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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur getakteten Wandlung von Gleichspannung wie sie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist
Nach dem derzeitigen Stand der Technik werden zur Umsetzung einer Gleichspannung auf ein vorgegebenes Verbraucherspannungsniveau meist getaktete Gleichspannungs- Gleichspannungswandler (im weiteren kurz als DC/DC-Konverter bezeichnet) eingesetzt. Aufgrund des schaltenden Betriebes weisen diese Systeme im Gegensatz zu konventionellen Längsreglern hohen Wirkungsgrad auf, sind allerdings andererseits durch den Nachteil diskontinuierlicher, oder jedenfalls schaltfrequent schwankender Eingangs-und/oder Ausgangsströme gekennzeichnet.
Um eine elektromagnetische Beeinflussung der, durch die Systeme gespeisten Verbraucher oder anderer, parallel betriebener Systeme zu unterbinden, sind daher geeignete Massnahmen zur Verringerung der schaltfrequenten Welligkeit (des Rippels) der Eingangs- und Ausgangsstrome zu treffen. Die einfachste Möglichkeit besteht dabei in der Anordnung passiver Filter, wodurch jedoch die Leistungsdichte verringert und womit zufolge ohmscher Spannungsabfälle an den Filter-Längselementen der Wirkungsgrad der Energieumformung verringert wird.
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06Gleichspannungsumformers ohne signifikante Verringerung der Leistungsdichte auch dadurch erreicht werden, dass der, die Ausgangsspannung einer Eingangsdiodenbrücke glättende Kondensator nur in der Umgebung der SpannungsnulldurchgÅange fur eine Entladung freigegeben und somit ein relativ grosser Durchiass-bzw. Stromnusswinkei der Diodenbrücke erzwungen wird.
Die Anwendung dieses Prinzips ist allerdings bei Vorliegen einer Eingangsspannung mit geringem Wechselanteil nicht möglich
Alternativ zu passiver Filterung kann eine Minimierung der Störbeeinflussung für bestimmte DC/DC-Konverter auch durch geeignete magnetische Kopplung von induktiven Komponenten der Konvertergrundstruktur (also ohne zusätzliche Filtermassnahmen), z. B, einer ein-und ausgangsseitig angeordneten Induktivität erfolgen. Je nach Festlegung der Induktivitätswerte und Streuung der gekoppelten Spulen wird dabei die Welligkeit des Eingangs- oder des Ausgangsstromes auf sehr geringe Werte reduziert.
Allerdings ist eine industrielle Umsetzung dieses Konzeptes aufgrund des erforderlichen Abgleichs der magnetischen Kopplung schwer durchzuführen und erfordert vielfach zusätzliche Abgleichinduktivitäten, womit das technisch vorteilhafte Systemverhalten über eine Erhöhung der Fertigungskosten erkauft wird.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein DCIDC-Konvertersystem zu schaffen, das ohne das Erfordernis einer magnetischen Kopplung induktiver Komponenten einen (ideal) rippelfreien Verlauf des Eingangs- oder Ausgangsstromes aufweist.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen
Der Leistungsteil der erfindungsgemässen DC/DC Konverterstruktur wird durch eine zwischen der negativen Klemme der Eingangsspannung und der positiven Klemme der Ausgangsspannung liegende Koppelkapazität und eine zwischen der positiven Eingangsklemme und der negativen Ausgangsklemme liegende Induktivität gebildet, wobei weiters von der negativen Klemme der Ausgangsspannung abzweigend eine zweite Induktivität (im weiteren kurz als Mitteninduktivität bezeichnet) über ein elektronisches Schaltelement (z.
B. einen Leistungs- MOSFET oder Isolated Gate Bipolar Transistor (IGBT)) mit der negativen Eingangsspannungsklemme verbunden ist und von der Verbindung dieser Schaltelemente abzweigend eine Diode in Richtung zur positiven Ausgangsklemme geschaltet ist Weiters kann zur Pufferung der Ausgangsspannung ein, parallel zu einem zwischen positver und negativer Ausgangsklemme angeordneten Verbraucher liegender Ausgangskondensator (oder auch elektrochemischer Speicher) vorgesehen werden.
Durch diese Anordnung der Schaltelemente wird erreicht, dass die über der Koppelkapazität auftretende Spannung stationär stets gleich der Summe von Ein- und Ausgangsspannung des Konverters ist, da über der zwischen positiver Eingangs- und negativer Ausgangsklemme liegenden (im weiteren kurz als Eingangsinduktivität bezeichneten) Induktivität stationär kein Gleichspannungsanteil auftritt, und damit Ein- und Ausgangsspannung für niederfrequente Vorgänge als direkt in Serie geschaltet zu sehen sind.
Aufgrund des, im folgenden noch näher erläuterten schaltenden Betriebes des Systems weist die Spannung an der Koppelkapazität eine, schaltfrequente Schwankung auf. Sind, wie bel praktischer Realisierung mit guter Näherung erfüllt, schaltfrequente Schwankungen der Ein- und
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über der Eingangsinduktivität auf und definiert so den resultierenden Rippel des Eingangsstromes Durch geeignete Wahl der Kapazität des Koppelkondensators kann also der Eingangsstromrippel auf sehr kleine Werte beschränkt werden ; die Grundfunktion des Konverters wird durch hohe Werte der Koppelkapazität nicht nachteilig beeinflusst.
Anschaulich entsprechen damit die Koppelkapazität und die Eingangsinduktivität einem in die Konverterstruktur integrierten Eingangsfilter ; die Filterung wird also durch geeignete Nutzung von, bereits in der Konvertergrundstruktur vorhandenen Elementen erreicht.
Die vorstehend diskutierte Spannungsaufteilung bzw. Filterung des Eingangsstromes ist struk- tunmmanent und damit unabhängig von Schaltzustand, Schaltfrequenz oder relativer Einschaltdauer des elektronischen Schaltelementes (des Leistungstransistors) gegeben. Allerdings nimmt die relative Einschaltdauer des Schaltelementes natürlich Einfluss auf das Spannungsübersetzungsverhältnis (Verhältnis von Ein- und Ausgangsspannung) bzw. auf den Leistungsfluss des Konverters Wird der Leistungstransistor durchgeschaltet, kommt über der Mitteninduktivität die Differenz der Koppelkondensator- und Ausgangsspannung, also die Eingangsspannung zu liegen (der Rippel der Koppelkondensatorspannung beeinflusst das Grundprinzip der Energieumsetzung nicht und kann daher für die nachfolgenden Ausführungen vernachlässigt werden).
An den Ausgang wird die Differenz aus Eingangsstrom und Strom in der Mitteninduktivität geliefert Dieser Stromfluss erfolgt über die Koppelkapazität, was zu einer geringfügigen Änderung der Koppelkondensatorspannung führt. Die über der Mitteninduktivität auftretende Spannung bedingt einen Anstieg des Stromes In der Mitteninduktivität bzw. eine Zunahme der magnetisch gespeicherten Energie Nach Abschalten des Leistungstransistors wird unverändert die Differenz von Eingangsstrom und Strom in der Mitteninduktivität an den Ausgang geliefert, wobei jedoch der durch die Mitteninduktivität eingeprägte Stromfluss über die kathodenseitig an positiver Ausgangsspannung liegende Diode (die Ausgangsdiode) erfolgt.
Der Koppelkondensator wird durch den Eingangsstrom nachgeladen, über der Mitteninduktivität kommt die Ausgangsspannung (als Differenz von Koppelkondensatorspannung und Eingangsspannung) zu liegen, was zu einer Verringerung des Stromes in der Induktivität bzw. zu einem Abbau der magnetischen Energie führt.
Der stationäre Betrieb des Systems ist dann gegeben, wenn die innerhalb des Einschaltintervalles über der Mitteninduktivität auftretende positive Spannungszeitfläche gleich der innerhalb des Ausschaltintervalles auftretenden negativen Spannungszeitfläche wird. Aus dieser Gleichheit der Spannungszeitflachen folgt unmittelbar die Steuerbarkeit der stationären Ausgangsspannung über die relative Einschaltdauer des Leistungstransistors, da die Speisespannung fest vorgegeben ist und somit als einziger Freiheitsgrad eine Änderung der Ausgangsspannung derart verbleibt, dass der Strom in der Mitteninduktivität im Mittel über einen Ein-Ausschaltzyklus (eine Pulsperiode) einen zeitlich konstanten Wert aufweist bzw. ein Gleichgewicht zwischen positiver und negativer Spannungszeitfläche besteht.
Eine weitere Ausführungsvariante beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 2.
Es wird dabei die Mitteninduktivität nicht mit der negativen Ausgangsspannungsklemme sondern mit der positiven Eingangsspannungsklemme verschaltet. Die ursprünglich eingangsseitig angeordnete Induktivität kommt damit ausgangsseitig zu liegen. Wie aufgrund der Symmetrie gegenüber der vorstehend beschriebenen Schaltung unmittelbar einsichtig wird damit der Rippel des Ausgangsund nicht des Eingangsstromes auf sehr geringe Werte beschränkt. Die Grundfunktion und insbesondere die Spannungsübersetzung der Schaltung bleiben dabei jedoch unverändert.
Bei der im Kennzeichenteil des Patentanspruches 3 beschriebenen Ausführungsvariante wird die Eingangsinduktivität mit der negativen Eingangsklemme verschaltet und das elektronische Schaltelement und der Koppelkondensator abzweigend vom zweiten Ende der Eingangsinduktivität angeordnet, wodurch eine, schaltungstechnisch gegebenenfalls vorteilhafte direkte Durchverbindung der positiven Eingangsklemme und der negativen Ausgangsklemme ermöglicht wird. Das (durch geringen Rippel des Eingangsstromes gekennzeichnete) Betriebsverhalten bleibt gegenüber der in Anspruch 1 beschriebenen Schaltung unverändert.
Bei der im Kennzeichenteil des Patentanspruches 4 beschriebenen Ausführungsvariante wird die Ausgangsinduktivität mit der positiven Ausgangsklemme verschaltet, weiters werden die Ausgangsdiode und der Koppelkondensator abzweigend vom zweiten Ende der Ausgangsinduktivität angeordnet, wodurch eine, schaltungstechnisch gegebenenfalls vorteilhafte direkte Durch Verbindung der positiven Eingangsklemme und der negativen Ausgangsklemme
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ermöglicht wird Das (durch geringen Rippel des Ausgangsstromes gekennzeichnete) Betriebsverhalten bleibt gegenüber der in Anspruch 2 beschriebenen Schaltung unverändert.
Der Kennzeichenteil des Patentanspruches 5 beschreibt die Grundfunktion ebenfalls nicht beeinflussende Ausführungsvarianten der erfindungsgemässen Vorrichtungen nach den Ansprüchen 1 bis 4 wobei die Polarität der Eingangsklemmen sowie der Ausgangsklemmen vertauscht, also der ursprünglich an die positive Eingangsklemme führende Anschluss zur negativen Eingangsklemme und umgekehrt geführt wird, und der ursprünglich an der positiven Ausgangsklemme liegende Anschluss mit der negativen Ausgangsklemme und umgekehrt verschaltet wird und die Richtung der Ausgangsdiode und die Richtung des Leistungstransistors umgekehrt werden Die Grundfunktion der Schaltungen wird durch diese Schaltungsmodifikationen nicht beeiflusst womit für ein Beschreibung des Betriebsverhaltens auf die Ausführungen in Verbindung mit Patentanspruch 1 und 2 Bezug genommen werden kann.
Die Erfindung sowie eine vorteilhafte Ausgestaltung werden im weiteren anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt :
Fig. 1 Die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines erfindungsgemässen DC/DC-Wandiers mit geringer Welligkeit des Eingangsstromes.
Fig. 2 Die Grundstruktur (vereinfachte, schematische Darstellung) des Leistungsteiles eines erfindungsgemässen DC/DC-Wandlers mit geringer Welligkeit des Ausgangsstromes.
In Fig. 1 ist ein erfindungsgemässer DC/DC-Konverter 1 dargestellt, dessen Grundfunktion in der Umformung einer zwischen positiver Eingangsklemme 2 und negativer Eingangsklemme 3 anliegenden Spannung 4 in eine zwischen positiver Ausgangsklemme 5 und negativer Ausgangsklemme 6 auftretenden Spannung besteht. Zur Stützung der, einen Verbraucher 7 speisenden Ausgangsspannung wird vorteilhaft ein Ausgangskondensator oder elektrochemischer Speicher 8 angeordnet.
Die Konverterstruktur wird durch eine, einseitig an Eingangsklemme 2 und mit dem zweiten Ende an einer Klemmstelle 9 liegende Induktivität 10 gebildet, wobei die Klemmstelle 9 über eine Schaltverbindung 11 direkt mit der Ausgangsklemme 6 verbunden ist, und ebenfalls von 9 abzweigend eine weitere Induktivität 12 an den Verbindungspunkt 13 einer elektronischen Schaltvorrichtung 14 und der Anode einer Ausgangsdiode 15 gelegt wird, wobei das zweite Ende von 14 an einen Schaltungspunkt 16 geführt wird, der über eine Schaltverbindung 17 direkt mit der Eingangsklemme 3 verbunden ist und die Kathode der Ausgangsdiode an einen Schaltungspunkt 18 gelegt wird,
der über eine Schaltverbindung 19 mit der Ausgangsklemme 5 verbunden ist und zwischen 18 und 16 eine Koppelkapazität 20 mit der positiven Platte an 18 liegend geschaltet wird
Stationär wird sich nun unabhängig vom Schaltzustand des elektronischen Schaltelementes 14 die Spannung an der Koppelkapazität so einstellen, dass über der Induktivität 10 kein Gleichspannungsanteil auftritt.
Es kommt damit an der Koppelkapazität 20 die Summe der zwischen Eingangsspannung 4 (gemessen zwischen den Klemmen 2 und 3) und der zwischen den Klemmen 5 und 6 zu messenden Ausgangs- bzw Lastspannung zu liegen Wird nun das elektronische Schaltelement 14 durchgeschaltet, womit entsprechend der Polarität der an der Koppelkapazität 20 liegenden Spannung die Ausgangsdiode 15 in Sperrichtung beansprucht wird, tritt über der Induktivität 12 in von Schaltungspunkt 9 ausgehend positiv gezählter Richtung die Differenz aus Koppelkondensatorspannung und Ausgangsspannung, also bei Vernachlässigung eines Rippels der Koppelkondensatorspannung die Eingangsspannung des Systems auf.
Die Eingangsinduktivität 10 verbleibt damit in erster Näherung spannungslos, da an beiden Enden 2 und 9 bezogen auf Klemme 3 die Eingangsspannung liegt ; ein in 10 fliessender Strom wird also nicht geändert. Es wird damit nur der in Induktivität 12 fliessende Strom (von Klemme 9 ausgehend positiv gezählt) zufolge der anliegenden Eingangsspannung erhöht. Der Stromfluss an den Ausgang wird, wie bei Analyse der Stromverteilung an Klemme 9 unmittelbar einsichtig durch die Differenz des Stromes in Induktivität 12 und des Stromes in Induktivität 10 (als positiv zur Klemme 9 fliessend gezählt) bestimmt und erfolgt über die Koppelkapazität 20 zur positiven Ausgangsklemme 5. Die Koppelkapazität wird durch diesen Stromfluss geringfügig entladen.
Wird nun durch ein entsprechendes Ansteuersignal eines überlagerten, die Ausgangsspannung regelnden Steuerkreises das elektronische Schaltelement 14 gesperrt, kommutiert der durch die Induktivität 12 eingeprägte Stromfluss in die Ausgangsdiode 15, weiters tritt nun über der Induktivität 12 die Ausgangsspannung auf wodurch der Stromfluss verringert wird. Der Stromfluss zur Eingangsklemme 3 erfolgt nun über die Koppelkapazität 20 wodurch diese wieder nachgeladen wird. Zwischen Klemme 9 und Klemme 18 tritt die negative Ausgangsspannung, zwischen Klemme 2 und Klemme 18 die Differenz der Eingangsspannung
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und der Spannung des Koppelkondensators, also bei Vernachlässigung eines Spannungsrippeis an 20 ebenfalls die negative Ausgangsspannung auf.
Dies zeigt, dass die Eingangsinduktivität in Durchlass-und Sperrzustand des Leistungstransistors 14 spannungslos verbleibt, das System also (ideal) keinen Rippe) des Eingangsstromes aufweist. Wie eine nähere Analyse zeigt, kommt über der Eingangsinduktivität tatsächlich der i.
a sehr geringe Rippel der Koppelkondensatorspannung zu liegen, die Amplitude des demzufolge auftretenden Rippels des Eingangsstromes kann allerdings durch geeignete Wahl des Kapazitätswertes des Koppelkondensators bzw des Induktivitätswertes der Eingangsinduktivität auf sehr geringe Werte beschränkt werden kann
Wie vorstehend ausgeführt, tritt über der Induktivität 12 während des Einschaltintervalles von 14 eine positive, durch die (vorgegebene) Eingangsspannung definierte und innerhalb des Sperrintervalls eine negative, durch die Ausgangsspannung definierte Spannungszeitfläche auf Der stationäre Betriebszustand des Systems ist nun dann gegeben,
wenn beide Spannungszeitflächen identen Betrag aufweisen und somit im Mittel über einen EinAusschaltzyklus des Leistungstransistors 14 keine Änderung des in der Induktivität 12 fliessenden Stromes erfolgt. Der Wert dieses Stromes stellt sich dabei so ein, dass der Betrag der innerhalb des Einschaltintervalls von 14 der Koppelkapazität 20 entnommenen Ladung (negativen Stromzeitfläche) gleich der innerhalb des Ausschaltintervalles zufliessenden Ladung (positiven Stromzeitfl3che) wird Die Ausgangsspannung steht dann in fester, durch die relative Einschaltdauer von 14 definierter Relation zur Eingangsspannung, was die Möglichkeit einer Regelung der Ausgangsspannung durch entsprechende Ansteuerung von 14 zeigt Wird beispielsweise ausgehend von einem stationären Arbeitspunkt des Systems die relative Einschaltdauer von 14 erhöht,
überwiegt an 12 die positive Spannungszeitfläche, wodurch resultierend ein Anstieg des Stromes bedingt wird. Dieser Stromanstieg führt zu einer Erhöhung des (wie vorstehend erwähnt als Differenz von Strom in 12 und Strom in 10 gebildeten) Ausgangsstromes und damit zu einem höheren Spannungsabfall an der Last, wodurch die Ausgangsspannung erhoht, und das Ungleichgewicht von negativer und positiver Spannungszeitfläche an 12 bis zum Erreichen eines neuen stationären Zustandes verringert wird. Während dieses Ausgleichsvorganges tritt auch an der Induktivität 10 ein transienter Spannungsanteil auf, der zu einer, der höheren Leistungslieferung an den Ausgang entsprechenden Erhöhung des Eingangsstromes führt.
Eine Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Systems wird in Fig. 2 gezeigt Für gleiche Elemente und Schaltungspunkte werden dabei die gleichen Bezeichnungen wie in Fig 1 gewählt.
Die Schaltung nach Fig. 2 kann aus Fig 1 einfach durch Verschiebung der Induktivität 10 an den Ausgang gebildet gedacht werden, wobei sämtliche Schaltverbindungen von Fig. 1 unverändert bleiben und nur die Schaltverbindung 11 durch eine Induktivität und die Induktivität 10 durch eine Durchverbindung ersetzt wird.
Aus der Symmetrie zur der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist unmittelbar einsichtig, dass nun der Rippel des Ausgangsstromes und nicht wie für dei Schaltung nach Fig. 1 der Rippel des Eingangsstromes auf kleine Werte beschränkt wird, wodurch die Schaltungsgrundfunktion bzw. die Spannungsübersetzung der Schaltung jedoch nicht verändert wird. Eine nähere Erläuterung der Systemfunktion kann daher unterbleiben.
Grundsätzlich ist anzumerken, dass das vorstehend beschriebenen Grundprinzip einer weitgehenden Unterdrückung des Rippels des Eingangs- oder Ausgangsstromes bei modifizierter Ausführung der Ventile (des elektronischen Schalters 14 und der Diode 15) auch zur Umformung einer Wechselspannung eingesetzt werden kann und auch nicht auf nur unidirektionalen Energiefluss vom den Eingangsklemmen 2 und 3 zu den Ausgangsklemmen 5 und 6 eingeschränkt ist.
Wird beispielsweise antiparallel zu Leistungstransistor 14 eine Diode und antiparallel zu Diode 15 ein zweiter Leistungstransistor angeordnet (werden also 14 und 15 zu bidirektionalen unipolaren elektronischen Schaltelementen erweitert) und werden die Transistoren im Gegentakt gesteuert, kann auch die von einer aktiven Last abgegebene Leistung vom Ausgang an den Eingang zurückgespeist werden. Soll neben der Umkehr der Energieflussrichtung auch eine Vorzeichenumkehr der Ein- und Ausgangsspannung möglich sein, sind anstelle der bidirektionalen unipolaren Schaltelemente bidirektonale biploare Schalter anzuordnen womit ein Wechselspannungs- Wechselspannungskonverter mit sehr geringem Rippel des Eingangs- oder Ausgangsstromes erhalten wird.