AT525632A4 - Invertierender Hochsetzer - Google Patents

Abstract

Invertierender Hochsetzsteller bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss (2), an die die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen (4) Ausgangsanschluss, an die die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (S), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode (D2), einem ersten (C1) und einem zweiten (C2) Kondensator, einer ersten (L1) und einer zweiten Spule (L2). Besonders interessant an diesem Konverter ist, dass trotz der Spannungsinvertierung die dauernde Spannungsbelastung an den Halbleiterbauteilen wie bei einem normalen Hochsetzsteller ist, kein inrush-current auftritt und gegenüber anderen ähnlichen Schaltungen eine Verbesserung des Störverhaltens (EMV) und des Wirkungsgrades erzielt wird.

Description

Die Erfindung betrifft einen invertierenden Hochsetzsteller, bestehend aus einem positiven {1} und einem negativen Eingangsanschluss (2), an denen die Eingangsspahnung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen Ausgangsanschluss (4), an denen die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter {5), einer ersten (D1} und einer zweiten Diode {D2}), einem ersten (C1} und einem zweiten Kondensator {C2), einer ersten {L1} und einer zweiten Spule {L2}, wobelan den positiven Eingangsanschluss {1} der positive Anschluss des elektronischen Schalters {5} geschaltet ist, an den negativen Anschluss des elektronischen Schalters {5} der erste Anschluss des ersten Kondensatars {C1} und der erste Anschluss der ersten Spule (L1} geschaltet sind, an den zweiten Anschluss des ersten Kondensators {C1) die Kathode der zweiten Diode {D2) geschaltet ist, an der Anode der zweiten Diode (D2) die negative Ausgangsklemme {4} geschaltet ist. und die negative

Eingangsklemme (2), die positive Ausgangsklemme {3} und der zweite Anschluss der ersten

Induktivität miteinander verschaltet sind.

Immer wieder benötigt man eine positive und eine negative Spannung, es steht aber nur eine positive zur Verfügung, Für kleine Leistungen bis ein paar Watt {und niedrige Spannungen) verwendet man dazu sogenannte geschaltete Kapazitätskonverter, Für größere Leistungen muss man aus Wirkungsgradgründen die Energieumformung über das magnetische Feld wählen. Klassische Konverterstrukturen zur Erzeugung einer negativen Spannung aus einer positiven sind der

invertierende Buck-Aoost Konverter und der Cuk Konverter. Der Startpunkt für die Entwicklung des hier vorgestellten Konverters ist die Publikation

Fang Lin Luo and Hong Ye, "Negative output super-Jift converters," in {EEE Transactions on Power

Electronics, vol, 18, no. 5, pp. 1113-1121, Sept. 2003, dal: 10.1109/TPEL.2003.816185

in der ein invertierender Hachsetzsteller vorgestellt wird.

x

Die Erfindung wird nun an Hand der Figuren ausgehend von der Originalschaltung beschrieben, Der elektronische Schalter ist dabei beispielhaft als MOSFET gezeichnet. Zum grundlegenden Verständnis werden ideale Bauelemente (keine parasitären Widerstände, unendlich schnelle Schaltvorgänge)} vorausgesetzt, Fig. 1 zeigt den Stand der Technik wie in der oben genannten Publikation dargestellt. Fig. 2 zeigt die verbesserte Schaltung zur Erzielung eines höheren Wirkungsgrades und zur Reduktion des Spitzenwerts des Eingangsstroms, Fig. 3 ist eine Modifikation der Schaltung gemäß Fie, 2, bei der

im Gegensatz zu den Schaltungen gemäß Fig. 1 und Fig. 2 kein pulsierender Eingangsstrom auftritt.

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Schaltung nach Fig. 2. Fig, 5 zeigt einige wichtige Signalverläufe für die Verbesserungen entsprechend den Schaltungen Fig, 2 und Fig, 3,

Der Konverter Fig, 1 besteht aus einem elektronischen Schalter S, zwei Dioden {D1, D2)}, zwei Kondensatoren (C1, C2} und einer Spule L1. Im kontinuierlichen Betrieb kann man zwei Moden unterscheiden: im Mode M1 ist der Schalter 5 eingeschaltet und im Mode M2 ist der Schalter S ausgeschaltet und die Diode D2 leitet, Während M2 kommutiert der Strom der Spule L1 in die Diode D2 In Serie zum Parallelkreis aus dem zweiten Kondensator C2 und der Last und versörgt. so den Ausgangskreis, Der Kondensator C1 wird dadurch entladen und die Spannung an ihm sinkt. Wird nun S wieder eingeschaltet, so kommutiert der Spülenstrom wieder in den elektronischen Schalter S und die Diode D2 schaltet aus. Zusätzlich entsteht ein weiterer Stromkreis durch das Einschalten von D1, wenn die Spannung an C1 kleiner als die Eingangsspannung ist. Dadurch wird der Kondensator C1 wieder auf die Eingangsspannung geladen, Für den stationären Zustand kann man die Spannung an C1 gleich U1 setzen {C1 Ist entsprechend groß, sodass sich die Spannung innerhalb einer Taktperiode

nur um einen geringen Wert verändert). Man kann daher schreiben Ua = UL.

Das Spannungs-Zeit Gleichgewicht an der Spule (die Spannung.an einer Spule ist im

eingeschwungenen Zustand im Mittel null) Führt zu Ude U a)

Damit kann: man das Spannungsübersetzungsverhältnis des Kanverters bestimmen zu

Af = Un = RN

U sd)

Das Spannungsübersetzungsverhältnis entspricht dem eines klassischen Hochsetzstellers. Da die Spannungspfefle entsprechend ihrer wirklichen Wirkrichtung gezeichnet sind, ist. die

Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung invertiert.

Die Spannungsbelastung des aktiven Schalters S ergibt sich, da die Spannung am Kondensator CI

immer ungefähr der Eingangsspannung entspricht, zu Ur Die Spannungsbelastung der Diode DI ergibt sich ebenfalls zu diesem Wert. Die Spannungsbelastung

an der Diode D2 ergibt sich zu

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Die Spannungsbelastung an allen Halbleiterbauteilen entspricht der beim klassischen Boost

Konverter der Ausgangsspannung,

Der Nachteil dieses Konzepts ist jedoch der abrupte Ladestrom des Kondensators, der sowohl die Eingangsquelle, die Diode D1, den Kandensatar C1 und den elektronischen Schalter 5 belastet. Wenn der Transistor S ausgeschaltet ist, wird der Kondensator CL durch den Spulenstrom von L1 entladen. Dadurch sinkt die Spannung an ihm um Aucı, Wird der Transistor wieder eingeschaltet, so schaltet auch D1 ein und der Kondensator C1 wird wieder auf die Eingangsspannung geladen, Fasst män alle parasitären Widerstände {von elektronischem Schalter, Diade, Kapazität, Verdrahtung) in diesem Kreis zusammen zu R und modelliert die Diode durch deren Kniespannung Vo und ihren

differentiellen Widerstand Re, So kann man für.den Ladestrom i gemäß dem Kirchhoffschen

Maschengesetz schreiben

Us RUF, + [ HU, Aut.) A

7 At Ps Ri fiat. a CC

Laplace Transformation führt zu

AV, 1 | AT Rus) A609. EC, 8

Die Rücktransformation führt zu einem exponentiellen Ladestramverlauf

Hits Al HF © ext (ha ROTER)

Man beachte, dass dieser Strom zusätzlich zum Spulenstrom aus-der Quelle kommt und zusätzlich zu diesem durch den elektronischen Schalter fließt, Dieser zusätzliche Strom hat den Spitzenwert

Fa Al B

und nimmt mit der Zeitkonstante

= AR

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Die minimate Einschaltzeit sollte daher fünfmal so lang sein wie die Zeitkonstante

Tr SCR

Hm

Es stellt sich nun die Frage nach den zusätzlichen Verlusten, die durch diesen Vorgang entstehen. Unter der Annahme, dass die Einschaltzeit größer als fünfmal die Zeitkonstante ist, karın man für die

in Wärme umgesetzte Energie (man macht dann nur einen minimalen Fehler, wenn als obere Grenze

unendlich verwendet wird)

Wo = feenieh = { RÜdt= { FA

ü schreiben, Damit ergiht sich die auftretende Verlustenergie zu

= Curl

Die Verluste, die also über die verteilten Widerstände auftreten, hängen von der Schaltfrequenz ab

und ergeben sich zu

Be pCA

y

Man beachte, diese Verluste treten prinizipbedingt immer auf, ganz egal wie graß der Widerstand R ist. Der Widerstand kommt im Ergebnis nicht mehr vor! Verwendet man die besten verfügbaren

Bauteile (oder sogar ideale} so führt das nicht zu einer Verbesserung!

Mit dieser Erkenntnis kann man die Grenzen für den Widerstand R festlegen, sodass einerseits die

tromspitze kleiner als ein Spitzenwert bleibt

Ra A 7

andererseits muss der Widerstand kleiner sein als

Te R CS Ta

5.C, damit der Kondensator wieder nachgeladen wird.

Im Folgenden werden nun schrittweise zwei Verbesserungen der obigen Schaltung dargestellt bei der keine prinzipbedingten Verluste auftreten. Wenn also hier ideale Bauelemente verwendet würden,

gäbe es im Gegensatz zur originalen Schaltung nach Fig. 1, keine zusätzlichen Verluste.

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geschaltet. Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, entsteht eine Masche Zemäß

U = fe 5 AREA + ide, Ale)

im Widerstand R sind wieder alle vorhandenen parasitären Widerstände sübsurmiert, Die Laplace

Transformation führt zu

a be HS) R- Hot L SON

Der Ladevorgang erfolgt nach einer gedämpften harmonischen Schwingung gemäß

; % FE ZU X n Alt Fr ( 2R\.| | 1 4R' } HE re XD m Sin] Vf | , i Pl 377}

Eu al AR 0X de ) |

Für die Dimensionierung kann man die parasitären Verluste vernachlässigen, Damit vereinfacht sich

der Ladestrom zu einer reinen Sinusschwingung

HP) = (Ast, — F, IE Cusinf ;

N N! m Ei. Le UVC Zi

Da der Strom nach einer Halbschwingung den Wert null erreicht, ergibt sich die minimale

Einschaltzeit zu Ton int 7“ CL, Zr

Die Schaltung ist als invertierender Hochsetzsteller zu verwenden. Wenn man Hochsetzfaktoren

größer als zwei anstrebt, ergibt sich ein Tastverhältnis von größer als:0,5, Dadurch steht die halbe

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Ausgang während dieser Zeit um

Au Sch [Ad e . €,

Verwendet man an Stelle der Perfjodendauer die Schaltfreguenz $ ergibt sich

Co= Tief ‚2 Alk F . Ersetzt man nun das Tastverhältnis d durch erhält man eine Dimensionierungsformel für den Ausgangskondensator C2 gemäß. Us U LE 7! Cr CO = ) 2 U, Altes FF Die Konverterspule LI kann man wie bei einem normalen Hochsetzsteller berechnen, Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, liegt die Eingangsspannung U1 an der induktivität L1 und der Strom steigt um Alı, AL. A Us, : ; d-T Führt man nun wieder die Formel für d ein erhält man Nun muss man hoch den Resonanzkreis dimensionieren, C1 darf nicht zu groß dimensioniert werden, da der Schwingvorgang innerhalb der minimalen Einschaltzeit erfolgen muss. Wenn der elektronische Schalter ausgeschaltet ist, fließt der Spulenstram durch den Kondensator C1 und entlädt diesen um 7 3 a AU: Sn [Ford Hreeeeee € a ° = Nah Den Mittelwert des Spulenstroms kann man aus dem Laststrom ILAST und dem Ladungsgieichgewicht an C2 (im eingeschwurngenen Zustand muss der Strom durch einen Kandensatar im Mittel null sein} P125/fh/20220420 7/14

Ersetzt man nun das Tastverhältnis d durch

erhält man eine Dimensionierungsformel für den Ausgangskondensator C2 gemäß.

Us U LE 7!

Cr

CO = ) 2 U, Altes FF

Die Konverterspule LI kann man wie bei einem normalen Hochsetzsteller berechnen, Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, liegt die Eingangsspannung U1 an der induktivität L1 und der Strom steigt um Alı,

AL. A

Us, : ; d-T

Führt man nun wieder die Formel für d ein erhält man

Nun muss man hoch den Resonanzkreis dimensionieren, C1 darf nicht zu groß dimensioniert werden, da der Schwingvorgang innerhalb der minimalen Einschaltzeit erfolgen muss. Wenn der elektronische Schalter ausgeschaltet ist, fließt der Spulenstram durch den Kondensator C1 und entlädt diesen um

7

3 a AU: Sn [Ford Hreeeeee € a °

=

Nah

Den Mittelwert des Spulenstroms kann man aus dem Laststrom ILAST und dem Ladungsgieichgewicht

an C2 (im eingeschwurngenen Zustand muss der Strom durch einen Kandensatar im Mittel null sein}

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Tas 3 (Zn Syst ‚G-d)

bestimmen, Damit ergibt sich

Der Kondensater ergibt sich daher zu

}

LAT

CO = , Alte F

Die Resonanzspule L2 wird für eine minimale Einschaltzeit gemäß der Einschaltzeit des elektronischen

Schalters gewählt und führt zur Ungleichung

L 2 Tommi RA BC

Eine zweite Ungleichung für L2 erhält man durch die Wahl der maximalen Umschwingamplitude gemäß

4 (Ad, MC ; £ Fig. 4 zeigt den Unterschied im Eingangsstrom zwischen dem Originalkonverter nach Fig. 1 links (Fig, 4.a) und dem verbesserten nach Fig. 2 rechts (Fig. 4.5} mit gleichem Strommaßstab. Man sieht den deutlichen Unterschied. Wie oben gezeigt kann der Maximalwert des Eingangsstroms durch einen Widerstand in Serie zur Diode begrenzt werden. Dies führt, wie oben bewiesen, zu keiner Verschlechterung des Wirkungsgrads, begrenzt aber den Strom und verringert gleichzeitig auch die durch den hoben Ladestrom verursachten elektromagnetischen Störungen (die aber natürlich immer noch beträchtlich größer sind als bei der verbesserten Schaltung}, Fig, 5 zeigt Verläufe für die verbesserten Konverter nach Fig. 2 (finks} und Fig. 3 (rechts). Fig. 5.a zeigt von oben nach unten den Eingangsstrom der sich bei eingeschaltetem elektronischen Schalter aus Strom durch die Spule L1 und dem Nachladestrom durch L2 zusammensetzt. Darunter sind in einem Bild die. beiden Spulenströme gezeichnet, der trapezförmige durch die Spule L1 und der sinusförmige durch L2. Im letzten Diagramm sind die Eingangsspannung U1 hier Vin}, das Steuersignal Sigma zur Ansteuerung des elektronischen Schalters und die Ausgangsspannung U2 hier Vout)} gezeigt. Fig, 5.b zeigt dieselben Signale im gleichen Maßstab für die Variante nach Fig. 3, Man sieht die Verringerung des maximalen Eingangsstrams und den kontinulerlichen Eingangsstromverlauf im Vergleich zu dem pulsierenden Stramverlauf bei der Schaltung nach Fig, 2. Da auch keine Sprünge auftreten und auch eine drastisch verringerte Steigung

(Ableitung) des Lade- und des Fingängsstrams gegenüber der ursprünglichen Schaltung nach Fig. 1

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Es sei angemerkt, dass der Konverter auch problemlos im diskentinulerlichen Betrieb funktioniert.

Beim Anschalten der Betriebsspannung kommt es, wie sönst bei Mochsetzstellern üblich, zu keinem

Einschaltstromstoß, da der elektronische Schalter j In Serie zur Eingangsspannung legt und daher beim

Einschalten der Betriebsspannung kein Strom fließen kann, Das Aufladen der Kondersatoren kann

dann definiert dürch langsames Steigern des Tastverhältnisses erfolgen.

Der Konverter eignet sich auch gut um ihn mittels eines Steuergesetzes anzusteuern, Dadurch können Schwankungen der Eingangsspannung schnell ausgeglichen werden, Das Steuergesetz ergibt sich mit

dem gewünschten Sollwert U zu

CH

im gesteuerten Betrieb kommt es natürlich, bedingt dadurch, dass das Steuergesetz für ideale Bauelemente berechnet wurde, zu einem Fehler bei der Ausgangsspannung, Man könnte das Steuergesetz für nichtideale Bauelemente bestimmen und so den Fehler verringern. Bauteilschwänkungen durch Alterung und Temperaturänderungen führen jedoch immer noch zu einem Fehler in der Ausgangsspannung, Einfacher ist es der Steuerung eine Regelung zu überlagern,

die nur mehr die Aufgabe hat den Fehler der Steuerung auszuüregeln.

Die Aufgabe einen Iinvertierenden Hochsetzsteller zu realisieren, wird. erfindungsgemäß dadurch bewerkstelligt, dass zwischen der Kathode der zweiten Diode {D2) und der negativen Eingangsklemme {2} die Serienschältung der ersten Diode {D31} und der zweiten Spule {L2} geschaltet ist und der zweite Kondensator (C2} entweder zwischen der der positiven Ausgangsklemme {3} und der negativen

Ausgangsklemme {4} oder zwischen der positiven Eingangsklemme {1} und der negativen

Ausgangsklemme (4) geschaltet ist,

Dabei kann an den negativen Eingangsanschluss {2} die Anode der ersten Diode {D1} geschaltet sein

oder an die Kathode der zweiten Diode {D2) die Anode der ersten Diode (D1} geschaltet sein,

Um die Auswirkung der Zuleitungs- und Quellimpedanz zu vermeiden wird parallel zu den

Eingangsanschlüssen {1,2} ein weiterer Kondensator geschaltet.

Die Erzeugung des Tastverhältnisses kann grundsätzlich in üblicher Weise mit einer Regelschältung und anschließender Pulsweitenmaodulation erfolgen. Es ist aber sinnvoll, das erforderliche Tastverhältnis

mittels einer Vorrichtung zur Berechnung eines Steuergesetzes (wie oben angegeben) zu bestimmen.

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Steuergesetzes in Zusammenspiel mit einem Regier bestimmt wird,

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Claims (6)

1. Invertierender Hochsetzsteller bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss {2}, an die die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem pasitiven {3} und einem negativen Ausgangsanschluss (4), an die die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (5), einer ersten (D1} und einer zweiten Diode {D2), einem ersten {C1} und einem zweiten Kondensator (C2}, einer ersten {L1} und einer zweiten Spule {12}, wobei an den positiven Eingangsanschluss (1) der positive Anschluss des elektronischen Schalters (S} geschaltet ist, an den negativen Anschluss des elektronischen Schalters {S} der erste Anschluss des ersten Kandensators {C1) und. der erste Anschluss der ersten Spule {L1} geschaltet sind, an den zweiten Anschluss des ersten Kondensators (C1) die Kathode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist, an der Anode der zweiten Diode (D2} die negative Ausgangsklemme {4} geschaltet ist und die negative Eingangsklemme (2), die positive Ausgangsklemme {3} und der zweite Anschluss der ersten Induktivität miteinander verschaltet sind dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Kathode der zweiten Diode (D2) und der negativen Eingangskleamme {2} die Serienschaltung der ersten Diode {D1} und der zweiten Spule {L2} geschaltet ist und der zweite Kondensator {C2) entweder zwischen der der positiven Ausgangsklemme {3} und. der negativen Ausgangsklemme (4} oder zwischen der positiven Eingangsklemme {1} und der negativen Ausgahgsklemme (4) geschaltet ist,

2. Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass an den negativen Eingangsanschluss {2} die Anode der ersten Diode {D1} geschaltet ist.

3, Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass an die Kathode der zweiten Diode (D2) die Anade der ersten Diode (D1} geschaltet ist.

4. Konverter gemäß einem der Ansprüche. 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu den Eingangsanschlüssen (1, 2) ein weiterer Kondensator geschaltet ist,

5. Konverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass das erforderliche Tastverhältnis mittels einer Vorrichtung zur Berechnung eines Stegergesetzes bestimmt wird. ;

6. Konverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 dadurch gekennzeichnet, dass das erforderliche Tastverhältnis mittels eines Steuergesetzes in Zusammenspiel mit einen Regler

bestimmt wird,

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