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Dispositif pour éliminer les bruits de craquement provenant de parasites atmosphériques etc., dans les récepteurs pour haute fréquence modulée.
Pour l'élimination ou l'affaiblissement des bruits de craquement provenant de parasites atmosphériques ou de cau- ses analogues dans les récepteurs pour haute fréquence mo- dulée, on connait déjà une série de dispositifs. Il est par exemple connu qu'un amortissement des bruits parasites peut être produit par le fait que la transmission des fréquen- ces correspondant aux fréquences les plus élevées de modula- tion est affaiblie par un régulateur de largeur de bande dans la partie de haute fréquence ou de basse f réquence. Il est
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connu en outre de faire s'effectuer ce réglage automatiquement sous la dépendance de l'amplitude moyenne de l'oscillation re- çue ;
il a même été proposé de prévoir un réglage automatique de largeur de bande sous la dépendance du rapport de l'amplitude moyenne de l'oscillation reçue à l'intensité moyenne des per- turbations.
Un inconvénient de cette disposition est que la repro- duation des oscillations désirées est affaiblie également à l'intérieur de la gamme des fréquences de son élevées et que de ce fait la parole ou la musique transmise n'est plus com- préhensible et perd de son naturel.
D'autres dispositions connues fonctionnent avec des dis- positifs pour le réglage de la mesure de transmission, par exemple avec des dispositifs de réglage d'amplification qui en cas d'augmentation de l'amplitude d'oscillation de réception au-delà d'une tension limite indiquée, interrompent pendant peu de temps la transmission. La tension limite est choisie avec une élévation telle qu'elle peut être atteinte seulement en cas de forts parasites superposés.
L'inconvénient de cette disposition consiste en ce que dans le cas de parasites de craquement se succédant, la récep- tion est criblée d'interruptions au point que le naturel de la réception en souffre fortement car l'interruption brusque de la production est perçue par l'auditeur.
Comme dispositif pour le réglage de la mesure de trans- mission, on peut envisager également ce qu'on appelle les li- mitateurs d'amplitude qui séparent les oscillations au-dessus d'une valeur limite prescrite. Ces dispositifs ont également pour effet que pendant la durée du parasite de craquement, la transmission normale est interrompue.
L'élimination efficace des bruits parasites est produite suivant la présente invention par le fait qu'on prévoit un dis- positif de réglage influençant seulement la mesure de trans- mission des gammes de fréquence de la bande de fréquence trans-
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mise dans lesquelles se trouvent les composantes principales des bruits parasites, dispositif qui est actif en cas de para- sites de craquement avec une constante de temps tellement pe- tite qu'il affaiblit seulement pendant la durée de cette per- turbation de craquement la transmission de ces gammes de fré- quence par rapport à la transmission des autres gammes de fré- quence.
En particulier le dispositif de réglage influencera seu- lement la mesure de transmission des fréquences correspondant aux fréquences les plus élevées de modulation, de telle ma- nière que pendant la durée d'un parasite de craquement, la transmission des fréquences correspondant aux fréquences de modulations les plus élevées est affaiblie, mais que la transmission de fréquence correspondant aux fréquences les plus basses de modula tion reste essentiellement non influ- encée.
L'avantage de l'invention résulte de la constatation suivante: Les bruits de craquement perturbateurs ont leurs fréquences partielles principales à l'intérieur de la gamme des fréquences élevées de son. Les amplitudes des oscilla- tions utiles sont au contraire très petites à l'intérieur de la gamme de haute fréquence de son tandis qu'inversement elles sont très grandes à l'intérieur de la gamme des fréquences basses de son.
Si maintenant, suivant la présente invention, les fréquences élevées sont seules supprimées au cours de la durée d'un parasite de craquement, pendant un temps court, tandis que les fréquences de son basses les plus importantes pour l'image sonore continuent à osciller avec une amplitude essentiellement invariable, le bruit parasite est fortement amorti sans qu'il se produise l'impression d'une interruption notable dans la parole ou la musique transmise. Dans l'in- tervalle entre deux parasites de craquement successifs, les hautes fréquences de son sont reproduites sensiblement sans affaiblissement, de sorte que pratiquement, le naturel de
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la production même n'est pas abaissé lorsque la somme de tous les moments troublés vaut é par exemple 30 % du temps to tal.
L'affaiblissement de la mesure de transmission des gam- mes de fréquence contenant les composantes principales des bruits parasites pendant un parasite de craquement peut par exemple se produire par le fait que ces gammes de fréquence sont séparées au moyen de filtres et que les amplitudes des oscillations de ces gammes de fréquence sont coupées au- dessus d'une valeur qui est essentiellement égale à l'ampli- tude la plus grande possible des oscillations désirées. Ces gammes de fréquence sont réunies ensuite de nouveau aux au- tres.
Le montage fondamental d'un semblable dispositif est re- présenté à la fig. I dans l'amplificateur de basse fréquence d'un récepteur. La tension alternative à basse fréquence est décomposée par le filtre F en deux parties dont l'une peut contenir environ les fréquences en-dessous de 3000 ou 4000 Hz tandis que l'autre est formée des fréquences de son plus éle- vées. Ces dernières sont conduites à travers l'organe de limitation d'amplitude A qui amortit toutes les pointes de tension qui dépassent une certaine hauteur, après quoi les deux spectres de basse fréquence sont réunis à nouveau dans l'organe V, soit électriquement, soit acoustiquement.
Le fonctionnement de ce dispositif résulte des fig. 2a et 2b. La fig. 2a montre la superposition de deux tensions sinusoidales dont l'une peut correspondre à un son de 300 Hertz et l'autre à un son de 6000 Hertz, et d'une série de chocs de tension apériodiques tels que ceux qui correspondent à des parasites atmosphériques et à des perturbations analo- gues. Une décomposition du spectre de fréquence en une frac- tion supérieure et une fraction plus basse signifie dans ce cas une séparation de la fréquence non perturbée de 300 Hertz de la fréquence de 6000 Hertz avec perturbations superposées
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comme on l'a représenté à la fig. 2a.
Comme on le voit, le rapport de l'amplitude de tension de parasite à l'amplitude de tension utile est de nouveau plus élevé et il est possi- ble par une limitation de tension qui est indiquée par la li- gne en pointillé, d'affaiblir considérablement les tensions de parasite bien que l'amplitude de la fréquence naturelle de son puisse s'élever encore à plus de la valeur double.
Sur les figures suivantes on a indiqué une série d'exem- ples de réalisation. A la fig. 3 on a placé à la sortie du tube final E de basse fréquence, deux transformateurs T1 et T2 dont Ti sert à la transmission des sons moyens et bas et T2 pour la transmission des sons très élevés. La bobine pri- maire de T2 est reliée par l'intermédiaire d'un condensateur relativement petit C1 à l'anode du tube E de sorte qu'il se produit un circuit amorti, accordé à peu près sur la fré- quence de 6000 Hz, qui représente une minime résistance pour les fréquences de son élevées, tandis que celles-ci sont em- pêchées par la self induction D d'entrer dans la branche de transmission supérieure.
La tension est transformée fortement vers le haut par T2 pour qu'elle pargienne dans le voisinage de la tension d'allumage de la lampe à luminescence G qui fonctionne en cas de fortes pointes de tension et empêche l'accroissement de la tension au-delà d'une limite déterminée.
La tension est de nouveau transformée vers le bas par le trans- formateur T3 de telle façon que l'adaptation correcte au haut-parleur L est assurée, celui-ci étant monté en série avec les deux enroulements secondaires de Ti et de T3. Le con- densateur en parallèle C2 doit être dimensionné de telle fa- çon qu'il supprime sans résidu les hautes fréquences encore transmises par T1 tandis que C3 doit réduire normalement seu- lement les fréquences supérieures à 8500 Hertz pour autant qu'il y en a, mais dans certaines circonstances il peut être établi comme condensateur rotatif et par conséquent comme ré- gulateur de son.
En outre, on peut placer en parallèle sur
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l'enroulement secondaire de T3 une selfinduction (non repré- sentée au dessin), qui représente pour les fréquences moyennes et basses un court-circuit, et pour les hautes fréquences une résistance élevée et qui empêche que les moyennes et les bas- ses fréquences parviennent par l'intermédiaire du transor- mateur T3 à la la.npe à luminescence.
Une possibilité de régler la limitation d'amplitude de façon appropriée est donnée par le fait que l'enroulement secondaire de T2 et, d'une manière correspondante, l'enrou- lement primaire de T3 sont pourvus de prises qui aboutissent à un contact double à glissement S par lequel la lampe à lu- minescence peut être placée simultanément sur plusieurs pri- ses, correspondant l'une à l'autre, des deux enroulements.
De ce fait, la tension à la lampe à luminescence s'élève ou tombe tandis que l'ensemble du rapport de multiplication de T2 et de T3 reste constant. Dans la position représentée, le rapport de multiplication sur la lampe à luminescence est le plus élevée de sorte que la limite de tension se trouve au plus bas. Comme transformateurs T1 et T2, on peut employer un transformateur à selfinduction relativement minime dont le facteur de dispersion doit être toutefois aussi petit que possible pour assurer une transmission irréprochable des bas- ses fréquences les plus élevées.
La fig. 4 montre une disposition analogue dans laquelle on a employé comme organe régulateur d'amplitude deux redres- seurs G1 et G2 montés en parallèle mais en sens opposé, à ten- sion préalable négative - par exemple desdiodes ou des re- dresseurs secs appropriés-. L'élévation de la tension préala- ble empruntée aux deux batteries B1 et B2 indique la tension de limitation et peut être réglée par le commutateur S. Dans la position supérieure, l'organe de limitation est complète- ment hors circuit.
Le montage diffère de celui représenté à la fig. 3 encore par le fait qu'on a placé en série avec l'en- roulement secondaire du transformateur T2 un condensateurC
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par lequel les fréquences moyennes et basses éventuellement transmises encore doivent être affaiblies davantage, en outre par le fait que pour chacune des deux gammes de fréquence, on a prévu un haut-parleur particulier L1 ou L2 Ceci signifie un meilleur découplage et est également avantageux, comme on le sait, pour des raisons purement acoustiques.
Un découplage encore meilleur des deux branchements ser- vant pour les deux gammes de fréquence, placés en parallèle, et par conséquent une séparation encore plus exacte des deux gammes peuvent être obtenus lorsque, comme on l'a représenté aux fig. 5 et 6, la séparation est effectuée déjà avant la sor- tie, par exemple donc avant le tube final.
A la fig. 5, le transformateur T transmet les fréquences en-dessous de 3-4 kHz par l'intermédiaire des chaines fil- trantes R,C et R', C' aux grilles de deux tubes finaux à con- tre-cadence, qui fonctionnent par l'intermédiaire d'un trans- formateur de sortie sur le haut-parleur L1. Le circuit fil- tant C1. D1' qui reçoit par la résistance R1 l'amortissement nécessaire, repr end les hautes fréquences qu'il cède par l'intermédiaire de la résistance de découplage R2 et du se- cond circuit filtrant C1, D2 au dispositif de limitation d'am- plitude et à la grille d'un autre tube qui agit de son côté sur le haut-parleur L2.
Le montage suiv ant la fig. 6 se distingue de celui représenté à la fig. 5 uniquement par le fait que dans le branchement qui véhicule les hautes fréquences, on a prévu des transformateurs d'entrée et de sortie et que le limitateur d'amplitude est placé dans le cir cuit d'anode. Le cir cuit filtrant D3, C3 situé dans les deux montages à la sortie est destiné à maintenir écartées du haut-parleur L2 les fréquen- ces supérieures à 8500 Hz existant encore ou ayant pris nais- sance nouvellement par la limitation. Le condensateur C3 peut également être conformé comme condensateur rotatif et servir au réglage du son. Le commutateur S prévu dans tous les mon-
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tages représentés peut être desservi de l'extérieur.
Il peut toutefois aussi être accouplé au bouton de réglage du haut- parleur de telle façon que pour de grandes intensités de son la tension limite devient plus grande.
Les batteries de tension préalable B1 et B2 peuvent éga- lement être remplacées par des résistances ohmiques dans les- quelles un courant continu emprunté à 1' appareil de raccor- dement au réseau provoque des chutes de tension.
On peut également prévoir un réglage forcé de la tension préalable et par conséquent de la tension limite sous la dé- pendance de 1' intensité de son de basse fréquence. Il est toud tefois plus avantageux de réaliser un réglage automatique de la tension préalable sous la dépendance de l'amplitude por- teuse de haute f réquence. Une semblable disposition est re- présentée à la fig. 7.
Dans la ligne de la haute fréquence transmise par le transformateur T on a intercalé les deux redresseurs G1 et G2 par l'intermédiaire des condensateurs Ci et C2 Ces derniers reçoivent une tension préalable par le fait qu'ils sont placés en parallèle chacun avec une par- tie des résistances R à travers lesquelles passe un courant continu qui est proportionnel à l'amplitude porteuse de haute fréquence et qui prend naissance par redressement de la haute fréquence par le redresseur G et par égalisation (par l'in- termédiaire de l'oscillation de basse fréquence superposée) par la chaîne filtrante formée par le condensateur C et les selfinductions D.
La tension préalable, s'établissant, des redresseurs G1 et G et par conséquent la tension limite sont donc proportionnelles à l'amplitude porteuse de haute f réquence. En outre le déplacement simultané des deux con- tacts du commutateur double S permet un réglage supplémen- taire à la main.
Une disposition qui permet de réaliser plus simplement une limitation d'amplitude des hautes f réquences séparées par filtration de l'ensemble du spectre de basse fréquence est
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représentée à la fig. 8. Le montage diffère seulement d'un couplage à résistance usuel par le fait qu'en parallèle sur la résistance R se trouve placé un condensateur Ci et en sé- rie avec celui-ci une selfinduction D et en parallèle avec celle-ci un montage en série d'un condensateur C2 et du li- mitateur d'amplitude A. Les grandeurs des éléments de commu- tation sont choisies de telle façon que pour bes hautes fré- quences, C1 et C2 représentent pratiquement des courts- circuits, D au contraire une résistance élevée tandis que pour les fréquences moyennes et basses c'est le contraire.
Les tensions des fréquences moyennes et basses existent donc à la résistance R et celles des fréquences élevées à la self- induction D ou au limitateur d'ampiitude A. La réunion à nouveau s'obtient par le fait que les deux tensions sont rac- cordées en série entre la grille et la cathode du tube sui- vant.
Le dispositif suivant la fig. 7 dans lequel les tensions préalables des redresseurs fonctionnant comme limitateurs d'amplitude ont été produites par redressement de la haute fréquence, peut encore être simplifié considérablement par le fait qu'on utilise comme tensions préalables pour les redres- seurs de limitation des tensions continues prises à la résis- tance de charge d'une diode de réception ou de réglage d'é- vanouissement et débarrassées, par des chaines filtrantes, de composantes de tension alternative. On ne doit disposer en ou- tre aucun tube amplificateur réglé entre l'endroit du canal de transmission où ce redresseur est disposé et l'endroit où est effectuée la limitation d'amplitude.
L'avantage consiste en ce que sans emploi de circuits oscillants supplémentaires et de redresseurs, on obtient que la tension de limitation pour laquelle la limitation des gam- mes de fréquence extraites par filtration devient notablement active, s'adapte de force à l'amplitude moyenne de haute fré- quence de l'émetteur reçu. Si par exemple l'amplitude de hau-
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te fréquence s'accroit, au redresseur qui fournit la tension de limitation, à la valeur double, l'amplitude moyenne des oscillations filtrées et à limiter devient également deux fois aussi grande.
Mais comme en même temps la tension de limitation ayant pris naissance par redressement s'élève également à la valeur double, une limitation à environ la valeur qui correspond à la plus grande amplitude possible d'oscillation utile des oscillations extraites par filtra- tion est possible.
Ce dispositif s'emploie donc avec avantage particulier dans les récepteurs sans réglage d'évanouissement ou avec un réglage d'évanouissement qui ne permet pas d'obtenir une compensation tout à fait complète des différences d'intensité de champ des différents émetteurs à l'endroit de réception.
Mais également dans les récepteurs dans lesquels la com- pensation d'évanouissement dans une gamme étendue - par exemple par un réglage simultané vers l'avant et vers l'arrière - est réellement plus complète, cette disposition est encore avan- tageuse. Dans la position d'accord entre deux stations dans laquelle en général les parasites sont fortement reproduits par l'amplification très élevée, le dispositif de limitation agit comme un destructeur de craquement très efficace par sui- te de la tension de limitation basse régnant alors.
Un exemple de réalisation est représenté à la fig. 9. Le montage montre la diode de réception E d'un récepteur et l'am- plificateur à basse fréquence raccordé à. celle-ci consistant en deux étages couplés par résistance comportant des tubes V1 et v2 La résistance de dérivation de grille du tube v2 est subdivisée en deux parties en série (par exemple égales éventuellement) RG et R'G' La résistance RG est pourvue d'un condensateur C1' la résistance R'G d'une selfinduction L. Si l'on choisit convenablement les dimensions, on peut par exem- ple obtenir que des fréquences inférieures à 3000 Hz provo-
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quent une chute de tension essentiellement seulement à la branche supérieure et au contraire les fréquences supérieures à 3000 Hz essentiellement seulement à la branche inférieure.
Ceci est obtenu par exemple lorsque les deux résistances RG et R'G =100.000 ohms, C1 = 1000 pF et L = 3 Hy. Entre le point P et la terre se trouvent donc les tensions élevées de fréquence de son. Ces tensions alternatives sont limitées par les deux redresseurs G et G' qui prennent leurs tensions préalables des résistances de charge R1, R2, R3, subdivisées de façon appropriée, de la diode de réception E. Le point de liaison des deux résistances identiques R2 et R3 est mis à la terre. Les chaines filtrantes R, C et R', C' servent à ex-' traire par filtration les composantes de tensions alternati- ves.
La cathode du redresseur G' a une tension initiale po- sitive par rapport à la terre et l'anode du redresseur G une tension initiale négative par rapport à la terre de sorte que c'est seulement lorsqu'une tension limite est dépassée qu'un des deux redresseurs devient conducteur et empêche une nouvelle augmentation de la tension d au point P.
Dans cette disposition le tube amplificateur V 1 ne doit pas être réglé avec évanouissement et doit travailler avec une amplification fixe.
Un autre exemple de réalisation est représenté à la fig. 10. La séparation en haute et basse fréquences de son est ici effectuée immédiatement à la résistance de charge de la diode de réception E. La résistance de charge est sub- divisée en quatre résistances qui sont choisies de telle fa- çon que par exemple R2 R3 = R/10 et R1 = R4, Le condensa- teur C1 qui est en parallèle par rapport au montage consistant en R3 et R4 est choisi de telle façon que dans celui-ci seu- les les fréquences en-dessous de 3000 Hz provoquent des chutes de tension essentielles.
Parmi les tensions se présentant à R1 et R, les fréquences élévées de son sont conduites par le branchement parallèle consistant en R5 et C2, de tellemaniè-
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re qu'à la résistance R5 se présentent de préférence les ten- sions des fréquences au-dessus d'environ 3000 Hz. Ces tensions sont limitées par les deux redresseurs G et G' qui reçoivent une tension préalable par les tensions continues se présentant à R2 et R3 et égalisées par les chaines filtrantes R, C et R', C'. Dans l'exemple représenté, l'amplitude la plus grande possible que peuvent avoir les fréquences élevées de son vaut 10 % de l'amplitude qui signifierait une modulation de 100 % de l'onde porteuse.
La tension totale prenant naissance au point P par rapport à la cathode mise à la terre de la diode est amenée par la résistance R6 à l'amplificateur à bas- se fréquence NF. Un réglage d'évanouissement supplémentaire des tubes à basse fréquence est possible dans ce cas sans dif- ficulté.
On a prévu en outre à la fig. 10 une disposition qui a déjà été proposée antérieurement pour la limitation de la ten- sion totale à la valeur se produisant lors de la plus grande modulation possible. Cette disposition consiste en la chaine filtrante R" et C" et en un redresseur G" qui reçoit une ten- sion initiale par la composante de tension continue se présen- tant à la résistance totale de charge.
La disposition supplémentaire représentée ici se distin- gue de celle déjà proposée uniquement par la résistance R6 pré- vùe supplémentairement. La valeur de la résistance doit être petite en comparaison de la résistance du redresseur G" à l'état bloqué et grande par rapport à la résistance de ce re- dresseur dans l'état conducteur, et en outre petite par rapport à la résistance capacitive du redresseur.
Dans la disposition déjà proposée, la cathode du redresseur G" est reliée direc- tement au point de la résistance de charge de la diode de ré- ception à partir duquel également la tension est amenée à l'am- plificateur de basse f réquence. L'adjonction de la résistance R6 aen comparaison de ceci l'avantage qu'en cas d'un parasite intense durant longtemps, le condensateur C" ne se charge pas
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aussi rapidement et l'efficacité de la disposition de limita- tion ne diminue donc pas aussi rapidement que c'est le cas lorsque cette résistance manque.
Au lieu d'être reliée au point P, l'extrémité de la résis- tance R6 non raccordée à la cathode de G" peut également être reliée au point de liaison de R2 et R3 Dans ce montage les basses fréquences de modulation subissent une limitation pour elles-mêmes.
La disposition esquissée ou une disposition supplémentaire analogue pour la limitation des oscillations de toutes les fré- quences de son à la résistance de charge de la diode peut na- turellement aussi être prévue dans l'agencement représenté à la fig. 9. La disposition produit alors une limitation des parasites très intenses, tandis que la disposition suivant la présente invention affaiblit fortement aussi les parasites plus faibles.
La subdivision en fréquences de son basses et hautes peut également se faire dans la disposition de la fig. 10 par mon- tage en parallèle d'une selfinduction sur une partie de la résistance de charge.
Comme redresseur on peut employer avantageusement des redresseurs secs ou des diodes.
Le dispositif représenté aux fig. 9 et 10 peut s'employer d'une manière correspondante lorsqu'à la place d'une seule, plusieurs gammes de fréquences de son doivent être filtrées et limitées pour elles-mêmes en amplitude. Si par exemple non seulement la gamme de fréquences de 2500 à 4000 Hz mais aussi celle de 4000 à 9000 Hz doivent être séparées par filtration, il faut tirer pour les redresseurs de limitation pour la pre- mière gamme de fréquences de plus grandes tensions initiales à la résistance de charge de la diode que pour les redresseurs de limitation de la seconde gamme.
L'affaiblissement de la transmission des fréquences de son élevées pendant un parasite de craquement peut également
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être produit par le fait qu'on prévoit un réglage de largeur de bande agissant rapidement, commandé par des impulsions dé- rivées des parasites et de constante de temps minime telle que pendant la durée d'un parasite de craquement, seules les fré- quences de modulation les plus basses sont teransmises avec une amplitude essentiellement non changée tandis que les fré- quences de modulation les plus élevées sont essentiellement supprimées.
En principe on peut employer n'importe lequel des dis- positifs connus pour le réglage de la largeur de bande dans le but ici proposé, à condition que la constante de temps du ré- glage puisse être rendue suffisamment petite (10-4 secondes et moins) pour que lors du réglage la mesure de transmission et par conséquent l'intensité des fréquences les plus basses non interrompues ne soient pas essentiellement modifiéèsAinsi par exemple le degré de couplage d'un filtre de bande, qui est habituellement fortement hypercritique, peut être abaissé pendant un temps court par les impulsions dérivées des oscil- lations. On peut produire la constance de l'amplification pour la fréquence porteuse lors du réglage dans le cas présent par un choix approprié du degré de couplage. La varia tion de couplage peut être produite par un tube réglé.
Une possibilité réalisable plus commodément s'obtient e lorsqu'on prévoit en un endroit du cahal de transmission deux branchements parallèles de largeurs de bande différen- tes. L'un des branchements peut par exemple transmettre seu- lement les fréquences correspondant aux fréquences de modula- tion les plus basses et éventuellement encore la fréquence porteuse, tandis que l'autre transmet les fréquences corres- pondant à toutes les fréquences de modulation ; enmême temps on prévoit un dispositif de changement de connexion qui peut faire devenir actif pendant un parasite principalement le premier branchement et pendant la réception non troublée prin- cipalement le second branchement pour la transmission d'en-
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semble.
Ce dispositif convient particulièrement pour un réglage de largeur de bande dans la partie de haute fréquence ou de fréquence intermédiaire du récepteur.
Un exemple de réalisation schmématique d'un semblable dis- positif est représenté à la fig. II. Le montage représente un récepteur de fréquence intermédiaire qui contient deux étages d'amplificateur de fréquence intermédiaire placés en parallè- le avec les deux tubes identiques V1 et V2 Les circuits d'entrée des deux étages sont couplés au circuit de sortie de l'étage de mélange qui forme le dernier étage de l'amplifi- cateur à haute fréquence HF, et les circuits de sortie des deux étages sont couplés au circuit d'entrée du redresseur de réception qui représente le dernier étage de l'amplifica- teur à basse fréquence NF.
Les circuits de l'étage contenant le tube V1 sont plus fortement couplés et en même temps plus fortement amortis de sorte que la largeur de band'e de trans- mission de cet étage est notablement plus grande que les au- tres. tandis que l'amplification de la fréquence porteuse est approximativement égale - dans l'hypothèse de mêmes tensions préalables de grille-.
J désgne un émetteur d'impulsions qui est commandé par les impulsions dérivées des parasites de telle manière qu'il' donne habituellement au point A le même potentiel qu'au point P, et au point B au contraire an poten- tiel tellement négatif que le tube V2 est bloqué tandis qu'in- versement, à l'instant d'un parasite, le potentiel du point A est transporté dans la région négative, que V1 est par consé- quent bloqué et qu'en même temps le potentiel négatif du point B diminue et que par conséquent V2 est débloqué. Pendant le parasite, le branchement contenant V2 ayant la plus étroite largeur de bande est par conséquent actif.
Une autre possibilité consiste à prévoir en un endroit du canal de transmission deux branchements parallèles dont l'un transmet seulement les fréquences correspondant auxfré-
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quences de modula tion les plus basses et éventuellement encore la fréquence porteuse tandis que l'autre transmet seulement les fréquences correspondant aux fréquences de modulation les plus élevées ; prévoit en même temps un dispositif de chan- gement de conne xion qui rend moins actif pour la transmission le dernier branchement pendant un parasite.
Un semblable dispositif s'emploie avec avantage dans l'amplificateur à basse f réquence. La fig. 12 en montre un exemple de réalisation. La tension de sortie à basse fréquence du tube V1 est décomposée par la selfinduction D et le con- densateur C en deux gammes de fréquence, dont l'une est trans- mise par l'intermédiaire du tr ansformateur Tl, du tube am- plificateur V2 et du transformateur T2 au haut-parleur L et consiste essentiellement par exemple en des fréquences de son inférieures à environ 2000 Hz. Les fréquences supérieures à 2000 Hz sont amenées au haut-parleur par l'intermé diaire du transformateur T3, des tubes en contre-cadence V3 et V4 et du trasnformateur T4.
L'émetteur d'impulsions J amène, au moment du parasite, en égalité de phase, une tension préalable néga- tive élevée aux grilles de commande des tubes en contre-cadence V3 et V4 et bloque ainsi la transmission des fréquences de son situées au-dessus de 2000 Hz.
Le dispositif représenté à l'aide de la fig. II peut se réaliser d'une manière analogue très simplement au redresseur de réception comme le montre la fig. 13. Le circuit de sortie LC du dernier étage de fréquence intermédiaire transmet l'os- fillation de fréquence intermédiaire par couplage inductif uniformément aux deux circuits L1 Cl et L2 C2 qui sont montés en série chacun avec un redresseur bi-polaire G1 ou G2 et une t résistance de charge R1 ou R2 surmontée d'un pont capacitivemen Les deux circuits sont tout à fait identiques à l'exception que la capacité Ka.
vaut plusieurs fois la capacité K1 de sorte qu'à R2 essentiellement seulement les basses fréquences de son provoquent des tensions notables et à R au contraire toutes
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les fréquences de son y compris les fréquences élevées. Les extrémités non rangées des résistances de charge sont reliées ensemble par le montage en série d'un tube de commutation S et d'une résistance ohmique R. Le tube de commutation S est commandé de telle manière q par des impulsions dérivées des parasites qu'il est en général conducteur et devient non conducteur seulement en cas de parasites, pendant peu de temps. La résistance R est grande par rapport à la résistance du tube-de commutation à l'état conducteur, mais petite par rapport à sa résistance à l'état bloqué.
La tension prenant naissance au point de liaison du tube de commutation et de la résistance et qui est amenée à l'amplificateur à basse fré- quence NF, correspond par conséquent en général essentielle- ment à la tension prenant naissance en R1, et embrasse donc toute la gamme de fréquence de son, tandis qu'à l'instant d'un parasite, les tensions en R2 sont transmises, c'est à dire seulement la gamme basse de fréquence de son.
Le tube de commutation consiste ici en un tube à deux cathodes qui sont séparées par une grille de commande. Cette dernière est mise à la terre par l'intermédiaire de la résis- tance R3 qui est placée dans le circuit de redresseur de ré- ception d'un récepteur supplémentaire Z accordé sur une onde non occupée avec un émetteur. Dans le cas d'un parasite nota- ble, il se forme à l'extrémiténon mise à la terre de R une impulsion de tension fortement négative qui bloque le tube de commutation. Le récepteur supplémentaire est avantageuse- ment moins net de séparation que le récepteur principal de sorte que les impulsions de bloquage produites possèdent un temps qui n'est au moins pas plus grand que celui des parasi- tes dans le récepteur principal.
Il est possible de simplifier encore davantage le mon- tage suivant la fig. 13 par le fait qu'au lieu de deux cir- cuits L1 C1 et L2 C2 on en emploie un seul, ou au lieu des deux redresseurs G1 G2 un seul également. On peut même se ti-
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rer d'affaire avec un seul circuit et un redresseur. Les ré- sistances R1 et R2 ne doivent pas alors être montées immédia- tement en parallèle mais doivent être montées en série chacune avec une résistance de découplage de même grandeur qui n'est pas surmontée d'un pont capacitivement ou seulement au moyen d'un petit condensateur.Ces montages en série peuvent alors être placés en parallèle.
Les impulsions de réglage peuvent, au lieu dêtre prises à un récepteur supplémentaire, être prises également au ré- cepteur principal lui-m"eme par le fait que par exemple de ma- nière connue, les pointes de tension dépassant l'amplitude la plus grande possible des oscillations désirées sont sépa- rées par des limitateurs d'amplitude, éventuellement ampli- fiées séparément et utilisées alors comme impulsions de ré- glage. Il est encore plus avantageux d'extraire par filtra- tion les gammes de fréquence correspondant aux fréquences de son les plus élevées et d'employer pour celles-ci en vue dit réglage, les pointes de tension dépassant une certaine li- mite (qui peut alors être placée beaucoup plus bas).
Dans le cas de très fortes tensions de choc, malgré la diminution de courte durée de la largeur de bande, une im- pulsion audible parviendra au haut-parleur. Il est à recom- mander par conséquent de prévoir supplémentairement des li- mitateurs d'amplitude qui séparent toutes les pointes de ten- sion qui dépassent une limite qui est donné par le degré ma- ximum possible de modulation (par exemple 100 %).
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Device for eliminating cracking noises from atmospheric interference etc. in receivers for modulated high frequency.
For the elimination or attenuation of cracking noises originating from atmospheric interference or the like in receivers for modulated high frequency, a series of devices are already known. It is for example known that a damping of parasitic noise can be produced by the fact that the transmission of the frequencies corresponding to the highest modulating frequencies is weakened by a bandwidth regulator in the high frequency part. or low frequency. It is
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it is also known to have this adjustment carried out automatically depending on the average amplitude of the oscillation received;
it has even been proposed to provide an automatic adjustment of the bandwidth depending on the ratio of the average amplitude of the oscillation received to the average intensity of the disturbances.
A disadvantage of this arrangement is that the reproduction of the desired oscillations is weakened also within the range of the high sound frequencies and therefore the transmitted speech or music is no longer comprehensible and loses significance. its natural.
Other known arrangements work with devices for adjusting the transmission measurement, for example with amplification adjusting devices which in the event of an increase in the amplitude of the reception oscillation beyond an indicated limit voltage, interrupt the transmission for a short time. The limit voltage is chosen with such an increase that it can be reached only in the event of strong superimposed interference.
The disadvantage of this arrangement consists in that in the case of successive cracking parasites, the reception is riddled with interruptions to the point that the natural reception suffers greatly because the sudden interruption of production is perceived. by the auditor.
As a device for adjusting the transmission measurement, it is also possible to envisage so-called amplitude limiters which separate oscillations above a prescribed limit value. These devices also have the effect that during the duration of the cracking parasite, normal transmission is interrupted.
The effective elimination of parasitic noise is produced according to the present invention by the fact that a regulating device is provided which influences only the transmission measurement of the frequency ranges of the frequency band transmitted.
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setting in which are found the main components of the parasitic noises, device which is active in the event of cracking interference with a time constant so small that it weakens the transmission only during the duration of this cracking disturbance of these frequency ranges with respect to the transmission of the other frequency ranges.
In particular, the adjustment device will only influence the measurement of transmission of the frequencies corresponding to the highest modulation frequencies, so that during the duration of a cracking parasite, the transmission of the frequencies corresponding to the modulation frequencies higher is weakened, but the frequency transmission corresponding to the lower modulating frequencies remains essentially unaffected.
The advantage of the invention results from the following observation: The disturbing cracking noises have their main partial frequencies within the range of high frequencies of sound. The amplitudes of the useful oscillations are on the contrary very small within the range of high sound frequencies while conversely they are very large within the range of low sound frequencies.
If now, according to the present invention, the high frequencies alone are suppressed during the duration of a cracking parasite, for a short time, while the low sound frequencies most important for the sound image continue to oscillate with an essentially invariable amplitude, the parasitic noise is strongly damped without producing the impression of a noticeable interruption in the speech or the music transmitted. In the interval between two successive cracking noise, the high frequencies of sound are reproduced substantially without attenuation, so that practically the naturalness of
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even production is not lowered when the sum of all the troubled moments is equal to eg 30% of the total time.
The attenuation of the transmission measurement of the frequency ranges containing the main components of the parasitic noise during a cracking noise can, for example, be caused by the fact that these frequency ranges are separated by means of filters and that the amplitudes of the oscillations of these frequency ranges are cut off above a value which is essentially equal to the greatest possible amplitude of the desired oscillations. These frequency ranges are then reunited with the others.
The basic assembly of such a device is shown in fig. I in the low frequency amplifier of a receiver. The low-frequency alternating voltage is broken down by filter F into two parts, one of which can contain approximately frequencies below 3000 or 4000 Hz while the other is formed of higher sound frequencies. These are conducted through the amplitude limiting member A which dampens all voltage peaks that exceed a certain height, after which the two low frequency spectra are brought together again in the member V, either electrically or acoustically.
The operation of this device results from FIGS. 2a and 2b. Fig. 2a shows the superposition of two sinusoidal voltages, one of which may correspond to a sound of 300 Hertz and the other to a sound of 6000 Hertz, and of a series of aperiodic voltage shocks such as those which correspond to atmospheric interference and similar disturbances. A decomposition of the frequency spectrum into a higher fraction and a lower fraction means in this case a separation of the undisturbed frequency of 300 Hertz from the frequency of 6000 Hertz with superimposed disturbances.
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as shown in FIG. 2a.
As can be seen, the ratio of the parasite voltage amplitude to the useful voltage amplitude is again higher and it is possible by a voltage limitation which is indicated by the dotted line, d 'considerably weaken the parasitic voltages although the amplitude of the natural frequency of sound may still rise to more than double the value.
In the following figures a series of exemplary embodiments has been indicated. In fig. 3 two transformers T1 and T2 were placed at the output of the final low frequency tube E, of which Ti is used for the transmission of medium and low sounds and T2 for the transmission of very high sounds. The primary coil of T2 is connected via a relatively small capacitor C1 to the anode of tube E so that a damped circuit occurs, tuned to roughly the frequency of 6000 Hz. , which represents a minimum resistance for the high sound frequencies, while these are prevented by the self induction D from entering the upper transmission branch.
The voltage is transformed strongly upwards by T2 so that it stays in the vicinity of the ignition voltage of the luminescence lamp G which operates in the event of strong voltage peaks and prevents the increase of the voltage beyond of a fixed limit.
The voltage is again transformed downwards by the transformer T3 in such a way that the correct adaptation to the loudspeaker L is ensured, the latter being connected in series with the two secondary windings of Ti and of T3. The parallel capacitor C2 must be dimensioned in such a way that it removes without residue the high frequencies still transmitted by T1, while C3 must normally reduce only frequencies above 8500 Hertz as far as there are. a, but under certain circumstances it can be established as a rotating capacitor and hence as a sound regulator.
In addition, one can place in parallel on
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the secondary winding of T3 a selfinduction (not shown in the drawing), which represents a short circuit for the medium and low frequencies, and for the high frequencies a high resistance and which prevents the medium and low frequencies arrive via the transistor T3 to the luminescent la.npe.
A possibility to adjust the amplitude limitation appropriately is given by the fact that the secondary winding of T2 and, correspondingly, the primary winding of T3 are provided with taps which result in a double contact. sliding S by which the luminous lamp can be placed simultaneously on several sockets, corresponding to each other, of the two windings.
As a result, the voltage at the luminescent lamp rises or falls while the overall multiplication ratio of T2 and T3 remains constant. In the position shown, the multiplication ratio on the luminescent lamp is the highest so that the voltage limit is at the lowest. As transformers T1 and T2, it is possible to use a transformer with relatively small self-induction, the dispersion factor of which must however be as small as possible in order to ensure an irreproachable transmission of the higher low frequencies.
Fig. 4 shows a similar arrangement in which two rectifiers G1 and G2 mounted in parallel but in the opposite direction, with negative prior voltage - for example desdiodes or suitable dry rectifiers - have been employed as amplitude regulator member. The increase in the prior voltage taken from the two batteries B1 and B2 indicates the limiting voltage and can be set by switch S. In the upper position, the limiting device is completely switched off.
The assembly differs from that shown in fig. 3 again by the fact that a capacitor C has been placed in series with the secondary winding of transformer T2
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by which the medium and low frequencies possibly transmitted still have to be weakened further, moreover by the fact that for each of the two frequency ranges, a particular loudspeaker L1 or L2 has been provided. This means a better decoupling and is also advantageous, as we know, for purely acoustic reasons.
An even better decoupling of the two connections serving for the two frequency ranges, placed in parallel, and consequently an even more exact separation of the two ranges can be obtained when, as shown in FIGS. 5 and 6, the separation is carried out already before the outlet, for example before the final tube.
In fig. 5, the transformer T transmits the frequencies below 3-4 kHz via the filter chains R, C and R ', C' to the gates of two final tubes at counter-rate, which operate by via an output transformer on loudspeaker L1. The filtering circuit C1. D1 'which receives through resistor R1 the necessary damping, repeats the high frequencies that it yields through the decoupling resistor R2 and the second filtering circuit C1, D2 to the am- limiting device. plitude and the grid of another tube which in turn acts on the loudspeaker L2.
The assembly as shown in fig. 6 differs from that shown in FIG. 5 only by the fact that in the connection which conveys the high frequencies, input and output transformers are provided and that the amplitude limiter is placed in the anode circuit. The filtering circuit D3, C3 located in the two assemblies at the output is intended to keep away from the loudspeaker L2 the frequencies above 8500 Hz which still exist or which have recently arisen by the limitation. The capacitor C3 can also be configured as a rotary capacitor and be used for sound adjustment. The switch S provided in all
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floors shown can be served from the outside.
However, it can also be coupled to the loudspeaker adjustment knob in such a way that for large sound intensities the limit voltage becomes greater.
The pre-voltage batteries B1 and B2 can also be replaced by ohmic resistors in which a direct current taken from the mains connection device causes voltage drops.
It is also possible to provide for a forced adjustment of the preliminary voltage and therefore of the limit voltage under the dependence of the intensity of the low frequency sound. However, it is more advantageous to carry out an automatic adjustment of the prior voltage as a function of the high frequency carrier amplitude. A similar arrangement is shown in fig. 7.
In the line of the high frequency transmitted by the transformer T, the two rectifiers G1 and G2 have been interposed by means of the capacitors Ci and C2.The latter receive a prior voltage by the fact that they are placed in parallel each with one by - tie of the resistors R through which passes a direct current which is proportional to the carrier amplitude of the high frequency and which arises by rectifying the high frequency by the rectifier G and by equalization (by means of the superimposed low frequency oscillation) by the filter chain formed by capacitor C and selfinductions D.
The prior voltage, being established, of the rectifiers G1 and G and consequently the limit voltage are therefore proportional to the high frequency carrier amplitude. In addition, the simultaneous movement of the two contacts of the double switch S allows additional adjustment by hand.
An arrangement which makes it possible to achieve more simply an amplitude limitation of the high frequencies separated by filtration of the whole of the low frequency spectrum is
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shown in fig. 8. The assembly differs only from a usual resistance coupling by the fact that in parallel on the resistor R is placed a capacitor Ci and in series with this a selfinduction D and in parallel with this one a series connection of a capacitor C2 and of the amplitude limiter A. The sizes of the switching elements are chosen in such a way that for high frequencies, C1 and C2 practically represent short circuits, D on the contrary a high resistance while for the medium and low frequencies it is the opposite.
The voltages of the medium and low frequencies therefore exist at the resistance R and those of the high frequencies at the self-induction D or at the ampiitude limiter A. The reunion again is obtained by the fact that the two voltages are connected. in series between the grid and the cathode of the next tube.
The device according to FIG. 7 in which the previous voltages of the rectifiers functioning as amplitude limiters have been produced by rectifying the high frequency, can be further simplified considerably by the fact that one uses as preliminary voltages for the limiting rectifiers of the direct voltages taken to the load resistance of a reception or dimming control diode and freed, by filter chains, of alternating voltage components. In addition, no amplifier tube adjusted between the place of the transmission channel where this rectifier is placed and the place where the amplitude limitation is effected.
The advantage consists in that without the use of additional oscillating circuits and rectifiers, it is obtained that the limiting voltage for which the limitation of the frequency ranges extracted by filtration becomes notably active, forcibly adapts to the amplitude. average high frequency of the received transmitter. If for example the amplitude of high
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The frequency increases, at the rectifier which supplies the limiting voltage, to the double value, the average amplitude of the filtered oscillations and to be limited also becomes twice as large.
But as at the same time the limiting voltage which arose by rectification also amounts to the double value, a limitation to approximately the value which corresponds to the greatest possible amplitude of useful oscillation of the oscillations extracted by filtration is possible. .
This device is therefore employed with particular advantage in receivers without fading adjustment or with a fading adjustment which does not make it possible to obtain completely complete compensation for the differences in field strengths of the different transmitters at the reception place.
But also in receivers in which the fading compensation in a wide range - for example by simultaneous forward and backward adjustment - is really more complete, this arrangement is still advantageous. In the tuning position between two stations in which in general the interference is strongly reproduced by the very high amplification, the limiting device acts as a very effective cracking destroyer by following the low limiting voltage then prevailing.
An exemplary embodiment is shown in FIG. 9. The diagram shows the receiving diode E of a receiver and the low frequency amplifier connected to. this one consisting of two stages coupled by resistance comprising tubes V1 and v2 The grid shunt resistance of tube v2 is subdivided into two parts in series (for example possibly equal) RG and R'G 'The resistor RG is provided with 'a capacitor C1' the resistance R'G of a selfinduction L. If we choose the dimensions suitably, we can for example obtain that frequencies lower than 3000 Hz cause
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that a voltage drop essentially only at the upper branch and on the contrary frequencies above 3000 Hz essentially only at the lower branch.
This is obtained for example when the two resistors RG and R'G = 100,000 ohms, C1 = 1000 pF and L = 3 Hy. Between point P and earth are therefore high voltages of sound frequency. These alternating voltages are limited by the two rectifiers G and G 'which take their previous voltages from the load resistors R1, R2, R3, appropriately subdivided, of the reception diode E. The point of connection of the two identical resistors R2 and R3 is earthed. The filter chains R, C and R ', C' serve to extract by filtration the components of alternating voltages.
The cathode of the rectifier G 'has an initial positive voltage with respect to the earth and the anode of the rectifier G an initial negative voltage with respect to the earth so that it is only when a limit voltage is exceeded that' one of the two rectifiers becomes conductive and prevents a further increase in voltage d at point P.
In this arrangement the amplifier tube V 1 must not be adjusted with fading and must work with a fixed amplification.
Another exemplary embodiment is shown in FIG. 10. The separation in high and low frequencies of sound is here carried out immediately at the load resistance of the receiving diode E. The load resistance is subdivided into four resistors which are chosen in such a way that for example R2 R3 = R / 10 and R1 = R4, The capacitor C1 which is in parallel with respect to the assembly consisting of R3 and R4 is chosen in such a way that in this only the frequencies below 3000 Hz cause essential voltage drops.
Among the voltages occurring at R1 and R, the high frequencies of sound are conducted by the parallel connection consisting of R5 and C2, in such a manner.
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re that at resistor R5 there are preferably voltages at frequencies above about 3000 Hz. These voltages are limited by the two rectifiers G and G 'which receive a prior voltage by the direct voltages occurring at R2 and R3 and equalized by the filter chains R, C and R ', C'. In the example shown, the greatest possible amplitude that the high frequencies of sound can have is 10% of the amplitude which would mean a modulation of 100% of the carrier wave.
The total voltage arising at point P with respect to the earthed cathode of the diode is fed through resistor R6 to the low frequency amplifier NF. Further adjustment of the low frequency tube fading is possible in this case without difficulty.
In addition, FIG. An arrangement which has already been proposed previously for limiting the total voltage to the value occurring at the greatest possible modulation. This arrangement consists of the filter chain R "and C" and of a rectifier G "which receives an initial voltage by the DC voltage component present at the total load resistance.
The additional arrangement represented here differs from that already proposed only by the resistance R6 provided additionally. The value of the resistance should be small in comparison with the resistance of the rectifier G "in the off state and large in relation to the resistance of this rectifier in the conductive state, and further small in relation to the capacitive resistance. rectifier.
In the arrangement already proposed, the cathode of the rectifier G "is connected directly to the point of the load resistance of the receiving diode from which also the voltage is supplied to the low frequency amplifier. The addition of resistor R6 has in comparison with this the advantage that in the event of an intense interference lasting a long time, the capacitor C "does not charge.
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as quickly and the effectiveness of the limiting arrangement therefore does not decrease as rapidly as it does when this resistance is lacking.
Instead of being connected to point P, the end of resistor R6 not connected to the cathode of G "can also be connected to the point of connection of R2 and R3 In this arrangement the low modulation frequencies are limited. for themselves.
The sketched arrangement or a similar further arrangement for limiting the oscillations of all sound frequencies to the load resistance of the diode can of course also be provided in the arrangement shown in fig. 9. The arrangement then produces a limitation of the very intense interference, while the arrangement according to the present invention strongly weakens also the weaker interference.
The subdivision into low and high sound frequencies can also be done in the arrangement of fig. 10 by mounting in parallel a self-induction on part of the load resistor.
Dry rectifiers or diodes can advantageously be used as rectifier.
The device shown in FIGS. 9 and 10 may be employed in a corresponding manner when, instead of one, several ranges of sound frequencies are to be filtered and limited for themselves in amplitude. If for example not only the frequency range from 2500 to 4000 Hz but also that from 4000 to 9000 Hz must be separated by filtration, it is necessary to draw for the limiting rectifiers for the first frequency range of higher initial voltages to load resistance of the diode only for limiting rectifiers of the second range.
The transmission loss of high sound frequencies during a crackling noise can also
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be produced by the fact that a fast acting bandwidth control is provided, controlled by pulses derived from the interference and of minimal time constant such that during the duration of a cracking interference, only the frequencies The lowest modulation frequencies are transmitted with essentially unchanged amplitude while the higher modulation frequencies are essentially suppressed.
In principle any of the known devices for bandwidth adjustment can be employed for the purpose proposed here, provided that the time constant of the adjustment can be made sufficiently small (10-4 seconds and less) so that when tuning the transmission measurement and therefore the intensity of the lowest uninterrupted frequencies are not substantially altered Thus for example the degree of coupling of a band filter, which is usually highly hypercritical, can be lowered for a short time by the pulses derived from the oscillations. The constant amplification for the carrier frequency when tuning in this case can be produced by an appropriate choice of the degree of coupling. The coupling variation can be produced by a tuned tube.
A more conveniently achievable possibility is obtained by providing at one point of the transmission pipe two parallel branches of different bandwidths. One of the connections can, for example, transmit only the frequencies corresponding to the lowest modulation frequencies and possibly also the carrier frequency, while the other transmits the frequencies corresponding to all the modulation frequencies; at the same time a connection change device is provided which can cause the first connection to become active during a parasite mainly and during the undisturbed reception mainly the second connection for the transmission of-
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seems.
This device is particularly suitable for bandwidth adjustment in the high frequency or intermediate frequency part of the receiver.
An exemplary schematic embodiment of such a device is shown in FIG. II. The assembly shows an intermediate frequency receiver which contains two intermediate frequency amplifier stages placed in parallel with the two identical tubes V1 and V2 The input circuits of the two stages are coupled to the output circuit of the stage of mixture which forms the last stage of the high frequency HF amplifier, and the output circuits of the two stages are coupled to the input circuit of the receive rectifier which represents the last stage of the low frequency amplifier NF.
The circuits of the stage containing the tube V1 are more strongly coupled and at the same time more strongly damped so that the bandwidth of transmission of this stage is notably greater than the others. while the amplification of the carrier frequency is approximately equal - assuming the same prior gate voltages -.
J disconnects a pulse emitter which is controlled by the pulses derived from the parasites in such a way that it usually gives at point A the same potential as at point P, and at point B on the contrary such a negative potential that the tube V2 is blocked while conversely, at the instant of a parasite, the potential of the point A is transported in the negative region, that V1 is consequently blocked and that at the same time the negative potential of point B decreases and therefore V2 is released. During the parasite, the branch containing V2 having the narrowest bandwidth is therefore active.
Another possibility is to provide at one point on the transmission channel two parallel connections, one of which transmits only the frequencies corresponding to the frequencies.
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lowest modulation frequencies and possibly even the carrier frequency while the other transmits only the frequencies corresponding to the highest modulation frequencies; at the same time provides for a connection change device which makes the last connection during a parasite less active for transmission.
A similar device is used with advantage in the low frequency amplifier. Fig. 12 shows an exemplary embodiment. The low frequency output voltage of the tube V1 is broken down by the selfinduction D and the capacitor C into two frequency ranges, one of which is transmitted through the transformer T1, the amplifier tube V2 and from transformer T2 to loudspeaker L and essentially consists, for example, of sound frequencies below about 2000 Hz. Frequencies above 2000 Hz are brought to the loudspeaker through the intermediary of transformer T3, tubes made of counter-cadence V3 and V4 and the transformer T4.
The pulse emitter J brings, at the moment of the interference, in phase equality, a high negative preliminary voltage to the control gates of the tubes in counter-cadence V3 and V4 and thus blocks the transmission of the sound frequencies located at the -above 2000 Hz.
The device shown with the aid of FIG. It can be implemented in a very simple manner analogous to the receiving rectifier as shown in FIG. 13. The LC output circuit of the last intermediate frequency stage transmits the intermediate frequency oscillation by inductive coupling uniformly to the two circuits L1 C1 and L2 C2 which are each connected in series with a bi-polar rectifier G1 or G2 and a t load resistance R1 or R2 surmounted by a capacitive bridge The two circuits are completely identical except that the capacitance Ka.
is worth several times the capacitance K1 so that at R2 essentially only the low frequencies of sound cause significant voltages and at R on the contrary all
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sound frequencies including high frequencies. The unordered ends of the load resistors are connected together by the series connection of a switching tube S and an ohmic resistor R. The switching tube S is controlled in such a way q by pulses derived from the parasites that it is generally conductive and becomes non-conductive only in the event of interference, for a short time. The resistance R is large relative to the resistance of the switching tube in the conductive state, but small in relation to its resistance in the off state.
The voltage arising at the connection point of the switching tube and the resistor and which is supplied to the low-frequency amplifier NF, therefore generally corresponds essentially to the voltage arising at R1, and therefore embraces the entire sound frequency range, while at the instant of a parasite, the voltages in R2 are transmitted, ie only the low sound frequency range.
The switching tube here consists of a tube with two cathodes which are separated by a control grid. The latter is earthed via resistor R3 which is placed in the receiving rectifier circuit of an additional receiver Z tuned to a wave not occupied with a transmitter. In the event of a significant interference, a strongly negative voltage pulse forms at the ungrounded end of R which blocks the switching tube. The additional receiver is advantageously less markedly separated than the main receiver so that the blocking pulses produced have a time which is at least not greater than that of the parasites in the main receiver.
It is possible to further simplify the assembly according to FIG. 13 by the fact that instead of two circuits L1 C1 and L2 C2 only one is used, or instead of the two rectifiers G1 G2 also only one. We can even stand
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business rer with a single circuit and a rectifier. The resistors R1 and R2 must not then be connected immediately in parallel but must be connected in series each with a decoupling resistor of the same size which is not surmounted by a bridge capacitively or only by means of a small capacitor These series connections can then be placed in parallel.
The control pulses can, instead of being taken from an additional receiver, also be taken from the main receiver itself, due to the fact that, for example, in a known manner, the voltage peaks exceeding the greatest amplitude. large possible of the desired oscillations are separated by amplitude limiters, optionally amplified separately and then used as control pulses. It is even more advantageous to extract by filtration the frequency ranges corresponding to the frequencies. of its highest values and to use for these in so-called adjustment view, the voltage peaks exceeding a certain limit (which can then be placed much lower).
In the case of very high impulse voltages, despite the short-term decrease in bandwidth, an audible pulse will reach the loudspeaker. It is therefore recommended to additionally provide amplitude limiters which separate all voltage peaks which exceed a limit which is given by the maximum possible degree of modulation (eg 100%).