AT500563A1 - Verfahren zur ansteuerung eines gesteuerten schalters - Google Patents

Description

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Verfahren zur Ansteuerung eines gesteuerten Schalters

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Ansteuerung zumindest eines gesteuerten Schalters eines Schaltwandlers durch einen Steuerpuls, wobei der zumindest eine gesteuerte Schalter eine Eingangsgleichspannung mit vor gebbarer Taktfrequenz und vorgebbarem Taktverhältnis an zumindest eine Primärwicklung eines Übertragers schaltet.

Ebenso bezieht sich die Erfindung auf einen Schaltwandler, bei welchem eine Eingangsgleichspannung mit Hilfe zumindest eines von einer Ansteuerschaltung angesteuerten Schalters mit vorgebbarer Taktfrequenz und vorgebbarem Tastverhältnis an eine Speicherinduktivität schaltbar ist.

Solche Schaltwandler bzw. Verfahren sind in vielen Varianten bekannt geworden, seien es Sperrwandler, Flusswandler oder Mischtypen. In den meisten Fällen wird bei Schaltwandlern die Taktfrequenz konstant gehalten und eine Regelung, z.B. der Ausgangsspannung, erfolgt über eine Änderung des Tastverhältnisses.

Dem Fachmann sind auch die Probleme bekannt, die insbesondere bei kleiner Last, im Leerlauf oder bei hoher Eingangsspannung auftreten können und die auf die extrem kurzen Einschaltzeiten, d.h. ein extremes Tastverhältnis, zurückzuführen sind. Besondere Schwierigkeiten ergeben sich bei frei schwingenden Sperrwandlem, bei welchen die Taktfrequenz im Wesentlichen direkt proportional zur Eingangsgleichspannung ist. Besonders bei stark schwankenden Eingangsspannungen, z.B. bei Hilfsversorgungswandlem für Schaltnetzteile, kommt man zu praktisch unbeherrschbar kurzen Einschaltzeiten, wobei sich nicht nur ein schlechter Wirkungsgrad ergibt, sondern auch ein „Aussetzbetrieb", bei welchem über mehrere Takte keine Einschaltimpulse auftreten. Dazu sei angemerkt, dass bei sogenannten „Weitbereichs"-Schaltnetzteilen Eingangsgleichspannungen in der Größe von 120 bis 370 Volt - nach Gleichrichtung entsprechender Netzspannungen - auftreten. Dies ist nicht nur für das eigentliche Schaltnetzteil problematisch, sondern auch für Hilfsversorgungs-Schaltwandler, die für die Stromversorgung der Ansteuerschaltung zumindest während des Hochlaufens verwendet werden, aber kostengünstig und daher einfach aufgebaut sein sollen.

Eine Aufgabe der Erfindung liegt darin, ein Verfahren zur Ansteuerung zumindest eines gesteuerten Schalters eines Schaltwandlers bzw. eines entsprechenden Schaltwandlers bei Vermeidung der oben genannten Probleme zu schaffen. -2- P8903 » · · · ♦

Diese Aufgabe wird mit einem Verfahren der eingangs genannten Art gelöst, bei welchem erfindungsgemäß die Taktfrequenz des Ansteuerpulses in Abhängigkeit von der Höhe der Eingangsspannung so geändert wird, dass die Taktfrequenz mit steigender bzw. fallender Eingangsspannung kleiner bzw. größer wird.

Da gemäß der Erfindung die Taktfrequenz verringert wird, wenn die Eingangsspannung steigt, kann man auch bei hohen Eingangsspannungen das Tastverhältnis des Ansteuerpulses des oder der gesteuerten Schalter in einem beherrschbaren Rahmen halten. Dank der Erfindung lässt sich sogar ein Eingangsspannungsbereich von 70 bis 700 Volt, entsprechend einem Netzspannungsbereich von 50 bis 500 Volt Wechselspannung, d.h. ein 1:10 Bereich, erzielen.

Im Sinne einer einfachen Dimensionierung des Schaltwandlers ist es günstig, falls die Taktfrequenz mit steigender Eingangsspannung in linearer Abhängigkeit gesenkt wird.

Eine oft billigere Lösung kann erzielt werden, falls die Taktfrequenz umgekehrt proportional zu der Höhe der Eingangsspannung geändert wird.

Die gestellte Aufgabe wird auch mit einem Schaltwandler der oben zitierten Art gelöst, bei welchem erfindungsgemäß für die Ansteuerschaltung ein Taktgeber vorgesehen ist, dem ein der Eingangsspannung proportionales Signal bzw. die Eingangsspannung zugeführt ist, wobei die Taktfrequenz so gesteuert wird, dass sie mit steigender bzw. fallender Eingangsspannung kleiner bzw. größer wird.

Bei einer einfach realisierbaren Variante ist vorgesehen, dass der Taktgeber eine erste und eine zweite Stromquelle zum Laden bzw. Entladen eines Kondensators aufweist, dessen Spannung an einem Eingang eines hysteresebehafteten Komparators liegt, wobei an dem anderen Eingang eine Referenzspannung liegt, und dessen Ausgang mit positiven bzw. negativen Vorzeichen die Stromquellen an den Kondensator schaltet, und die erste Stromquelle einen Strom liefert, der mit steigender Eingangsspannung kleiner wird, wogegen die zweite Stromquelle einen im Wesentlichen konstanten Strom liefert. Dabei zeichnet sich eine praxisgerechte und einfache Ausführung dadurch aus, dass die gesteuerte Stromquelle mit Hilfe eines Transistors realisiert wird, dessen Basis oder Gate ein der Eingangsspannung proportionales Signal erhält.

Besonders geeignet ist ein Schaltwandler nach der Erfindung als Hilfsversorgungswandler eines Schaltnetzteils. P8903 P8903 • · · • · · · ♦··· ·· • ····· · ι · · -3-

Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im Folgenden anhand beispielsweiser Ausführungen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen

Fig. 1 einen Schaltwandler in einem vereinfachten Blockschaltbild,

Fig. 2 die Ansteuerschaltung eines nach der Erfindung arbeitenden Schaltwandlers in schematischer Darstellung,

Fig. 3 eine Ansteuerschaltung wie Fig. 2, jedoch mehr im Detail dargestellt, und

Fig. 4a bis 4c in Diagrammen den zeitlichen Verlauf wesentlicher Signale der Ausführungsformen nach Fig. 2 und 3.

Fig. 1 zeigt einen Sperrwandler mit einem Übertrager UET, welcher eine Primärwicklung Wp sowie eine Sekundärwicklung Ws besitzt. Über einen gesteuerten Schalter SWI, z.B. einen Feldeffekttransistor, wird eine Eingangsgleichspannung Ue periodisch an die Primärwicklung Wp gelegt, wobei zur Ansteuerung des Schalters SWI eine Ansteuerschaltung AST vorgesehen ist, die einen Steuerpuls vorgebbarer Taktfrequenz und mit einstellbarem Tastverhältnis an den Steuereingang, z.B. das Gate eines FET, liefert.

Die Eingangsspannung UE wird bei Schaltnetzteilen mit Hilfe eines hier nicht gezeigten Gleichrichters und eines Kondensators aus einer Netzwechselspannung gewonnen und dann üblicherweise Zwischenkreisspannung genannt.

Sekundärseitig erfolgt eine Gleichrichtung mit Hilfe z.B. einer Gleichrichterdiode D bei Verwendung eines Kondensators C, an welchem die Ausgangsgleichspannung Ua liegt.

Ein Spannungssensor SPS und ein Stromsensor STS liefert Steuer- bzw. Regelsignale an einen zur galvanischen Trennung von Primär- und Sekundärseite vorgesehenen Optokoppler OKO, der zumindest ein Regelsignal Sr an die Ansteuerschaltung AST liefert. In bekannter Weise werden in nicht näher gezeigter Weise Ausgangsspannung Ua und/oder Ausgangsstrom Ia mit Referenzwerten verglichen, um im Sinne einer Regelung oder Begrenzung das TastVerhältnis des Ansteuerpulses zu beeinflussen. Üblicherweise liefert auch primärseitig ein Sensorwiderstand Rs eine Information über den Primärstrom Ie an die Ansteuerschaltung AST.

Soweit bisher beschrieben, entspricht die Schaltung nach Fig. 1 dem Stand der Technik.

Die Erfindung geht nun davon aus, die Taktfrequenz fr des Ansteuerpulses in Abhängigkeit von der Höhe der Eingangsspannung Ue so zu ändern, dass die Taktfrequenz mit steigender Eingangsspannung kleiner wird, d.h. absinkt.

Mit diesem Verfahren ist es möglich, beherrschbare Einschaltzeiten ton einzuhalten, wenn die Eingangsspannung Ue hohe Werte annimmt. Auf Fig. 4b und 4c vorgreifend wird das erfindungsgemäße Verfahren illustriert. Fig. 4b zeigt den Steuerpuls mit der Taktfrequenz fn für eine Eingangsspannung Uei. Fig. 4c zeigt wiederum den Steuerpuls, jedoch für eine höhere Eingangsspannung Ue2^Uei. Die Taktfrequenz fn ist nun kleiner geworden, und obwohl die Einschaltzeit ton in diesem Beispiel gleich geblieben ist, hat sich das Tastverhält-nis im Sinne einer Berücksichtigung der Erhöhung der Eingangsspannung verringert.

Man kann die Taktfrequenz fx in linearer Abhängigkeit von der Eingangsspannung Ue absenken, oder umgekehrt proportional zur Eingangsspannung ändern. Grundsätzlich soll mit Hilfe einer mit steigender Eingangsspannung sinkenden Taktfrequenz der Effekt kompensiert werden, dass die primäre Übertrager-Induktivität mit einer Stromänderungsrate, die zur Eingangsspannung proportional ist, aufmagnetisiert wird.

Die Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird nun an Ausführungsbeispielen gemäß der Fig. 2 bzw. 3 erläutert.

In Fig. 2 erkennt man zwei Stromquellen QI1 und QI2, von welchen die erste Stromquelle QI1 von der Eingangsspannung Ue gesteuert ist und einen Strom h liefert, der mit steigender Eingangsspannung sinkt, wogegen die zweite Stromquelle QI2 einen konstanten Strom I2 erzeugt.

Ein Kondensator C2 wird durch den variablen Strom Ii aufgeladen und über den Strom I2 entladen, wobei aus dem entstehenden Dreiecksignal mit Hilfe eines hysterese-behafteten Komparators KOM ein Rechtecksignal gewonnen wird. Das Umschalten zwischen den beiden Stromquellen QI1, QI2 geschieht in Abhängigkeit von der Spannung am Ausgang des Komparators KOM, welche über Schalter SCI und SC2 je eine der beiden Stromquellen einschaltet. Dabei wird der Schaltbefehl des Komparators KOM für den Schalter SCI mit Hilfe eines Negators NEG negiert, nicht jedoch für den Schalter SC2. Der Ausgang des Komparators KOM wird weiters in einem Gatter AND mit dem Regelsignal Sr (siehe Fig. 1) verknüpft. Das Ausgangssignal des Gatters AND wird über einen Treiber VER an die Steuerelektrode des Transistors SWI gelegt. P8903 P8903 • · · · · • ··· · · · • · · · ··· • · · ···· · ·· · ···«· · ·· -5-

Aus Fig. 4a erkennt man, dass der Anstieg der Spannung Uc an dem Kondensator C in Abhängigkeit von der Höhe der Eingangsspannung Ue variabel ist, wogegen der Abfall der Spannung Uc konstant bleibt. Für eine bestimmte Eingangsspannung Uei ist der Verlauf der Spannung Uc mit einer durchgehenden Linie dargestellt, wogegen der entsprechende Verlauf für eine Eingangsspannung Ue2, welche größer als Uei ist, strichpunktiert eingezeichnet ist. Der Spannungsverlauf von Uc wird durch die beiden, in Fig. 4 mit UHysi und UHyS2 bezeichneten Hystereseschwellen bestimmt.

Am Ausgang des Komparators KOM, welcher die Spannung Uc mit einer Referenzspannung URef vergleicht, ergibt sich demnach ein Rechteckpuls, nämlich mit einer Frequenz fn für Ue = Uei (Fig. 4b) und mit einer Frequenz f-n < fn für Ue = Ue2 (Fig. 4c). Es ist offensichtlich, dass durch die geringere Taktfrequenz bei höherer Eingangsspannung unerwünscht kurze Einschaltzeiten ton vermieden werden können.

Es soll betont werden, dass im Sinne der Erfindung keine Regelung durch Verändern der Taktfrequenz erfolgt - die Regelung erfolgt über die Änderung der Einschaltzeit bzw. des Tastverhältnisses -, sondern es wird die Taktfrequenz zwangsläufig, aber gegensinnig zur Eingangsspannung verändert.

Aus Fig. 3 ist eine technische Realisierung der Erfindung näher ersichtlich, wobei anzumerken ist, dass für die Funktion der Schaltung nicht unbedingt erforderliche Details, wie z.B. Sieb- oder Entstörmittel, nicht eingezeichnet sind.

Hier bildet ein Standard-Bipolar-Transistor T den Kern der spannungsgesteuerten Stromquelle QI1. Der Kollektorstrom Ii des Transistors TI ist - über den Basisstrom - von dem Potenzial an seiner Basis abhängig, wobei eine indirekt proportionale Abhängigkeit besteht. Definiert wird das Basispotenzial - ausgehend von der Eingangsspannung Ue durch den Spannungsteiler RI, R3, R4 und R5. Anstelle des pnp-Transistors könnte beispielsweise auch ein vorzugsweise selbstsperrender p-Kanal-JFET verwendet werden, der an seinem Gate ein der Eingangsspannung proportionales Signal erhält. Ebenso käme eine integrierte Schaltung in Frage, die einen programmierbaren Strom liefert. Auch wäre die gesamte Ansteuerschaltung mit Hilfe eines Mikrocontrollers realisierbar.

Das Logikgatter LOG wirkt als Ein/Aus-Schalter für die gesteuerte Stromquelle QI1, wobei ein „High"-Signal am Ausgang des Gatters LOG bewirkt, dass der Transistor T ausgeschaltet wird. Mit Hilfe der Diode Dl und eines Serienwiderstandes R2 erreicht man, dass der Strom Ii ab einer gewissen Spannung Ue nicht mehr wesentlich geringer wird. Dadurch vermeidet man exzessiv niedrige Schaltfrequenzen, die z.B. in den Hörbereich fallen. P8903 • · · · ···· ·· · • ····· · · « · ··· • · · · ♦ · · · ·· · ·§· ·· · ·« -6-

Die Konstant-Stromquelle QI2 wird unter Benutzung des Widerstandes R6 realisiert, welche im Gegenkopplungsweg eines Gatters KMP liegt. Im Gegensatz zu dem Komparator KOM in Fig. 2, bei welchem der invertierende Eingang an einer Referenzspannung URet liegt, handelt es sich bei dem Gatter KMP der Fig. 3 um ein solches, bei welchem die Schaltschwelle bauteilintern vorgegeben ist. Man verwendet hier z.B. ein Standard-CMOS-Logikgatter mit Schnitt-Triggereingang. Die Diode D2 in Serie mit dem Widerstand R6 wirkt als Schalter für die Stromquelle QI2, d.h. wenn das Gatter KMP ein „Low"-Signal liefert, ist die Diode D2 leitend und Cl wird über den Widerstand R6 entladen. Das Aufladen des Kondensators C erfolgt somit indirekt proportional zu der Eingangsspannung Ue, wogegen das Entladen des Kondensators C immer mit einer konstanten Zeitkonstante erfolgt, wobei der Strom 12 tatsächlich nur näherungsweise konstant ist.

Es wird dem Fachmann klar sein, dass im Rahmen der Erfindung eine Vielzahl anderer Schaltungsvarianten möglich ist, so lange das Prinzip gewahrt bleibt, mit steigender Eingangsspannung die Taktfrequenz zu verringern. Dabei muss der Zusammenhang zwischen Taktfrequenz und Eingansspannung keineswegs zwingend linear sein oder eine 1/x-Funktion darstellen.

Wien, den 17. Dezember 2002

Claims (7)

1. • · · · · IM * · · « · ···· · « · · ·«« • ♦ · ···· · ·· · ··· #· · ·· -7- Patentansprüche 1. Verfahren zur Ansteuerung zumindest eines gesteuerten Schalters (SWI) eines Schaltwandlers durch einen Steuerpuls, wobei der zumindest eine gesteuerte Schalter eine Eingangsgleichspannung (Ue) mit vorgebbarer Taktfrequenz (fr) und vorgebbarem Taktverhältnis an zumindest eine Primärwicklung (Wp) eines Übertragers (UET) schaltet, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktfrequenz (fr) des Ansteuerpulses in Abhängigkeit von der Höhe der Eingangsspannung (Ue) so geändert wird, dass die Taktfrequenz mit steigender bzw. fallender Eingangsspannung kleiner bzw. größer wird.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktfrequenz (fr) mit steigender Eingangsspannung (Ue) in linearer Abhängigkeit gesenkt wird.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktfrequenz (fr) umgekehrt proportional zu der Höhe der Eingangsspannung (Ue) geändert wird.
4. 4. Schaltwandler, bei welchem eine Eingangsgleichspannung (Ue) mit Hilfe zumindest eines von einer Ansteuerschaltung (AST) angesteuerten Schalters (S) mit vorgebbarer Taktfrequenz (fr) und vorgebbarem Tastverhältnis an eine Speicherinduktivität (UET) schaltbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass für die Ansteuerschaltung (AST) ein Taktgeber (CLK) vorgesehen ist, dem ein der Eingangsspannung (Ue) proportionales Signal bzw. die Eingangsspannung zugeführt ist, wobei die Taktfrequenz (fr) so gesteuert wird, dass sie mit steigender bzw. fallender Eingangsspannung kleiner bzw. größer wird.
5. 5. Schaltwandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Taktgeber (CLK) eine erste und eine zweite Stromquelle (QI1, QI2) zum Laden bzw. Entladen eines Kondensators (CL) aufweist, dessen Spannung an einem Eingang eines hysteresebehafteten Komparators (K) liegt, wobei an dem anderen Eingang eine Referenzspannung (URef) liegt, und dessen Ausgang mit positiven bzw. negativen Vorzeichen die Stromquellen an den Kondensator schaltet, und die erste Stromquelle (QI1) einen Strom (II) liefert, der P8903 • • · • • · • • ···· • · · • ··· • · • • · · • • ·· • ··· «· « * * -8- mit steigender Eingangsspannung (Ue) kleiner wird, wogegen die zweite Stromquelle (QI2) einen im Wesentlichen konstanten Strom (12) liefert.
6. 6. Schaltwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die gesteuerte Stromquelle (QI1) mit Hilfe eines Transistors (T) realisiert wird, dessen Basis oder Gate ein der Eingangsspannung (Ue) proportionales Signal erhält.
7. 7. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 4 bis 6, gekennzeichnet durch seine Verwendung als Hilfsversorgungswandler eines Schaltnetzteils. Wien, 17. Dezember 2002