AT527960B1 - Hochsetzsteller mit gekoppelten Spulen und zwei Eingriffsmöglichkeiten und reduzierten Durchlassverlusten - Google Patents

Abstract

Hochsetzsteller, bestehend aus einer positiven (1) und einer negativen Eingangsklemme (2), aus einer positiven (3) und einer negativen Ausgangsklemme (4), zwei elektronischen Schaltern (S1, S2) mit entsprechender Ansteuerschaltung, zwei Dioden (D1, D2), zwei magnetisch miteinander gekoppelten Wicklungen (N1, N2) und einem Kondensator (C1). Im kontinuierlichen Betrieb laufen in der Taktperiode drei Moden ab. Im ersten Modus sind beide elektronischen Schalter (S1, S2) eingeschaltet, beide Dioden (D1, D2) sperren. Im zweiten Modus wird der erste elektronische Schalter (S1) ausgeschaltet, dadurch schaltet die erste Diode (D1) ein. Im dritten Modus wird auch der zweite Schalter (S2) ausgeschaltet und die zweite Diode (D2) schaltet ein. Der Vorteil des Konverters ist die Vermeidung des Einschaltstromstoßes, wenn der Konverter an ein starres DC Netz geschaltet wird. Zusätzlich ergibt sich ein Spannungsübersetzungsverhältnis mit zwei Eingangsgrößen, den Tastverhältnissen der beiden Schalter. Das Spannungsübersetzungsverhältnis wird zusätzlich linearisiert.

Description

Beschreibung

HOCHSETZSTELLER MIT GEKOPPELTEN SPULEN UND ZWEI EINGRIFFSMÖGLICHKEITEN UND REDUZIERTEN DURCHLASSVERLUSTEN

[0001] Die Erfindung betrifft einen Hochsetzsteller, bestehend aus einer positiven (1) und einer negativen Eingangsklemme (2), an die die Eingangsspannung (U1) angelegt ist, aus einer positiven (3) und einer negativen Ausgangsklemme (4), an die die Last angeschaltet ist, zwei elektronischen Schaltern (S1, S2) mit entsprechender Ansteuerschaltung, zwei Dioden (D1, D2), zwei Wicklungen (N1, N2) und einem Kondensator (C1), wobei die positive Eingangsklemme (1) an den ersten Anschluss der ersten Wicklung (N1) geschaltet ist, an die Verbindung vom zweiten Anschluss der ersten Wicklung (N1) und dem ersten Anschluss der zweiten Wicklung (N2) der positive Anschluss des ersten elektronischen Schalters ($1) geschaltet ist, an den zweiten Anschluss der zweiten Wicklung die Anode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist, an die Kathode der zweiten Diode (D2) die positive Ausgangsklemme (3) geschaltet ist, die negative Eingangsklemme (2), der negative Anschluss des ersten elektronischen Schalters (S1) und die negative Ausgangsklemme (4) verbunden sind und die erste Wicklung (N1) mit der zweiten Wicklung (N2) magnetisch gekoppelt sind.

[0002] Die Erfindung wird nun an Hand von Abbildungen erläutert. Die Schaltungen sind beispielhaft mit MOSFETs gezeichnet. Fig. 1 stellt die Ausgangsschaltung dar, Fig. 2 zeigt den Einschaltstromstoß dieses Konverters. Fig. 3 zeigt nun die gegenständliche Erfindung und Fig. 4, dass dabei der Einschaltstromstoß vermieden wird. Fig. 5, Fig. 6 und Fig. 7 zeigen Ströme und Spannungen bei verschiedenen Verschiebungen der Steuersignale. Fig. 8 zeigt eine Möglichkeit wie die Durchlassverluste reduziert werden können. In Fig. 9 ist das Spannungsübersetzungsverhältnis dargestellt für gleichzeitiges Einschalten der elektronischen Schalter.

[0003] Der Ausgangspunkt für die gegenständliche Erfindung ist ein Konverter, der in G M. A. Vaghela and M. A. Mulla, "Tri-State Coupled Inductor Based High Step-Up Gain Converter Without Right Hand Plane Zero," in IEEE Transactions on Circuits and Systems Il: Express Briefs, vol. 70, no. 6, pp. 2291-2295, June 2023, doi: 10.1109/TCSII.2023.3237679 dargestellt ist.

[0004] Der Konverter besteht aus zwei elektronischen Schaltern S1 und S2, zwei gekoppelten Spulen N1, N2 und zwei Dioden D1, D2. Parallel zu den Ausgangsklemmen (3, 4) ist ein Kondensator C1 geschaltet und als Last ist ein Widerstand dargestellt. Die Eingangsspannung U1 ist zwischen den Eingangsklemmen 1 und 2 angelegt. Diese Schaltung hat wie praktisch alle Hochsetzsteller den Nachteil eines hohen Einschaltstroms, wenn der Konverter an eine starre Eingangsspannung (z.B. Autobatterien oder ein mit Batterien und Superkondensatoren gepuffertes Gleichspannungsnetz (DC micro-grid)) geschaltet wird.

[0005] Eine Idee dieses entstehenden Eingangsstroms erhält man, wenn man ideale Bauteile annimmt und auch noch die Last weglässt. Die beiden Wicklungen N1 und N2 bilden zusammen die Induktivität L12. Legt man nun die Spannung U1 an, so lässt sich der Strom beschreiben durch

t

di 1 ff. U= La + ide. 1

[0006] Mit Hilfe der Laplace Transformation kann man den Strom zu

Cs 1, SAN

berechnen. Der Spitzenstrom ergibt sich zu

” [c = U, = 12

[0007] Wenn der Strom negativ wird, endet der Puls, da die Diode D2 sperrt. Die Dauer des Pulses ergibt sich zu

Tin = 1 Cilha2-

[0008] Fig. 2 zeigt den Verlauf des Stroms durch die Spule, die Ausgangsspannung und die Eingangsspannung. Auf diesem Bild ist die Last angeschaltet. Die Ausgangsspannung schießt in die Höhe und der Kondensator wird durch die Last wieder entladen. Wenn die Ausgangsspannung unter die Eingangsspannung fällt, schaltet D2 wieder ein. Es kommt zu einer leichten gedämpften Schwingung.

[0009] Die Funktionsweise der Schaltung soll nun kurz beschrieben werden. Dazu werden ideale Bauelemente vorausgesetzt (keine Verlustwiderstände, ideales Schalten der Halbleiterelemente). Die beiden Schalter werden mit der gleichen Frequenz betrieben. Das Tastverhältnis (Einschaltzeit des Schalters in Bezug auf die Periodendauer) für Schalter S1 ist mit d1 und für Schalter S2 mit d2 bezeichnet. Im kontinuierlichen Betrieb folgen drei Zustände (Moden) einander ab. In Modus M1 sind beide Schalter eingeschaltet und die Eingangsspannung liegt an der Wicklung N1 und der Strom durch diese steigt. In Modus M2 wird der Schalter S1 gesperrt. Der Strom der Wicklung N1 kommutiert nun in die Diode D1. Die Spannung an der Wicklung N1 ist nun null (ideale Bauelemente) und der Strom bleibt gleich. Wird nun auch S2 ausgeschaltet, so beginnt der Modus M3. Nun sind beide Wicklungen in Serie und da sie magnetisch gekoppelt sind, reduziert sich der Strom auf einen Wert, sodass die Durchflutung die gleiche bleibt, damit der magnetische Fluss im Magnetkern nicht springt.

[0010] Um nun den Einschaltstromstoß zu vermeiden, der zu einer Belastung der Bauteile führt, muss man die Position des Kondensators verändern. Er wird zwischen die positive Eingangsklemme (1) und die positive Ausgangsklemme (3) geschaltet.

[0011] Um die Verluste des Konverters zu reduzieren kann man die Schaltung noch etwas verändern (Fig. 3). Wenn Energie aus der Quelle entnommen wird, muss der Schalter S1 eingeschaltet werden. Schließt man den positiven Anschluss des Schalters S1 direkt an die Anzapfung (den Verbindungspunkt der beiden Wicklungen) und die Serienschaltung der ersten Diode D1 und des zweiten Schalters S2 parallel zu der ersten Wicklung N1, so fließt nur dann Strom durch S2, wenn die Wicklung kurzgeschlossen wird und nicht schon während der Ladezeit wie bei der Schaltung gemäß Fig. 1. Die Schaltung zeigt Fig. 3. Ersetzt man die Diode D2 durch einen aktiven elektronischen Schalter S3, der antiseriell zum Schalter S2 geschaltet ist, so kann man Durchlassverluste verringern. Diese Variante ist dann sinnvoll, wenn der Spannungsabfall am Transistor kleiner ist als der an der Diode. Das Schaltbild zeigt Fig. 8. Wichtig ist nun, dass der Schalter S2 in diesen Varianten nur dann eingeschaltet werden darf, wenn S1 ausgeschaltet ist! Als Last kann eine ohmsch oder ohmsch-induktive Last verwendet werden.

[0012] In der Fachliteratur findet man Topologien ohne gekoppelte Spulen und zwar

K. Viswanathan, R. Oruganti and D. Srinivasan, "Tri-state boost Converter with no right half plane zero," 4th IEEE International Conference on Power Electronics and Drive Systems. IEEE PEDS 2001 - Indonesia. Proceedings (Cat. No.01TH8594), Denpasar, Indonesia, 2001, pp. 687-693 vol.2, doi: 10.1109/PEDS.2001.975402.

S. Kapat, A. Patra and S. Banerjee, "A novel current controlled tri-state boost converter with Superior dynamic performance," 2008 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, Seattle, WA, USA, 2008, pp. 2194-2197, doi: 10.11091SCAS.2008.4541887.

[0013] AT 510804 B1 (FACHHOCHSCHULE TECHNIKUM WIEN) zeigt einen hochdynamischen Tiefsetzer mit zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen, wobei mit Hilfe eines zweiten elektronischen Schalters eine Wicklung kurzgeschlossen werden kann. Die dort dargestellten Schaltungen behandeln Tiefsetzsteller, und die Position des Kondensators unterscheidet sich ebenfalls.

[0014] In AT 500921 (FACHOCHSCHULE TECHNIKUM WIEN) wird ein modifizierter Hochsetzsteller dargestellt, bei dem der Speicherkondensator parallel zu Spule und Diode geschaltet ist. Dies führt zur Reduktion der Spannungsbelastung des Kondensators und zur Vermeidung des

Einschaltstromstoßes.

[0015] Im Artikel M. A. Vaghela and M. A. Mulla, "Tri-State Coupled Inductor Based High StepUp Gain Converter Without Right Hand Plane Zero," in IEEE Transactions on Circuits and Systems Il: Express Briefs, vol. 70, no. 6, pp. 2291-2295, June 2023, dol: 10.1109/TC$SII.2023.3237679, wird ein Konverter mit drei Zuständen, hergeleitet aus dem Boost Konverter, dargestellt. Dieser Konverter unterscheidet sich zur gegenständlichen Erfindung dadurch, dass, bedingt durch die Position des Kondensators, ein Einschaltstromstoß auftritt.

[0016] Im Artikel K. Viswanathan, R. Oruganti and D. Srinivasan, "A novel tri-state boost converter with fast dynamics," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17, no. 5, pp. 677-683, Sept. 2002, doi: 10.1109/TPEL.2002.802197, werden zwei Varianten eines Boost Konverters mit drei Zuständen dargestellt. Die gegenständliche Erfindung unterscheidet sich durch die Lage des Kondensators und durch die Verwendung von zwei magnetisch gekoppelten Wicklungen.

[0017] Betrachtet man nun ebenfalls das Anschalten einer Spannungsquelle, so kommt es nun zu keinem Einschaltstromimpuls, wie aus Fig. 4 zu entnehmen ist. Im oberen Bild ist der Strom durch die Wicklung N1 (der Strom durch die Wicklung N2 ist der gleiche) dargestellt, im unteren die Spannung am Eingang und die Spannung am Ausgang. Die Ausgangsspannung ist, bedingt durch die Verluste (Widerstände der Wicklungen und des Kondensators, sowie der Flussspannung der Diode), etwas kleiner. Eine kleine gedämpfte Schwingung tritt auf.

[0018] Es gibt nun mehrere Möglichkeiten wie die Ansteuerimpulse zueinander positioniert sind. Wählt man die Ansteuerung so, dass beide elektronischen Schalter gleichzeitig eingeschaltet werden, so verhalten sich wichtige Spannungs- und Stromverläufe im eingeschwungenen Zustand wie in Fig. 5 dargestellt. Die Signal Verläufe werden von oben nach unten erklärt. Im obersten Bild sind die Ausgangsspannung und die Eingangsspannung dargestellt. Die größere ist die Ausgangsspannung, da der Konverter hochsetzend ist. Im nächsten Bild sieht man den Strom durch die zweite Wicklung N2, darunter den Strom durch die erste Wicklung N1 und zu unterst die Steuersignale für die beiden elektronischen Schalter. Zur besseren Übersichtlichkeit ist der Signalverlauf für das Steuersignal des zweiten elektronischen Schalters um 5 V verschoben. Wenn beide Transistoren eingeschaltet sind, steigt der Strom durch N1. Während dieser Zeit fließt kein Strom durch den zweiten elektronischen Schalter, da die Diode D1 sperrt. Schaltet man nun den ersten elektronischen Schalter S1 aus, so kommutiert der Strom durch die erste Wicklung N1 in die Serienschaltung, bestehend aus dem zweiten elektronischen Schalter S2 und der ersten Diode D1. Die Spannung an der ersten Wicklung N1 ist daher nahezu null und der Strom bleibt konstant. Bedingt durch die Verlustwiderstände und die Flussspannung der Diode ist die Spannung leicht negativ und der Strom sinkt daher etwas. Wird nun auch der zweite elektronische Schalter S2 abgeschaltet, so schaltet die zweite Diode D2 ein und liefert den Strom durch die Wicklungen zum Ausgang. Für die Simulation wurden gleiche Windungszahlen gewählt. Daher springt der Strom durch die erste Wicklung N1 auf die Hälfte und der Strom durch die zweite Wicklung springt von null auf den gleichen Wert. Damit kein Sprung im magnetischen Fluss auftritt, muss die Durchflutung konstant bleiben. Da nun doppelt so viele Windungen zur Verfügung stehen muss sich der Strom halbieren.

[0019] Die Funktionsweise der Schaltung nach Fig. 3 wird nun vertiefend dargestellt. [0020] Das Spannungs-Zeit Gleichgewicht für die Wicklung N1 ergibt sich zu

N; N +N,

[0021] Damit lässt sich die Ausgangsspannung in Abhängigkeit der Eingangsspannung U1, der beiden Tastverhältnisse d1 und d2, der Windungszahlen der Wicklungen N1 und N2 angeben zu

d,;(Nı + N) + aA — d,)Nı 2 (1 — d,)N,

U,d |U, — U2| (1 — dz).

[0022] Die Spannung am Kondensator ergibt sich zu d, Nı

[0023] Um eine gute Kopplung zwischen den Wicklungen zu erzielen ist eine bifilare Wicklung vorteilhaft.

[0024] Für gleiche Windungszahlen

di N, =N,=N [0025] ergibt sich die Ausgangsspannung und die Spannung am Kondensator zu u, =1t2dh cd dıEin interessanter Aspekt der Schaltung ist, dass für ein konstantes d2 sich ein linearer Zusammenhang für das Spannungsübersetzungsverhältnis in Abhängigkeit zum Tastverhältnis d1 von Schalter S1 ergibt M= ZZ 14+K-d, mitK a7 1 MT Fig. 9 stellt das Spannungsübersetzungsverhältnis in Abhängigkeit von d1 mit d2 als Parameter für ein Windungsverhältnis von eins zu eins dar. Die gekrümmte Kurve stellt das Spannungsübersetzungsverhältnis des normalen Boost Konverters mit gekoppelten Spulen (Windungsverhältnis 1:1) zum Vergleich dar. Man sieht, dass bei kleineren Tastverhältnissen höhere Ausgangsspannungen erzielt werden können. Um noch höhere Spannungen zu erzielen können zwei oder mehrere Konverter in Kaskade geschaltet werden. [0026] Wenn d, > d, ist funktioniert die Schaltung wie ein gewöhnlicher Boost Konverter, und die Ausgangsspannung und die Kondensatorspannung ergeben sich zu — d,N, + Nı U U — d, N. +N, 2 N C1 — d;) 1, CL 1 —d, N; 1 [0027] Für N, = N, = N ergibt sich dann [0028] Man muss aber den zweiten elektronischen Schalter S2 nicht gleichzeitig mit dem ersten elektronischen Schalter S1 einschalten. Man kann ihn etwas später während der Einschaltzeit des ersten elektronischen Schalters einschalten. Fig. 6 zeigt wieder (von oben nach unten) die Ausgangsspannung U2, die Eingangsspannung U1, den Strom durch die zweite Wicklung N2, den Strom durch die erste Wicklung N1 und die Steuersignale. Die Herleitung erfolgt wie oben, nur muss man beim Spannungszeitgleichwicht auf der rechten Seite die Zeit einsetzen während der keiner der beiden elektronischen Schalter eingeschaltet ist. Für die Steuerung des Konverters ist daher gleichzeitiges Einschalten einfacher. [0029] Fig. 7 zeigt dieselben Signalverläufe wie in Fig. 6 (bzw. Fig. 5). Hier überlappen sich die Einschaltzeiten der Transistoren nicht. Das Spannungs-Zeit Gleichgewicht für die Wicklung N1 ergibt sich zu 419

M= ZZ 14+K-d, mitK a7 1 MT

Fig. 9 stellt das Spannungsübersetzungsverhältnis in Abhängigkeit von d1 mit d2 als Parameter für ein Windungsverhältnis von eins zu eins dar. Die gekrümmte Kurve stellt das Spannungsübersetzungsverhältnis des normalen Boost Konverters mit gekoppelten Spulen (Windungsverhältnis 1:1) zum Vergleich dar. Man sieht, dass bei kleineren Tastverhältnissen höhere Ausgangsspannungen erzielt werden können. Um noch höhere Spannungen zu erzielen können zwei oder mehrere Konverter in Kaskade geschaltet werden.

[0026] Wenn d, > d, ist funktioniert die Schaltung wie ein gewöhnlicher Boost Konverter, und die Ausgangsspannung und die Kondensatorspannung ergeben sich zu

— d,N, + Nı U U — d, N. +N, 2 N C1 — d;) 1, CL 1 —d, N; 1

[0027] Für N, = N, = N ergibt sich dann

[0028] Man muss aber den zweiten elektronischen Schalter S2 nicht gleichzeitig mit dem ersten elektronischen Schalter S1 einschalten. Man kann ihn etwas später während der Einschaltzeit des ersten elektronischen Schalters einschalten. Fig. 6 zeigt wieder (von oben nach unten) die Ausgangsspannung U2, die Eingangsspannung U1, den Strom durch die zweite Wicklung N2, den Strom durch die erste Wicklung N1 und die Steuersignale. Die Herleitung erfolgt wie oben, nur muss man beim Spannungszeitgleichwicht auf der rechten Seite die Zeit einsetzen während der keiner der beiden elektronischen Schalter eingeschaltet ist. Für die Steuerung des Konverters ist daher gleichzeitiges Einschalten einfacher.

[0029] Fig. 7 zeigt dieselben Signalverläufe wie in Fig. 6 (bzw. Fig. 5). Hier überlappen sich die Einschaltzeiten der Transistoren nicht. Das Spannungs-Zeit Gleichgewicht für die Wicklung N1 ergibt sich zu

419

N; N + N, [0030] Das Spannungsübersetzungsverhältnis ergibt sich dann zu — U, — N, (1 — d;) + N2d, U, NMA-d dd) [0031] Für gleiche Windungszahlen ergibt sich

"U UL 1-d, -d, [0032] Bei dieser Ansteuervariante kommt es nicht zu einer Linearisierung wie bei der ersten Variante, bei der beide elektronischen Schalter gleichzeitig eingeschaltet werden. Es kommt aber zu einer Veränderung des Spannungsübersetzungsverhältnisses.

U,d, = |U, — U2| (1—-d;-d,).

M dı+d, <1.

dı+d,<1.

[0033] Die Aufgabe einen Hochsetzsteller ohne Einschaltstrom zu realisieren wird erfindungsgemäß dadurch bewerkstelligt, dass der Kondensator (C1) zwischen der positiven Ausgangsklemme (3) und der positiven Eingangsklemme (1) geschaltet ist, die beiden Wicklungen (N1, N2) auf einem gemeinsamen Magnetkern aufgebracht sind, zwischen dem zweiten Anschluss der ersten Wicklung (N1) und dem ersten Anschluss der ersten Wicklung (N1) die Serienschaltung der ersten Diode (D1) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) oder eine Antiserienschaltung zweier elektronischer Schalter (S1, S3) geschaltet ist.

[0034] Um die Wicklungen (N1, N2) gut magnetisch zu koppeln ist es sinnvoll, dass die beiden Wicklungen (N1, N2) bifilar ausgeführt sind. Zur Vermeidung parasitärer Induktivitäten und um einen kompakten Aufbau bei größeren Leistung zu erzielen ist es sinnvoll, dass der erste (S1) und der zweite elektronische Schalter (S2) als Halbbrückenmodul ausgeführt ist. Ebenso ist es sinnvoll, dass zur Vermeidung von Überspannungen, bedingt durch die Streuung der gekoppelten Spulen (N1, N2), eine Entlastungsschaltung vorgesehen ist.

[0035] Um höhere Spannungen zu erzielen kann man zwei oder mehrere Hochsetzsteller in Kaskade schalten.

Claims (6)

Patentansprüche

1. Hochsetzsteller, bestehend aus einer positiven (1) und einer negativen Eingangsklemme (2), an die die Eingangsspannung (U1) angelegt ist, aus einer positiven (3) und einer negativen Ausgangsklemme (4), an die die Last (R1) angeschaltet ist, zwei elektronischen Schaltern (S1, S2) mit entsprechender Ansteuerschaltung, zwei Dioden (D1, D2), zwei Wicklungen (N1, N2) und einem Kondensator (C1), wobei die positive Eingangsklemme (1) an den ersten Anschluss der ersten Wicklung (N1) geschaltet ist, an die Verbindung vom zweiten Anschluss der ersten Wicklung (N1) und dem ersten Anschluss der zweiten Wicklung (N2) der positive Anschluss des ersten elektronischen Schalters (S1) geschaltet ist, an den zweiten Anschluss der zweiten Wicklung die Anode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist, an die Kathode der zweiten Diode (D2) die positive Ausgangsklemme (3) geschaltet ist, die negative Eingangsklemme (2), der negative Anschluss des ersten elektronischen Schalters (S1) und die negative Ausgangsklemme (4) verbunden sind und die erste Wicklung (N1) mit der zweiten Wicklung (N2) magnetisch gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (C1) zwischen der positiven Ausgangsklemme (3) und der positiven Eingangsklemme (1) geschaltet ist, die beiden Wicklungen (N1, N2) auf einem gemeinsamen Magnetkern aufgebracht sind, zwischen dem zweiten Anschluss der ersten Wicklung (N1) und dem ersten Anschluss der ersten Wicklung (N1) die Serienschaltung der ersten Diode (D1) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) oder eine Antiserienschaltung zweier elektronischer Schalter (S1, S3) geschaltet ist.

2. Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (D1) durch einen antiparallelen elektronischen Schalter (S3) überbrückt ist.

3. Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Wicklung (N1) und die zweite Wicklung (N2) bifilar ausgeführt sind.

4. Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste elektronische Schalter (S1) und der zweite elektronische Schalter (S2) als Halbbrückenmodul ausgeführt ist.

5. Hochsetzsteller einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Vermeidung von Überspannungen, bedingt durch die Streuung der gekoppelten ersten Wicklung (N1) und der zweiten Wicklung (N2), eine Entlastungsschaltung vorgesehen ist.

6. Zumindest zwei in Kaskade geschaltete Hochsetzsteller, dadurch gekennzeichnet, dass die zumindest zwei Hochsetzsteller jeweils als Hochsetzsteller gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 5 ausgebildet sind.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen