<Desc/Clms Page number 1>
Frekwentiecompensatiecircuit voor stabilisatie van een verschilversterker met kruisgekoppelde transistors
EMI1.1
De uitvinding heeft betrekking op een verschilversterker voor versterking van een ingangssignaal naar een uitgangssignaal omvattend een eerste ingangsklem en een tweede ingangsklem voor ontvangst van het ingangssignaal, een eerste uitgangsklem en een tweede uitgangsklem voor levering van het uitgangssignaal, een eerste transistor en een tweede transistor, elk met een eerste hoofdelektrode, een tweede hoofdelektrode en een stuurelektrode, waarbij de stuurelektrode van de eerste transistor met de eerste ingangsklem en de stuurelektrode van de tweede transistor is verbonden met de tweede ingangsklem een derde transistor en een vierde transistor, elk met een eerste hoofdelektrode, een tweede hoofdelektrode en een stuurelektrode,
waarbij de stuurelektrode van de derde transistor met de eerste hoofdelektrode van de eerste transistor en de stuurelektrode van de vierde transistor is verbonden met de eerste hoofdelektrode van de tweede transistor de eerste hoofdelektrode van de derde transistor en de hoofdelektrode van de vierde transistor met een eerste knooppunt zijn verbonden ter ontvangst van een instelstroom en de tweede hoofdelektrode van de derde transistor met de eerste uitgangsklem en de tweede hoofdelektrode van de vierde transistor met de tweede uitgangsklem is gekoppeld, een transistor en een zesde transistor, elk met een eerste hoofdelektrode, een tweede hoofdelektrode en een stuurelektrode,
waarbij de stuurelektrode van de vijfde transistor met de eerste hoofdelektrode van de eerste transistor en de stuurelektrode van de zesde transistor met de eerste hoofdelektrode van de tweede transistor is gekoppeld de eerste hoofdelektrode van de vijfde transistor en de eerste hoofdelektrode van de zesde transistor met een tweede knooppunt zijn verbonden ter ontvangst van een instelstroom de tweede hoofdelektrode van de vijfde transistor met de eerste hoofdelektrode van de tweede transistor en de tweede hoofdelektrode van de zesde transistor met de eerste hoofdelektrode van de eerste transistor is verbonden.
<Desc/Clms Page number 2>
:Een dergelijke verschilversterker is bekend uit de nederlandse octrooiaanvrage nr. 8602892, welke is gepubliceerd op 1 juni 1988. Verschilversterkers van dit type worden ook wel transconductors genoemd en worden onder meer toegepast in "continuous-time balanced integrator filters'' voor diverse doeleinden, zoals video filters, equalizers, enzovoorts. Hierbij wordt een grote versterking-bandbreedteproduct vereist van de verschilversterker. Om een hoge bandbreedte te bereiken bij lage voedingsstroom worden bij voorkeur eentrapsverschilversterkers toegepast. Figuur 1 toont de verschilversterker volgens de genoemde nederlandse octrooiaanvrage, welke een grote versterking en een grote bandbreedte heeft dank zij de kruisgekoppelde vijfde transistor Ts en zesde transistor Tg.
De kruisgekoppelde transistors T5 en T6 reduceren door meekoppeling de omzetweerstand van de eerste transistor Tj en de tweede transistor T2, waardoor een grote transconductantie wordt verkregen. Een neveneffect van de kruisgekoppelde transistors is echter dat de ingangsimpedantie van de verschilversterker negatief wordt. Bij lage frekwenties is dit effect verwaarloosbaar, maar bij hoge frekwenties kan de filterschakeling door additionele faseverschuivingen in de verschilversterker instabiel worden. Om zulke instabiliteiten te onderdrukken is een goede compensatie nodig. Een conventionele compensatiemethode is weergegeven in figuur 2, waarin de verschilversterker slechts fragmentarisch is getekend.
Een RCserienetwerk met positieve impedantie is aangebracht over de ingangsklemmen, waarmee de negatieve impedantie van de verschilversterker bij hoge frekwenties wordt geneutraliseerd. Hoewel deze bekende methode effectief is, vermindert hij echter de hoogfrekwente versterking en dus ook het versterking-bandbreedteprodukt.
De uitvinding heeft onder meer tot doel een compensatiemethode aan te geven waarmee een groter frekwentie-bandbreedteprodukt te bereiken is.
Een verschilversterker van de in de aanhef genoemde soort is daartoe volgens de uitvinding gekenmerkt, doordat de verschilversterker verder omvat : een eerste weerstand, aangesloten tussen de stuurelektrode van de vijfde transistor en de eerste hoofdelektrode van de eerste transistor, een tweede weerstand, aangesloten tussen de stuurelektrode van de zesde transistor en de eerste hoofdelektrode van de tweede transistor, en een condensator, aangesloten tussen de stuurelektrode van de vijfde transistor en de stuurelektrode van de zesde transistor.
Het compensatiecircuit volgens de uitvinding omvat de eerste en de
<Desc/Clms Page number 3>
tweede weerstand en de condensator welke zijn ingebed in de topologie van de kruisgekoppelde verschilversterker. Bij lage frekwenties tast het compensatiecircuit de werking van de verschilversterker niet aan wegens de hoge impedantie van de condensator. Bij toenemende frekwenties neemt de impedantie van de condensator af. Het compensatiecircuit vermindert dan steeds meer het effect van de kruisgekoppelde transistors en vervangt deze transistors uiteindelijk effectief door twee in serie geschakelde weerstanden. De ingangsimpedantie van de kruisgekoppelde verschilversterker wordt dan positief. De compensatiemethode volgens de uitvinding tast alleen de werking van de kruisgekoppelde transistors aan.
De uitgangstransistors, te weten de derde transistor T3 en de vierde transistor T4 blijven versterking verschaffen bij hoge frekwenties, dit in tegenstelling tot de bekende oplossing uit figuur 2, waar de versterking van de gehele verschilversterker bij hoge frekwenties wordt gereduceerd door her compensatiecircuit.
Een verder voordeel van het compensatiecircuit volgens de uitvinding ten opzichte van de bekende compensatiemethode uit figuur 2 is dat er relatief minder chipoppervlak voor nodig is. Door de versterking van de eerste en de tweede ingangsklemmen van de verschilversterker naar de stuurelektroden van de kruisgekoppelde vijfde en zesde transistor kan volstaan worden met een relatief kleinere tijdconstante.
Deze en andere aspecten van de uitvinding zullen worden beschreven en toegelicht onder verwijzing naar bijgaande tekening, waarin
Figuur 1 een bekende verschilversterker met kruisgekoppelde transistors toont ;
Figuur 2 een bekende compensatietechniek toont ter stabilisatie van de verschilversterker uit figuur 1 ;
Figuur 3 een verschilversterker volgens de uitvinding toont met compensatie in de kruisgekoppelde transistors ;
Figuur 4 een eerste alternatieve uitvoeringsvorm toont van een verschilversterker volgens de uitvinding ;
Figuur 5 een tweede alternatieve uitvoeringsvorm toont van een verschilversterker volgens de uitvinding ;
Figuur 6 een derde alternatieve uitvoeringsvorm toont van een verschilversterker volgens de uitvinding ;
Figuur 7 een vierde alternatieve uitvoeringsvorm toont van een verschil- versterker volgens de uitvinding.
<Desc/Clms Page number 4>
In deze figuren zijn onderdelen of elementen met dezelfde functie of betekenis aangegeven met gelijke verwijzingstekens.
Figuur 3 toont een eerste uitvoeringsvorm van een gecompenseerde verschilversterker met bipolaire transistors en met kruisgekoppelde transistors volgens de uitvinding. De verschilversterker bevat een eerste transistor T waarvan de stuurelektrode ofwel basis is verbonden met een eerste ingangsklem 2 en een tweede transistor T2 waarvan de basis is verbonden met een tweede ingangsklem 4. De tweede hoofdelektrode ofwel collector van de eerste transistor T 1 en van de tweede transistor T zijn met een positieve voedingsklem 6 verbonden.
De verschilversterker bevat voorts een derde transistor T3, waarvan de basis is verbonden met de eerste hoofdelektrode ofwel emitter van de eerste transistor T en een vierde transistor T4, waarvan de basis is verbonden met de emitter van de tweede transistor T. De emitters van de derde transistor Tg en van de vierde transistor T4 zijn verbonden met een eerste knooppunt 8, dat via een eerste stroombron 10 met een negatieve voedingsklem is gekoppeld. De eerste stroombron 10 levert een instelstroom 11 = 2mI aan het eerste knooppunt 8. De collector van de derde transistor Tg is verbonden met een eerste uitgangsklem 14, welke via een derde stroombron 16 met de positieve voedingsklem 6 is gekoppeld.
De collector van de vierde transistor T is verbonden met een tweede uitgangsklem 18, welke via een vierde stroombron 20 met de positieve voedingsklem 6 is gekoppeld. De derde stroombron 16 levert een instelstroom 13 = mI en de vierde stroombron 20 levert eveneens een instelstroom 14 = mI. De verschilversterker bevat verder een vijfde transistor T, waarvan de collector is verbonden met de emitter van de tweede transistor T en een zesde transistor T, waarvan de collector is verbonden met de emitter van de eerste transistor Ti. De emitters van de vijfde transistor T5 en de zesde transistor T6 zijn verbonden met een tweede knooppunt 22, dat via een tweede stroombron 24 met de negatieve voedingsklem 12 is gekoppeld.
De tweede stroombron 24 levert een instelstroom 12 = 21 aan het tweede knooppunt 22. De basis van de vijfde transistor T is via een eerste weerstand 26 verbonden met de emitter van de eerste transistor Ti. De basis van de zesde transistor T is via een tweede weerstand 28 verbonden met de emitter van de tweede transistor T. Een condensator 30 is aangesloten tussen de basis van de vijfde transistor T5 en de basis van de zesde transistor T6.
De werking van de verschilversterker kan als volgt nader worden toegelicht. Er wordt eerst ervan uitgegaan dat de eerste weerstand 26 en de tweede
<Desc/Clms Page number 5>
weerstand 28 zijn kortgesloten en dat de condensator 30 is weggelaten. Bij aansturing van de ingangsklemmen 2 en 4 met een gebalanceerde ingangsspanning +Vin resp.-Vin zal door de eerste transistor T een stroom I-i en door de tweede transistor T2 een stroom I+i vloeien, waarbij i een signaalstroom ten gevolge van de ingangsspanning is.
De stroom I-i door de eerste transistor T vloeit ook door de zesde transistor T6, en de stroom 1+ i door de tweede transistor T vloeit ook door de vijfde transistor T. De grootte van de signaalstroom i wordt bepaald door de som van de basis-emitterweerstan- den van de eerste transistor Tu, de tweede transistor T, de vijfde transistor T en de zesde transistor Tg.
Doordat door de eerste transistor T en de vijfde transistor Ts en door de tweede transistor T en de zesde transistor Tg tegengestelde signaalstromen lopen, wordt de emitterweerstand van de eerste transistor nagenoeg gecompenseerd door die van de vijfde transistor T en wordt de emitterweerstand van de tweede transistor T2 nagenoeg gecompenseerd door die van de zesde transistor Tg. Door de positieve meekoppeling van de kruisgekoppelde vijfde transistor T en de zesde transistor Tg wordt de transconductantie van de schakeling gevormd door de eerste transistor Tu, de tweede transistor T2, de vijfde transistor T5 en de zesde transistor T6 zeer groot.
De derde transistor Tg, de vierde transistor T4, de vijfde transistor Ts en de zesde transistor T6 vormen een translineaire lus. Met de bekende exponenti le relatie tussen de collectorstroom en de basis-emitterspanning van een bipolaire transistor en met gelijke emitteroppervlakken, volgt dan dat de stromen door de derde transistor T3 en de vijfde transistor Ts en de stromen door de vierde transistor T4 en de zesde transistor T6 zich verhouden als de stromen 11 van de eerste stroombron 10 en 12 van de tweede stroombron 24. Door de derde transistor T3 vloeit derhalve een stroom m (I+i) en door de vierde transistor T4 een stroom m (I-i).
De gelijkstroomcomponent mI van de stroom door de derde transistor T3 wordt geleverd door de derde stroombron 16, waardoor aan de eerste uitgangsklem 14 een signaalstroom-mi beschikbaar is. De gelijkstroomcomponent mI van de stroom door de vierde transistor T wordt geleverd door de vierde stroombron 20, waardoor aan de tweede uitgangsklem 18 een signaalstroom +mi beschikbaar is.
De vijfde transistor T en de zesde transistor Tg vergroten dus de transconductantie van het verschilpaar dat wordt gevormd door de eerste transistor Ti en de tweede transistor T, terwijl het verschilpaar gevormd door de derde transistor Tg en de vierde transistor T4 voor een additionele stroomversterking zorgt. De ingangsim-
<Desc/Clms Page number 6>
pedantie tussen de eerste ingangsklem 2 en de tweede ingangsklem 4 is negatief. Voor een diepgaande analyse van de werking van de verschilversterker en voor een berekening van de ingangsimpedantie wordt verwezen naar het amerikaanse octrooischrift nr.
4, 476, 440. Bij lage frekwenties is het effect van de negatieve ingangsimpedantie verwaarloosbaar, maar bij hoge frekwenties kan een filterschakeling, welke is voorzien van een of meer verschilversterkers, door additionele faseverschuivingen in de verschilversterker instabiel worden. Om zulke instabiliteiten te onderdrukken is een goede compensatie nodig. Het compensatiecircuit omvat de eerste weerstand 26, de tweede weerstand 28 en de condensator 30 welke zijn ingebed in de topologie van de kruisgekoppelde vijfde transistor Ts en zesde transistor T6. Bij lage frekwenties tast het compensatiecircuit de werking van de kruisgekoppelde transistors niet aan wegens de hoge impedantie van de condensator 30. Bij toenemende frekwenties neemt de impedantie van de condensator 30 af.
Het compensatiecircuit vermindert dan steeds meer het effect van de kruisgekoppelde transistors en vervangt deze transistors uiteindelijk effectief door een serieschakeling van de eerste weerstand 26 en de tweede weerstand 28. De ingangsimpedantie van de kruisgekoppelde verschilversterker wordt daardoor positief. De compensatiemethode volgens de uitvinding tast nagenoeg alleen de werking van de kruisgekoppelde transistors aan. De uitgangstransistors, te weten de derde transistor T3 en de vierde transistor T4 blijven versterking verschaffen bij hoge frekwenties, dit in tegenstelling tot de bekende oplossing uit figuur 2, waar de versterking van de gehele verschilversterker bij hoge frekwenties wordt gereduceerd door het compensatiecircuit.
Een verder voordeel van het compensatiecircuit volgens de uitvinding ten opzichte van de bekende compensatiemethode uit figuur 2 is dat er relatief minder chipoppervlak voor nodig is. Door de signaalversterking van de eerste ingangsklem 2 en de tweede ingangsklem 4 naar de bases van de kruisgekoppelde vijfde transistor T5 en zesde transistor T6 kan volstaan worden met een relatief kleinere tijdconstante.
Figuur 4 toont dezelfde verschilversterker als figuur 3, maar dan met unipolaire transistoren, waarbij de source, drain en gate de rol vervullen van respectievelijk eerste hoofdelektrode, tweede hoofdelektrode en stuurelektrode. Er zijn MOStransistors getoond met gelsoleerde gates, maar junctieveldeffecttransistoren (JFETs) zijn ook mogelijk. De optionele stroombron 32 tussen de source van de eerste transistor Ti en de negatieve voedingsklem 12 en de optionele stroombron 34 tussen de source
<Desc/Clms Page number 7>
van de tweede transistor T en de negatieve voedingsklem voorkomen latch-up bij grote ingangssignalen.
Figuur 5 toont een alternatieve configuratie van de verschilversterker. De verschilversterker van figuur 3 heeft twee afzonderlijke stroombronnen 10 en 24, waarvan de stromen 11 en 12 zich verhouden als m : 1 om bij gelijke emitteroppervlakken van de derde transistor T3, de vierde transistor T4, de vijfde transistor Ts en de zesde transistor T6 een stroomversterking m te krijgen. Bij de verschilversterker van figuur 5 worden de vier genoemde transistors gevoed door een gemeenschappelijke stroombron 36 die zowel met het eerste knooppunt 8 als met het tweede knooppunt 22 is verbonden en een instelstroom Is = (2m+2) 1 levert.
Het emitteroppervlak van de derde transistor Tg en van de vierde transistor T is nu echter m maal groter dan het emitteroppervlak van de vijfde transistor Ts en de zesde transistor Tg. Hierdoor verhouden de stromen door de derde transistor T3 en de vijfde transistor T5 en de stromen door de vierde transistor T4 en de zesde transistor T6 zich weer als m : 1. De werking is verder gelijk aan die van de verschilversterker uit figuur 3. Bij unipolaire transistors moet de zogenoemde W/L-verhouding van de betreffende transistors in dezelfde verhouding geschaald worden in plaats van het emitteroppervlak.
Voor het verkrijgen van een relatief grote versterkingsfactor m zijn bij de verschilversterker van figuur 3 relatief grote emitteroppervlakken nodig in de derde transistor T3 en de vierde transistor T4. Dit probleem kan worden ondervangen met de verschilversterker die getoond is in figuur 6, waarin de derde transistor T3, de vierde transistor T4, de vijfde transistor T5 en de zesde transistor T6 gelijke emitteroppervlakken hebben. Het eerste knooppunt 8 is hier direct en het tweede knooppunt 22 is via een derde weerstand 38 met de gemeenschappelijke stroombron 36 verbonden.
Opdat de stromen door de derde transistor Tg en de vierde transistor T m maal zo groot zijn als de stromen door de vijfde transistor T en de zesde transistor Tg, zal het verschil tussen de basis-emitterspanningen van de derde transistor T3 en de vijfde transistor T en tussen de basis-emitterspanningen van de vierde transistor T en de zesde transistor Tg gelijk moeten zijn aan kT/q*ln (m).
Bij een stroom 21 door de derde weerstand betekent dit dat de weerstandswaarde R van de derde weerstand 38 gelijk dient te zijn aan kT/ (2qI) *ln (m). De ten opzichte van de verschilversterker van figuur 5 grotere stroom- dichtheid in de derde transistor T3 en in de vierde transistor T4 verbetert het hoogfrekwent gedrag van de verschilversterker.
<Desc/Clms Page number 8>
Figuur 7 toont een alternatieve configuratie, waarbij niet alleen het tweede knooppunt 22 met de derde weerstand 38, maar ook het eerste knooppunt 8 met een vierde weerstand 40 is verbonden met de gemeenschappelijke stroombron 36. De gemeenschappelijke stroombron 36 is hier uitgevoerd met een zevende transistor T7, waarvan de basis is verbonden met een referentieklem 42, de emitter via een weerstand 44 is verbonden met de negatieve voedingsklem 12 en waarvan de collector is verbonden met de derde weerstand 38 en de vierde weerstand 40.
De verhouding van de stromen door de derde transistor Ig en de vijfde transistor T en dus ook van de stromen door de vierde transistor T en de zesde transistor Tg wordt in hoofdzaak bepaald door de verhouding van de weerstandswaarden van de derde weerstand 38 en de vierde weerstand 40. Doordat deze weerstandsverhouding vrij gekozen kan worden, kan ook met de verschilversterker van figuur 7 vrijwel elke willekeurige stroomversterkingsfactor m worden gerealiseerd.
Evenals de verschilversterker van figuur 3 kunnen ook de verschilversterkers uit de figuren 5,6 en 7 worden uitgevoerd met unipolaire MOS-transistors of junctieveldeffecttransistors (JFETs). Verder kunnen de getoonde bipolaire en unipolaire transistors vervangen worden door transistors van een tegengesteld geleidingstype, waarbij dan de polariteit van de voeding moet worden omgekeerd.