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GENERATEURS D'OSCILLATIONS ELECTRIQUES
Cette invention se rapporte à des générateurs d'oscillations électriques du genre des tubesà vide et plus particulièrement à la stabilisation de la fréquence d'oscillation de générateurs de ce génie malgré la variation dans les ohangements de voltage d'excitation.
L'invention a pour but :d'améliorer la stabilité de fréquenoe d'oscillateur, à alimentation en retour et du genre des tubes à vide; de diminuer l'effet des capacités internes des tubes sur la stabilité du système; et de prévoir pour la stabilisation de la fré- quence des oscillateurs contrôlés par des dispositifs à cristaux piezoélectriques.
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Les déviations de fréquence, qui accompagnent les changements des tensions des électrodes ou la température de la cathode dans beaucoup de types d'oscillateurs à tubes à vide, sont bien connues pour avoir leur origine dans la variation résultante des résistances internes du tube. Afin que cette déviation puisse être éliminée ou pratiquement réduite, il est nécessaire que le circuit oscillant soit de forme et de proportion telles que la fréquence soit indépendante des amplitudes des résistances du tube et soit déterminée entièrement par les éléments d'impédance linéaire du cirouit.
Différents circuits ont cette propriété et sont décrits dans les brevets américains No. 1.896.781 du 7 Février 1933 et No. 1.976.570 du 9 Octobre 1934 déposés au nom de Monsieur F.B.Llewelyn, Dans la présente invention on utilise la caractéristique à déphasage unique de certains réseaux de réactance simple à quatre bornes. Ces réseaux comprennent essentiellement trois réactances disposées dans la forme d'un réseau en IL, de caractère et proportion telles que les trois réactances deviennent égales en amplitude pour une fréquence désignée, mais avec la réactance série de signe opposé aux réactances shunts.
Dans ces conditions,le réseau produit un déphasage de 90 quand il est connecté entre des impédances terminales à résistance pure, ce déphasage étant constant indépendamment de la valeur des résistanoes.
Les oscillateurs de l'invention comprennent un ou plusieurs tubes à vide et une série de réseaux de déphasage du type mentionné ci-dessus, tous connectés en tandem pour former un chemin d'alimentation m retour fermé. Chacun des tubes produit un déphasage fixe de 180 , quoique dans certaines formes le déphasage puisse être nul. Les divers réseaux de déphasage sont désignés chacun pour produire des déphasages stables de 90 à la fréquence d'oscillation déterminée, et sont combinés d'une manière telle qu'ils produisent un déphasage total nul dans le circuit fermé. De cette manière on établit une condition nécessaire pour l'oscillation automatique.
A cause du caractère des réseaux d'accouplement, la condition de déphasage nul est indépen -dante des résistances internes des tubes à vide et les oscillations résultantes sont donc de fréquence stable.
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Dans les formes préférées de réalisation de l'invention, un des réseaux de déphasage est établi pour avoir une variation de fréquence très rapide du déphasage au point de 90 et les au- variant tres réseaux sont désignés pour produire des déphasages/plus len- tement. Le réseau avec la forte caractéristique devient alors l'é- lément déterminant la fréquence principale, et les autres réseaux réalisent le déphasage total nécessaire maintenant la condition de stabilité de fréquence. La caractéristique de déphasage rapide est de préférence obtenuè par l'emploi d'un cristal en quartz piezoéleo -trique agissant comme une des réactances du réseau, ainsi qu'il est décrit en détail par la suite.
On sait qu'un degré relativement élevé de stabilité de fréquence est obtenu aveo des oscillateurs contrôlés par cristaux de configuration de circuit simple, mais que néanmoins les déviations de fréquence peuvent être notables et amener des perturbations quand une exactitude extrême est requise. La présente invention prévoit une stabilisation perfectionnée de la fréquence pour de tels oscillateurs d'une manière simple,tout en permettant l'élimination pratique des variations de fréquence résiduelle .
D'autres faits de l'invention, ainsi que le mode de fonoti- onnement, sont mieux compris de la description détaillée suivante ba -sée sur les dessins ci-joints. Sur ceux-ci :
La figure 1 est un diagramme schématique explicatif de cer- tains principes de réseaux utilisés dans l'invention;
Les figures 2, 3 et 4 montrent différentes formes de réseaux utilisées dans les circuits conformes à l'invention;
La figure 5 est un diagramme montrant les propriétés du ré- seau de la figure 4 ;
et,
Les figures 6 à 10 montrent schématiquement les circuits d'un certain nombre d'oscillateurs conformes à l'invention. un circuit comprenant une source d'onde à résistance pure et une charge oouplée par un réseau déphaseur du type utilisé dans les oscillateurs de l'invention est montré schématiquement sur la figure 1 La résistance de la source et la charge sont désignées par R1 et R,la source ayant un voltage E1. Le réseau d'accouplement consiste en
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une section en # dont chaque branohe comprend seulement des éléments de réaotance pure.
Les configurations des branches ne sont pas montrées et pour le cas présent peuvent être laissées indéterminées, mais on suppose qu'elles sont telles qu'elles permettent aux impédances des branches shunts d'avoir la même valeur -jX à une fréquence désignée, tandis que l'impédance des branches séries est de +jX à la marne fréquence. Dans ces conditions, le voltage de sortie E2 à travers la résistance Hz a la valeur donnée par l'équation
EMI4.1
R 2 -J XR1
E1 R1 R2 + X2 Les deux voltages sont en quadrature et la relation de phases est évidemment indépendante des valeurs R1 et R2. Pour les signes particuliers des réactances indiquées, la tension de sortie retarde de 90 sur la tension d'entrée.
L'inversion des signes des trois réaotances inverse la phase de la tension de sortie tenant oelle-oi à avancer la tension d'entrée de 90 .
Des formes simples de réseaux déphaseurs sont montrées sur les figures 2 et 3, la première ayant une réactance série poaitive pourvue d'une inductance,tandis que la deuxième forme a une réactance série négative pourvue d'une capacité. Les deux branches shunts dans chaque réseau sont les mêmes, et par suite ont des réactances égales à toutes les fréquences. Le réseau de la figure 2 produit une tension de sortie retardée, et celui de la figure 3 produit une tension de sortie avancée. La relation de quadrature est produite dans chaque cas, à la fréquence de la résonance des branches-séries avec une seule fréquence dans les branches shunts.
Les réseaux doivent, de préférence, être d'un genre tel qu' un déphasage en quadrature dans l'une ou l'autre direction est produit seulement à une seule fréquence. Aveo cette restriction il est possible de varier considérablement les formes simples des figures 1, 2 et 3 en accroissant la complexité de chaque branche. Un exemple de telle modification est montré sur la figure 4, où les branches séries comprennent un circuit résonant série L1C1 shunté par une capacité Co
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tandis que les branches shunts comprennent des circuits anti-résnnant semblables L2C2 La branche série est proportionnée pour avoir une réactance positive ou inductive dans le voisinage de la fréquence déterminée,et les branches shunts sont proportionnées pour avoir des réactances négatives à cette fréquence.
Les variations de fréquences des deux réactances sont montrées par les courbes de la figure 5. Les courbes en traits pleins représentent la réactance de la branche en série X1 et la ligne pointi llée représente la réactance shunt X2.
La branche série offre une résonance à une fréquence f2 et une anti- résonance à une fréquence plus élevée f3. Elle a une réactance po- sitive dans la rangée intermédiaire . La réactance de la branche shunt est négative ou capacitive au-dessus de la fréquence anti-résonance f1 qui, de préférenoe, est bien en-dessous de la résonance de la branohe série. La fréquence pour un déphasage retardé de 90 doit nécessairement se trouver dans l'intervalle entre f2 et f3, et elle est déterminée par l'égalité de X1 et X2, ainsi qu'il est montré en fo sur la figure. La valeur particulière de cette fréquence peut être variée en réglant les capacités shunts C2 ou la capacité série Co.
Une deuxième fréquence de quadrature de phase- existe en-dessous de la fréquence anti-résomante des branches shunts, mais dans ce cas le déphasage est de direction opposée.
D'autres modifications possibles sont évidentes. Par exemple, une des inductances shunts de la figure 3 peut être remplaoée par une combinaison de trois éléments semblables à la branche série de la figure 4. De plus, il n'est pas nécessaire que les branches shunts soient les mêmes, mais simplement qu'elles aient des réactances éga- les à la fréquence assignée de quadrature de phase..
La combinaison de trois éléments L1C1Co de la figure 4 corres -pond en configuration au réseau d'impédances équivalentes d'un cris -tal en quartz pieoélectrique. Par suite, un cristal de ce genre peut être utilisé à cette position. L'effet de substituer le cristal est de rendre la rangée de fréquences, dans laquelle la branche a une réactance Inductive, extrêmement petite, et de prévoir une variation extrêmement rapide du déphasage avec la fréquence dans cette rangée.
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considérant à nouveau la figure 1, on peut voir facilement que l'impédance mesurée aux bornes d'entrée du réseau déphaseur est une résistance pure à la fréquence de quadrature de phase et A la valeur X2 R@. Un deuxième réseau, non nécessairement semblable, mais ayant un déphasage en quadrature à la même fréquence,peut donc être inséré à la partie avant du réseau montré sans affecter le dé- phasage de l'autre à la fréquence commune de quadrature de phases, Donc, les deux réseaux peuvent produire des déphasages en sens opposés si cela est nécessaire.
Des circuits oscillateurs stabilisés en concordance avec l'invention, utilisant des combinaisons de réseaux en quadrature de phases, seront maintenant montrés. On doit comprendre que les exem- ples représentés ici ne constituent pas tous les circuits possibles mais qu'ils sont simplement donnés à titre d'exemples.
Le circuit oscillateur montré figure 6 comprend deux tubes à vide 10 et 11 oouplés en tandem par des réseaux de réaotance 12 et 13, de manière à former un circuit complet d'alimentation en retour.
Le réseau 13, qui est l'ensemble déterminant la fréquence prinoipale, est du type général montré figure 4, la branche série étant oonsti- tuée par un cristal en quartz piezo-électrique CX, et les deux bran- ches séries étant constituées par des oombinaisons parallèles sembla -bles d'inductance L2 et de capacité C2. Ainsi que cela a été expli- qué en combinaison aveo la figure 5, les branches shunts du réseau 13 sont proportionnées pour être anti-résonnantes à une fréquence bien en-dessous de la résonance du cristal-. Le réseau 12 couplant le circuit d'entrée du tube 11 au circuit de sortie du tube 10 est généralement semblable à celui montré figure 3, mais les branches faibles shunts sont modifiées par l'addition de capacités C3 en parallèle avec chacune des inductances.
Les tubes 10 et 11 sont, de préférence, du type à grille protégée de manière à éviter des effets quelconques de l'alimentation en retour interne. une source commune 14 fournit le courant de plaque et d'écran pour les deux tubas, et une source séparée 15 prévoit une polarisation négative pour la grille du tube 11. Les éléments restants du circuit comprennent des condensateurs
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de blocage et de dérivation qui doivent être suffisamment grands pour avoir des impédances négligeablement petites à la fréquence d'opération. Les inductances shunts dans les deux réseaux servent à réaliser des chemins conducteurs pour les courants de grille et de plaque des tubes.
- Puisque chacun des deux tubes à vide produit un déphasage fixe de 1809, ils contribuent ensemble à un déphasage total nul dans le circuit fermé. Le réseau 13 produit un retard de phase de 900 à une fréquence pour laquelle le cristal CX a une réactance positive égale en amplitude à la réactanoe négative de l'un ou l'autre des deux branches égales en shunt. A cette fréquence, le déphasage est indépendant des valeurs des résistances terminus constituées par le circuit plaque du tube 11 et le circuit grille du tube 10. pour prévoir une' oscillation automatique du système à la fréquence ainsi déterminée, le réseau 12 doit produire un déphasage en avance de 90 .
Ce déphasage est prévu et est rendu indépendant des résistances du tube en proportionnant le réseau de la manière décrite de sorte que chaque branche shunt a une réactance induotive égale à la réaotance de la capacité de branche série à la fréquence d'oscillation. Les fréquences anti-résonnantes des branches shunts doivent être plus élevées que la fréquence d'oscillation, mais de préférence doivent être plus faibles que la deuxième harmonique de cette fréquence. Le circuit de la figure 1 peut osciller seulement à la fréquence déter -minée par les déphasages an quadrature des deux réseaux, et puisque la quadrature de phases dans chaque cas est indépendante des résistanoes du tube, la fréquence d'oscillation est stable.
Chaque réseau est pourvu avec des opacités shunts aux deux extrémités,dans lequel les capacités grilles et plaques des tubes peuvent être inoluent. La stabilité n'est donc pas affectée par la présence des capacités des tubes. De plus, l'effet des capacités shunts est de diminuer l'impédance présentée aux tubes par les réseaux à des harmoniques de la fréquence d'oscillation, et par suite de réduire for -tement les effets de modulation.
L'impédance du cristal CX fournit à la caractéristique de déphasage du réseau 13 une variation de fréquence très rapide à la
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fréquence d'oscillation,qui a pour sultat d'aoorottre la stabilité du système. Le réseau 12, d'autre part, est caractérisé par une faible variation du déphasage dans le voisinage de la fréquence d'osclilation. Cela a l'avantage de rendre l'agencement du système noncritique.
Dans le circuit oscillateur montré figure 7, le réseau 13 déterminant la fréquence principale est modifié pour permettre l'em -ploi d'un cristal connecté en shunt, et le réseau compensateur 12 est modifié semblablement pour tenir compte du changement. Une haute résistance 16 est prévue pour agir comme un chemin dérivé de grille pour le tube 10. @e réseau 13 est au fond semblable à celui montré sur la figure 3. A la fréquence d'opération, le cristal CX a une réactance inductive ou positive égale à la réactance négative de la ca -pacité de la branche série C4, et l'autre branche shunt L2C2 est proportionnée de manière à avoir la même réactance inductive que le cristal à cette fréquence.
Le réseau produit un déphasage en quadrature en avant et le réseau compensateur 12 doit donc produire un déphasage en quadrature en retour afin que l'oscillation puisse avoli lieu .
Les inductances shunts dans le réseau 12 sont fait suffisamment grandes pour être anti-résonnantes avec les capacités shunts à une fréquence bien inférieure à la fréquence d'oscillation, et la capacité série C est de même rendue assez grande pour avoir une impédance négligeable. Les tubes sont alors en effet couples seulement à travers les capacités shunts qui, en combinaison avec la haute résistance interne du tube 10 à grille protégée, produit un déphasage en retard pratiquement constant de 90 . Il est désirable que les booines shunts aient une faible dissipation et que la grille du tube 11 ait une polarisation négative suffisamment grande pour empêcher la production de tout courant grille.
De préférence, aussi, les ca -pacités shunts C3 doivent être relativement grandes, et bien que cela puisse résulter en une atténuation considérable de la tension, le gain des aeux tubes est ordinairement suffisant pour assurer une alimentation en retour satisfaisante. Des modifications de ce type: de couplage à réactance shunt peuvent facilement être réalisées.
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Quand un seul tube à vide du type ordinaire est utilisé, il produit un déphasage fixe de 1800 et le réseau extérieur doit prévoir un déphasage égal afin que le déphasage total dans le cir -cuit formé d'alimentation en retour soit nul. Dans le circuit montré sur la figure 8, le déphasage requis de 180 est produit au moyen de deux réseaux à déphasage en quadrature connectés en tandem et proportionnés chacun pour prévoir un déphasage de 90 dans la même direction à la fréquence d'oscillation. On a déjà spécifié que deux ou plusieurs des réseaux déphaseurs en quadrature peuvent être connectés en tandem pourvu qu'ils produisent le déphasage en quadrature à la même fréquence. Le déphasage total à cette fréquence est alors aussi. indépendant des résistances terminales.
La stabilité de fréquence du circuit de la figure 8 exige donc seulement que les deux réseaux soient proportionnés chacun pour un déphasage en quadra -ture à la fréquence d'oscillation.
Le réseau 13, qui comprend le cristal piezo-éleotrique CX, est le réseau contrôlant la fréquence principale. Ce réseau et le réseau compensateur 12 sont du type général représenté figure 2.
La fonction du réseau oompensateur dans ce casest de suppléer le déphasage du réseau 13, de manière que, ensemble,ils compensent le déphasage de 1800 du tube à vide à la fréquence d'osoillation. Le courant plaque est fourni au tube à travers une inductance shunt 17.
Cette inductance peut être faite suffisamment grande pour que son admittance soit négligeable ou pour que son effet puisse être compensé par un réglage approprié du condensateur shunt adjacent dans le réseau 12.
Au lieu d'utiliser deux tubes en tandem,oomme sur les figures 6 et 7, pour rendre l'ensemble de déphasage des deux tubes égal à zéro, un seul tube ayant une amplification négative oonstante peut être utilisé. Un circuit oscillateur stabilisé employant un teltube est montré sur la figure 9. Dans ce cirouit, le tube 18 oomprend en plus de l'anode ordinaire, une anode auxiliaire 20 placée entre la grille de contrôla et la cathode. Le circuit de sortie est connecté entra l'anode auxiliaire et la cathode.
L'action d'un voltage positif
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superposé au voltage de polarisation de la grille de contrôle est de décharger l'anode auxiliaire de quelques-uns des électrons qui autre- ment iraient vers elle, et par suite de diminuer le courant d'anode auxiliaire...Cela est l'inverse de ce qui arrive dans un tube ordi- naire et correspond à une inversion de phase du courant de sortie.
Les batteries de plaque 14 et 19 et la batterie de polarisation de grille 15 peuvent être réglées pour fournir des tensions oonvenables pour réaliser l'effet à un degré suffisant. Pour éviter le passage du courant de grille pendant le fonctionnement, et les effets per- turbateurs possibles, une diode non polarisée 21 peut être connectée à travers le circuit d'entrée du tube. Cela sert à prévoir l'action limitatrice d'amplitude sur les courants d'oscillation, qui est or- dinairement produite par le passage du courant dans le chemin de grille de l'amplificateur.
Le réseau extérieur comprend deux réseaux en quadrature de dé -phasages 12 et 13 qui produisentdes déphasages en directions opposées.
Le réseau 12 est du type montré figure 3, et le réseau 13, contre- lant la fréquence principale, est du type montré figure 2, modifié pour substituer un cristal piezo-électrique CX à l'inductance série.
Le réseau d'alimentation en retour peut être de plus propor- tionné de manière que non seulement chaque réseau oomposant produit un déphasage stable de 90 , mais aussi que toutes les branches des deux réseaux ont des réactances de la même amplitude à la fréquence d'oscillation. Dans ce cas, la oombinaison oentrale d'impédance
Le 2 devient infinie à la fréquence d'oscillation, et ces éléments peuvent être omis sans affecter le fonctionnement du système,
Un réseau d'alimentation en retour ainsi modifié est montré sur la figure 10.
Le réseau d'alimentation en retour 22 comprend une branche série renfermant un cristal CX et une capacité série C2, une branche en shunt constituée par une aeuxième capacité égale à la ca- pacité de la branche série, et une deuxième branche en shunt renfer- mant une inductance L de manière à avoir une réactance égale à celle de l'un ou l'autre des deux condensateurs à la fréquence d'opération.
La relation du circuit de la figure 10 avec celui de la figure 8 est
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EMI11.1
taoile voir. Dans ce circuit, tf1ateur à déphasage nul est pourvu de deux tubes normaux couplés en tandem à travers des résistances shunts 23 et 24, mais le tube à amplification négative de la figure 8 peut aussi être uti lisé si on le désire.
En plus des relations de réactance particulières décrites oi-dessus, les réseaux en quadrature de phases utilisés dans les systèmes de l'invention sont caractérisés par les propriétés de leur paramètre image. L'impédance image du réseau à l'une quelconque des paires de bornes est égale à la racine carrée du produit des impédan -ces en circuit ouvert et en court-circuit mesurée à ces bornes, et la constansts de transport image est égale à l'arc tangent hyperbolique de la racine carrée du rapport de l'impédance en court-circuit à l'impédance en circuit ouvert.
En appliquant ces relations au réseau général de la figure 1. l'impédance image est trouvée égale à une quan -tité réelle de valeur X à la fréquence assignée, et la oonstante de transfert doit être l'arc' tangent hyperbolique d'une quantité imaginai -re pure infiniment plus grande.
En concordance avec la théorie bien connue des réseaux, le caractère réel de l'impédance image correspond à un caractère de résis -tance pure et indique que la fréquence pour laquelle les réactances ont les valeurs spéciales se trouve dans une bande de transmission du réseau.La valeur et le caractère de la constante du transfert image montrentqu's elle représente un déphasage simple de 900 sans accompagnement d'atténuation. Les réseaux sont ainsi caractérisés en ce qu'ils ont des déphasages images de 90 à des fréquences qui se trouvent dans les bandes transmises ou pour lesquelles des impédances images sont des résistances pures. Dans les circuits de l'invention, des réseaux fonctionnent à la fréquence ainsi déterminée pour laquelle les déphasages en quadrature sont stables.
Si la bande de transmission dans laquelle la fréquence du déphasage image de 90 se trouve est très limitée, la variation de fréquence du déphasage en ce point sera très rapide puisque le déphasa -ge image se range à travers au moins 1800 dans la bande. Le déphasage réel,quand le réseau est connecté à des impédances terminales, suit le déphasage image approximativement et variera donc très rapidement.
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Inversement, si la bande est large, le déphasage produit variera très faiblement avec la fréquence. Les réseaux déphaseurs montrés sur les dessins, qui comprennent des éléments de cristaux piezo-éleotri- ques, sont tous caractérisés par une bande de transmission très étroi- te dans la rangée de fréquences ou la réactance du cristal est in- ductive*
REVENDICATIONS .
1 - Circuit oscillateur à 'cube à vide comprenant un moyen amplificateur, un chemin de transmission couplant les bornes de sortie et les bornes d'entrée du moyen amplificateur pour former un circuit d'alimentation en retour, et une ou plusieurs séries de réseaux de réactance inclues dans le circuit (d'alimentation en retour, chacun des dits réseaux étant proportionné pour produire à une fréquence commune désignée un déphasage de 90 lequel est stable par rapport aux varia- -tions des impédances terminales du réseau, les réseaux ensemble avec le moyen amplificateur produisant un déphasage total dans le circuit d'alimentation en retour qui est nul à la fréquencecommune désignée.
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ELECTRICAL OSCILLATION GENERATORS
This invention relates to electric oscillation generators of the type of vacuum tubes and more particularly to the stabilization of the oscillation frequency of generators of this genius despite the variation in the changes in excitation voltage.
The object of the invention is to: improve the frequency stability of an oscillator, feed-back and of the type of vacuum tubes; to reduce the effect of the internal capacities of the tubes on the stability of the system; and to provide for the stabilization of the frequency oscillators controlled by piezoelectric crystal devices.
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Frequency deviations, which accompany changes in electrode voltages or cathode temperature in many types of vacuum tube oscillators, are well known to have their origin in the resulting variation in internal tube resistances. In order that this deviation can be eliminated or practically reduced, it is necessary that the oscillating circuit be of such shape and proportion that the frequency is independent of the amplitudes of the resistances of the tube and is determined entirely by the elements of linear impedance of the circuit.
Different circuits have this property and are described in US Patents No. 1,896,781 of February 7, 1933 and No. 1,976,570 of October 9, 1934 filed in the name of Mr. FBLlewelyn, In the present invention the single phase shift characteristic is used. of some simple four-terminal reactance networks. These networks essentially comprise three reactances arranged in the form of an IL network, of character and proportion such that the three reactances become equal in amplitude for a designated frequency, but with the series reactance of sign opposite to the shunt reactances.
Under these conditions, the network produces a phase shift of 90 when it is connected between terminal impedances with pure resistance, this phase shift being constant independently of the value of the resistors.
The oscillators of the invention comprise one or more vacuum tubes and a series of phase shift networks of the type mentioned above, all connected in tandem to form a closed return feed path. Each of the tubes produces a fixed phase shift of 180, although in some forms the phase shift may be zero. The various phase shift networks are each designated to produce stable phase shifts of 90 at the determined oscillation frequency, and are combined in such a way that they produce a zero total phase shift in the closed circuit. In this way a necessary condition for the automatic oscillation is established.
Due to the nature of the coupling networks, the zero phase shift condition is independent of the internal resistances of the vacuum tubes and the resulting oscillations are therefore of stable frequency.
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In preferred embodiments of the invention, one of the phase shift networks is set to have a very fast frequency variation from the phase shift to the point of 90 and the other variant networks are designed to produce phase shifts / slower. . The network with the strong characteristic then becomes the determining element of the main frequency, and the other networks achieve the total phase shift necessary to maintain the condition of frequency stability. The rapid phase shift characteristic is preferably obtained by the use of a piezoelectric quartz crystal acting as one of the reactors of the network, as will be described in detail hereinafter.
It is known that a relatively high degree of frequency stability is obtained with crystal controlled oscillators of simple circuit configuration, but nevertheless frequency deviations can be significant and cause disturbances when extreme accuracy is required. The present invention provides improved frequency stabilization for such oscillators in a simple manner, while allowing the practical elimination of residual frequency variations.
Other facts of the invention, as well as the mode of operation, are better understood from the following detailed description based on the accompanying drawings. On these:
FIG. 1 is an explanatory schematic diagram of certain principles of networks used in the invention;
Figures 2, 3 and 4 show different forms of networks used in the circuits according to the invention;
Figure 5 is a diagram showing the properties of the network of Figure 4;
and,
FIGS. 6 to 10 schematically show the circuits of a certain number of oscillators according to the invention. a circuit comprising a source of pure resistance wave and a load coupled by a phase shifting network of the type used in the oscillators of the invention is shown schematically in FIG. 1 The resistance of the source and the load are designated by R1 and R , the source having a voltage E1. The mating network consists of
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a section in # of which each branohe includes only elements of pure reactance.
The branch configurations are not shown and for the present case can be left undefined, but it is assumed that they are such as to allow the impedances of the shunt branches to have the same value -jX at a designated frequency, while the impedance of the series branches is + jX at the frequency. Under these conditions, the output voltage E2 across the resistor Hz has the value given by the equation
EMI4.1
R 2 -J XR1
E1 R1 R2 + X2 The two voltages are in quadrature and the phase relation is obviously independent of the values R1 and R2. For the particular signs of the reactances shown, the output voltage lags by 90 over the input voltage.
Reversing the signs of the three reactors reverses the phase of the output voltage keeping the input voltage up by 90.
Simple forms of phase shift networks are shown in Figures 2 and 3, the first having a positive series reactance provided with an inductance, while the second form has a negative series reactance provided with a capacitance. The two shunt branches in each network are the same, and therefore have equal reactances at all frequencies. The network of Figure 2 produces a delayed output voltage, and the network of Figure 3 produces an advanced output voltage. The quadrature relation is produced in each case at the frequency of the branch-series resonance with a single frequency in the shunt branches.
The networks should preferably be of such a kind that a quadrature phase shift in either direction is produced only at a single frequency. With this restriction it is possible to vary considerably the simple shapes of figures 1, 2 and 3 by increasing the complexity of each branch. An example of such a modification is shown in FIG. 4, where the series branches comprise a series resonant circuit L1C1 shunted by a capacitor Co
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while the shunt branches include similar anti-resnnant circuits L2C2 The series branch is proportioned to have a positive or inductive reactance in the vicinity of the determined frequency, and the shunt branches are proportioned to have negative reactances at that frequency.
The frequency variations of the two reactances are shown by the curves in FIG. 5. The curves in solid lines represent the reactance of the branch in series X1 and the dotted line represents the shunt reactance X2.
The series branch offers resonance at a frequency f2 and anti-resonance at a higher frequency f3. It has a positive reactance in the middle row. The reactance of the shunt branch is negative or capacitive above the anti-resonant frequency f1 which, preferably, is well below the resonance of the series branohe. The frequency for a delayed phase shift of 90 must necessarily lie in the interval between f2 and f3, and it is determined by the equality of X1 and X2, as shown at fo in the figure. The particular value of this frequency can be varied by setting the shunt capacitors C2 or the series capacitor Co.
A second phase quadrature frequency exists below the anti-resomant frequency of the shunt branches, but in this case the phase shift is in the opposite direction.
Other possible modifications are obvious. For example, one of the shunt inductors of figure 3 can be replaced by a combination of three elements similar to the series branch of figure 4. In addition, it is not necessary that the shunt branches are the same, but simply that 'they have reactances equal to the assigned phase quadrature frequency.
The combination of three L1C1Co elements of FIG. 4 corresponds in configuration to the network of equivalent impedances of a pieoelectric quartz crystal. Therefore, such a crystal can be used in this position. The effect of substituting the crystal is to make the row of frequencies, in which the branch has an inductive reactance, extremely small, and to provide for an extremely fast variation of the phase shift with the frequency in this row.
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again considering FIG. 1, it can easily be seen that the impedance measured at the input terminals of the phase-shifting network is a pure resistance at the phase quadrature frequency and A the value X2 R @. A second network, not necessarily similar, but having a quadrature phase shift at the same frequency, can therefore be inserted at the front part of the network shown without affecting the phase shift of the other at the common phase quadrature frequency, so , the two networks can produce phase shifts in opposite directions if necessary.
Stabilized oscillator circuits in accordance with the invention, using combinations of phase quadrature networks, will now be shown. It should be understood that the examples shown here do not constitute all possible circuits but are merely given by way of example.
The oscillator circuit shown in FIG. 6 comprises two vacuum tubes 10 and 11 coupled in tandem by reactance networks 12 and 13, so as to form a complete return supply circuit.
Network 13, which is the set determining the main frequency, is of the general type shown in FIG. 4, the series branch being constituted by a piezoelectric quartz crystal CX, and the two series branches being constituted by Similar parallel combinations of inductance L2 and capacitance C2. As has been explained in combination with FIG. 5, the shunt branches of the network 13 are proportioned to be anti-resonant at a frequency well below the resonance of the crystal. Network 12 coupling the input circuit of tube 11 to the output circuit of tube 10 is generally similar to that shown in FIG. 3, but the weak shunt branches are modified by the addition of capacitors C3 in parallel with each of the inductors.
The tubes 10 and 11 are preferably of the protected grid type so as to avoid any effects of the internal return feed. a common source 14 provides the plate and screen current for the two tubas, and a separate source 15 provides negative bias for the grid of tube 11. The remaining elements of the circuit include capacitors
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blocking and bypass which must be large enough to have negligibly small impedances at the operating frequency. The shunt inductors in the two networks are used to make conductive paths for the grid and plate currents of the tubes.
- Since each of the two vacuum tubes produces a fixed phase shift of 1809, they together contribute to a total zero phase shift in the closed circuit. Network 13 produces a phase delay of 900 at a frequency for which crystal CX has a positive reactance equal in amplitude to the negative reactance of one or the other of the two equal branches in shunt. At this frequency, the phase shift is independent of the values of the terminal resistors formed by the plate circuit of tube 11 and the grid circuit of tube 10. to provide for an automatic oscillation of the system at the frequency thus determined, the network 12 must produce a phase shift. ahead of 90.
This phase shift is provided and is made independent of the resistances of the tube by proportioning the network in the manner described so that each shunt branch has an inductive reactance equal to the reactance of the series branch capacitance at the oscillation frequency. The anti-resonant frequencies of the shunt branches must be higher than the oscillation frequency, but preferably must be lower than the second harmonic of this frequency. The circuit of Figure 1 can oscillate only at the frequency determined by the quadrature phase shifts of the two networks, and since the phase quadrature in each case is independent of the tube resistors, the oscillation frequency is stable.
Each network is provided with shunt opacities at both ends, in which the grid and plate capacities of the tubes can be irrelevant. The stability is therefore not affected by the presence of the capacities of the tubes. In addition, the effect of the shunt capacitors is to reduce the impedance presented to the tubes by the networks at harmonics of the oscillation frequency, and consequently to greatly reduce the modulation effects.
The impedance of crystal CX provides the phase shift characteristic of the network 13 with a very fast frequency variation at the
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oscillation frequency, which has the result of improving the stability of the system. The network 12, on the other hand, is characterized by a small variation of the phase shift in the vicinity of the oscillation frequency. This has the advantage of making the layout of the system non-critical.
In the oscillator circuit shown in FIG. 7, the network 13 determining the main frequency is modified to allow the use of a crystal connected in shunt, and the compensator network 12 is modified similarly to take account of the change. A high resistor 16 is provided to act as a derivative gate path for tube 10. The array 13 is basically similar to that shown in Figure 3. At the operating frequency crystal CX has inductive reactance or positive equal to the negative reactance of the ca -pacity of the series branch C4, and the other shunt branch L2C2 is proportioned so as to have the same inductive reactance as the crystal at this frequency.
The network produces a forward quadrature phase shift and the compensator network 12 must therefore produce a back quadrature phase shift so that the oscillation can take place.
The shunt inductors in network 12 are made large enough to be anti-resonant with the shunt capacitors at a frequency much lower than the oscillation frequency, and the series capacitor C is likewise made large enough to have negligible impedance. The tubes are then in effect couples only through the shunt capacitors which, in combination with the high internal resistance of the tube 10 with protected grid, produces an almost constant lagging phase shift of 90. It is desirable that the shunt coils have low dissipation and that the grid of tube 11 has a negative bias large enough to prevent the generation of any grid current.
Preferably, too, the shunt capacitances C3 should be relatively large, and although this can result in considerable voltage attenuation, the gain of the two tubes is usually sufficient to ensure a satisfactory return feed. Modifications of this type: from coupling to shunt reactance can easily be made.
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When a single vacuum tube of the ordinary type is used, it produces a fixed phase shift of 1800 and the external network must provide an equal phase shift so that the total phase shift in the formed return feed circuit is zero. In the circuit shown in Fig. 8, the required phase shift of 180 is produced by means of two quadrature phase shift networks connected in tandem and each proportioned to provide a phase shift of 90 in the same direction at the oscillation frequency. It has already been specified that two or more of the quadrature phase shifting networks can be connected in tandem provided that they produce the quadrature phase shift at the same frequency. The total phase shift at this frequency is then also. independent of terminal resistors.
The frequency stability of the circuit of FIG. 8 therefore requires only that the two networks be each proportioned for a phase shift in quadra -ture at the frequency of oscillation.
The network 13, which includes the piezoelectric crystal CX, is the network controlling the main frequency. This network and the compensating network 12 are of the general type shown in FIG. 2.
The function of the compensating network in this case is to compensate for the phase shift of the network 13, so that together they compensate for the 1800 phase shift of the vacuum tube at the oscillation frequency. The plate current is supplied to the tube through a shunt inductor 17.
This inductance can be made large enough for its admittance to be negligible or for its effect to be compensated by appropriate adjustment of the adjacent shunt capacitor in network 12.
Instead of using two tubes in tandem, as in Figures 6 and 7, to make the phase shift set of the two tubes equal to zero, a single tube having constant negative amplification can be used. A stabilized oscillator circuit employing a teltube is shown in Fig. 9. In this circumstance, the tube 18 includes in addition to the ordinary anode, an auxiliary anode 20 placed between the control grid and the cathode. The output circuit is connected between the auxiliary anode and the cathode.
The action of a positive voltage
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superimposed on the bias voltage of the control grid is to discharge the auxiliary anode of some of the electrons which would otherwise go towards it, and consequently to decrease the auxiliary anode current ... This is the reverse of what happens in an ordinary tube and corresponds to a phase inversion of the output current.
The plate batteries 14 and 19 and the grid bias battery 15 can be set to provide suitable voltages to achieve the effect to a sufficient degree. To avoid the passage of gate current during operation, and the possible disturbing effects, an unpolarized diode 21 can be connected through the input circuit of the tube. This serves to predict the amplitude limiting action on the oscillation currents, which is ordinarily produced by the passage of current through the gate path of the amplifier.
The external network comprises two quadrature networks of phase shifts 12 and 13 which produce phase shifts in opposite directions.
Network 12 is of the type shown in FIG. 3, and network 13, countering the main frequency, is of the type shown in FIG. 2, modified to substitute a piezoelectric crystal CX for the series inductor.
The return supply network can be further proportioned so that not only each component network produces a stable phase shift of 90, but also that all branches of the two networks have reactances of the same amplitude at the frequency of. oscillation. In this case, the central combination of impedance
The 2 becomes infinite at the oscillation frequency, and these elements can be omitted without affecting the operation of the system,
A return feed network thus modified is shown in figure 10.
The return supply network 22 comprises a series branch containing a crystal CX and a series capacitor C2, a shunt branch formed by a second capacitor equal to the capacity of the series branch, and a second shunt branch containing mant an inductance L so as to have a reactance equal to that of one or the other of the two capacitors at the operating frequency.
The relation of the circuit of figure 10 with that of figure 8 is
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taoile see. In this circuit, the zero-phase-shifted tf1ator is provided with two normal tubes coupled in tandem through shunt resistors 23 and 24, but the negative amplified tube of Fig. 8 can also be used if desired.
In addition to the particular reactance relationships described above, the phase quadrature networks used in the systems of the invention are characterized by the properties of their image parameter. The network image impedance at any one of the terminal pairs is equal to the square root of the product of the open-circuit and short-circuit impedances measured at these terminals, and the image transport constansts is equal to l 'hyperbolic tangent arc of the square root of the ratio of the short-circuited impedance to the open-circuit impedance.
By applying these relations to the general network of figure 1. the image impedance is found equal to a real quantity of value X at the assigned frequency, and the transfer constant must be the hyperbolic arc 'tangent of a quantity infinitely larger pure imaginary.
In accordance with the well-known theory of networks, the real character of the image impedance corresponds to a character of pure resistance and indicates that the frequency for which the reactances have the special values is in a transmission band of the network. The value and character of the image transfer constant show that it represents a simple phase shift of 900 without accompanying attenuation. The networks are thus characterized in that they have image phase shifts of 90 at frequencies which are in the transmitted bands or for which the image impedances are pure resistances. In the circuits of the invention, networks operate at the frequency thus determined for which the quadrature phase shifts are stable.
If the transmission band in which the frequency of the image phase shift 90 is found is very limited, the frequency variation of the phase shift at this point will be very fast since the image phase shift ranges through at least 1800 in the band. The actual phase shift, when the network is connected to terminal impedances, follows the image phase shift approximately and will therefore vary very quickly.
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Conversely, if the band is wide, the phase shift produced will vary very little with frequency. The phase-shifting networks shown in the drawings, which include elements of piezoelectric crystals, are all characterized by a very narrow transmission band in the frequency row where the reactance of the crystal is inductive *
CLAIMS.
1 - Vacuum cube oscillator circuit comprising an amplifier means, a transmission path coupling the output terminals and the input terminals of the amplifier means to form a return supply circuit, and one or more series of networks of reactance included in the circuit (return feed, each of said networks being proportioned to produce at a common designated frequency a phase shift of 90 which is stable with respect to the variations of the terminal impedances of the network, the networks together with the amplifier means producing a total phase shift in the return supply circuit which is zero at the designated common frequency.