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Récepteur logarithmique à diodes de détection.
L'invention concerne les récepteurs logarithmiques de signaux hyperfréquence.
Ce type de dispositif a vocation à être placé en aval d'une tête de réception hyperfréquence, avec aérien, qui réalise une observation à large bande dans les gammes de fréquences habituellement utilisées par les radars. On l'appelle "récepteur" bien qu'il ne réalise pas la réception à lui seul.
On trouve dans ces bandes des émissions impulsionnelles (les plus importantes) accompagnées d'émissions dites continues ("continuous waves"ou CW), a priori gênantes, mais qu'il peut être également utile d'analyser. L'homme de l'art sait que ces émissions continues ne durent pas indéfiniment ; elles ont simplement une durée nettement plus grande que celle des émissions impulsionnelles.
Les récepteurs logarithmiques peuvent soit analyser la bande de fréquences par parties, soit la traiter globalement après détection d'amplitude, suivie d'une amplification logarithmique.
C'est essentiellement aux récepteurs du second type, dits "à diodes de détection"que l'on s'intéresse ici. Ils permettent de traiter une dynamique de réception importante, typiquement de l'ordre de 60 décibels, avec une précision relative constante quel que soit le niveau global du signal traité.
On sait toutefois que le caractère logarithmique de l'amplification conduit par nature à une compression de dynamique. Celle-ci entraîne une dégradation importante de la sensibi-
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lité impulsionnelle du récepteur, en présence d'une émission continue dans la bande d'analyse.
En effet, du fait de la compression de dynamique, une émission impulsionnelle contemporaine d'une émission continue doit, pour être distinguée, posséder un niveau dépassant (typiquement de 3 à 6 décibels) celui de l'émission continue. La"sensibilité impulsionnelle", c'est-à-dire le plus petit niveau d'impulsions détectable, chute donc grandement en fonction du niveau d'une émission continue éventuellement présente. De plus, la relation entre le niveau de sortie de l'amplificateur logarithmique et le niveau d'entrée dépend du niveau continu.
Pour remédier à cela, il a été proposé de placer une capacité de découplage entre la diode de détection et l'amplificateur logarithmique.
Cette capacité de découplage élimine la composante continue du signal redressé délivré par la diode de détection, mais elle introduit aussi une constante de temps qui modifie l'allure des impulsions, et par conséquent perturbe la mesure du niveau impulsionnel. De plus, après chaque impulsion, le récepteur est sujet à un éblouissement pendant lequel une éventuelle autre impulsion n'est plus perceptible. Enfin, un tel récepteur traite difficilement les émissions des radars à haute fréquence de récurrence et facteur de forme élevé (radars HFR).
L'invention vient apporter une solution à ces problèmes.
Un but de l'invention est de proposer un récepteur logarithmique conservant intégralement sa sensibilité impulsionnelle quel que soit le niveau de l'émission continue.
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Un autre but de l'invention est d'éviter une déformation des impulsions, ainsi que l'éblouissement du récepteur.
L'invention a aussi pour but de compenser intrinsèquement les effets dus à la composante continue du bruit détecté (bruit thermique inhérent à l'ensemble de la chaîne de réception, ou bruit de réinjection parasite d'un brouilleur local).
Elle a également pour but de permettre un traitement correct des émissions de radars HFR.
L'invention a encore pour but de mesurer le niveau de l'émission continue.
L'invention a donc pour objet un dispositif amplificateur de signaux impulsionnels hyperfréquence, comportant : - une entrée, destinée à être reliée à une tête de réception à large bande propre à capter des émissions impulsionnelles, auxquelles peuvent se superposer des émissions continues, - un étage de détection, relié à cette entrée, et fournissant un signal redressé, - des moyens de traitement du signal redressé, pour établir un signal redressé impulsionnel, débarrassé d'une partie au moins des effets d'émissions continues éventuelles, et - un étage amplificateur logarithmique recevant le signal redressé impulsionnel et fournissant le signal de sortie du dispositif amplificateur, caractérisé en ce que les moyens de traitement comprennent :
- un étage amplificateur différentiel dont l'entrée non
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inverseuse est reliée à la sortie de l'étage de détection et dont la sortie est reliée à l'entrée de l'étage amplificateur logarithmique, - un circuit de mémoire analogique dont l'entrée reçoit, à travers un interrupteur commandé, un signal redressé de compensation, tiré dudit signal redressé, et dont la sortie est reliée à l'entrée inverseuse de l'étage amplificateur différentiel, - des moyens de temporisation recevant un signal critique également tiré dudit signal redressé, et propres à ouvrir ledit interrupteur lorsque le niveau du signal critique dépasse un seuil prédéterminé pendant une durée inférieure ou égale à un délai prédéterminé.
Très avantageusement, le délai prédéterminé est réglable et supérieur à l'écart temporel maximal séparant une transition montante et une transition descendante successives du signal redressé impulsionnel.
Selon un mode de réalisation préféré, le signal critique et le signal redressé de compensation sont identiques et le signal critique peut, dans ce cas, être pris en sortie de l'étage amplificateur logarithmique.
Avantageusement, des moyens de temporisation comprennent un comparateur de niveau suivi d'une logique de commande possédant l'information de délai prédéterminée.
Selon un mode de réalisation, le circuit de mémoire analogique comprend une résistance dont une première borne est reliée à la sortie de l'étage amplificateur logarithmique par l'intermédiaire de l'interrupteur commandé et dont la
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deuxième borne est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité ; cette deuxième borne, constituant la sortie du circuit de mémoire analogique, est avantageusement reliée à l'entrée inverseuse de l'étage amplificateur différentiel par l'intermédiaire d'un amplificateur de contre-réaction linéaire.
Afin de permettre la mesure des effets d'émissions continues éventuelles, les moyens de traitement possèdent avantageusement une sortie auxiliaire délivrant un signal de sortie auxiliaire redressé correspondant aux effets des émissions continues. Ce signal de sortie auxiliaire est avantageusement tiré d'un signal disponible en sortie de l'amplificateur de contre-réaction.
Dans un mode de réalisation préféré, l'étage de détection comporte une diode, de préférence réglée pour fonctionner dans sa zone quadratique.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 est un synoptique schématique d'un mode de réalisation préféré du dispositif selon l'invention ; - la figure 2 est un synoptique schématique d'un étage amplificateur logarithmique du dispositif de la figure l ; et - les figures 3 à 5 illustrent des allures de différentes parties de signaux caractéristiques apparaissant lors du fonctionnement du dispositif.
Les dessins comportant pour l'essentiel des éléments de
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caractère certain font partie intégrante de la description.
A ce titre, ils pourront servir non seulement à mieux faire comprendre la description détaillée ci-après, mais aussi à contribuer, le cas échéant, à la définition de l'invention.
La figure l montre une tête de réception hyperfréquence comportant un aérien A ainsi qu'une chaîne hyperfréquence de réception H. Cette tête de réception réalise une observation à large bande dans des gammes de fréquences habituellement utilisées par les radars et pouvant par exemple varier entre 2 et 40 gigahertz dans une application de contremesure.
Le dispositif D selon l'invention est branché en aval de cette tête. Il possède une entrée E reliée à la chaîne hyperfréquence de réception H ainsi qu'un étage de détection l comportant une diode rapide 10, par exemple une diode Schottky reliée à l'entrée E, et réglée pour fonctionner dans sa zone quadratique. Cette diode est polarisée par une résistance 11 reliant sa sortie à la masse.
La sortie de la diode est reliée à des moyens de traitement 2, suivis d'un amplificateur logarithmique 3 fournissant la sortie S du dispositif amplificateur D.
En tête de ces moyens de traitement 2 se trouve un étage amplificateur différentiel 20 comportant un amplificateur 200 de gain l dont l'entrée non inverseuse est reliée à la sortie de la diode de détection 10. La sortie de cet amplificateur 200 est reliée à l'entrée de l'étage amplificateur logarithmique 3.
Un circuit de mémoire analogique 21 comporte une résistance 210 dont une première borne est reliée à la sortie de l'éta-
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ge amplificateur logarithmique 3 par l'intermédiaire d'un interrupteur commandé 22. La deuxième borne de cette résistance est, d'une part, reliée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité 211 et, d'autre part, à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur de contre-réaction 24 réglé pour fonctionner dans son domaine linéaire. L'entrée inverseuse de cet amplificateur de contre-réaction 24 est reliée à la masse.
Sa sortie est, d'une part, reliée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 200 de l'étage amplificateur différentiel 20 et, d'autre part, à une sortie auxiliaire SA du dispositif D par l'intermédiaire d'un étage amplificateur logarithmique supplémentaire 25 analogue à l'étage amplificateur logarithmique 3.
L'interrupteur 22 est commandé par des moyens de temporisation 23. Ceux-ci comportent schématiquement un comparateur de niveau 230 dont l'entrée non inverseuse est reliée à la sortie de l'étage amplificateur logarithmique 3 et dont l'entrée inverseuse est propre à recevoir une valeur de seuil. La sortie de ce comparateur est reliée à l'entrée d'une logique de commande 231 dont la sortie délivre un signal de commande pour l'interrupteur 22. Cette logique de commande 231 comprend un compteur temporel et contient une information relative à un délai prédéterminé T dont la signification sera explicitée ci-après. Bien entendu, le terme"interrupteur"utilisé ici pour désigner la fonction d'interruption ou de non-interruption de liaison ne préjuge en rien de la réalisation matérielle de cette fonction d'interruption.
A ce sujet, la technologie employée pour la réalisation matérielle des moyens de temporisation et de l'interrupteur commandé est choisie pour permettre des commutations extrêmement rapides.
Le seuil appliqué à l'entrée inverseuse du comparateur 230 est légèrement inférieur au niveau minimal des émissions
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impulsionnelles. On peut prendre par exemple une fraction convenable de la tension de référence d'un convertisseur analogique/numérique utilisé en aval de la sortie du dispositif pour une conversion analogique/numérique du signal SP2.
Le circuit de mémoire analogique 21, l'amplificateur de contre-réaction 24 ainsi que l'amplificateur 200 constituent une boucle de contre-réaction du premier ordre activée ou non par l'interrupteur 22.
La figure 2 montre de façon détaillée un mode de réalisation avantageux d'un étage amplificateur logarithmique, qui peut
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s'appliquer à l'étage 3 et/ou à l'étage 25 de la figure 1.
Une tête de détection unique à diode rapide 30 est suivie d'une cascade d'amplificateurs linéaires à saturation nette 31 à 33. Les quatre noeuds 300 à 303 de cette cascade sont respectivement reliés à quatre amplificateurs linéaires à saturation nette 34 à 37, dont les sorties sont connectées aux entrées d'un sommateur logarithmique 38. Enfin, la sortie de celui-ci est reliée à un amplificateur terminal 39.
Le rôle de la diode 30 peut être joué selon l'invention par la diode 10, dans le cas de l'étage amplificateur 3.
On va maintenant décrire le fonctionnement du dispositif.
L'entrée E reçoit un signal hyperfréquence correspondant à la capture par la tête de réception A, H d'émissions impulsionnelles auxquelles peuvent se superposer d'éventuelles émissions continues. La diode de détection 1 délivre alors à sa sortie (point Pl) une tension redressée SPl dont l'amplitude varie linéairement avec la puissance du signal d'en-
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trée puisque la diode est réglée pour fonctionner dans sa zone quadratique. Ce signal redressé SPI comprend une composante impulsionnelle due à une"impulsion"d'émission à laquelle est éventuellement superposée une composante continue due à une émission continue (CW).
(En théorie, on pourrait aussi qualifier d'impulsions ces émissions continues longues ; mais les radaristes ont l'habitude de réserver le mot"impulsions"à des émissions hyperfréquence brèves, et de parler d'ondes continues pour des émissions hyperfré- quence longues. ) Bien entendu, puisque le signal redressé correspond à une puissance, son amplitude est égale à la somme des amplitudes respectives des composantes impulsionnelles et continues.
Le principe général de fonctionnement du dispositif est le suivant : L'activation de la boucle de contre-réaction (interrupteur 24 fermé) a pour effet d'asservir le signal SP2 en sortie de l'amplificateur logarithmique par rapport à une valeur désirée, en délivrant au point P3 un signal de correction adéquat SP3. La boucle de contre-réaction étant du premier ordre, sa sortie SP2 présente une"erreur de position"DSP2.
Le seuil du comparateur 230 est choisi supérieur à cette valeur DSP2. La boucle est agencée pour que la variation temporelle de DSP2 soit la plus faible possible.
Lorsque la boucle de contre-réaction n'est pas activée (interrupteur 22 ouvert), le niveau précédent du signal SP3 est conservé par le jeu de la mémoire analogique 21.
Comme on le verra plus loin, la boucle de contre-réaction est désactivée pendant chaque"impulsion"et activée en dehors des"impulsions".
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Du fait que la boucle de contre-réaction n'est activée qu'en dehors des"impulsions", le signal SP3 représente uniquement la"composante continue"du signal redressé SPl entachée de"l'erreur de position"de la boucle.
Lorsque le signal SPl est uniquement dû à une émission continue, le signal SP4 de sortie de l'étage amplificateur différentiel 20 est sensiblement nul à"l'erreur de position près". Le signal SP2 prend alors la valeur DSP2, remarque étant faite que l'amplification logarithmique admet un signal de sortie SP2 nul pour un signal d'entrée SP4 nul (loi d'amplification de la forme SP2=Log (SP4+l)).
Lorsque le signal SPl contient une"impulsion", le signal SP4 représente alors la seule"composante impulsionnelle" du signal redressé, débarrassé de l'essentiel des effets des émissions continues (sauf"l'erreur de position"de la boucle). Le signal SP2 représente alors un"signal redressé impulsionnel"amplifié de façon logarithmique, sans avoir souffert d'aucune compression de dynamique en négligeant l'erreur de position.
Ainsi, quel que soit le niveau des émissions continues rencontrées, la sensibilité du dispositif est conservée. De plus, le niveau amplifié de ces émissions continues, à l'erreur de position près, est disponible à la sortie auxiliaire SA, qui fournit donc un"signal redressé continu".
La boucle de contre-réaction opère ici d'une manière particulière : dans sa voie directe, l'amplificateur 3 a une réponse logarithmique ; par contre, sa voie de retour (amplificateur 24) est linéaire. Ce qu'on soustrait au signal SPI à l'instant où l'on active la boucle de réaction dans l'amplificateur 200 n'est donc pas proportionnel à la "composante continue"contenue dans ce signal SP1, mais
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bien à son logarithme. C'est la détection de seuil effectuée par le comparateur 230, associée au gain de l'amplificateur 24, qui va faire tendre le signal SP3 vers la"composante continue"du signal SPl.
L'homme de l'art comprendra que ceci contribue à la stabilité de la boucle de réaction.
Il est donc important de différencier une impulsion du signal redressé continu d'une impulsion du signal redressé impulsionnel. Pour cela, les moyens de temporisation 23 utilisent le signal SP2 en sortie de l'étage amplificateur logarithmique 3, qui apparaît donc ici comme étant à la fois un signal critique, au sens d'une aide à la décision, et à la fois un signal de compensation puisqu'il est à l'origine de la compensation au niveau de l'étage amplificateur différentiel 20.
Afin d'illustrer cette différenciation entre les différentes impulsions, on se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 3 à 5 sur chacune desquelles sont représentés des diagrammes temporels respectivement représentatifs de haut en bas d'une partie des signaux SPl, SP4, SP2, SP3.
La figure 3 illustre le cas d'une partie d'un signal redressé SPl ne comportant pas de composante impulsionnelle.
Avant l'apparition de la première transition montante du signal SPl, l'interrupteur 22 est fermé. A l'apparition de cette transition montante, celle-ci se retrouve sur le signal SP4 et est amplifiée sur le signal SP2. Le niveau du signal SP2 étant alors supérieur au seuil du comparateur 230, celui-ci délivre un signal logique à la logique de commande 231 qui ouvre l'interrupteur 22, puisqu'il y a transition montante, donc présomption d'une"impulsion".
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La logique de commande 231 maintient l'interrupteur 22 ouvert dans l'attente de l'apparition d'une transition descendante qui signifierait la fin de"l'impulsion". Cette transition n'intervenant pas à l'expiration du délai T prédéterminé, cela signifie. donc que cette transition montante correspond à l'apparition d'une composante continue. Il y a donc lieu de fermer l'interrupteur 22 et d'activer la boucle de contre-réaction. Cette durée T est réglable en foncton de l'application et peut être typiquement de l'ordre de trois fois la largeur maximale d'une"impulsion".
Lors de la fermeture de l'interrupteur 22, la boucle de contre-réaction est activée. Après un régime transitoire dont la durée dépend des caractéristiques intrinsèques de la boucle, le niveau du signal SP2 se stabilise à ladite valeur DSP2, le niveau du signal SP3 se stabilise à une valeur correspondant, à l'erreur de position près, à celui du signal SPl et le signal SP4 correspond, à l'erreur de position près, à la composante impulsionnelle inexistante ici.
Lors de la transition descendante du signal SP1, le niveau du signal SP2 reste inférieur au seuil du comparateur 230 et l'interrupteur reste fermé. Cependant, il apparaît sur le signal SP4 un régime transitoire identique à celui précédemment décrit. Par contre, ce régime transitoire est peu sensible, dans le signal SP2, du fait que l'amplificateur logarithmique 3 écrête ses tensions d'entrée négatives.
La figure 4 illustre le cas d'une partie d'un signal redressé SPl comportant une"impulsion"arrivant après l'expiration du délai T suivant l'apparition d'une transition montante d'une émission continue. Le fonctionnement du dispositif est identique à celui décrit
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sur la figure 3 jusqu'à l'apparition de la première"impulsion". Lors de cette apparition, la logique de commande ouvre l'interrupteur 22 désactivant la boucle de contre-réaction. Le signal SP3 représentant le niveau précédent de la composante continue est soustrait au signal SPl, ce qui conduit à un signal SP4 représentant uniquement la composante impulsionnelle à l'erreur de position près.
La composante impulsionnelle amplifiée SP2 est alors délivrée en sortie S tandis que le signal SP3 amplifié est délivré à la sortie auxiliaire SA. A l'apparition de la transition descendante qui intervient avant l'expiration du délai T, la logique de commande referme l'interrupteur 22 car le niveau du signal SP2 devient inférieur au seuil du comparateur, et réactive la boucle de contre-réaction pour évaluer à nouveau le niveau de la composante continue.
Le fonctionnement se répète à"l'impulsion"suivante.
La figure 5 illustre le cas d'une partie d'un signal redressé SPl comportant une"impulsion"arrivant avant l'expiration du délai T suivant l'apparition d'une transition montante d'une composante continue.
A l'apparition de la première transition montante (correspondant à une composante continue), l'interrupteur 22 est ouvert, désactivant la boucle de contre-réaction.
A l'apparition de la deuxième transition montante (correspondant à une"impulsion"), l'interrupteur 22 est maintenu ouvert. A l'apparition de la transition descendante de"l'impulsion", le niveau du signal SP2 reste supérieur au seuil et l'interrupteur 22 est maintenu ouvert jusqu'à l'expiration du délai T. On obtient alors des allures de signaux comparables à celles de la figure 3.
Bien entendu, la durée des émissions continues et celle des"impulsions"varient en fonction des applications. Il
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en est de même de la durée prédéterminée T ainsi que des différentes constantes de temps du système. Dans une application particulière, de telles émissions continues peuvent avoir une durée de plusieurs secondes, tandis que les"impulsions"ont une largeur comprise entre 0, 1 et 100 microsecondes, par exemple. La durée T est prise égale dans ce cas à une fraction de milliseconde et la durée du régime transitoire dans la boucle de contre-réaction est de l'ordre d'une microseconde en boucle fermée, tandis que la mémoire 21 en boucle ouverte tient pendant un temps pouvant aller jusqu'à la seconde.
Le dispositif selon l'invention permet notamment de compenser les effets dus à la composante continue du bruit thermique détecté inhérent à l'ensemble de la chaîne de réception.
Mieux encore, l'homme de l'art sait que les dispositifs du genre proposé sont souvent installés sur une plate-forme fixe ou mobile, munie d'un brouilleur, qui peut être du type à bruit continu (ou équivalent). Dans ce cas, le dispositif proposé présente l'avantage essentiel d'éliminer la composante continue d'un tel bruit, réinjecté de façon parasite dans ses circuits. En d'autres termes, le dispositif est"découplé"du brouilleur local.
Les"impulsions"ne sont pas déformées et le dispositif n'est pas sujet à un éblouissement après chaque impulsion.
De plus, la rapidité des moyens de temporisation et de l'interrupteur 22 permet de traiter des menaces émanant de radars HFR.
Ainsi qu'il a été précisé ici avant, un tel dispositif trouve son domaine d'application dans le cas des observations à large bande et son utilisation est particulièrement avantageuse dans le cas des récepteurs goniométriques qui
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peuvent recevoir sur chaque antenne des niveaux continus différents. La mesure de l'angle d'arrivée n'est alors pas perturbée.
L'invention n'est pas limitée au mode de réalisation cidessus décrit mais en embrasse toutes les variantes, notamment les suivantes : - Bien qu'il soit préférable que la diode de détection 10 travaille dans sa zone quadratique, il est possible de la faire fonctionner dans sa zone linéaire. La sensibilité du dispositif est alors très légèrement dégradée et la mesure absolue de niveau, faussée, nécessite alors une correction logicielle en fonction du niveau des composantes continues mesurées.
- On a représenté à des fins de simplification les moyens de temporisation 23 à l'aide d'un comparateur de niveau et d'une logique de commande comportant notamment un compteur de durée. Bien entendu, la sophistication de ces moyens de temporisation est plus importante et dépend notamment de l'application.
- Les signaux critiques et de compensation sont identiques dans ce mode de réalisation. On pourrait également envisager d'autres réalisations dans lesquelles le signal de compensation serait distinct du signal critique et proviendrait d'une autre source que la sortie de l'étage amplificateur logarithmique 3.
Le mode de réalisation de l'étage amplificateur 3 est particulièrement avantageux. On pourrait néanmoins utiliser d'autres types d'étages amplificateurs logarithmiques.
La détection des transitions du signal redressé est
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effectuée dans ce mode de réalisation par comparaison du signal SP2 à un seuil ; on pourrait cependant envisager d'effectuer cette détection par l'observation de la variation du signal SP2.
Bien entendu, certains des moyens ci-dessus décrits peuvent être omis dans les variantes où ils ne servent pas.