Calculation cycle (Tj) previously evaluated intermediate circuit voltage (u ^) and a process control (24) taken from torque (m ^ Qp) or speed (ca ,,, Snll) with a simulated flow calculator with upstream flow specification, a simulated limitation calculator, a simulated current component and a simulated voltage component computer, the simulated computers being processed in the aforementioned order, the values for the subcomponents d »stator voltages (rgJgx; rg jgy; ygx; \ Jre,), the stator flux components tygx, Vg) and the rotor angular frequency (Og) are calculated, and these values are stored in the input unit (11), and that the pulse pattern processor (2) after calculating the mechanical angular frequency (®m) from the sub-components of the stator voltages (rgdgx; rgjgyj i $ rgx; \ ffgJ, the stator flux components (\ | fgx, \ | tg), the rotary angular frequency (o &gt; ß) and the latest mechanical angular frequency (com), the calculation of the Sfator circular frequency ( mg) the stator voltage components (ugx, Ugy) which are fixed to the rotating field are determined and the switching times of the semiconductor switching elements of the inverter (8) of the converter (7, 8) or the pulse pattern are calculated with the most recently evaluated intermediate circuit voltage (ud), and that during a first computing cycle (Tq) the speed of the asynchronous machine (9) is counted »», the mechanical angular frequency (com) is calculated from the counter value during a second computing cycle 0wert) and as a rule tion processor (1), and this stores the values for the subcomponents d »stator voltages (rg.i§x; rg jgy; \ jfgx; ygy), the stator flux components (ψ§χ, Ygy) and the rotor angular frequency (ω ^) are calculated during a third computing cycle (Tq) in the pulse pattern processor (2) with the values previously calculated in the control processor (1) and the mechanical values determined in this cycle Angular frequency (mm) and evaluated intermediate circuit voltage (u ^) the switching times d »semiconductor switching elements of the inverter (8) or the pulse pattern, respectively. which would be taken into account in a fourth arithmetic cycle (Tj4) in the inverter »(8). 2. Regelungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die nachgebildete Flußvorgaibe aus einem Glättungsglied (30), an welches die ausgewertete Zwischenkreisspannung (u^) gelangt, besteht, dem ein Dividi»» -6- 5 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 AT 396 639 B (31) nachgeschaltet ist, der die geglättete Zwischenkreisspannung (u^') durch den über einen Betragsbildner (32) ermittelten Betrag da* Statorkreisfrequenz (tög) dividiert, und daß dem Dividierer (31) ein Komparator (33) folgt, der zwei Umschalter (34,35) steuert, von denen an einem der Betrag der Statorkreisfrequenz (CQg) für den Feld-schwächbereich und ein konstanter Wert (1) für den Konstantfeldbereich gelangt, wobei das Ausgangssignal dieses ersten Umschalters (34) mit einem Spannungsfaktor (k) multipliziert wird, und daß ein Dividierer (36) die geglättete Zwischenkreisspannung (u J) durch das mit dem Spannungsfaktor (k) multiplizierte Ausgangssignal des ersten Umschalters (34) dividiert, und daß dem zweiten Umschalter (35) das Ausgangssignal dieses Dividierers (36) und der Kehrwert des Spannungsfäktors (k) zugeführt wird, dessen Ausgangssignal über einen Quadrierer (37) an eine Subtraktionsstelle (38) gelangt, der die ebenfalls quadrierte maximal mögliche drehmomentbildende Statorflußkomponente (VsyjTngY) zugeführt wird, und daß am Ausgang eines Radizierras (39), der mit der Subtraktionsstelle (38) verbunden ist, der Sollwert der feldbildenden Komponente des Statorflusses (ψ§χ) auftritt2. Control system according to claim 1, characterized in that the simulated flux flow from a smoothing element (30) to which the evaluated intermediate circuit voltage (u ^) arrives, which is a dividi »» -6- 5 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 AT 396 639 B (31), which divides the smoothed intermediate circuit voltage (u ^ ') by the amount da * stator frequency (tög) determined via an absolute value generator (32), and that the divider (31) has a comparator ( 33) follows, which controls two change-over switches (34, 35), of which one reaches the magnitude of the stator angular frequency (CQg) for the field-weak range and a constant value (1) for the constant-field range, the output signal of this first change-over switch (34 ) is multiplied by a voltage factor (k), and that a divider (36) divides the smoothed intermediate circuit voltage (u J) by the output signal of the first switch (34) multiplied by the voltage factor (k), and that the second changeover switch (35) is supplied with the output signal of this divider (36) and the reciprocal of the voltage factor (k), the output signal of which passes via a squarer (37) to a subtraction point (38) which also squares the maximum possible torque-generating stator flux component (VsyjTngY ) and that the setpoint of the field-forming component of the stator flux (ψ§χ) occurs at the output of a radizierras (39) which is connected to the subtraction point (38) 3. Regelungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der nachgebildete Flußrechner aus einem Glättungsglied (50) besteht, dran die feldbildende Statorflußkomponente (ψ§χ) multipliziert mit einer Maschinengröße, welche die Hauptinduktivität (1^) dividiert durch die Statorinduktivität (lg) ist, zuführbar ist, und diese Größe mit dran Ausgangssignal des Glättungsgliedes, welches die Rotorflußkomponente (ψβχ) ist, verknüpft wird, und daß diese Größe (tr&quot;Vrx) multipliziert mit dran Kehrwert des Streufaktors (σ) die mit der Rotoizeit-konstante (Tg) bewertete Ableitung des Rotorflusses (ψ^) ist, und daß die Verzögerungszeit des Glättungsgliedes die subtransiente Rotorzeitkonstante (Tg&quot;) die der rotorseitigen Streureaktanz (dg) dividiert durch den den ;, ist3. Control system according to claim 1 or 2, characterized in that the simulated flow computer consists of a smoothing element (50), then the field-forming stator flux component (ψ§χ) multiplied by a machine size which divides the main inductance (1 ^) by the stator inductance ( lg), can be supplied, and this variable is linked to the output signal of the smoothing element, which is the rotor flux component (ψβχ), and that this variable (tr &quot; Vrx) multiplied by the reciprocal value of the scattering factor (σ) that with the Rotoizeit- constant (Tg) weighted derivative of the rotor flux (ψ ^), and that the delay time of the smoothing element is the subtransient rotor time constant (Tg &quot;) that of the rotor-side leakage reactance (dg) divided by that; 4. Regelungssystem nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der nachgebildete Begrenzungsrcchner einen Multiplizierer (60) aufweist, der den quadrierten Betrag des Statorflusses (|ψς|2) mit einer maschinenabhängigen Konstante multipliziert und dieser Wert der das Kippmoment (mK- ) darstellt, durch (lg) dividiert durch die Hauptinduktivität (Ijj) ist, multipliziert wird, und diese Größe die einer Minimalwertauswahl (61) zuführbare in der Nähe des Kippunktes für konstante Rotorkreisfrequenz gültige momentenbildende Statorstromkomponente (igy jcipp) ist und daß die radizierte Differenz aus dem quadrierten maximal möglichen Statorstrom (|iglmax) und der quadrierten feldbildenden Statorstromkomponente (igx) ebenfalls der Minimalwertauswahl (61) zuführbar ist, und daß am Ausgang der Minimalwertauswahl (61) immer die maximal mögliche drehmomentbildende Statorstromkomponente (igy&gt;max) auftritt, welche multipliziert mit der statorseitigen Streureaktanz (σ!§) die maximal mögliche drehmomentbildende Statorflußkomponente (yg w) ergibt, und daß die maximal mögliche drehmomentbildende Statorstromkomponente (igy maif) multipliziert mit der Rotorflußkomponente (ψ^χ) und einer Maschinengröße, welche die Hauptinduktivität (L) dividiert durch die Rotorinduktivität (lg) ist, das maximal mögliche Drehmoment (mmax) ist.4. Control system according to at least one of claims 1 to 3, characterized in that the simulated limitation calculator has a multiplier (60) which multiplies the squared amount of the stator flux (| ψς | 2) by a machine-dependent constant and this value which corresponds to the overturning moment ( mK-), is divided by (lg) divided by the main inductance (Ijj), and this quantity is the torque-generating stator current component (igy jcipp) that can be supplied to a minimum value selection (61) near the tipping point for constant rotor angular frequency, and that square rooted difference between the squared maximum possible stator current (| iglmax) and the squared field-forming stator current component (igx) can also be supplied to the minimum value selection (61), and that at the output of the minimum value selection (61) the maximum possible torque-generating stator current component (igy &gt; max) always occurs , which multiplied by the stator-side stre ureactance (σ! §) gives the maximum possible torque-generating stator flux component (yg w), and that the maximum possible torque-generating stator current component (igy maif) multiplied by the rotor flux component (ψ ^ χ) and a machine size which divides the main inductance (L) by the Rotor inductance (lg) is the maximum possible torque (mmax). 5. Regelungssystem nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der nachgebildete Stromkomponentenrechner zur Rotorflußkomponente (Vgg) die mit der Rotorzeitkonstante (Tg) bewertete Ab- Statorstromkomponente (igx) ist, und daß die Rotorfiußkomponente (ψβχ) einem Magnetisierungs-kennliniennachbildner (80) zuführbar ist, der an den beiden Ausgängen die Hauptinduktivität (1^) und die dividiert durch die Rotorfiußkomponente (yBx) und anschließender Multiplikation mit einer Maschinengröße, welche die Rotorinduktivität (lg) dividiert durch die Hauptinduktivität (1^) ist, die momentenbildende Statorstromkomponente (igy) ist, und daß der Wert des durch die Rotorfiußkomponente (ygx) dividierten anstiegsbegrenzten Drehmomentsollwertes (mg0u)multipliziertmitemerMaschinengröße,diedieStreuinduktivität des Rotorfeldes (olg) dividiert durch die Hauptinduktivität (1],) ist, und der Statarinduktivität (lg) die dreh· momentbildende Statorflußkomponente (ySy) ergibt, und daß der Wert dividiert durch die Rotorfiußkomponente (ygx) und anschließender Multiplikation mit dem Rotorwiderstand (rg) die Rotorkreisfrequenz (o&gt;g) darstellt.5. Control system according to at least one of claims 1 to 4, characterized in that the simulated current component computer to the rotor flux component (Vgg) with the rotor time constant (Tg) rated ab-stator current component (igx), and that the rotor foot component (ψβχ) a magnetization characteristic replica (80) can be supplied, which at the two outputs has the main inductance (1 ^) and divided by the rotor flux component (yBx) and subsequent multiplication by a machine size which is the rotor inductance (lg) divided by the main inductance (1 ^), is the torque-generating stator current component (igy) and that the value of the increase-limited torque setpoint (mg0u) divided by the rotor foot component (ygx) is multiplied by the machine size, which is the leakage inductance of the rotor field (olg) divided by the main inductance (1],), and the statar inductance the torque-generating stator flux components te (ySy), and that the value divided by the rotor foot component (ygx) and then multiplied by the rotor resistance (rg) represents the rotor angular frequency (o> g). 6. Regelungssystem nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der nachgebildete Spannungskomponentenrechner im Regelungsprozessor (1) die feldbildende und die momentenbildende Statorstromkomponente (igx, igy) mit dem Statorwiderstand (rg) multipliziert, und daß die, feldbildende, sowie die drehmomentbildende Statorflußkomponente (ψ8χ, ySy) je einem Differentiator (100,101) zuführbar ist6. Control system according to at least one of claims 1 to 5, characterized in that the simulated voltage component computer in the control processor (1) multiplies the field-forming and the torque-forming stator current component (igx, igy) by the stator resistance (rg), and that the, field-forming, and the torque-generating stator flux component (ψ8χ, ySy) can be fed to a differentiator (100, 101) 7. Regelungssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Anstiegsbegrenzra (81) bei jeder Eingangsänderung, insbesondere einer Sprunghaften, am Ausgang den Eingangswrat in Stufen, deren Anzahl durch die -7- 55 AT 396 639 B Zahl von wählbaren Abtastschritten vorgegeben ist, erreicht, wobei der Hub der ersten und der letzten Stufe nur die Hälfte der dazwischenliegenden beträgt. Hiezu 6 Blatt Zeichnungen -8-7. Control system according to claim 5, characterized in that the rise limiter (81) with each input change, in particular a jump, at the output the input wrat in stages, the number of which is predetermined by the -7- 55 AT 396 639 B number of selectable sampling steps, reached, whereby the stroke of the first and the last stage is only half of the intermediate one. Including 6 sheets of drawings -8-
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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EP0259240A2 (en) * 1986-07-30 1988-03-09 International Fuel Cells Corporation Apparatus and method for controlling a force commutated inverter

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