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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Einprägung sinusförmiger Netzphasenströme bei Drei- phasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystemen mit Hochsetzstellerstruktur, d. h. netzseitig vorgeschalteten Induktivitäten und eingeprägter Ausgangsspannung wie es im Kennzeichenteil des Patentanspruches 1 beschrieben ist, sowie Vorrichtungen zur Erhöhung des Aussteuerbereiches dreiphasiger nach dem Verfahren gesteuerter Pulsgleichrichtersysteme.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik wird, wie in der A954/99 beschrieben, die Regelung der Eingangsströme eines unidirektionalen dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems mit ohmschem Grundschwingungsnetzverhalten vorteilhaft ohne Multiplizierer bzw. ohne Vorgabe expliziter Phasenstromsollwerte ausgeführt. Die Ansteuersignale der Leistungshalbleiter werden hiebei in jeder Phase mittels eines Komparators über direkten Vergleich der Phasenstromistwerte mit einem für alle Phasen identen Dreieckträgersignal gebildet, wobei für Dreipunktkonverter wie z. B. in der EP 94120245. 9 (AT406434B) beschrieben, für negative Netzphasenspannung eine Inversion des zugeordneten pulsbreitenmodulierten Ansteuersignals vorzunehmen ist.
Um eine symmetrische Aussteuerbarkeit der Pulsbreitenmodulation zu erreichen ist gemäss der A954/99 weiters dem Dreieckträgersignal in jeder Phase ein netzfrequentes Rechtecksignal mit einem der zugeordneten Netzphasenspannung bzw. dem zugeordneten Netzphasenstrom gleichen Vorzeichen und einer Amplitude in Höhe des Momentanwertes der Dreieckamplitude zu addieren. Aufgrund der Eigenstabilität des, durch die Gleichheit von Netz- und Gleichrichtereingangsspannung definierten Systemzustandes resultiert dann eine selbsttätige netzspannungsproportionale Führung der Phasenströme, entsprechend ohmschem Netzverhalten. Durch die Netzspannung wird ja bei, auf einen Festwert geregelter Ausgangsspannung direkt die erforderliche relative Pulsbreite und damit direkt der lokale Wert des modulierenden Signals (des Phasenstromistwertes) bestimmt.
Allgemein wird der sich einstellende Strom durch das Verhältnis der Ausgangsspannung und des Augenblickswertes der Netzphasenspannung und durch die Amplitude des Dreieckträgersignals bestimmt. Wird z. B. die Trägersignalamplitude auf den halben Wert verringert, wird bereits für den halben Stromwert die für das Spannungsgleichgewicht erforderliche Pulsbreite erreicht, der Phasenstrom wird sich demgemäss um einen Faktor 2 verringern. Über die Amplitude des Dreiecksträgers ist somit eine direkte Vorgabe der Stromamplitude möglich. Die Symmetrie der Ausgangsteilspannungen des Dreipunktkonverters kann durch ein zu den Phasenstromsollwerten addiertes, durch einen übergeordneten Regler vorgegebenes Offsetsignal sichergestellt werden.
Das Regelkonzept vermeidet zwar die bei analoger Realisierung relativ hohen Kosten der für die Erzeugung von Phasenstromsollwerten vorzusehenden Multiplizierer weist allerdings aufgrund der in jeder Phase anhängig vom Vorzeichen der zugeordneten Netzphasenspannung vorzunehmenden Inversionen des pulsbreitenmodulierten Ansteuersignals und Verschiebung des Dreieckträgersignals einen noch immer relativ hohen Realisierungsaufwand auf.
Aus der US 6 115 274 A ist eine Ansteuerschaltung für ein, durch diskontinuierliche Eingangsstörme mit sinusförmiger Einhüllender und nur einen Leistungstransistor gekennzeichnetes Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystem bekannt. Der Leistungstransistor kann für diese Schaltung im einfachsten Fall mit konstantem Tastverhältnis betrieben werden, das durch einen Komparator gebildet wird, der ein Sägezahn-Trägersignal mit einem durch den Ausgangsspannungsregler vorgegebenen stationär konstanten Signal vergleicht. Die Eingangsleistung und damit die Amplitude der Eingangsphasenströme wird direkt durch den Ausgangsspannungsregler vorgegeben, eine Multiplikation zur Generierung sinusförmiger Sollwerte für unterlagerte Phasenstromregler ist nicht erforderlich.
Die sinusförmige Formung der Eingangsströme, genauer der Einhüllende der diskontinuierlichen Eingangsströme findet topologie bedingt selbsttätig im Leistungsteil statt. Da der Leistungsteil Zweipunktstruktur und nur einen Leistungstransistor bzw. diskontinuierlichen Eingangsstromverlauf aufweist ist allerdings die beschriebene Ansteuerschaltung für DreipunktPulsgleichrichtersysteme mit drei Leistungshalbleitern nicht einsetzbar.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Regelverfahren für Dreiphasen-Dreipunkt-Pulsgleichrichtersysteme zu schaffen, das die Phasenströme in an sich bekannter Weise selbsttätig, d. h. ohne explizite Sollwertvorgabe bzw. Multiplikation in Phase mit der zugeordneten Phasenspannung führt und keine netzspannungsabhängige Inversion des pulsbreitenmodulierten Ansteuersignals und keine netzspannungsabhängige Verschiebung des Dreieckträgersignals erfordert.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entneh-
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men.
Grundgedanke der Erfindung ist, die in jeder Phase dem, das pulsbreitenmodulierte Ansteuersignal des zugeordneten elektronischen Schalters bildenden Komparator nachgeordnete, vom Vorzeichen der Phasenspannung bzw. des Phasenstromes abhängige Inversion an den Komparatoreingang zu verschieben, d. h. anstelle des Phasenstromistwertes den gleichgerichteten Phasenstrom als modulierendes Signal heranzuziehen.
Weiters ist dann erfindungsgemäss auch das, das Dreieckträgersignal verschiebende netzfrequente Rechtecksignal mit der zugeordneten Netzphasenspannung bzw. dem zugeordneten Netzphasenstrom gleichem Vorzeichen netzsynchron gleichzurichten und entartet so zu einem konstanten Offset in Höhe der Amplitude des Trägersig- nals. Das erfindungsgemässe Stromregelverfahren erfordert damit keine Detektion der Vorzeichen der Netzphasenspannungen bzw. keine netzspannungsabhängige Inversion der Phasenschaltentscheidungen und keine Bildung netzsynchroner Rechtecksignale und resultiert so in einem überaus geringen Realisierungsaufwand.
Bei erfindungsgemässer Ausführung der Stromregelung liegen innerhalb der gesamten Netzperiode die bei konventioneller Realisierung nur in der positiven Stromhalbschwingung gegebenen Verhältnisse vor, eine nähere Erklärung kann daher unterbleiben. Grundsätzlich sei nur festgehalten, dass ein (gleichgerichteter) Phasenstrom durch das Offsetsignal entsprechend der jeweiligen Amplitude des Trägersignals zu negativen Werten verschoben wird (dies ist gleichwertig einer entgegengesetzten Verschiebung des Trägersignals). Entsprechend wird der Komparator einer Phase ein positives Ausgangssignal ausgeben bzw. den zugeordneten elektronischen Schalter durchschalten wenn der Momentanwert des Dreieckträgersignals über dem des modulierenden Signals liegt.
D. h. es wird bei Erhöhung des Stromistwertes die am Eingang des zugeordneten Brückenzweiges des Dreipunktkonverters auftretende Spannung erhöht bis lokal ein Gleichgewicht mit der treibenden Netzphasenspannung gefunden ist. Auf die Amplitude des Phasenstromes kann durch einen übergeordneten Regler in an sich bekannter Form wieder über Änderung der Amplitude des Dreieckträgersignals Einfluss genommen werden.
Eine vorteilhafte erfindungsgemässe Erweiterung des Verfahrens nach Anspruch 1 beschreibt der Patentanspruch 2. Hiebei werden erfindungsgemäss für positiven und negativen Phasenstrom inverse Dreieckträgersignale zur Pulsbreitenmodulation verwendet womit die Einschaltpulse der Leistungstransistoren der positiven Eingangsstrom führenden Phasen um eine halbe Taktperiode gegenüber den Einschaltpulsen der Leistungstransistoren der negativen Strom führenden Phasen auftreten.
Da aufgrund des Fehlens einer Verbindung zwischen Ausgangsspannungsmittelpunkt und Netzsternpunkt die verketteten Gleichrichtereingangsspannungen für die Bildung des schaltfrequenten Rippels des Eingangsstromes massgeblich sind wird so gegenüber einer phasengleichen Taktung der positiven und negativen Strom führenden Phasen vorteilhaft eine Verdopplung der effektiven Pulsfrequenz erreicht, womit bei gleichen Schaltverlusten eine signifikant geringere Amplitude der schalffrequenten Schwankung der Eingangsströme resultiert.
Eine vorteilhafte Vorrichtung zur Erhöhung des Aussteuerbereichs einer multipliziererfreien Phasenstromregelung nach Anspruch 1 oder 2 oder dem Stand der Technik entsprechender Form beschreibt der Patentanspruch 3. Wird als modulierendes Signal direkt der Phasenstrom verwendet entspricht dies einer einfachen Sinusmodulation da der Phasenstrom einen der i. a. sinusförmigen Netzphasenspannung proportionalen Verlauf aufweist. Es wird somit nicht die volle Aussteuerbarkeit des Dreipunkt-Pulsgleichrichtersystems genutzt.
Wie bekannt kann allerdings durch Erweiterung der sinusförmigen Phasenmodulationssignale durch eine für alle Phasen gleiche 3. Harmonische entsprechender Amplitude die Grenze zur Übersteuerung gegenüber Sinusmodulation um maximal 15, 7% erhöht werden. Erfindungsgemäss wird nun im vorliegenden Fall diese dritte Harmonische durch eine Operationsverstärkerschaltung derart gebildet, dass in jeder Phase abzweigend vom Phasenstrommesssignal zwei, durch entsprechend rückgekoppelte Operationsverstärker gebildete ideale invertierende Einweggleichrichterschaltungen angeordnet werden, wobei eine Gleichrichterschaltung die invertierte negative Halbschwingung und die zweite Gleichrichterschaltung die invertierte positive Halbschwingung des Phasenstrommesssignals ausgibt.
Die Ausgänge der die invertierten positiven Halbschwingungen der Phasenstrommesssignale darstellenden Gleichrichterschaltungen und Ausgänge der die invertierten negativen Halbschwingungen der Phasenstrommesssignale darstellenden Gleichrichterschaltungen werden nun in einem ersten und einem zweiten Verknüpfungspunkt verschaltet und
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zwischen diesen Verknüpfungspunkten wird ein aus Widerständen mit gleichem Ohmwert gebildeter Spannungsteiler angeordnet und die am Abgriff dieses Spannungsteilers gegenüber Bezugspotential abgreifbare Nullspannung, die, wie man einfach überlegt, dreifache Netzfrequenz aufweist, in jeder Phase mittels eines Summierverstärkers zum Phasenstrommesswert addiert. Das resultierende Signal wird dann anstelle des tatsächlichen Phasenstrommesswertes zur Pulsbreitenmodulation herangezogen.
Aufgrund der Absenkung des sinusförmigen Phasenstromverlaufs durch die Nullspannung in der Umgebung der Phasenstrommaxima wird so eine Erhöhung der Aussteuergrenze erreicht.
Die Erfindung wird im weiteren anhand einer Zeichnung (Fig. 1) näher erläutert.
Fig. 1 zeigt die vereinfachte schematische Darstellung der erfindungsgemässen Vorrichtung 1 zur Bildung von, einen weiten Aussteuerbereich sicherstellenden Phasenmodulationssignalen 2, 3, 4 nach Anspruch 3. An die Eingänge 5, 6, 7 der Vorrichtung 1 werden die Phasenstrommesssignale gelegt. In jeder Phase werden nun abzweigend vom Phasenstrommesssignal 5 bzw. 6 bzw. 7 zwei invertierende Einweggleichrichterschaltung 8, 9 bzw. 10, 11 bzw. 12, 13 angeordnet wobei die Einweggleichrichterschaltungen 8, 10, 12 die invertierte negative Halbschwingung des zugeordneten
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gen 9, 11, 13 die invertierten positiven Halbschwingungen der Phasenstrommesssignale 5, 6, 7 an ihren Ausgängen 18, 19, 20 bilden.
Die, die invertierten negativen Halbschwingungen der Phasenstrommesssignale darstellenden Ausgänge 15, 16, 17 der Phasengleichrichterschaltungen 8, 10, 12 und die, die invertierten positiven Halbschwingungen der Phasenstrommesssignale 5, 6, 7 darstellenden Ausgänge 18, 19, 20 der Gleichrichterschaltungen 9, 11, 13 werden nun in einem ersten Verknüpfungspunkt 21 und einem zweiten Verknüpfungspunkt 22 verschaltet. Zwischen diesen Verknüpfungspunkten wird ein aus Widerständen 23, 24 mit gleichem Ohmwert gebildeter Spannungsteiler 25 angeordnet und die am Abgriff 26 dieses Spannungsteilers gegenüber Bezugspotential 27 abgreifbare Nullspannung 28, die, wie man einfach überlegt, dreifache Netzfrequenz aufweist mittels Summierverstärker 29, 30, 31 zu jedem Phasenstrommesssignal 5, 6, 7 addiert.
Eine, die invertierte negative Halbschwingung eines Phasenstrommesssignals am Ausgang darstellende Einweggleichrichterschaltung wird hiebei vorteilhaft in an sich bekannter Weise eingangsseitig durch einen gegen den invertierenden Eingang 32 eines Operationsverstärkers 33 geschalteten Widerstand 34 gebildet, wobei der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 33 mit Bezugspotential 27 verbunden ist.
Die Rückkopplung des Operationsverstärkers besteht aus zwei Zweigen 35 und 36 wobei Zweig 35 durch die Serienschaltung einer vom Ausgang 37 des Operationsverstärkers in Flussrichtung abzweigende Diode 38 und einen, von der Kathode 39 der Diode 38 gegen den invertierenden Eingang 32 geschalteten Serienwiderstand 40 (mit gleichem Ohmwert wie Eingangswiderstand 34) und Zweig 36 durch eine vom invertierenden Eingang 32 gegen den Ausgang 37 des Operationsverstärkers 33 in Flussrichtung geschaltete Diode 41 gebildet wird, womit am Verbindungspunkt 39 von Diode 38 und Widerstand 40 die invertierte negative Halbschwingung eines Phasenstrommesssignals abgegriffen werden kann.
Die, die invertierte positive Halbschwingung eines Phasenstrommesssignals darstellenden Gleichrichterschaltungen 9, 11, 13 weisen gleiche Grundstruktur wie die, die invertierten negativen Halbschwingungen bildenden Gleichrichterschaltungen 8, 10, 12, jedoch eine inverse Orientierung der Dioden 38 und 41 auf.
Zufolge der Verbindung der Ausgänge 15, 16, 17 tritt am Verknüpfungspunkt 21 der invertierte Minimalwert der netzfrequenten Phasenstrommesssignale 5, 6, 7, d. h. ein Signalverlauf mit dreifacher Netzfrequenz auf. Der Signalverlauf am Verbindungspunkt 22 wird demgegenüber durch den invertierten Maximalwert der Phasenstrommesssignale 5, 6, 7 bestimmt und zeigt ebenfalls dreifache Netzfrequenz. Am Abgriff 26 des Spannungsteilers tritt damit gegenüber Bezugspotential 27 eine reine Wechselspannung 28 mit dreifacher Netzfrequenz auf, die im Sinne der Addition einer Nullgrösse gleichartig zu allen Phasenstrommesssignalen 5, 6, 7 addiert wird. Die so resultierenden Ausgangssignale 2, 3, 4 der Vorrichtung 1 werden dann anstelle der tatsächlichen Phasenstrommesssignale 5, 6, 7 zur Pulsbreitenmodulation herangezogen.
Aufgrund der Absenkung des Betrages der sinusförmigen Phasenstrommesssignale 5, 6, 7 durch die Nullspannung 28 in der Umgebung der Maxima der Phasenstrommesssignale 5, 6, 7 führt dies auf die gewünschte, um 15. 7% gegen- über der Weglassung der Nullspannung 26 bzw. reiner Sinusmodulation erhöhte Aussteuergrenze der Pulsbreitenmodulation.
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Anzumerken ist, dass die invertierenden Einweggleichrichterschaltungen 8, 10, 12 und 9, 11, 13 auch durch nicht invertierende Einweggleichrichterschaltungen ersetzt werden können wobei dann die Summierverstärker 28, 29, 30 durch Subtrahierverstärker zu ersetzen sind und die Nullspannung 28 an die invertierenden Eingänge der Subtrahierverstärker zu legen ist.
Weiters ist festzuhalten, dass die Vorrichtung 1 in gleicher Form für Zwei- und Dreipunktkonverter eingesetzt werden kann. Ein an sich bekanntes Offsetsignal zur Regelung der Aufteilung der Ausgangsspannung bei Dreipunktkonvertern ist hiebei zu den Ausgängen 2, 3, 4 der Vorrichtung 1 bzw. am Eingang der Summierverstärker 29, 30, 31 zu addieren ; eine Addition zu den Phasenstrommesswerten 5, 6, 7 würde zu einer Verzerrung der Nullspannung 28 und damit zu einer Absenkung der Aussteuergrenze führen.
Alternativ kann die Regelung des Mittelpunktspotentials auch derart erfolgen, dass anstelle eines gemeinsamen Trägersignals für jede Phase ein eigenes Trägersignal zur Pulsbreitenmodulation vorgesehen und die Amplitude des Trägersignals während der positiven Halbschwingung des zugeordneten Eingangsphasenstromes erhöht (bzw. verringert) und während der negativen Halbschwingung verringert (bzw. erhöht) wird. Die Addition eines Offsetsig- nals kann damit unterbleiben.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Verfahren zur selbsttätigen Einprägung sinusförmiger Netzphasenströme bei Dreiphasen- Dreipunkt-Putsgleichrichtersystemen mit ohmschem Grundschwingungsnetzverhalten, die netzseitig vorgeschaltete Induktivitäten und eingeprägte Ausgangsspannung und eine Pulsbreitenmodulatorstufe je Phase aufweisen wobei die Amplitude der Phasenströme direkt über Änderung der Amplitude des für alle Phasen gemeinsamen, i. a.
konstante
Frequenz aufweisenden Dreiecksträgersignals durch einen übergeordneten Ausgangs- spannungsregler erfolgen kann, dadurch gekennzeichnet, dass in jeder Phase das gleich- gerichtete, einen Offset in Höhe der negativen Amplitude des für alle Phasen gleichen
Dreieckträgersignals aufweisende Phasenstrommesssignal als modulierendes Signal herangezogen wird und in jeder Phase durch Vergleich von Phasenstrommesssignal und
Dreieckträgersignal ein Ansteuersignal des zugeordneten elektronischen Schalters derart gebildet wird, dass der Schalter durchgeschaltet wird wenn der Momentanwert des Dreieck- trägersignals über dem des modulierenden Signals liegt und gesperrt wird, wenn das Drei- eckträgersignal den modulierenden Phasenstromverlauf unterschreitet,
womit in an sich bekannter Weise eine Erhöhung eines Phasenstromistwertes auf eine Erhöhung der am
Eingang des zugeordneten Brückenzweiges des Dreipunktkonverters auftretenden Span- nung führt, was in einem, durch das Gleichgewicht von treibender Netzphasenspannung und Gleichrichtereingangsphasenspannung definierten netzspannungsproportionalen Ver- lauf des Phasenstromes resultiert.
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The invention relates to a method for impressing sinusoidal mains phase currents in three-phase, three-point pulse rectifier systems with a step-up converter structure, ie. H. upstream inductors and impressed output voltage as described in the characterizing part of claim 1, as well as devices for increasing the modulation range of three-phase pulse rectifier systems controlled by the method.
According to the current state of the art, as described in A954 / 99, the regulation of the input currents of a unidirectional three-phase pulse rectifier system with an ohmic fundamental oscillation network behavior is advantageously carried out without a multiplier or without specifying explicit phase current setpoints. The control signals of the power semiconductors are hereby formed in each phase by means of a comparator by direct comparison of the actual phase current values with a triangular carrier signal which is identical for all phases, with three-point converters such as e.g. As described in EP 94120245.9 (AT406434B), an inversion of the assigned pulse-width-modulated control signal is to be carried out for negative mains phase voltage.
In order to achieve a symmetrical modulation of the pulse width modulation, according to the A954 / 99, the triangular carrier signal in each phase must also be added a mains-frequency square-wave signal with a sign that is the same as the assigned mains phase voltage or the assigned mains phase current and an amplitude equal to the instantaneous value of the triangular amplitude. Due to the inherent stability of the system state, defined by the equality of the mains and rectifier input voltage, the phase currents are automatically guided in line with the mains voltage, corresponding to the ohmic network behavior. With the mains voltage, the required relative pulse width and thus the local value of the modulating signal (the actual phase current value) is determined directly with an output voltage regulated to a fixed value.
In general, the resulting current is determined by the ratio of the output voltage and the instantaneous value of the line phase voltage and by the amplitude of the triangular carrier signal. Is z. For example, if the carrier signal amplitude is reduced to half the value, the pulse width required for voltage equilibrium is already achieved for half the current value, and the phase current will accordingly decrease by a factor of 2. A direct specification of the current amplitude is thus possible via the amplitude of the triangular support. The symmetry of the partial output voltages of the three-point converter can be ensured by an offset signal added to the phase current setpoints and specified by a higher-level controller.
The control concept avoids the relatively high costs of the multipliers to be provided for the generation of phase current setpoints in the case of analog implementation, however, due to the inversions of the pulse-width-modulated control signal and the shifting of the triangular carrier signal, which are to be carried out in each phase depending on the sign of the assigned mains phase voltage, the implementation effort is still relatively high.
From US 6 115 274 A a control circuit for a three-phase pulse rectifier system characterized by discontinuous input interference with sinusoidal envelope and only one power transistor is known. In the simplest case, the power transistor can be operated with a constant pulse duty factor, which is formed by a comparator which compares a sawtooth carrier signal with a stationary constant signal specified by the output voltage regulator. The input power and thus the amplitude of the input phase currents is specified directly by the output voltage regulator; multiplication to generate sinusoidal setpoints for subordinate phase current regulators is not necessary.
The sinusoidal shaping of the input currents, more precisely the envelope of the discontinuous input currents, takes place automatically in the power section due to topology. However, since the power section has a two-point structure and only one power transistor or discontinuous input current profile, the control circuit described cannot be used for three-point pulse rectifier systems with three power semiconductors.
The object of the invention is therefore to provide a control method for three-phase, three-point pulse rectifier systems which automatically, in a manner known per se, the phase currents. H. without explicit setpoint specification or multiplication in phase with the assigned phase voltage and requires no mains voltage-dependent inversion of the pulse-width-modulated control signal and no mains voltage-dependent shift of the triangular carrier signal.
According to the invention, this is achieved by the characterizing features of patent claim 1. Further advantageous embodiments of the invention can be found in the subclaims.
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men.
The basic idea of the invention is to shift the inversion dependent on the sign of the phase voltage or phase current to the comparator input in each phase of the comparator which forms the pulse-width-modulated control signal of the associated electronic switch, ie. H. to use the rectified phase current as a modulating signal instead of the actual phase current value.
Furthermore, according to the invention, the line-frequency square-wave signal which shifts the triangular carrier signal is to be rectified in line with the assigned line phase voltage or the assigned line phase current with the same sign and thus degenerates into a constant offset in the amount of the amplitude of the carrier signal. The current control method according to the invention therefore requires no detection of the signs of the line phase voltages or no line voltage-dependent inversion of the phase switching decisions and no formation of grid-synchronous square-wave signals and thus results in an extremely low implementation effort.
When the current control is implemented according to the invention, the conditions existing in the conventional implementation only in the positive current half-oscillation are present within the entire network period, a detailed explanation can therefore be omitted. Basically, it should only be stated that a (rectified) phase current is shifted to negative values by the offset signal in accordance with the respective amplitude of the carrier signal (this is equivalent to an opposite shift of the carrier signal). Correspondingly, the comparator of a phase will output a positive output signal or switch through the assigned electronic switch if the instantaneous value of the triangular carrier signal is above that of the modulating signal.
I.e. when the actual current value increases, the voltage occurring at the input of the associated bridge branch of the three-point converter is increased until a local equilibrium with the driving mains phase voltage is found. The amplitude of the phase current can be influenced by a higher-level controller in a form known per se by changing the amplitude of the triangular carrier signal.
Claim 2 describes an advantageous extension of the method according to the invention. In addition, according to the invention, inverse triangular carrier signals for pulse width modulation are used for positive and negative phase current, so that the switch-on pulses of the power transistors of the phases carrying positive input current lead to the negative current by half a clock cycle compared to the switch-on pulses of the power transistors Phases occur.
Since the missing rectifier input voltages are essential for the formation of the switching frequency ripple of the input current due to the lack of a connection between the output voltage center point and the network star point, a doubling of the effective pulse frequency is advantageously achieved compared to a phase-synchronized clocking of the positive and negative current-carrying phases, which means that with the same switching losses a significant one lower amplitude of the switching frequency fluctuation of the input currents results.
An advantageous device for increasing the modulation range of a multiplier-free phase current control according to claim 1 or 2 or the form corresponding to the prior art is described in claim 3. If the phase current is used directly as a modulating signal, this corresponds to a simple sine modulation since the phase current is one of the i. a. sinusoidal mains phase voltage has a proportional course. The full controllability of the three-point pulse rectifier system is therefore not used.
As is known, however, by expanding the sinusoidal phase modulation signals by means of a third harmonic of the same amplitude for all phases, the limit for overdriving compared to sinus modulation can be increased by a maximum of 15.7%. According to the invention, in the present case this third harmonic is formed by an operational amplifier circuit in such a way that two ideal inverting one-way rectifier circuits, which are formed by appropriately feedback operational amplifiers, are arranged in each phase, branching off from the phase current measurement signal, one rectifier circuit providing the inverted negative half oscillation and the second rectifier circuit providing the inverted positive half oscillation outputs the phase current measurement signal.
The outputs of the rectifier circuits representing the inverted positive half-oscillations of the phase current measurement signals and outputs of the rectifier circuits representing the inverted negative half-oscillations of the phase current measurement signals are now interconnected in a first and a second node and
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A voltage divider formed from resistors with the same ohmic value is arranged between these connection points and the zero voltage which can be tapped at the tap of this voltage divider with respect to reference potential and which, as is simply considered, has three times the mains frequency, is added to the phase current measured value in each phase by means of a summing amplifier. The resulting signal is then used for pulse width modulation instead of the actual phase current measured value.
Due to the lowering of the sinusoidal phase current curve due to the zero voltage in the vicinity of the phase current maxima, an increase in the modulation limit is achieved.
The invention is explained in more detail with reference to a drawing (Fig. 1).
1 shows the simplified schematic representation of the device 1 according to the invention for forming phase modulation signals 2, 3, 4 according to claim 3, which ensure a wide modulation range. The phase current measurement signals are applied to the inputs 5, 6, 7 of the device 1. In each phase, two inverting one-way rectifier circuits 8, 9 or 10, 11 or 12, 13 are now arranged branching from the phase current measurement signal 5 or 6 or 7, the one-way rectifier circuits 8, 10, 12 being the inverted negative half-oscillation of the associated one
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gen 9, 11, 13 form the inverted positive half-oscillations of the phase current measurement signals 5, 6, 7 at their outputs 18, 19, 20.
The outputs 15, 16, 17 of the phase rectifier circuits 8, 10, 12 which represent the inverted negative half-oscillations of the phase current measurement signals and the outputs 18, 19, 20 of the rectifier circuits 9, 11, 13 which represent the inverted positive half-oscillations of the phase current measurement signals 5, 6, 7 are now interconnected in a first node 21 and a second node 22. A voltage divider 25 formed from resistors 23, 24 with the same ohm value is arranged between these connection points and the zero voltage 28, which can be tapped off at the tap 26 of this voltage divider with respect to reference potential 27 and which, as is simply considered, has three times the mains frequency by means of summing amplifiers 29, 30, 31 for each Phase current measurement signal 5, 6, 7 added.
A one-way rectifier circuit representing the inverted negative half-oscillation of a phase current measurement signal at the output is advantageously formed on the input side in a manner known per se by a resistor 34 connected to the inverting input 32 of an operational amplifier 33, the non-inverting input of the operational amplifier 33 being connected to reference potential 27.
The feedback of the operational amplifier consists of two branches 35 and 36, branch 35 being connected in series by a diode 38 branching in the flow direction from the output 37 of the operational amplifier and a series resistor 40 (with the same ohmic value) connected by the cathode 39 of the diode 38 to the inverting input 32 as input resistor 34) and branch 36 is formed by a diode 41 connected in the flow direction from the inverting input 32 to the output 37 of the operational amplifier 33, with which the inverted negative half-oscillation of a phase current measurement signal can be tapped at the connection point 39 of diode 38 and resistor 40.
The rectifier circuits 9, 11, 13 which represent the inverted positive half-oscillation of a phase current measurement signal have the same basic structure as the rectifier circuits 8, 10, 12 which form the inverted negative half-oscillations, but with an inverse orientation of the diodes 38 and 41.
As a result of the connection of the outputs 15, 16, 17, the inverted minimum value of the line-frequency phase current measurement signals 5, 6, 7, d. H. a signal curve with three times the network frequency. In contrast, the signal curve at the connection point 22 is determined by the inverted maximum value of the phase current measurement signals 5, 6, 7 and also shows three times the mains frequency. At tap 26 of the voltage divider, a pure alternating voltage 28 with triple mains frequency occurs with reference potential 27, which is added to all phase current measurement signals 5, 6, 7 in the sense of adding a zero quantity. The resulting output signals 2, 3, 4 of the device 1 are then used instead of the actual phase current measurement signals 5, 6, 7 for pulse width modulation.
Due to the decrease in the amount of the sinusoidal phase current measurement signals 5, 6, 7 by the zero voltage 28 in the vicinity of the maxima of the phase current measurement signals 5, 6, 7, this leads to the desired 15.7% compared to the omission of the zero voltage 26 or pure sine modulation increased control limit of pulse width modulation.
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It should be noted that the inverting one-way rectifier circuits 8, 10, 12 and 9, 11, 13 can also be replaced by non-inverting one-way rectifier circuits, in which case the summing amplifiers 28, 29, 30 are to be replaced by subtracting amplifiers and the zero voltage 28 to the inverting inputs of the subtracting amplifiers is to be laid.
It should also be noted that the device 1 can be used in the same form for two- and three-point converters. An offset signal known per se for regulating the distribution of the output voltage in three-point converters is to be added to the outputs 2, 3, 4 of the device 1 or at the input of the summing amplifiers 29, 30, 31; an addition to the phase current measured values 5, 6, 7 would lead to a distortion of the zero voltage 28 and thus to a lowering of the modulation limit.
Alternatively, the regulation of the center point potential can also take place in such a way that instead of a common carrier signal, a separate carrier signal is provided for pulse width modulation for each phase and the amplitude of the carrier signal increases (or decreases) during the positive half-oscillation of the assigned input phase current and decreases (or decreases) during the negative half-oscillation . is increased). The addition of an offset signal can thus be omitted.
PATENT CLAIMS:
1. Method for automatically impressing sinusoidal line phase currents in three-phase three-point puts rectifier systems with ohmic fundamental oscillation network behavior, which have upstream inductances and impressed output voltage and a pulse width modulator stage for each phase. a.
constant
Triangular carrier signal having frequency can be carried out by a higher-level output voltage regulator, characterized in that in each phase the rectified, an offset equal to the negative amplitude of the same for all phases
Triangular carrier signal having phase current measurement signal is used as a modulating signal and in each phase by comparing the phase current measurement signal and
Triangular carrier signal, a control signal of the associated electronic switch is formed such that the switch is switched through when the instantaneous value of the triangular carrier signal is above that of the modulating signal and is blocked when the triangular carrier signal falls below the modulating phase current profile,
with which, in a manner known per se, an increase in an actual phase current value to an increase in the am
Input of the assigned bridge branch of the three-point converter leads to voltage, which results in a line voltage-proportional course of the phase current defined by the balance of the driving line phase voltage and the rectifier input phase voltage.