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SYSTEMES DE TRANSMISSION D'ONDES ELECTRIQUES
Dans le fonctionnement de circuits téléphoniques pourvus d'amplificateurs, le niveau de transmission auquel les courants phoniques peuvent être réduits est limité par les bruits perturbateurs captés ou produits dans les circuits par câble. Dans les câbles bien établis, spécialement dans ceux du type coaxial, les perturbations provenant de sources extérieures peuvent être réduites à un niveau inférieur à celui de la force électromotrice dû aux modifications thermiques désignées ordinairement sous le nom d'effets Johnson,lesquels ont pratiquement une distribution d'énergie uniforme pour tout
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le spectre de fréquences.
Uneautre source de bruits accidentels consiste dans les valves ou lampes (spécialement la cinquième valve) des répéteurs par suite de l'émission accidentelle de la cathode ou pour toute autre cause connue. Les niveaux relatifs des bruits dus aux effets Johnson et des bruits de valves dépendent de différents facteurs, tels que les propriétés particulières des valves et de 1' impédance dans laquelle le circuit grille est fermé, le bruit dû aux valves pouvant être comparé à celui dû aux effets Johnson, ou bien peut être d'un niveau plus élevé. Les bruits combinés dus aux effets Johnson et aux valves, imposent une limite en-dessous de laquelle le niveau de transmission des courants phoniques dans un chemin quelconque ne peut descendre. Ces bruits combinés seront désignés dans la suite de la description sous le nom de bruits dus aux effets Johnson.
Dans les systèmes à chemins multiples où un amplificateur commun de lignes est utilisé pour l'amplification simultanée de plusieurs chemins, une limite supérieure est imposée concernant le niveau de transmission des chemins en regard d'un mélange inductif ou cross talk inintelligible (qui peut être considéré comme un bruit) due à la non-linéarité dans les caractéristiques de 1'amplificatuer de lignes.
Les perturbations causées par la non-linéarité sont dues : (1 ) à des harmoniques secondaires ou d'ordre plus élevé d' une fréquence, qui apparaissent dans des chemins utilisant,dans le spectre de fréquences, des rangées de fréquences plus élevées que le chemin perturbateur; (2 ) des produits d'intermodulation d'ordre secondaire ou d'ordre plus élevé, ou une combinaison de tonalités dues à deux ou plusieurs fréquences et qui peuvent apparaître dans des chemins utilisant, dans le spectre, des fréquences supérieures ou inférieures aux fréquences composantes.
On peut montrer qu'au point de vue des perturbations dans d'autres chemins, les harmoniques directes d'une seule fréquence sont relativement plus importantes comparées aux produits d'intermodula- tion dus à deux ou plusieurs fréquences. On peut voir que ces produits d'intermodulation dépendent de la somme des énergies des chemins individuels dans l'amplificateur et peuvent être plus ou moins
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uniformément distribués sur la rangée des fréquences utilisées par ces chemins avec une tendance vers une perturbation accrue aux fréquences inférieures.
Puisque l'atténuation de ligne s'aoorott en général aveo l'accroissement de fréquence, un réseau égalisateur d'atténuation est nécessaire pour assurer une transmission égale de tous les chemins, et sur les figures 1, 2 et 3 des dessins on a montré des arrangements qui ont été jusqu'ici utilisés.
Sur chacune de; ces figures, 7 et 8 représentent deux sections de lignes supposées égales, tandis que 1 représente un amplifi -cateur transmetteur, 2 un répéteur intermédiaire, et 3 un amplifioateur récepteur, tous ces amplificateurs étant supposés avoir un gain uniforme pour'la bande ordinaire de fréquences.
Sur la figure 1, 5 et 6 sont des égalis aaurs d'atténuation ayant chacun des caractéristiques d'atténuation qui sont inverses de celles d'une section de ligne, Si les signaux des différents chemins sont envoyés à un niveau uniforme dans l'amplificateur 1, alors leurs niveaux seront uniformes dans les circuits d'entrée et de sortie de l'amplificateur 2 et dans les circuits d'entrée et de sortie de l'amplificateur 3. De la sorte, le niveau de bruit dû à une intermodulation sera le même dans tous les chemins, et puisque les signaux dans tous les chemins tombent au même niveau minimum (au circuit d'entrée des amplificateurs 8 et 3) le niveau de bruit dû à l'effet Johnson sera le même pour tous les chemins et sera équivalent à celui qui se produit dans un circuit dont l'atténuation est la même à toutes les fréquences.
Il sera égal à l'atténuation des circuits 7 ou 8 aux fréquences les plus élevées employées, plus la perte de base des égali -sateurs-5 ou 6.
Dans 1a forme la plus économique, l'interférence d!intermodulation sera rendue égale à celle due aux bruits provenant des effets Johnson.
Sur la figure 2, 4 et 5 sont des égalisateurs d'atténuation ayant les mêmes caractéristiques que les app&reils 5 et 6 de la figure 1. Si des signaux sont envoyés à un niveau uniforme dans l'égalisataur 4, leurs niveaux seront aussi uniformes au circuit d'entrée de
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l'égalisateur 5 et aux:oiroui1sd'entrée et de sortie de 1'amplifia- teur 3. Aux circuits d'entrée et de sortie des amplificateurs 1 et 2, le niveau du chemin le plus élevé sera plus grand que celui du chemin le plus bas d'une valeur égale à la différence dans l'atténuation des sections de lignes 7 ou 8 aux fréquences les plus élevées et les plus basses utilisées.
Si le niveau dans le chemin aux fréquen -ces les plus élevées au circuit de sortie de l'amplificateur 1 est rendu égal à celui dans le circuit de la figure 1, alors l'énergie totale dans l'amplificateur sera moindre et par suite le niveau absolu des produits d'intermodulation sera réduit d'une quantité
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10 log 10 npo###. 1: pn dans laquelle n représente le nombre de chemins, po représente l'énergie dans chaque chemin au circuit de sortie de l'amplificateur 1 de la figure 1, pn représente l'énergie dans le chemin "n" au circuit de sortie de l'amplificateur 1 de la figure 2.
La perturbation due au cross talk d'intermodulation dans les chemins à fréquences plus élevées sera donc moindre que dans le circuit de la figure 1, mais puisque le niveau du chemin à fréquen -ce la plus faible au circuit de sortie de l'amplificateur 1 a été réduit par exemple de "a" db, le cross talk d'intermodulation est accru par
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a - 10 10g10 n po db . npn Dans un cas pratique a est considérablement plus grand que
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10 long n po 10 glO npn Par exemple, avec a = 10 db. et l'égalisateur ayant une courbe de fréquences d'atténuation linéaire, le terme
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10 long n po 10 2 npn peut avoir la valeur de 4. 1 db.
Le niveau minimum dù chemin à plus haute fréquence (aux circuits d'entrée des amplificateurs 2 et 3) est le même que dans le
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oirouit de la figure 1, de sorte que le niveau relatif des bruits dus à l'effet Johnson est inchangé. Dans le cas du chemin de fré- quence la plus basse, le niveau minimum a été réduit par "A" db, de sorte que le niveau dû aux bruits provenant des effets Johnson dans ce chemin est accru par "a" db.
Donc,en utilisant les chiffres de l'exemple donné ci- dessus, et en passant du circuit de la figure 1 à celui de la figure
2, dans le chemin de fréquences les plus élevées, les bruits dus à l'effet Johnson sont inchangée, et 1'intermoulation est diminuée de 4.1 db. correspondant à une réduction en interférence totale de
1,6 db. Dans le chemin inférieur, le bruit dû à l'effet Johnson est accru de 10 db.,et l'intermodulation de 10.- 4.1 = 5.9 db. donne un accroissement en interférence de 8,4 db.
La figure 3 représente une modification du circuit de la figure 2 dans laquelle un préséleoteur 2' est placé vis-à-vis de l'é- galisateur 5. Le gain de l'amplificateur 2' est plus grand que la per- te maximum de l'égalisateur 5, et le gain de l'amplificateur 2 peut être réduit d'une manière correspondante. Le niveau minimum de tous les chemins'est maintenant celui du circuit d'entrée de l'amplificateur 2' et est uniforme de sorte que le niveau d'interférence due aux bruits provenant de l'effet Johnson est le même dans tous les chemins que dans celui du circuit de la figure 1.
En prenant les chiffres de l'exemple précédent, le niveau de l'interférence totale dans le chemin de plus grande fréquence sera réduit de 1,6 db. oomparé avec le oirouitde la figure l,et dans le chemin de plus basses fréquences il sera accru de 3,9 db. comparé au circuit de la figare 1.
L'emploi d'un présélecteur dans le circuit de la figure 1 amène une réduction du bruit due à l'effet Johnson dans le chemin de plus basses fréquences (2. 2 db. dans le bruit total avec les chiffres envisagés) tandis qu'il n'aura aucun effet sur le chemin de plus hautes fréquences,et cet arrangement représente à peu presse meilleur arrangement que l'on peut faire avec ce type de circuit. On peut observer que, en exelucatn 1'effet d'une interence quelconque captés pax les lignes 7 et 8 de la figure 1, il n'y a aucune différence si
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les égalisateurs 5 et 6 sont déplacés des positions montrées aux extrémités opposées des lignes 7 et 8 .
Dans le cas idéal, l'interférence totale sera rendue la même pour tous les chemins, et Clans tous les cas l'interférence due aux bruits provenant de 1'effet Johnson sera rendue égale à l'inter -férence due à 1'intermoduclation Afin de réaliser cela, le niveau minimum auquel chaque chemin est ramené doit être le même c.à.d.que les chemins doivent avoir des niveaux uniformes au circuit d'entrée de chaque amplificateur répéteur (ou présélecteur si l'amplification est divisée en deux sections). Cela permet que les niveaux des chemins peuvent être non uniformes au chemin de sortie des répéteurs, et que la différence en niveaux entre deux chemins quelconques peut être la-même que la différence dans l'atténuation de la section de ligne aux fréquences de fonctionnement des deux dits chemins.
En supposant que le cross talk d'intermodulation est uniformément distribué sur la rangée entière de fréquences, la condition que l'interférence d'intermodulation exprimée comme un rapport entre le signql et le bruit soit égale dans tous les chemins, peut être obtenue si aux fréquences d'opération de deux chemins quelconques la différence en réduction de gain dans l'amplificateur due à l'alimentation en retour, est égale à la différence en niveau des deux dits chemins.
Si maintenant le gain amplificateur sans alimentation en re -tour est le même à toutes les fréquences dansla bande, et remplit la conditon précédemment mentionnée pour le cross talk d'intermodulation, il est évident que la caractéristique de gain de l'amplifica -teur avec alimentation en retour aura la même forme que la caractéristique de perte d'une section de ligne et par suite aucun égalisateur d'atténuation additionnel n'est requis.
Dans le cas où leµbruits dus à l'effet Johnson etau cross talk d'intermodulation sont les mêmes pour tous les chemins, comme cela a été le cas dans le circuit de la figure 1, si on suppose le même niveau de transmission pour les chemins de fréquences les plus élevées, le bruit dû à l'effet Johnson aura la même valeur,tandis que le cross talk d'intermodulation sera réduit comparativement au circuit
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de la figure 1. par suite de la réduction de l'énergie totale dans le circuit de sortie de l'amplificateur. En utilisant les chiffres supposés dans le précédent exemple, cela donne une amélioration en cross talk de 4.1 db. dans tous les chemins ou une amélioration dans le bruit total de 1,6 db.
Alternativement, on peut accroétre le niveau de sortie du chemin jusqu'à ce que le cross talk d'intermodulation et le bruit dû à l'effet Johnson soient égaux, et dans ce cas l'amélioration en bruit total sera de 2,05 db. Comme la différen -ce en atténuation aux fréquences 1es plus élevées et les plus basses d'une section de ligne s'accroît, et par suite comme la différence en niveau de transmission des chemins à fréquences les plus élevées et les plus basses s'accroît, il y aura aussi un accroissement dans l'avantage de gain par l'emploi des principes mentionnés.
Par exemple, quand la différence est accrue à 30 db., l'amélioration dans le bruit total sera de 4,2 db.
En pratique il est souvent diffioile d'obtenir un amplificateur qui offre ces/conditons idéales, et il est nécessaire de déterminer quels sont les arrangements qui donnent les conditions mentionnés et qui s'approchent le plus près de l'idéal. L'amplificateur doit, de préférence, être désigné d'une manière telle qu'aux fréquen- ces les plus élevées utilisées le gain sans alimentation en retour est aussi élevé que possible avec un gain ne tombant pas en-dessous de cette valeur pour le restant de la bande de fréquences.
Si la bande de fréquences est large, cela résulte généralement dans un amplificateur dont le gain s'élève avec la diminution de rréquenoe, la quantité d'une telle élévation étant contrôlée par un réglage des éléments d'accouplement entre les valves de la manière bien connue,
Avec un tel amplificateur, les caractéristiques d'atténuation du chemin d'alimentation en retour doivent alors être désignées de so rte que la réduction de gain (et par suite l'intermodulation) à une fréquence quelconque soit plus grande que celle aux fréquences les plus élevées, d'une valeur égale à la différence entre l'atténua- tion d'une section de ligne à la dite fréquence et l'atténuation d'une section de ligne à la fréquence la plus élevée.
L'amplificateur ainsi
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désigné aura alors un gain trop élevé aux fréquences inférieures relatives aux fréquences supérieures pour assurer une égalisation com -plète des caractéristiques d'atténuation de la ligne, et un égalisa -teur d'atténuation extérieure sera requis pour chaque section de ligne. Même si des conditions idéales en regard de l'interférence peuvent encore être réalisées par l'emploi du circuit de la figure 3, dans lesquelles les amplificateurs 1 et 2 sont maintenant des am -plificateurs à alimentation en retour désignés comme ci-dessus décrit 4 et 5 sont des égalisatars qui compensent la différence entre les caractéristiques des sections de lignes 7 et 8 et celle's des amplificateurs 1 et 2.
Les amplificateurs 2' et 3 ont des caractéristiques plates de gain, et l'amplificateur 2' a un gain plus élevé que la perte maximum de l'égalisateur 5. Le niveau minimum pour chaque chemin a lieu au circuit d'entrée des amplificateurs 2' et 3, où le niveau est le même pour tous les chemins. Donc, les bruits dus à l'effet Johnson sont les mêmes pour tous les chemins. La forme des amplificateurs 1 et 2 assure que le cross talk d'intermodulation est égal pour tous les chemins, et par un ajustement convenable de niveau les bruits dus à l'effet Johnson peuvent être rendus égaux à ceux provoqués par l'intermodulation pour un chemin quelconque.
A cause du coût additionnel de l'amplificateur 2' il peut être utile de considérer le circuit de la figure 2 en ce qui concerne la dépense due à l'inconvénient de conditions d'interférences . Dans la figure 2, les amplificateurs 1 et 2 sont maintenant désignés de sorte que l'interférence d'intermodulation est égale pour tous les chemins quand ceux-ci transmettent à des niveaux tels qu'ils atteignent tous les même niveau aux circuits d'entrée de l'égalisateur tet de l'amplificateur 3.
L'amplificateur 3 a une caractéristique de gain plate, et les égalisateurs 4 et 5 compensent cette partie de la défor -mation d'atténuation respectivement pour les lignes 7 et 8, qui n'est pas compensée par les amplificateurs 1 et 2. pour les chemins de plus hautes fréquences, las conditions d'interférence seront les mêmes que dans le circuit de la figure 3, puisque la perte de l'égalisateur 5 est pratiquement nulle à cette fréquence. Pour le chemin de plus basses fréquences, bien que l'interférence due à l'intermodulation
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soit la même que dans le cas idéal, l'interférence due aux bruits provenant de l'effet Johnson est acorue d'une valeur égale à la perte de l'égalisateur 5 à la fréquence du chemin de plus basses fréquences.
Afin d'éviter cette difficulté, l'alimentation en re- tour aux fréquences inférieures peut être accrue en modifiant les caractéristiques du chemin d'alimentation en retour tout en main- tenant l'alimentation en retour la même aux fréquences les plus éle- vées. Ce changement réduira d'abord l'interférence aux fréquences inférieures due à l'intermodulation, et ensuite réduira le gain de l'amplificateur et par suite la perte requise dans les égalisateurs
4 et 5 aux fréquences inférieures, réduisant ainsi l'interférence due aux bruits provenant de l'effet Johnson. On peut ainsi attein- dre un point auquel la somme de l'interférence,due aux bruits pro- venant de l'effet Johnson et de l'intermodulation dans le chemin de fréquences les plus basses,est égale à oelui observé dans les chemins à fréquences les plus hautes.
La perte maximum finale dans les égalisateurs 4 et 5 ne sera pas, dans ces conditions, plus grande que 3 db. Alternativement, l'alimentation en retour aux fréquences inférieures, peut être accrue par un accroissement du gain de l'amplificateur à ces fréquences sans alimentation en retour. Cette méthode, qui peut être nécessaire dans le cas où la première méthode ne peut être adoptée sans danger pour l'instabilité des amplificateurs, est moins avantageuse que la première puisque le gain des amplifica- teurs aux fréquences inférieures avec alimentation en retour, et par suite la perte des égalisateurs 4 et 5 à ces fréquences, ne peut être réduit.
On peut voir que les méthodes de fonctionnement décrites peuvent être appliquées à des amplificasurs ayant un type quelconque de caractéristiques initiales de gain sans alimentation en retour, et que -la méthode peut être aussi. utilisée. dans les cas où, par exem- ple, la distribution de fréquences des produits d'intermodulation n'est pas uniforme, ou si des bruits de certaines bandes de fréquences sont-captés sur'le câble provenant de sources extérieures.
Bien que l'invention ait été décrite principalement en se
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référant à des systèmes téléphoniques à chemins multiples, on peut voir qu'elle est aussi applicable à d'autres systèmes de transmission d'ondes électriques cû de larges rangées de fréquences doivent être transmises.
La figure 4 est un diagramme montrant le gain relatif G en db. par rapport à la fréquence f en cycles par seconde, et la figure 5 est un diagramme montrant l'énergie intermodulatrice IP en db. par rapport à la fréquence f en cycles par seconde.
Sur les figures 4 et 5 la courbe "a" représente la caractéristique gain-fréquence d'un amplificateur sans alimentation en retour, dans lequel des harmoniques sont supposés être indépendants de la fréquence. La courbe "b" représente la caractéristique harmonique-fréquence de l'amplificateur sans alimentation en retour.
La courbe "c" représente la caractéristique harmonique-fréquence désirée. La courbe "d" représente la caractéristique gain-fréquence de l'amplificateur avec une alimentation en retour négative réglée pour obtenir la caractéristique harmonique-fréquence voulue.
Puisqu'on sait qu'une réduction de gain par une alimenta -tion en retour négative de "n" db. produit une amélioration des harmonises de "n" db.à la fréquence harmonique , il est clair qu'à une fréquence quelconque la différence entre la courbe "a" et la courbe "d" est égale à la différence entre la courbe "c" et la courbe "b", et la caractéristique atténuation-fréquence requise du chemin d'alimentation en retour est de même forme que la courbe "d" Si l'amplificateur dans son ensemble doit avoir une caractéristique gainfréquence autre que la courbe finale "d" la courbe totale peut être corrigée par un égalisateur avant et après l'amplification, ou la caractéristique gain-fréquence sans alimentation en retour (courbe "a")
peut être modifiée (par exemple par une modification des réseaux d'accouplement) pour permettre à la courbe "d" d'avoir la forme voulue tout en offrant en même temps les conditions d'harmoniques des courbes "b" et "o" Une application importante de ces amplificateurs se trouve dans les systèmes à chemins multiples dans lesquels le niveau ,de sortie des chemins varie avec la fréquence, mais dans lesquels
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le rapport entre les signaux et les bruits doit être le même pour tous les chemins, ou doit suivre une courbe déterminée. On entend ici par "bruits" ceux produits par l'intermodulation ou par le cross talk.
Une condition d'opération probable sera avec le même niveau relatif pour tous les chemins au circuit d'entrée de l'amplificateur, mais dans certains cas il peut être impossible d'effectuer une égalisation de ligne complète dans le chemin d'alimentation en retour, et la condition d'opération est alors telle que les chemins ne sont pas au même niveau soit à l'entrée, soit à la sortie.
REVENDICATIONS.
1 - Système téléphonique à ohemins multiples dans lequel des amplificateurs du type à alimentation en retour négative sont communs à deux ou plusieurs chemins, caractérisé en ce que les niveaux de transmission des chemins e. t de l'alimentation en retour des amplificateurs sont proportionnés de manière que la somme des énergies provenant des interférences dues aux produits d'intermodulation et aux bruits créés dans les répéteurs, ainsi que dans les circuits par câble ou captés par ceux-ci,est pratiquement la même pour tous. les chemins.
2 - Système de transmission d'ondes électriques pour la transmission d'une large bande de fréquences comprenant des amplificateurs du type à alimentation en retour négative, caractérisé en ce que les niveaux de transmission des signaux et de l'alimentation en retour des amplificateurs aux différentes fréquences dans la bande de fréquences transmises sont proportionnés de manière que la somme de l'énergie due aux interférences provenant des produits d'intermodulation et aux bruits produits dans les répéteurs et dans la ligne, ou captés par celle-ci,est pratiquement constante pour la bande t ransmi se .