AT408292B - Ansteuerschaltung - Google Patents

Description

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   Die Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für einen elektronischen Leistungsschalter in Halbbrückenanordnung, der zwei in Reihe geschaltete elektronische Schalter aufweist, bei der der Mittelpunkt der Halbbrücke mit mindestens einem Kondensator mit einem der äusseren Anschlüsse der Halbbrücke verbunden ist, bei der jeder der beiden elektronischen Schalter mit einer eigenen schalterseitigen Steuerschaltung verbunden ist, bei der in jeder Steuerschaltung im Signalweg von der Sekundärwicklung des Ansteuertransformators über den Impulsformer und über den Ausgangstreiber zum elektronischen Schalter eine Inhibitschaltung mit mehreren Eingängen liegt, mittels derer das ankommende Ein-Signal für den elektronischen Schalter zeitweise gesperrt werden kann, und bei der ein Eingang der Inhibitschaltung mit einer Verzögerungsschaltung verbunden ist,

   welche den Eingang der Inhibitschaltung erst dann zum Einschalten des elektronischen Schalters freigibt, wenn das Ein-Signal des Ansteuertransformators mindestens für eine vorbestimmte Sicherheitszeit ansteht. 



   Solche Halbbrückenschaltungen sind bei vielen Anwendungen der Leistungselektronik vorhanden, z. B bei Schaltnetzteilen, Stromversorgungen oder Schweissmaschinen. Die Erfindung betrifft indes ebenso Vollbrückenschaltungen, da sie ja aus zwei Halbbrücken zusammengesetzt sind. Um die hohen Schaltverluste beim Einschalten und Ausschalten zu verringern, werden in den letzten Jahren vermehrt resonante oder teilweise resonante Schaltungen eingesetzt, bei denen parallel über dem elektronischen Schalter ein Kondensator zur Ausschaltentlastung liegt;

   ebenfalls wird parallel zu jedem elektronischen Schalter noch eine Freilaufdiode benötigt, die je nach Ausführung im Schalter parasitär vorhanden oder extern angeschlossen ist Eine solche Halbbrückenschaltung mit parallelem Kondensator wird dann so angesteuert, dass ihr Mittelpunkt etwa mit 50 % Tastverhältnis zwischen den beiden Spannungspoien hin und her schaltet Dazu wird zunächst jeweils einer der beiden elektronischen Schalter einer Halbbrücke ausgeschaltet.

   Der Strom kommutiert dann von diesem elektronischen Schalter auf den parallelen Kondensator, der zur Ausschaltentlastung dient, und lädt diesen Kondensator je nach Last linear oder nach einer CosSchwingung auf Wenn die Kondensatorspannung dann grösser wird als die zur Verfügung gestellte Gleichspannungsversorgung, beginnt die Freilaufdiode des jeweils anderen elektronischen Schalters in der Halbbrücke zu leiten. Dies ist der ideale Zeitpunkt, diesen anderen elektronischen Schalter einzuschalten, denn es liegt an diesem Schalter nur eine negative Spannung von ca. 1,5 V an, so dass beim Einschalten kaum Verlustleistung entsteht (sogenannte Zero-VoltageSwitching und Zero-Current-Switching, = ZVS und ZCS Mode).

   Wenn die Stromrichtung im anderen elektronischen Schalter dann umdreht, kommutiert der Strom von der Freilaufdiode auf einen schon leitenden Schalter und der Zyklus kann von neuem beginnen. 



   Die Problematik der beschriebenen Schaltungsanordnung liegt darin, dass der Spannungsanstieg an den Kondensatoren für die Entlastung abhängig ist von der Grösse des Laststromes, der zum Ausschaltzeitpunkt den elektronischen Schalter durchfliesst und sich auch weiterhin im Zeitraum des Umschwingens andert. Dies um so mehr, wenn noch resonante Hilfsschaltungen für das Umschwingen vorgesehen sind So lässt sich der genaue Zeitpunkt nur sehr schwer vorherbestimmen, wenn der Umschwingvorgang abgeschlossen ist und die Freilaufdiode des jeweils anderen elektronischen Schalters leitend wird. Zu diesem Zeitpunkt sollte für die optimale Ansteuerung der andere elektronische Schalter eingeschaltet werden. 



   Wird das Ein-Signal zu früh gebracht, wenn der Kondensator noch nicht voll umgeschwungen ist, so schaltet der elektronische Schalter einen aufgeladenen Kondensator kurz. Dessen Energieinhalt wird dann im elektronischen Schalter in Wärme umgesetzt und führt ausserdem zu exzessiv hohen Schalterströmen, so dass der elektronische Schalter sehr schnell zerstort wird. 



   Wird das Ein-Signal zu spat gebracht, tritt folgender Effekt auf. Die Freilaufdiode ist im Volllastfall je nach der gewählten Gesamtschaltung nur sehr kurze Zeit leitend (z. B. nur 1  s), danach dreht der Laststrom schon seine Polarität um. Wenn der elektronische Schalter bis dahin noch nicht eingeschaltet ist, schwingt der Kondensator wieder in die andere Richtung zurück. Kommt nun das verspätete Ein-Signal für den elektronischen Schalter, so geschieht auch hier wieder das gleiche wie vorher. Der schon wieder aufgeladene Entlastungskondensator wird vom elektronischen Schalter kurz geschlossen mit allen nachteiligen Folgen. Ein zuverlässiger Betrieb erfordert also ein sehr genaues Timing. 



   Zum Stand der Technik-
Um die genannten Probleme zu umgehen, wird meistens der induktive Anteil im Hauptstrom- 

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 kreis so gross gemacht, dass es nicht vorkommen kann, dass die Freilaufdioden nicht zum Leiten kommen oder dass sie nur kurze (z. B. unter 1   s)   leiten. Dann kann die gesamte Ansteuerschaltung mit einer festen Verzögerungszeit bzw. Totzeit arbeiten, die so eingestellt ist, dass unter allen Lastverhältnissen erstens das Umschwingen der Kondensatorspannung abgeschlossen ist und zweitens die Freilaufdiode immer noch leitet. Der grosse Nachteil dieser Lösung ist es aber, dass dann eine erhebliche Spannungszeitfläche für die Energieübertragung verloren geht und alle Leistungskomponenten schlechter ausgenutzt werden. Eine Regelschaltung für eine solche Anordnung wird z.

   B. in den   Datenblättem   der integrierten Schaltung UC3876 von Firma UNITRADE beschrieben. Die Bildung der Totzeit geschieht dabei auf der Pnmärseite des Ansteuertransformators. Die Schaltung erbringt jedoch nicht das Einschalten der elektronischen Schalter genau zum optimalen Zeitpunkt und erlaubt nicht die optimale Ausnutzung der Leistungskomponenten. Die im UC3876 verwendete Totzeitschaltung hat keine Sensorik, um den Abschluss des Umschwingens, bzw. um den Zeitpunkt der minimalen Schalterspannung in jedem Zyklus zu erfassen. Ein zwar vorhandener Delay-Set-Eingang kann nicht innerhalb von Nanosekunden reagieren und eine externe Synchronisierschaltung ist nicht möglich, wenn die Lastverhältnisse (z. B. bei Schweissmaschinen) nicht vorhersagbar sind.

   So ist diese Schaltung z B. bei Schweissmaschinen mit phasengesteuerter Vollbrücke und kleiner Serieninduktivität im Transformatorkreis nicht einsetzbar. 



   Stand der Technik ist es weiterhin, wie eine am Markt vertriebene Schweissmaschine belegt, das Umschwingen der Spannung des Halbbrückenmittelpunktes von der Regelungsseite aus mittels eines High-speed Optokopplers zu erfassen und durch eine entsprechende Logikschaltung auf der Primärseite des Ansteuertransformators zur Ein-Signal-Bildung heranzuziehen. Der Ansteuertransformator wird dabei mit einem dreiwertigen Signal gespeist. Die möglichen Zustände sind : a) positive Spannung für Ein des einen elektronischen Schalters, b) negative Spannung für Ein des anderen elektronischen Schalters und c) keine Spannung, bzw primärer Kurzschluss für Aus von beiden Schaltern.

   Diesen dritten Zustand c) benötigt die Schaltung dieser genannten Maschine, um die Totzeit zu realisieren, also die Zeit zwischen dem Abschalten des einen elektronischen Schalters und dem Einschalten des jeweils anderen aus einer Halbbrücke, da hinter dem Ansteuertransformator keine weiteren Verzögerungsschaltungen mehr sind. Jeder Überschwinger am Ansteuertransformator beim Schalten in den Schaltzustand c) bringt jedoch die Gefahr eines Halbbrückenkurzschlusses und so ist diese Anordnung nicht besonders störsicher. Auch werden in dieser Maschine für die Umschwingsensorik Optokoppler höchster Übertragungsgeschwindigkeit und höchster Störfestigkeit benötigt, die dadurch sehr teuer sind.

   Trotzdem ist die Geschwindigkeit und die Störsicherheit dieser Anordnung nicht optimal und lässt sich deshalb nicht verbessern, weil sämtliche Entstörungsmassnahmen die Kette der Signal-Durchlaufzeiten (Spannung am elektronischen Schalter - > Optokoppler- > primärseitige Inhibit Logik- > Ansteuertransformator- > Ausgangstreiber- > elektronischer Schalter) vergrössern. 



   In einem Vortrag (K.H. Edelmoser, L. Erhartt, F. C. Zach, "Floating, Flexible and Intelligent Gate-Driver Circuit for IGBT Half-Bridge Modules up to 1200V, 100A"; PCIM-proceedings, April 1992, S 96) wird eine Ansteuerschaltung vorgestellt, bei welcher der Zeitpunkt des Ein-Signals auf der Sekundärseite des Ansteuertransformators von einem PAL gebildet wird unter Verwendung einer statischen Spannungserfassungsschaltung für die Zero-Voltage-Bedmgung. 



   Die dort beschriebene Schaltung ist aber insgesamt sehr aufwendig und benötigt zur Ansteuerung einer gesamten Halbbrücke nicht weniger als vier Transformatoren und zwei Optokoppler. Damit kommt sie nur in Betracht für sehr grosse Inverter bei hohen Leistungen. Ein weiterer Nachteil der genannten Schaltung soll beschrieben werden. 



   Im dynamischen Betneb einer Halbbrücke nach dem Oberbegriff kann sich immer wieder das Problem ergeben, dass die Kondensatorspannung beim Umschwingen für einige Zyklen schon vor dem Erreichen der Potentiale der Zwischenkreisspannung wieder umdreht. Für den elektronischen Schalter bedeutet das, dass die Spannung nicht ganz auf Null kommt und die Freilaufdiode so nicht leitend wird. Aus diesem Grunde lasst sich auch der Stromfluss durch die Freilaufdiode nicht als Schaltsignal zum Einschalten verwenden, was zunächst naheliegend wäre. Es sollte nun trotzdem der elektronische Schalter genau im Zeitpunkt des Minimums angesteuert werden, um die minimalsten Verluste zu erreichen.

   Die Ansteuertechnik nach besagtem Aufsatz kann aber nicht den optimalen Zeitpunkt ermitteln, sie stellt nur fest und meldet an die Steuerung, dass die Zero- 

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 Vortage-Bedingung nicht erreicht wird. Geht die Steuerung nun auf Störung, bricht die Funktion   zusammen zu einem Zeitpunkt, wo es normalerweise noch nicht nötig ist ;

   die Steuerung aber   trotzdem das Kommando zum Weiterschalten, ist der Zeitpunkt durch die erfolgten Signalverzögerungen zu spät und man fragt sich, wozu die Meldung dann erzeugt wird
Die bisher genannten Schaltungen nach dem Stand der Technik haben alle noch einen weiteren Nachteil Beim erstmaligen Einschalten einer Halbbrücke mit etwa 50 % Tastverhältnis kann es in dem angeschlossenen Hauptübertrager oder anderen induktiven Hilfskreisen zu Sättigungserscheinungen kommen, da bei den ersten Schwingungen eine transiente Gleichspannungskomponente entsteht Bisher werden deshalb die magnetischen Komponenten so ausgelegt, dass sie weit mehr Reserven haben als sie eigentlich brauchten. Das führt zwangsläufig dazu, dass der Preis der Bauteile zu hoch ist. 



   Die Schaltung nach der DD-A3-276 417 weist einen in der eingangs angegebenen Weise angeordneten Kondensator auf. Bei dieser bekannten Schaltung wird über eine Diode und Widerstände, zusammen mit einem Schwellwertschalter ein Freigabesignal zum Einschalten des Leistungsschalters erzeugt, das bei Nennbetrieb den Abschluss der natürlichen Kommutierung anzeigt. Dieses Freigabesignal entsteht also im Vergleich der Spannung des Leistungstransistors mit einer statischen Spannung (z. B. 5V) Kommt diese natürliche Kommutierung nicht zustande (Anlaufbetrieb bzw. Leerlaufbetrieb), dann schaltet der Leistungstransistor nicht ein.

   Die Ansteuerschaltung vor dem Impulstransformator muss über eigene Sensoren diesen Zustand erkennen, da die Ansteuerschaltung das nicht erfolgte Einschalten des Leistungstransistors aufgrund eines fehlenden Signalpfades nicht zurückmeldet Die Ansteuerschaltung vor dem Impulstransformator erhöht dann den Ansteuerpegel am Impulstransformator und erzwingt so ein Schalten des Leistungstransistors unter Umgehung der Spannungsüberwachungsschaltung. 



   Die EP-B1-0 208 065 zeigt eine Treiberschaltung für Hochleistungstransistoren mit digitalen Ein- und Ausschaltspannungen Die Spannungserfassung über eine Diode dient hier zur Sensorik der abgeschlossenen Freilaufphase und nicht zum Abschluss der Umschwingphase und zur Realisierung einer Entsättigungsüberwachung. 



   Die DD-A7-288 307 zeigt eine Schaltung zur Blockierung einer Ansteuerschaltung für abschaltbare Leistungshalbleiterbauelemente. Diese Druckschrift gibt an, dass ein gemeinsamer Transformator für beide Steuerschaltungen eines Brückenzweigpaares vorhanden ist. Eine gleichzeitige Übertragung der Ansteuerenergie über denselben Transformator ist nicht offenbart und aufgrund des gewählten differentiellen Modulationsverfahrens auch so nicht möglich. 



   Die Erfindung stellt sich daher die Aufgabe, eine einfache und vor allem störsichere Ansteuerschaltung aufzuzeigen, welche die maximale Ausnutzung der Leistungskomponenten erlaubt, welche die elektronischen Schalter im jeweils optimalen Zeitpunkt einschaltet und die anderen Nachteile der bisherigen Schaltungen überwindet. 



   Diese Aufgabe wird nach der Erfindung durch die in Anspruch 1 aufgeführte Merkmalskombination gelöst Bei dieser Auslegung werden die beiden elektronischen Schalter einer Halbbrücke mit einer je eigenen schalterseitigen Steuerschaltung verbunden. Weiter werden die beiden Steuerschaltungen einer Halbbrücke mit einem einzigen Ansteuertransformator angesteuert, der neben der gemeinsamen Primärwicklung für die beiden Steuerschaltungen zwei gleiche aber unterschiedlich gepolte Sekundärwicklungen hat. Dabei überträgt dieser Ansteuertransformator gleichzeitig die Ansteuerenergie und die Ansteuersignale.

   Auf seiner Primärseite wird dieser Ansteuertransformator mit einem bipolaren Rechtecksignal von etwa 50 % Tastverhältnis angesteuert, um die elektronischen Schalter einer Halbbrücke wechselweise einzuschalten, wobei eine positive Spannung am Ansteuertransformator gleichzeitig das Ein-Signal für den ersten elektronischen Schalter und das Aus-Signal für den zweiten bedeutet und eine negative Spannung gleichzeitig das Aus-Signal für den ersten Schalter und das Ein-Signal für den zweiten. Weiter enthält jede Steuerschaltung einen Ausgangstreiber, der mit dem jeweiligen elektronischen
Schalter verbunden ist, sowie eine Spannungsversorgung und einen Impulsformer, die beide jeweils mit der Sekundärwicklung des Ansteuertransformators verbunden sind.

   Weiter liegt in jeder
Steuerschaltung im Signalweg von der Sekundärwicklung des Ansteuertransformators über den
Impulsformer und über den Ausgangstreiber zum elektronischen Schalter eine Inhibitschaltung mit mehreren Eingangen, mittels derer das ankommende Ein-Signal für den elektronischen Schalter zeitweise gesperrt werden kann Diese Inhibitschaltung ist dann mit einer Verzögerungsschaltung 

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 verbunden, welche den Eingang der Inhibitschaltung erst dann zum Einschalten des elektronischen Schalters freigibt, wenn das Ein-Signal des Ansteuertransformators mindestens für eine vorbestimmte Sicherheitszeit ansteht (= sogenannte Totzeit).

   Wesentlich ist nun, dass ein Eingang der Inhibitschaltung mit einer Flankensensorschaltung verbunden ist, welche die Spannung über dem elektronischen Schalter differenziert und den Nulldurchgang der Steigung auswertet, so dass sie den Eingang der Inhibitschaltung erst dann zum Einschalten des elektronischen Schalters freigibt, wenn die Spannung über diesem ein Minimum bzw. einen Tiefpunkt erreicht, nicht aber dann, wenn die Spannung über dem elektronischen Schalter noch im Fallen ist
Eine besonders einfache und gute Realisierung dieser Flankensensorschaltung ergibt sich, wenn in ihr ein Kondensator mit dem jeweils springenden Anschluss des elektronischen Schalters (bezogen auf dessen Steuereingang) verbunden ist, und wenn der Strom durch diesen Kondensator zur Bestimmung des Abschlusses eines Umschwingvorganges der Spannung des elektronischen Schalters herangezogen wird.

   Die ganze Flankensensorschaltung kann dann durch den besagten Kondensator, durch einen Transistor in Basisschaltung, zwei Dioden und eine Zenerdiode und durch einen Pullup-Widerstand realisiert werden, wobei diese Komponenten gemäss Anspruch 3 bzw nach Fig. 3 zusammengeschaltet sind. Diese beschriebene Schaltung ist sehr einfach und zuverlässig, erreicht schnellste Schaltzeiten und schützt die Inhibitschaltung sicher vor lJberspannungen und Störungen. 



   Die beschriebenen Probleme mit der transienten Haupttransformatorsättigung beim ersten Einschalten lassen sich vorteilhaft dadurch beheben, dass ein weiterer Eingang der Inhibitschaltung mit einer Anlaufsteuerung verbunden ist, welche nach einer längeren Pause, in der sich die Kondensatoren der Spannungsversorgung der Steuerschaltung entladen konnten, den Inhibiteingang erstmalig dann zum Einschalten des elektronischen Schalters freigibt, wenn erstens eine ausreichend hohe Versorgungsspannung der Steuerschaltung erreicht ist und zweitens von einem danach am Ansteuertransformator ankommenden Ein-Signal etwa die halbe Zeit abgelaufen ist, so dass auf dem zugehörigen elektronischen Schalter das erste Ein-Signal etwa nur die halbe Dauer aller folgenden Ein-Signale aufweist,

   und dass die Verzögerungsschaltung zur   Impulslängenhalbie-   rung aber nur in der Anlaufsteuerung von einer der beiden Steuerschaltungen einer Halbbrücke vorhanden bzw. aktiviert ist, so dass beim jeweils anderen elektronischen Schalter der Halbbrücke auch das erste Ein-Signal die gleiche Länge hat wie die folgenden. 



   Zur Realisierung dieser Funktion wird vorteilhaft in der Anlaufsteuerung ein Zähler verwendet, der nach einer festgelegten Zahl von Impulsen des Ansteuertransformators die Inhibitschaltung freigibt, wobei die Zahl der Impulse so ausgelegt ist, dass in der daraus resultierenden Zeit die Versorgungsspannung der Steuerschaltung auf einen ausreichenden Wert hochgelaufen ist. 



   Die Verzögerungsschaltung zur Impulslängenhalbierung wird dann durch ein zusätzlich eingeschaltetes Zeitglied oder Verzögerungsglied (z. B. durch ein RC-Glied) gebildet, welches im Signalpfad zwischen Zähler und Inhibitschaltung liegt, wobei das Zeitglied so dimensioniert ist, dass das erste Ein-Signal des elektronischen Schalters in seiner Länge halbiert wird. 



   Diese Anordnung wird auch dann beansprucht, wenn Schaltungsteile nach den Merkmalen Ausgangstreiber, Inhibitschaltung, Verzögerungsschaltung, Flankensensorschaltung, Impulsformer, Anlaufsteuerung und Spannungsversorgung durch einen speziellen integrierten Baustein, durch einen ASIC oder durch eine hybride Mikroschaltung realisiert sind. 



   In der Praxis erreicht die beschriebene Ansteuerschaltung unter dem Gesichtspunkt der Störfestigkeit eine wesentlich höhere Zuverlässigkeit als man zunächst erwarten würde. Die auf die Schalterseite verlegte Totzeitschaltung (= Verzögerungsschaltung) vor allem wirkt wie ein grosses Entstörfilter gegen alle Einstreuungen über die Primär-Sekundär-Kapazität des Ansteuertransformators. Gleichzeitig wird der elektronische Schalter deutlich präziser nach dem Umschwingen eingeschaltet, wodurch sich die Schaltverluste reduzieren. Zur primärseitigen Ansteuerung einer Halbbrücke wird nur noch ein wirklich simpler Oszillator benötigt, der mit einem Leistungstreiber die Primärwicklung mit 50 % Tastverhältnis rechteckförmig ansteuert.

   Durch die erfindungsgemässe Schaltung läuft die Halbbrücke sicher und ohne Transformatorsättigung an und erlaubt die optimale Ausnutzung aller Leistungskomponenten. Dies betrifft auch den Drosselanteil im Haupttransformatorkreis, der deutlich reduziert werden kann. 



   Die Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 eine Halbbrückenanordnung nach der Erfindung 

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Fig. 2 eine Steuerschaltung nach der Erfindung
Fig. 3 die Flankensensorschaltung nach Anspruch 3
Fig 4 ein Zeitdiagramm mit den wesentlichen Verläufen
Fig. 1 zeigt die grundsätzliche Anordnung der Halbbrücke nach der Erfindung. Die beiden elektronischen Schalter 2 und 5 bilden die Halbbrückenschaltung und sind zwischen einer Gleichspannungsquelle angeschlossen. Die konkrete Realisierung erfolgt mit den jeweils aktuellen Bauelementen der Leistungselektronik, z. B. mit IGBTs, MOSFETs, oder bipolaren Transistoren. 



  Wesentlich ist, dass der Halbbrückenmittelpunkt mit mindestens einem Kondensator 4 mit einem der Pole der Gleichspannungsquelle verbunden ist, wobei dieser Kondensator 4 zur Ausschaltentlastung dient und ein resonantes Umschwingen der Ausgangsspannung der Halbbrücke ermoglicht Ebenso notwendig ist parallel über jedem der elektronischer Schalter 2 und 5 je eine Freilaufdiode 3, die bei MOSFETs entfallen kann, da sie parasitär im Transistor schon vorliegt. Am Mittelpunkt der Halbbrücke ist eine Last angeschlossen, die immer einen bestimmten induktiven Anteil haben muss Die beiden elektronischen Schalter 2 und 5 werden nun von je einer Steuerschaltung 1 angetrieben, welche nach den Merkmalen der Erfindung ausgebildet ist.

   Die Ausgestaltung der darin enthaltenen Ausgangstreibers 7 hängt von der Technologie der elektronischen Schalter 2 und 5 ab und ist nicht Gegenstand dieser Erfindung; entsprechende Schaltungen finden sich in den Applikationsschriften der Bauteilhersteller. 



   Beide Steuerschaltungen 1 werden ihrerseits von einem gemeinsamen Ansteuertransformator 6 getrieben Dabei ist die Sekundärwicklung an beiden Steuerschaltungen mit unterschiedlicher Phase angeschlossen, damit die beiden elektronischen Schalter 2 und 5 nicht gleichzeitig einschalten. Auf der Primärseite des Ansteuertransformators 6 wird eine Rechteckspannung wechselnder Polarität eingespeist. Als eine praktische Möglichkeit wird hier ein Rechteckoszillator 24 mit 50 % Tastverhältnis gezeigt, der die beiden Leistungstreiber 22 und 23 speist. Die Primärwicklung liegt dann zwischen dem invertierenden und dem nicht invertierenden Ausgang dieser Treiber. 



   Fig. 2 zeigt eine komplette sekundärseitige Steuerschaltung 1 nach der Erfindung. Am Eingang ist die Sekundärwicklung des Ansteuertransformators 6 angeschlossen. Links oben ist eine Baugruppe zur Spannungsversorgung   16   dargestellt, die mit Dioden und Kondensatoren aus der bipolaren Rechteckspannung des Ansteuertransformators 6 eine Spannungsversorgung der Steuerschaltung 1 bildet. 



   Am Ausgang der Schaltung sitzt ein artgerechter Ausgangstreiber 7, der den elektronischen Schalter 2 ansteuert Ebenfalls sieht man hier noch einmal die Freilaufdiode 3 und den Kondensator 4 zur Ausschaltentlastung Nach der Erfindung sitzt jetzt vor dem Ausgangstreiber 7 eine Inhibitschaltung 8, die in diesem Beispiel als UND-Schaltung mit vier Eingängen ausgeführt ist. Die vier Eingänge sind nun folgendermassen beschaltet:
Der Eingang E4 ist über einen impulsformer 15 direkt mit dem Ansteuertransformator 6 verbunden. Der Impulsformer 15 muss die negativen Spannungsanteile entfernen und die Logikpegel der Inhibitschaltung herstellen. 



   Der Eingang E2 ist mit der Flankensensorschaltung 9 verbunden, die den   Inhibiteingang   E2 solange sperrt, als die Spannung über dem elektronischen Schalter 2 noch im Fallen ist. Durch den Kondensator 10 erhält die Flankensensorschaltung 9 die Information über den Abschluss des Umschwingvorganges
Der Eingang E1 ist mit einer Verzögerungsschaltung 11 verbunden, um eine feste Totzeit zu realisieren. Dies ist notwendig, weil das Sperrsignal der Flankensensorschaltung 9 nicht sofort mit dem Ein-Signal des Ansteuertransformators 6 kommt. Die Flankensensorschaltung 9 beginnt erst dann die Inhibitschaltung 8 zu sperren, wenn die Spannung am elektronischen Schalter 2 abzunehmen beginnt.

   Dazu ist es aber notwendig, dass der andere elektronische Schalter 5 der Halbbrücke vollständig gesperrt ist und das benötigt einige Zeit (Ausschaltzeit), denn das Aus-Signal für diesen anderen elektronischen Schalter 5 kommt ja gleichzeitig mit dem Ein-Signal des ersten elektronischen Schalters 2. Die Verzögerungsschaltung 11 muss also mindestens solange den   Inhibitein-   gang E1 sperren, bis das Umschwingen der Halbbrücke in Gang kommt. Der Eingang E3 ist mit der Anlaufsteuerung 12 verbunden und sorgt für einen geordneten Anlauf der Halbbrücke beim ersten Einschalten nach einer längeren Pause oder nach dem Ausschalten. 



   Nach Anspruch 5 wird in der Anlaufsteuerung 12 ein Zähler 14 verwendet, dessen Ausgang erst nach einer fest eingestellten Zahl von Ein-Signalen den Eingang E3 der Inhibitschaltung 8 

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Claims (6)

freigibt. Die Zahl wird so eingestellt, dass die sekundärseitige Spannungsversorgung 16 genügend Zeit hat, um auf sichere Spannungswerte hochzulaufen. Eine Resetschaltung gebildet durch ein RC-Glied am iow-aktiven Eingang R sorgt für das Rücksetzen des Zählers 14 beim Hochlauf der Versorgungsspannung. Nach Anspruch 6 wird der erste vom Zahler 14 freigegebene Ein-Impuls in seiner Länge halbiert. Das geschieht dadurch, dass der Freigabeimpuls des Zählers 14 nicht synchron mit dem Ein-Impuls des Impulsformers 15, sondern durch die Verzögerungsschaltung zur Impulslängenhalbierung 13 (realisiert z.B. durch ein RC-Glied) auf den Eingang E3 der Inhibitschaltung 8 geführt wird. Der Zähler 14 selber ist so geschaltet, dass er dann, wenn er einmal freigegeben hat, bis zum Abschalten der Versorgungsspannung in diesem Zustand verbleibt und für die folgenden Abläufe nicht mehr relevant ist. So wird nur der allererste Ein-Impuls des elektronischen Schalters 2 halbiert und verhindert eine Sättigung der an der Halbbrücke angeschlossenen magnetischen Bauteile. Diese Verzögerungsschaltung zur Impulslängenhalbierung 13 darf nur in der Steuerschaltung 1 bei einem der beiden elektronischen Schalter 2 oder 5 einer Halbbrücke aktiviert oder vorhanden sein, denn der jeweils andere elektronische Schalter 5 oder 2 muss sofort mit einem vollen Impuls weiterschalten. Eine simple Reseteinrichtung am primärseitigen Oszillator 24 (in Fig. 1 zur Vereinfachung nicht dargestellt) stellt sicher, dass dieser Oszillator 24 immer mit der gleichen Phasenlage beginnt und dass damit immer die richtige Steuerschaltung 1 mit dem Einschalten der elektronischen Schalter 2 und 5 beginnt. Fig. 3 zeigt die detaillierte Flankensensorschaltung 9 nach Anspruch 3. Der Kondensator 10 differenziert die Spannung über dem elektronischen Schalter 2. Wenn durch diesen Kondensator 10 kein negativer Strom mehr fliesst, ist der Umschwingvorgang abgeschlossen, der Tiefpunkt ist erreicht und der zugehörige elektronische Schalter 2 kann eingeschaltet werden. Ein Transistor 17 in Basisschaltung leitet den negativen Kondensatorstrom während der fallenden Flanke der Schalterspannung über die Diode 20 auf Masse. Die Dioden 18 und 20 bilden eine Antisättigungsschaltung, so dass der Transistor 17 sehr schnell wird. Der Pullup-Widerstand 21 ist nach den Anforderungen der Inhibitschaltung 8 auszulegen. Er zieht den Ausgang auf positives Potential, sobald der Stromfluss in den Emitter des Transistors 17 aufhört. Die Diode 19 leitet den positiven Kondensatorstrom über die Zenerdiode 18 gegen Masse, wenn die Spannung des elektronischen Schalters 2 bei dessen Ausschalten wieder ansteigt. Fig. 4 zeigt ein Zeitdiagramm mit den wesentlichen Verläufen. Darin sind dargestellt In Kurve A die Ausgangsspannung einer Halbbrücke mit Kondensator 4 zur Ausschaltentlastung, bezogen auf die negative Versorgungsspannung, In Kurve B die Primärspannung des Ansteuertransformators 6, In Kurve C der Ausgang der Verzögerungsschaltung 11, In Kurve D der Ausgang der Flankensensorschaltung 9, In Kurve E das logische Schaltsignal des elektronischen Schalters 2, wie es am Eingang des Ausgangstreibers 7 anliegt. PATENTANSPRÜCHE: 1. Ansteuerschaltung für einen elektronischen Leistungsschalter in Halbbrückenanordnung, der zwei in Reihe geschaltete elektronische Schalter (2 und 5) aufweist, und wobei der Halbbrückenmittelpunkt mit mindestens einem Kondensator (4) mit einem der äusseren Anschlüsse der Halbbrücke verbunden ist, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale A) dass jeder der beiden elektronischen Schalter (2 und 5) mit einer eigenen schalter- seitigen Steuerschaltung (1) verbunden ist (Fig.

1), B) dass die beiden Steuerschaltungen (1) einer Halbbrücke mit einem einzigen Ansteuer- transformator (6) angesteuert werden, der neben der gemeinsamen Primärwicklung für die beiden Steuerschaltungen (1) zwei gleiche aber unterschiedlich gepolte Sekundär- wicklungen hat, wobei dieser Ansteuertransformator (6) gleichzeitig die Ansteuer- energie und die Ansteuersignale überträgt, C) dass der Ansteuertransformator (6) auf seiner Pnmärseite mit einem bipolaren Recht- <Desc/Clms Page number 7> ecksignal von etwa 50 % Tastverhältnis angesteuert ist, um die elektronischen Schalter (2 und 5) einer Halbbrücke wechselweise einzuschalten, wobei eine positive Spannung am Ansteuertransformator (6) gleichzeitig das Ein-Signal für den ersten elektronischen Schalter (2 bzw. 5) und das Aus-Signal für den zweiten (5 bzw.

2. Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in der Flankensensorschaltung (9) ein Kondensator (10) mit dem jeweils springenden Anschluss des elektronischen Schalters (2) verbunden ist, und dass der Strom durch diesen Kondensator (10) zur Bestimmung des Abschlusses eines Umschwingvorganges der Spannung des elektronischen Schalters (2) herangezogen wird (Fig. 2).

2), F) dass ein Eingang (E1) der lnhibitschaltung (8) mit einer Verzögerungsschaltung (11) verbunden ist, welche den Eingang (E1) der Inhibitschaltung (8) erst dann zum Einschalten des elektronischen Schalters (2) freigibt, wenn das Ein-Signal des Ansteu- ertransformators (6) mindestens für eine vorbestimmte Sicherheitszeit ansteht (Fig. 2), G) dass ein Eingang (E2) der Inhibitschaltung (8) mit einer Flankensensorschaltung (9) verbunden ist, welche die Spannung über dem elektronischen Schalter (2) differenziert und den Nulldurchgang der Steigung auswertet, so dass sie den Eingang (E2) der Inhibitschaltung (8) erst dann zum Einschalten des elektronischen Schalters (2) frei- gibt, wenn die Spannung über diesem ein Minimum bzw. einen Tiefpunkt erreicht, nicht aber dann, wenn die Spannung über dem elektronischen Schalter (2) noch im Fallen ist (Fig. 2).

2) bedeutet und eine negative Spannung gleichzeitig das Aus-Signal für den ersten Schalter (2 bzw. 5) und das Ein-Signal für den zweiten (5 bzw. 2), D) dass jede Steuerschaltung (1) einen Ausgangstreiber (7) enthält, der mit dem elektroni- schen Schalter (2) verbunden ist, sowie eine Spannungsversorgung (16) und einen Impulsformer (15), die beide jeweils mit der Sekundärwicklung des Ansteuertransfor- mators (6) verbunden sind (Fig. 2), E) dass in jeder Steuerschaltung (1) im Signalweg von der Sekundärwicklung des Ansteuertransformators (6) über den Impulsformer (15) und über den Ausgangstreiber (7) zum elektronischen Schalter (2) eine Inhibitschaltung (8) mit mehreren Eingängen (E1, E2,...) liegt, mittels derer das ankommende Ein-Signal für den elektronischen Schalter (2) zeitweise gesperrt werden kann (Fig.

3. Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Flankensensorschaltung (9) gebildet ist durch besagten Kondensator (10), durch einen Transistor (17) in Basisschaltung, zwei Dioden (19 und 20), eine Zenerdiode (18) und durch einen Pullup-Widerstand (21), wobei diese Komponenten so zusammengeschaltet sind, dass ein erster Anschluss des Kondensators (10) mit dem springenden Pol des elektronischen Schalters (2) verbunden ist, dass der andere Anschluss des Kondensators (10) mit der Anode der Diode (19) und mit dem Emitter des Transistors (17) verbunden ist, dass die Kathode der Diode (19) mit der Basis des Transistors (17) und mit der Kathode der Zenerdiode (18) verbunden ist, dass die Anoden der Zenerdiode (18) und der Diode (20) mit der Masse der Steuerschaltung (1) verbunden sind, dass der Kollek- tor des Transistors (17) mit der Kathode der Diode (20),

mit einem Anschluss des Pullup- Widerstandes (21) und mit einem Eingang (E2) der Inhibitschaltung (8) verbunden ist, und dass der andere Anschluss des Pullup-Widerstandes mit dem positiven Pol der Spannungs- versorgung (16) verbunden ist (Fig 3).

4. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiterer Eingang (E3) der Inhibitschaltung (8) mit einer Anlaufsteuerung (12) verbunden ist, welche nach einer längeren Pause, in der sich die Kondensatoren der Spannungsversorgung (16) der Steuerschaltung (1) entladen konnten, den Eingang (E3) der Inhibitschaltung (8) erstmalig dann zum Einschalten des elektronischen Schalters (2) freigibt, wenn erstens eine ausreichend hohe Versorgungsspannung der Steuerschaltung (1) erreicht ist und zweitens von einem danach am Ansteuertransformator (6) ankommen- den Ein-Signal etwa die halbe Zeit abgelaufen ist, so dass auf dem zugehörigen <Desc/Clms Page number 8> elektronischen Schalter (2) das erste Ein-Signal etwa nur die halbe Dauer aller folgenden Ein-Signale aufweist, und dass die Verzögerungsschaltung zur Impulslängenhalbierung (13)

aber nur in der Anlaufsteuerung (12) von einer der beiden Steuerschaltungen (1) einer Halbbrücke vorhanden bzw. aktiviert ist, so dass beim jeweils anderen elektronischen Schalter (5) der Halbbrücke auch das erste Ein-Signal die gleiche Länge hat wie die folgenden (Fig. 2).

5. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass in der Anlaufsteuerung (12) ein Zähler (14) verwendet ist, der nach einer festgelegten Zahl von Impulsen des Ansteuertransformators (6) den Eingang (E3) der Inhibitschaltung (8) freigibt, wobei die Zahl der Impulse so ausgelegt ist, dass in der daraus resultierenden Zeit die Versorgungsspannung der Steuerschaltung (1) auf einen ausreichenden Wert hochgelaufen ist.

6. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltungsteile aus den Merkmalen Ausgangstreiber (7), Inhibitschaltung (8), Verzögerungsschaltung (11), Flankensensorschaltung (9), Impuls- former (15), Anlaufsteuerung (12) und Spannungsversorgung (16) durch einen speziellen integrierten Baustein, durch einen ASIC oder durch eine hybride Mikroschaltung realisiert sind.