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MONTAGE OSCILLATEUR A TRANSISTEUR.
L'invention concerne un montage pour engendrer des oscillations électriques et comportant un transisteur, une impédance capacitive et une impédance inductive. Elle fournit entre autres un montage oscillateur à très haute fréquence d'oscillation, à savoir plus élevée que la fréquence limite du transisteur.
Par "fréquence limite" il y a lieu d'entendre la fréquence pour laquelle le coefficient d'amplification de courant # du transisteur est tombé d' environ 3 dB.
Suivant l'invention, le transisteur oscille au delà de sa fréquence limite, parce que l'impédance capacitive est insérée entre l'élec- trode émettrice et l'électrode collectrice, alors que l'impédance inductive est insérée entre l'électrode collectrice et l'électrode de base, de fa- çon qu'ensemble, ces impédances, vues à partir de l'électrode collectrice, forment un circuit de résonance en parallèle accordé approximativement sur la fréquence de l'oscillateur.
La description du dessin annexé, donné à titre d'exemple non limitatif, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée, les particularités qui ressortent tant du texte que du dessin faisant, bien entendu, partie de l'invention.
La fig. 1 représente un exemple de réalisation simple du montage conforme à l'invention.
Les figs. 2 et 3 représentent deux variantes du montage illustré sur la fig. 1.
La fig. 4 donne les variations de l'amplification du courant en fonction de la fréquence.
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Sur la fig. 1, le montage oscillateur comporte un transisteur 1, en particulier un transisteur à pointes de contact, à électrode émet- trice e, à électrode collectrice 1 età électrode de base b, ainsi qu'une capacité C insérée entre les électrodes e et c, et une self-induction L insérée entre les électrodes c et d, de sorte que le transisteur peut os- ciller au delà de sa fréquence limite, à une fréquence d'oscillateur fo, approximativement égale à 1 . La capacité parasitaire Gp qui produit éventuellement en parallele avec self-induction doit qui se produit éventuellement en parallèle avec la self-induction L, doit être ajoutée à la capacité G.
Il y a lieu de noter que la self-induction L et la capacité C, éventuellement majorée de Cp, vues à partir de l'élec- trode collectrice c, peuvent être considérées comme un circuit de résonan- ce en parallèle, accordé approximativement sur la fréquence d'ocillation f; en effet, la connexion de gauche du condensateur C et la connexion in- férieure de la self-induction L sont interconnectées par l'intermédiaire d'une impédance pratiquement négligeable, constituée par la résistance interne entre l'électrode émettrice et l'électrode de base du transis- teur 1.
L'invention est basée sur des mesures effectuées sur un traneis- teur qui prouvent que le coefficient d'amplification de courant # tombe non seulement à proximité de la fréquence limite, mais de plus qu'il présente un grand déphasage qui, dans les montages oscillateurs usuels affecte 1' oscillation, mais qui, dans le mode de montage utilisé constitue un avan- tage.La fig. 4 donne ce facteur d'amplification de courant # (qui est dé- fini comme le rapport de l'intensité du courant de l'électrode collectrice ic' et de l'intensité du courant de l'électrode émettrice ie' pour une va- leur constante de la tension du collecteur), et ce déphasage # entre le cou- rant ic et i e en fonction de la fréquence.
A la fréquence limite f1' pour laquelle # (c'est-à-dire la valeur abso- lue de ), est tombé d'environ 3 dB, on trouve déjà un déphasage d'envi- ron 45 , alors que pour une fréquence fo = à 2 ou 3 fois la fréquence limi- te f1, le déphasage est de 90 .
Comme, vues à partir de l'électrode collectrice c, les impédances L et C forment un circuit de résonance en parallèle accordé sur la fréquence de l'oscillateur, on obtient à cette électrode collectrice c, une haute tension approximativement en phase avec le courant ic de l'électrode collec- trice. Le courant ie qui circule à travers le condenseur G vers l'électrode émettrice e et qui, par suite de l'accroissement d'oscillation du circuit LC est notablement plus grand que le courant de l'électrode collectrice ic' est, lui aussi, notablement décalé par rapportà ce courant ic' par exemple, à la résonance du circuit LC, exactement de 90 .
Par suite du glis- sement de phase du coefficient d'amplification #, le courant d'émission ieeinsi engendré fournit le courant ic avec la phase originale, de sorte que l'une des conditions d'oscillation est satisfaite.
Dans le montage représenté sur la fig. 2, l'électrode collec- trice est connectée à une prise 6 de la self-induction L, de sorte que la tension aux bornes de cette self-induction L, est transformée par un trans- formateur élévateur, ce qui facilite généralement l'oscillation.
Sur la fig. 3, le condensateur C de la fig. 1 est scindé en deux condensateurs Cl et C2, dont la ligne de connexion est connectée à 1' électrode collectrice c. Pour le reste, ces deux montages fonctionnent de la même manière que celui représenté sur la fig. 1.
Comme exemple numérique, on peut citer un transisteur dont,
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conformément au schéma équivalent usuel, la résistance d'émission interne re = 50 #, la résistance interne de l'électrode collectrice .± 10 k#, la résistance de base interne rb = 200#, # = pour les basses fréquences = 2,5, f1 = 7 Mc/s, L = 18/uH, Ce = 2 pF, @ C = 5 pF, fo = 15 Mc/s. Le circuit LC doit avoir un grand facteur de surtension, afin d'assurer une bonne stabilité à la fréquence fo de l'oscillateur.
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OSCILLATOR TO TRANSISTOR ASSEMBLY.
The invention relates to an assembly for generating electrical oscillations and comprising a transistor, a capacitive impedance and an inductive impedance. It provides, among other things, an oscillator assembly with a very high oscillation frequency, namely higher than the limit frequency of the transistor.
By "limit frequency" is meant the frequency at which the current amplification coefficient # of the transistor has fallen by approximately 3 dB.
According to the invention, the transistor oscillates beyond its limit frequency, because the capacitive impedance is inserted between the emitting electrode and the collecting electrode, while the inductive impedance is inserted between the collecting electrode and the base electrode, so that together these impedances, viewed from the collector electrode, form a parallel resonance circuit tuned approximately to the frequency of the oscillator.
The description of the appended drawing, given by way of non-limiting example, will make it clear how the invention can be implemented, the features which emerge both from the text and from the drawing, of course, forming part of the invention.
Fig. 1 shows a simple embodiment of the assembly according to the invention.
Figs. 2 and 3 show two variants of the assembly illustrated in FIG. 1.
Fig. 4 gives the variations of the amplification of the current as a function of the frequency.
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In fig. 1, the oscillator assembly comprises a transistor 1, in particular a transistor with contact points, with emitting electrode e, collecting electrode 1 and base electrode b, as well as a capacitor C inserted between electrodes e and c, and a self-induction L inserted between the electrodes c and d, so that the transistor can oscillate beyond its limit frequency, at an oscillator frequency fo, approximately equal to 1. The parasitic capacitance Gp which possibly produces in parallel with the self-induction must, which possibly occurs in parallel with the self-induction L, must be added to the capacitance G.
It should be noted that the self-induction L and the capacitance C, possibly increased by Cp, seen from the collector electrode c, can be considered as a resonant circuit in parallel, tuned approximately to the frequency of oscillation f; in fact, the left connection of capacitor C and the lower connection of the self-induction L are interconnected by means of a practically negligible impedance, constituted by the internal resistance between the emitting electrode and the electrode of base of transistor 1.
The invention is based on measurements carried out on a transducer which prove that the current amplification coefficient # falls not only close to the limit frequency, but also that it exhibits a large phase shift which, in the assemblies Usual oscillators affect the oscillation, but which in the form of assembly used constitutes an advantage. 4 gives this current amplification factor # (which is defined as the ratio of the intensity of the current of the collecting electrode ic 'and the intensity of the current of the emitting electrode ie' for a their collector voltage constant), and this phase shift # between the current ic and ie as a function of the frequency.
At the limit frequency f1 'for which # (that is to say the absolute value of), has fallen by about 3 dB, we already find a phase shift of about 45, whereas for a frequency fo = at 2 or 3 times the limit frequency f1, the phase shift is 90.
As, seen from the collecting electrode c, the impedances L and C form a parallel resonance circuit tuned to the frequency of the oscillator, we obtain at this collecting electrode c, a high voltage approximately in phase with the current ic of the collector electrode. The current ie which flows through the condenser G to the emitting electrode e and which, as a result of the increase in oscillation of the LC circuit is notably greater than the current of the collecting electrode ic 'is also significantly offset with respect to this current ic 'for example, to the resonance of the LC circuit, exactly 90.
As a result of the phase shift of the amplification coefficient #, the emission current iee thus generated supplies the current ic with the original phase, so that one of the oscillation conditions is satisfied.
In the assembly shown in FIG. 2, the collector electrode is connected to a tap 6 of the self-induction L, so that the voltage across this self-induction L, is transformed by a step-up transformer, which generally facilitates the oscillation.
In fig. 3, the capacitor C of fig. 1 is split into two capacitors C1 and C2, the connection line of which is connected to the collecting electrode c. For the rest, these two assemblies operate in the same way as that shown in FIG. 1.
As a digital example, we can cite a transistor of which,
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according to the usual equivalent diagram, the internal emission resistance re = 50 #, the internal resistance of the collecting electrode. ± 10 k #, the internal base resistance rb = 200 #, # = for low frequencies = 2, 5, f1 = 7 Mc / s, L = 18 / uH, Ce = 2 pF, @ C = 5 pF, fo = 15 Mc / s. The LC circuit must have a large overvoltage factor, in order to ensure good stability at the frequency fo of the oscillator.