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DISPOSITIF DE DETECTION ELECTROMAGNETIQUE D'OBSTACLES.
La présente invention, système J. ORTUSI et H. ROBERT se rapporte aux dispositifs de détection électromagnétique d'objets, du type dit "Radar".
Dans de tels dispositifs, l'énergie électromagnétique modulée ray- onnée à l'émission, est fournie par un tube électronique, notamment un "magné- tron" ou un "klystron", auquel, le plus souvent on applique directement les signaux de modulation. Ainsi, dans les "Radars" dits à "impulsions", le magné- tron est alimenté par des impulsions de haute tension et il débite directe- ment dans les circuits de l'aérien, de l'énergie d'ultra haute fréquence mo- dulée en amplitude par "tout ou rien" en impulsions brèves. Dans un radar dit "à modulation de fréquence!!, l'énergie rayonnée est en général fournie par un tube du type dit "klystron reflex" qui fonctionne en régime continu mais qui débite de l'énergie modulée en fréquences.
Par conséquent, les tubes électroniques de puissance de--.ces dis- positifs doivent débiter de l'énergie électromagnétique répartie sur de très larges spectres de fréquence. Or, ces spectres sont limités par les bandes passantes des tubes eux-mêmes. Le problème de la réalisation de tubes électro- niques de puissance à très larges bandes passantes n'est pas encore résolu et il faut recourir à des compromis limitant les performances des dispositifso
En outre la fréquence porteuse de ces .tubes est difficile à sta- biliser du fait qu'ils travaillent en auto-oscillateurs modulés et qu'ils dé- bitent de l'énergie à large spectre de fréquence nécessitant l'emploi de cir- cuits de charge à très faible surtension.
Il en résulte de nombreux inconvénients, notamment à l'émission, des variations d'impédance de charge suivant la bande passante, des désaccords dans les circuits d'antenne compromettant la stabilité du fonctionnement et perturbant les caractéristiques de l'onde rayonnée par l'antenne.
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A la réception, des mêmes inconvénients se font sentir et on est obligé d'utiliser des circuits d'entrée et moyenne fréquence à bande passante beaucoup plus large que celle exigée par la modulation de l'onde reçue. Il en résulte un accroissement de bruit de fond et par conséquent une baisse de sensibilité.
Par ailleurs, lorsque l'on veut sélectionner les échos des obs- tacles mobiles en utilisant l'effet.dit de "Doppler-Fizeau", on est obligé d'utiliser des émetteurs-récepteurs spéciaux dits "cohérents" qui sont très onéreux et très difficiles à mettre au point.
La présente invention a pour objet un dispositif permettant d'ob- vier à tous ces inconvénients tout en offrant la possibilité de filtrer aisé- ment les échos des obstacles mobiles.
Suivant l'invention, le dispositif de détection électromagnétique d'obstacles comprend un émetteur d'énergie électromagnétique de très haute fréquence travaillant de préférence en régime entretenu sinusoidal pur et dé- bitant cette énergie dans une première voie, conduisant à l'aérien d'émission, à laquelle est associé un modulateur commandé électriquement par un organe approprié, ledit modulateur introduisant un déphasage réglable dans l'onde traversant cette voie; et dans une seconde voie reliée à un organe détec- teur qui est connecté d'autre part à un aérien de réception, cet organe dé- tecteur transformant ledit déphasage présenté par l'onde reçue provenant de la réflextion en un signal qui est utilisé pour la détection dudit obstacle.
Suivant une variante ledit organe de commande du déphasage ali- mente ledit modulateur par des impulsions brèves de manière à produire des variations récurrentes brusques de la phase.
Suivant une autre variante ledit organe de commande alimente ledit modulateur par un signal modulé en fréquence de manière à produire une modulation de phase à cadence variable.
L'invention sera mieux comprise à l'aide des figures ci-jointes données à titre d'exemples non limitatifs et dans lesquelles :
La figure 1 représente schématiquement le dispositif de l'inven- tiono
La figure 2 représente schématiquement mais plus en détail le moyen de contrôle 4 de la figure 1.
La figure 3 représente schématiquement en coupe le modulateur 3 de la figure 1.
Les figures 4 et 5 représentent chacune schématiquement mais plus en détail, l'organe 8 de la figure 1, utilisé dans le cas où dans cette fi- gare 1 le moyen de contrôle 4 commande le modulateur 3 respectivement par des signaux en impulsions et par des signaux modulés en fréquence.
Le dispositif représenté sur la figure 1 comprend un générateur 5 débitant de l'énergie d'ultra haute fréquence en régime sinusoïdal entre- tenu dans un guide d'onde 60. Le générateur peut être constitué par un tube du type connu tel que "klystron" en "magnetron" avec tous ses organes d'au- mentation classiques. Le guide 60 est relié à un organe de couplage direc- tif 6 adapté de manière à éviter la production des ondes stationnaires. L' énergie ultra haute fréquence est ainsi répartie entre la voie du guide 61 qui en canalise la majeure partie et la voie 62 qui en reçoit une faible part. L'énergie ultra haute fréquence circule dans ces deux voies 61 et 62 sous une forme sinusoïdale pure donc, non modulée.
Le guide 61 est relié à l'organe modulateur 3 qui est commandé électriquement par l'organe de con- trôle 4. Sous l'effet des signaux électriques délivrés par ce dernier organe le modulateur 3 imprime aux ondes ultra haute fréquence provenant du guide 61, un déphasage réglable qui suit, en fonction du temps, la forme desdits signaux électriques de commande. Tout en ne produisant aucune réflexion d'on- des vers le générateur 5. Les ondes ainsi modulées en phase sont conduites par le guide 63 dans l'aérien d'émission 1 qui est d'un type connu.
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Comme on le voit sur la figure 3, ledit modulateur 3 dé la figure
1 comprend une portion de guide d'onde 65 prolongeant et reliant les guides
61 et 63 de la figure.
Deux tronçons de guides auxiliaires GAl et GA2 sont intercalés dans le mode "série" et deux magnétrons M1 et M2 sont couplés respectivement audits deux tronçons par les sondes CS1 et CS2. Dl et D2 sont des adaptateurs d'impédances. Les champs magnétiques de Ml et de M et les tensions électriques qui sont appliquées auxdits magnétrons sont règles de sorte qu'à tout instant ces magnétrons sont "bloqués" c'est-à-dire sont dans des conditions électromagnétiques extérieures aux conditions d'autooscillation. Des cathodes des magnétrons K1 et K2 sont chauffées par des filaments alimentés par des sour- ces de courant qui sont classiques e qui n'ont pas été représentées sur la figure.
Dans ces conditions, les magnétrons constituent des impédances dont les valeurs sont fonction des tensions électriques appliquées en a6 entre les cathodes et les anodes.
On voit que l'on ramène ainsi en série dans le guide 65 deux im- pédances variables en fonction de la tension appliquée en a6. La distance 1 séparant les tronçons GA1 et GA2 est choisie de sorte qu'il est possible, en ajustant les valeurs des impédances d'adaptation D1 et D2, de ramener dans le guide deux impédances variables qui sont calculées de manière à offrir un coefficient de réflexion nul vers 61 et un coefficient de transmission égal sensiblement à 1 en module, mais ayant un argument variable.Autrement dit ce dispositif permet, en agissant sur la tension électrique appliquée en a6,
d'introduire un déphasage ajustable dans l'onde transmise de 61 vers 63 sans produire de réflexions sensibles vers 610
Ce dispositif a été décrit dans la demande du brevet français dé- posé le 8 Mai 1951 pour : MODULATEUR ELECTRONIQUE DE PHASE POUR ONDES CENTI- METRIQUES par la Compagnie Demanderesse. On y prévoit plusieurs autres mo- des de réalisation qui sont également applicables dans la présente demande.
La tension électrique appliquée en a6 par l' organe 4 (figure 1) ou en a6 (figure 3) est en général composée d'une tension continue fournie par le générateur 41 (figure 2) à laquelle on superpose une tension variable fournie par le générateur 42 (figure 2). Cette tension variable a une forme choisie en vue du type de modulation en phase à réaliser par le modulateur 3, (figure 1) qui a été décrit figure 3.
L'onde modulée en phase émise par l'aérien 1 alimenté par le gui- de 63, se propage dans l'espace, et, après avoir été réfléchie par un obsta- cle elle est captée par l'aérien de réception 2 d'où elle est dirigée par le guide 64 vers un détecteur 7 comprenant une "tête haute fréquence" classique munie d'un criqtal détecteuro Dans ce détecteur 7, l'onde reçue venant du guide 64 est mélangée avec celle dérivée en 6 et amenée par le guide 62. Il en résulte une tension de basse fréquence fonction de la caractéristique de là tension de modulation produite par le générateur 4 et appliquée au modu- lateur 3.Le générateur 4 (figure 1)
commande en même temps en a4 le balaya- ge de l'écran de l'oscilloscope 9 avec la récurrence de la tension commandant la modulation. Le détecteur 7 est relié à un appareillage basse fréquence 8 qui sert à sélecter les échos fixes et à commander la seconde paire de pla- ques de l'oscillographe 9 en vue de marquer sur la trace du balayage de l'é- cran, l'instant de réception de l'écho, donnant ainsi la mesure de la distan- ce de l'obstacle. Le détail de construction de l'appareillage basse fréquen- ce 8 (figure 1) dépend de la forme des signaux électriques de modulation fournis par le générateur 4 (figure 1) ou 42 (figure 2)
Deux cas principaux sont envisagés ici, mais ils ne doivent limi- ter en rien l'invention, car on peut en imaginer facilement d'autres.
Dans un premier cas, le générateur 42 de la figure 2 délivre des impulsions de durée # et de période de récurrence TLa phase de l'onde émi- se sera modifiée "en impulsions" c'est-à-dire fera des sauts brusques au ryth- me de la modulation.
Dans ce cas, l'appareillage 8 de la figure 1 comprendra
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(voir figure 7) : un filtre passe bas 81 destiné à sélecter les battements dus à l'effet Doppler Fizeau et provenant des échos sur les obstacles mobiles, et un filtre passe bande 82 dont la bande passante n'empiète pas sur celle dé $la Le filtre 82 sert à sélecter les signaux basse fréquence dus aux échos de 13 onde modulée en phase et il est relié ainsi que le filtre 81 à une borne commune a2 qui se retrouve sur le détecteur 7 (figure 1)
Les signaux basse fréquence issus du filtre 81 sont appliqués, après avoir été ampli.fiés par l'amplificateur 83, à un amplificateur 84 dit " de video-fréquence fi,
en vue de ne sensibiliser ce dernier que lorsque le récepteur reçoit des échos dus aux obstacles mobiles, cet amplificateur 84., recevant d'autre part des signaux de basse fréquence issus du filtre 82. L' amplificateur sélecteur d'échos 84 est relié en al à l'oscillographe en vue du "marquage" des signaux reçus, sur la trace de balayage de l'oscillographe 9 (figure 1).
Dans un second cas, le générateur 42 (figure 2) délivre une ten- sion sinusoïdale modulée en fréquence suivant une caractéristique de modula- tion de fréquence "en dents de solen. Cette tension produit une modulation de phase de l'onde d'ultra haute fréquence dans le modulateur 3 (figure 1) suivant une cadence périodique moulée elle-même en fréquenee
Dans ce cas l'appareillage de basse fréquence 8 (figure 1) com- prendra (voir figure 5) :
un filtre basse fréquence 85 construit comme on le verra ci-dessous, ce filtre débitant dans un circuit mélangeur 86 où le signal issu du filtre 85 est mélangé avec le signal d'un générateur 89 qui fournit une tension sinusoïdale modulée en fréquence suivant une loi diffé- rente en amplitude d'excursion, mais semblable en forme que celle de modula- tion du générateur 42 (figure 2) dont la borne a3 (figure 1 et figure 2) est connectée à la borne a7 du générateur 89. Après le mélange, dans le mélangeur 87, le signal résultant est appliqué à un filtre basse fréquence 87, puis à un amplificateur 88, d'où le signal est appliqué par la borne al à l'oscillo- graphe 9 de la figure 1 en vue de marquer les échos sur la trace du balayage de l'écran..
L'exposé mathématique décrivant le fonctionnement de l'appareil est donné à titre explicatif et sans aucun esprit restrictif.
Le principe de fonctionnement du dispositif de la figure 1 est le suivant :l'émetteur 5 fonctionne en onde entretenue pure et transmet 1' énergie à l'aérien d'émission 1 par l'intermédiaire d'un guide 61 et 65, à 1' intérieur duquel se trouve un déphaseur électronique 3, ce dernier déphasant l'onde émise en fonction de la tension d'entrée en a6 sans introduire d'ondes stationnaires vers le générateur 5
Une partie de l'énergie est envoyée en 6, avant déphasage, dans la tête de réception 7.
Celle-ci reçoit donc deux ondes dont 1a phase peut être modifiée à volonté dans le temps, par le déphaseur électronique 30
Après détection, on obtient un signal dont l'amplitude est pro- portionnelle à l'amplitude de l'onde réfléchie, par un obstacle déterminé et dont la différentiation par rapport aux autres signaux reçus est obtenue par la modulation de phase, la fréquence des signaux dépendant de la fréquence de répétition de ladite modulation. Soit, en effet E1 oos cot l'amplitude de Inonde émise.Soit, E2 cos(w t + # + Kz) celle de l'onde reçue, ou 40 est une fonction du temps qui dépend du procédé de modulation.
La tension basse fréquence détectée est proportionnelle à l'expression :
E1E2 cos ( # + Kz ) (1)
Elle est analogue à l'expression de la tension détectée dans la méthode superhétérodyne, c'est-à-dire que l'amplitude est proportionnelle à 1-'amplitude de l'onde Haute Fréquence et la fréquence dépend de la fréquence de la modulation de phaseo
La différentiation entre les signaux d'émission et les signaux reçus ainsi que celle de ces derniers, dépend du procédé de modulation de la
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phase.
A titre d'exemple non limitatif, on décrira deux procédés parti- culiers de modulation correspondant respectivement aux figures 4 et 5 asso- ciées à la figure 1.
MODULATION PAR IMPULSIONS.
Soit z la distance parcourue par l'onde émise dont la phase est
EMI5.1
modulée en "impulsions" dont la largeur est tl et la récurrence T.
Dans ce cas, la phase prend la valeur = tf 1 dans l'intervalle 0 L. t < t et ::: 0 dans la reste de la période. Le courant détecté est proportionnel à l'expression cos (# 1+ Kz) dans l'intervalle <o
EMI5.2
t < tl ' et à l'expression cos ( 0 + Kz) dans l'intervalle tl < t zut, K étant la "constante de propagation"' (K=.2 Tt' où A' est la longueur d'onde). Dans ces conditions un courant alternatif de période T, apparaît dans le circuit des amplificateurs videoo L'amplitude initiale du premier
EMI5.3
harmonique est proportionnelle à cos ('² 0 + Kz) - c os (r.p 1 + Kz), c'est- à-dire a sin o - 1 e¯ sin 1 + 1 0 + Kz)o (2)
2 2
L'amplitude du signal est proportionnelle au sinus de l'angle de phase obtenu.
Lorsque l'obstacle a des dimensions grandes devant la longueur d'onde, ce qui est le cas général, le calcul précédent persiste pour chaque fraction élémentaire de l'obstacle à la distance z variant alors de zo à zi pour différentes portions de l'obstacle.
Soit E2 (z) dz l'amplitude de l'onde réfléchie par cette frac- tion. L'amplitude initiale du premier harmonique est proportionnelle à l'in- tégrale :
EMI5.4
A = j zl sin o - 7. Eu (z) sin (Kz+ 0 + l dz) (,C) i 2 zo Lorsque zo - z1 est assez grand devant la longueur d'onde, l'in-
EMI5.5
tégrale est indépendante de la valeur fixe \f 0+ "f 1 et se met sous la forme 2
EMI5.6
A = a (zl-z.2) sin o- l (3)
2 a représentant l'amplitude de l'onde reçue sans modulation de phase.
Reprenons maintenant la formule (1) et supposons que la distance z soit une fonction linéaire du temps.
Posons : . z = zo + vt v étant la vitesse de déplacement de l'obstacle.
La composante variable du courant détecté est à chaque instant pro-
EMI5.7
portionnelle à cos (Kvt + + Kz ) On voit sur cette formule que cette composante (correspondant à
EMI5.8
la valeur la plus fréquente 1=0) est sinusoïdale et sa fréquence f est donnée par : f = 2 Kv = 2 v 2 # #
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Par exemple, pour un mobile animé d'une vitesse v = 300 m/s et pour =10 cm f=6000.
La fréquence de ce courant doit être suffisamment éloignée de la fréquence des harmoniques de l'impulsion pour pouvoir séparer au moyen de 'fil- très. la tension due à l'impulsion de celle créée par l'effet du déplacement du mobile.
L'avantage de ce procédé, par rapport au procédé de modulation d' amplitude (dans le cas de l'élimination des échos fixes) est de permettre, sans dispositif s autres que des filtres de bandes, la séparation des échos mo- biles des échos fixes.
En effet, d'après les équations précédentes, on voit que le cou- rant engendré par le déplacement du mobile a lieu pendant tout le temps, car l'émission des ondes est continue et non pendant l'impulsion comme dans le cas de la modulation d'amplitude. Ceci permet d'obtenir un courant moyen alterna- tif beaucoup plus important
La consommation du meuble des signaux d'impulsion 42 (figure 2) est de l'ordre de 1 watt sous 400 Volts, pour une puissance haute fréquence- d'une centaine de watts., On voit sur cet exemple que la puissance haute fré- quence peut être relativement importante avec une puissance de commande fai- ble Le filtre 81 (figure 4) est un filtre basse fréquence passe-bas passant de 0 à 6000 périodes.
Le filtre 82 (figure 4) est un filtre de bande, passant de 6000 périodes à 1 Mégacycle (pour des impulsions de 1 microseconde).
MODULAT ION A FREQUENCE VARIABLE -
Dans ce deuxième procédé, on applique au déphaseur électronique 3 (figure 1 ) une tension alternative d'amplitude constante, mais dont la pulsation [alpha] croit linéairement en fonction du temps, lors de la période T du balayage récurrent. Cette pulsation o est supposée grande devant la pulsation # = 2 # de récurrence.
T
L'expression du champ de l'onde émise après modulation est donc :
E = Eo cos (w t + k sin [alpha] t + [alpha]o) (4 ) avec [alpha] = [alpha] o + ss t
T pour nT < t < (n-l)T n étant un nombre entier.
Dans cette expression, la constante k représente l'indice de mo- dulation. Elle est au maximum égale à #/2
2 Nous verrons que le meilleur choix de k est pour 1 < k < 2, ce qui est fa- cilement réalisable sans introduction d'ondes stationnaires.
En effet, l'expression de la formule (4) peut se développer en ternes sinusoïdaux de fréquence w - [alpha], w + [alpha], w - 2 [alpha], w +2 [alpha] etc....
EMI6.1
Comme nous le verrons dans ce qui suit, ce sont les premiers Comme nous le verrons dans ce qui suit, ce sont les premiers
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est donc important de savoir quelle est la valeur de l'indice k qui rend ces termes maxima.Le développement de la formule n 4 montre que le maximum de la fonction J1 (k) a lieu pour k = 1,84 et est égal à 0,54 soit approximativement 1/2.
Ceci est approximativement réalisé pour k = #/ = 1,6
2
Comme nous l'avons vu dans l'exemple précédent on superpose dans le circuit mélangeur 7 (figure 1) l'onde émise par l'antenne émettrice après réflexion sur 7.'obstacle, à l'onde non.modulée dont le champ est de la forme
E1 cos W to
L'onde émise après modulation et réflexion est de la forme
E2 cos (w t + k sin o t + 0 + Kz)
K étant la constante de propagation de l'onde.
Elle se décompose en plusieurs harmoniques dont nous ne considé- rerons que les termes en w # [alpha] car les autres termes seront éliminés après détection et filtrageo Comme nous l'avons vu plus haut, l'expression des termes en w # [alpha] est -
EMI7.1
al cos 1 ( w o ) t + q 1 1 avec a= ¯i2 2 donc l'expression devient : E2 cos [(w # [alpha]= t + #1 + Kz]
Dans ces conditions, la tension basse fréquence de pulsation est proportionnelle après détection à l'expression :
El E2 cos ([alpha] t + #1 + Kz) (5)
Nous voyons donc que, après détection et élimination des harmoni- ques en w # n 0\ (avec on [alpha] 1), nous obtenons l'expression d'une oscil- lation sinusoïdale de pulsation [alpha] et d'amplitude, linéairement proportionnel- le à E2 comme dans le cas d'une détection par méthode hétérodyneo
La détermination de la distance de l'obstacle est alors faite par un deuxième mélangeur opérant en basse fréquence 86 (figure 5) et dans lequel on superpose à l'oscillation dont la forme est donnée par (5) une oscillation de basse fréquence dont l'expression est E3cos ([gamma] t + #3);
avec [gamma]= [gamma]o + S t/T
Cette oscillation est délivrée par le générateur 89 (figure 5).
Les constantes [gamma]o et 8 sont voisines respectivement de [alpha] o et leurs différences, comme nous le verrons, étant fonction des perfor- mances requises.
Après ce mélangeur, un filtre basse fréquence ne laisse passer le signal que si o < ([alpha] - [gamma])<# [alpha] ,# [alpha] ou Uo qui est la bande passan- te du filtre basse fréquence et dépend aussi des résultats recherchés.
Soit un obstacle situé à la distance z du dispositif de détection, pour le trajet aller et retour l'onde de haute fréquence mettra un temps 0 = 2 z; les deux courants du circuit mélangeur sont : c
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EMI8.1
El E2 ces (0( (t-.g) t + + K3) 6 ) E3 cos ( 't t t 3 ) (7)
A la sortie de ce circuit mélangeur, il apparait donc une tension basse fréquence d'amplitude proportionnelle à E2 et dont la pulsation u est donnée par la relation.
EMI8.2
u = (t-e) - t En développant,, on a : u = 0(.0 - 0 -r Î $ ## - fi T
Les temps t qui correspondent à des courants passant à travers le filtre 87 de la figure 5 sont donnés par les valeurs de u comprises entre les deux limites de ce filtre.
Par exemple dans un filtre passe-bas compris entre 0 et Uo, seuls les temps t satisfaisant à l'inégalité.
EMI8.3
o < rÁ 0 - 0 0 + (- ) -
T ' T donneront un signal sur l'oscillographe, U est une pulsation petite devant
EMI8.4
les valeurs de -< 0 et oo 0 ' Soit donc t compris entre to et tl avec
EMI8.5
t1 - to représente la largeur du signal sur l'oscillographe. Soit T la
EMI8.6
précision requ4e par 13utilisateur. précision requise par l'utilisateurn a alors :
On a alors :u = - 1 (8)
P La position moyenne du signal est donnée par :
EMI8.7
EMI8.8
On adopte par exemple c 0 = f o ( de toute façon ( cl 0 - 0) sera petit devant ss #. On a alors pour la position du signal : to=ss/ss - # #
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En outre, il est nécessaire pour obtenir le maximum du rapport sig- nal/bruit que l'intervalle de temps tl - to soit égal à l'inverse de la bande passante Uo des filtres et circuits basse-fréquence.
D'où: 2 # t1 - t = 2 # = Uo T (10) Uo ss - #
Les formules (8) (9) et (10) contiennent l'essentiel des perfor- mances du radar à modulation de phase.
On voit d'abord sur la formule (9) que le balayage de l'oscillo- graphe est linéaire par rapport à la distance de l'obstacle.
La distance maximum #M (compte non tenu de la sensibilité) est obtenue lorsque to = T #M = ss - #/ss T (11)
Adoptons par exemole une portée maximum de 45 km (#M = 300 10-6) et une précision relative dans la mesure des distances de 1/20 (p = 20). Nous prendrons pour Uo la valeur la plus faible possible pour obtenir la meilleure sensibilité. Toutefois, pour des raisons pratiques, U ne peut descendre au- dessous d'une certaine valeur, par exemple Uo = 3.0000 (1 K.c de largeur de bande).
A partir de ces 3 données , les équations (8) (9) et (10) déter- minent les autres constanteso
Tout d'abord l'équation (8) détermine - # - # = Uo p 120 103
L'équation (10) donne la période de balayage T :
T = 2 # = 1 Uo 50
L'équation (11) donne ss ss = (ss - #) T = 120 103 8.106 #M 50.300 10-6
Si nous reprenons maintenant la définition de la 1 fréquence de battement : [alpha]= [alpha]o + ss t T On voit que ss représente la profondeur de modulation de cette fréquence.
Adoptons une profondeur de modulation de 10%, on doit donc avoir [alpha]= 80 106 soit une fréquence de modulation des magnétrons du déphaseur M [alpha]= 13 mégacycles.,
Les caractéristiques d'un tel radar seraient donc : ( a- Tension alternative du déphaseur 200 Battement ( volts- basse - ( fréquence ( 13 Mégacycles modulés en fréquence de 10%.
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( b - Tension alternative de l'oscillateur ( local 10 volts - ( Mégacycles madulés fréquence 9,5 ( 13 Mégacycles modulés en fréquence à 9,5 %.
Fréquence de balayage : 50 périodes
Bande passante du récepteur : 1 kilocycle
Distance maximum de portée : 45 Km.
Toutes ces données sont aisément réalisables.
La portée minimum 6 est obtenue en divisant #M par p. Elle est donc de 2 Kilomètres. Si on veut obtenir une portée minimum plus faible, on peut d'abord augmenter la précision ( p - 50 par exemple). On peut aussi dis- poser d'une fréquence de balayage plus rapide (T= 1 par exemple). Dans ce dernier cas, la distance maximum est aussi 500 - réduite. Il faut donc avoir deux positions (une de distance rapprochée, l'au- tre de distance éloignée) différentiées par la période du balayage.Si on veut garder la période de balayage constante, on peut diminuer la valeur /3 - # en retouchant la profondeur de modulation de l'oscillateur basse-fréquence @ local.