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Les types d'amplificateurs magnétiques connus ou proposés à ce jour, soit les amplificateurs magnétiques de réglage d'inductance, limiteurs d'intensité, de réglage d'angle de saturation et de réglage de retour, sont utilisés pour influencer un courant de travail soutiré au réseau alternatif directement ou par l'intermédiaire des transformateurs et appliqué, par l'entremise de l'amplificateur magnétique en question agissant en guise d'or- gane de gouverne, directement-où à travers les soupapes, sous la forme d'un courant alternatif.ou continu, à la charge. Dans ce cas, le flux d'énergie se dirige du réseau vers la charge.
Ce flux ne peut pas se diriger dans le sens opposés ; plus particulièrement, une énergie continue, qui avait été accumulée, ne pouvait pas en principe dans le cas d'une charge inductive ou motrice, être restituée au réseau de façon réglable, par l'intermédiaire d'un amplificateur magnétique, en tant qu'énergie alternative. La présence des soupapes ou la nature du processus de désaimantation requis pour la commande de l'amplificateur magnétique.n'autorisaient pas une,restitution d'énergie au réseau ; en d'autres termes, les amplificateurs magnétiques connus à ce jour ne possédaient pas la faculté d'opérer la conversion con tinu-alternatif. Or, la commande des quatre types d'amplificateurs magnéti- ques s'effectue selon deux principes fondamentalement différents.
Alors que les amplificateurs magnétiques de réglage d'inductance, limiteurs d'intensi- té et de réglage d'angle de saturation sont commandés au moyen d'un.courant continu qui, pour un stade de commande, est disponible d'une manière cons- tante et continuelle, tandis que le courant alternatif est chargé de tous les processus d'aimantation et de désaimantation dans le circuit de travail, la disposition dans un amplificateur magnétique à retour est telle que le circuit de travail doit pouvoir, par l'intermédiaire de soupape, aux pro- cessus d'aimantation, tandis que le circuit de commande se voit attribuer les processus de désaimantation.
Par conséquent, la commande de l'amplifi- cateur à retaur ne peut pas s'effectuer avec le courant continu en guise de grandeur déterminante, mais bien au moyen d'intégrales du temps de la tension (flux magnétique) en guise de grandeur déterminante, intégrales ap,- pliquées aux enroulements de commande des inductances des amplificateurs magnétiques à retour dans les limites des périodes de commande, c'est-à-dire des.intervalles de temps au cours desquels le circuit de travail est bloqué à l'intervention des soupapes intéressées.
La présente invention est relative à un amplificateur magnétique à retour. et à courant de sortie normalement continu. Selon l'invention, il est prévu que l'amplificateur, qui débite sur une charge inductive ou motri- ce, est commandé, au cours de dèmi-périodes de travail des tensions d'alimen- tation négatives des bobines d'inductance, par une intégrale du temps de la tension, intégrale qui, dans les limites dune période de commande raccour- eie par rapport à la demi-période de la tension alternative d'alimentation, désaimante la bobine d'inductance.Selon une autre caractéristique de l'in- vention, l'intégrale du temps de la tension, qui agit sur une inductance dans les limites de la période de commande raccourcie et qui produit la désaiman- tation, est choisie d'une grandeur telle que,
pendant la-période de travail qui suit, l'enroulement d'inductance intéressé pourvoit à l'écoulement du courant lors du passage des valeurs positives aux valeurs négatives de la tension d' alimentation. On obtient ainsi, un amplificateur magnétique à re- tour qui est à même, soit d'alimenter-les charges inductives ou motrices en une énergie continue, soit de soutirer à ces charges de l'énergie continue et de la restituer au réseau sous la forme d'énergie alternative, cela à volon- té et par le déplacement d'un simple organe de commande.
Par conséquent, l'amplificateur magnétique à retour selon l'invention peut fonctionner aussi bien en redresseur qu'en onduleur et peut donc de ce fait, de même que grâ- ce à sa rapidité de manoeuvre extrêmement élevée, satisfaire aux mêmes condi- tions de fonctionnement que celles imposées aux redresseurs commandés par des grilles. On dispose désormais d'un amplificateur magnétique robuste et
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ne nécessitant aucune surveillance, que l'on peut également affecter à des applications qui étaient reservées à ce jour exclusivement aux redresseurs à commande par grilles.
Dans l'amplificateur à retour selon l'invention, l'intégrale du temps de la tension, qui assure la -commande et la désaimantation, peut être obtenue d'une manière simple et avantageuse en entaillant une demi-onde si- nusoïdale de la tension alternative d'alimentation des bobines d'inductance.
Par contre, dans -des cas particuliers, il sera avantageux, et toujours con- formément à l'invention, d'engendrer l'intégrale du temps de la tension, qui assureila commande et la désaimantation, à l'aide d'un transformateur à im- pulsions d'intensité ou d'un émetteur d'impulsions analogues.
La figure 1 des dessins annexés représente schématiquement un exem- ple de réalisation particulièrement avantageux de l'amplificateur magnétique à retour selon l'invention. Cette figure montre un amplificateur magnétique à retour b en montage triphasé unidirectionnel. Les trois circuits de tra- vail de cet amplificateur suivent les trajets respectifs suivants : à partir de la phase R du secteur, par l'enroulement 2 de l'inductance 1 et par la soupae 3 ; partir de la phase S du secteur, par l'enroulement 2' de l'in- ductance 1' et par la soupape 3' ; et, à partir de la phase T du réseau, par l'enroulement 2" de l'inductance 1" et par la soupape 3" ; pour aboutir à l'enroulement d'excitation 4 d'un moteur à courant continu, non représenté en détail.
L'enroulement d'excitation 4 est d'autre part connecté au conduc- teur neutre 0. Les circuits de commande de l'amplificateur magnétique à re- tour b sont alimentés par un amplificateur magnétique triphasé à retour et à faible niveau, qui constitue le groupe de commande a Les circuits de commande de l'amplificateur magnétique à retour b coïncident avec les cir- cuits de travail de l'amplificateur magnétique à retour à faible niveau a.
Ces derniers circuits s'étendent à partir des phases R,S,T, en passant par les inductances 55' 5 les enroulements de commande 6 6 6" des induc- tances 1, 1-', 1" de l'amplificateur principal et les distances de décharge des soupapes 7,7,7 pour aboutir au conducteur neutre 0. L'amplificateur magnétique à retour et à faible niveau a est lui-même commandé par des cir- cuits de commande qui, partant des phases R, S, T, passent par les induc- tances 5, 5 5 les distances de décharge des soupapes 8, 8 8" et l'or- gane de commande commun 9, qui est par exemple constitué par une résistan- ce de commande réglable, pour.aboutir au conducteur neutre 0.
Pour expliquer le fonctionnement de ce dispositif, on a représen- té dans la Figure 2 la caractéristique courant-tension de l'amplificateur magnétique triphasé unidirectionnel à retour b. Dans cette caractéristique, on a supposé que pour le moment t=0 les inductances 5,5, 5"t sont blo- quées par l'organe de commande 9. Par conséquent, à ce moment, aucune inté- grale du temps de la tension de desaimantation ne peut se manifester dans les inductances 1, 1, 1" ;il s'ensuit que l'enroulement d'inductance 2, connecté à la phase R du secteur, est parcouru par la totalité du courant de charge. L'amplificateur magnétique B reçoit dans ce cas la pleine excita- tion.
Au bout de 30 degrés (temps mesuré en degrés d'angle),, c'est-à-dire au point d'intersection des tensions positives des phases R et S, l'enrou- lement d'inductance 2,2' assure l'écoulement du courant de travail, lequel est repris 120 degrés plus loin, c'est-à-dire à l'intersection des tensions des phases S et T, par l'enroulement d'inductance 2". L'amplificateur magné- tique b se trouve à la limite de fonctionnement extrême des redresseurs.
Lorsque, 30 degrés plus loin, c'est-à-dire au début de la période de comman- de T1 laquelle est raccourcie par rapport à la demi-période proprement di- te de la tension de commande, l'inductance 1 se voit appliquer, par l'inter- médiaire de l'enroulement 6, une intégrale du temps de la tension convenable- ment calculée, par exemple de la grandeur w6 2 U (le temps étant mesuré
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en degrés d'angle, w6 étant le rapport des enroulements 2 et 6, tandis que
U désigne la valeur w e crête de la tension du secteur), l'enroulement d'in- ductance 2 reprend le courant de service de l'enroulement d'inductance 2' non pas après 120 mais seulement après 1200 + 90 = 210 En ce qui con- cerne la valeur 6 2 U, il convient de noter que,
lorsque le rapport d'en- roulements est 1, elle est égale à 2. U, c'est-à-dire égale au double de l'amplitude de la tension du réseau. Ceci correspond à l'intégrale du temps qui embrasse une demi-période de la tension alternative sinusoïdale. L'aire tension/temps correspondante est représentée dans la figure 2 par des hachu- res verticales. Ioi, la partie située au-dessous de l'axe des temps corres- pond au décalage du point neutre des redresseurs 3,3', 3" vers le négatif, décalage déterminé par le passage du courant dans l'enroulement d'inductance
2". Par conséquent, la phase R, et dont l'enroulement d'inductance 2, ne peuvent pourvoir à nouveau au passage du courant qu'après 120 .
Jusqu'à ce moment, le courant continue à passer par la phase T et donc aussi par l'en- roulement d'inductance 2". Or,ceci signifie - comme on l'a indiqué par des traits renforcés dans la figure 2 - que la phase T, et donc aussi l'induc- tance 2", sont parcourus par le courant dans la demi-période négative éga lement, mais,cette fois-ci, non pas dans le sens de la tension U du réseau, mais à l'encontre de celle-ci. L'enroulement d'excitation 4 restitue de l'é- nergie magnétique au secteur, de sorte que l'amplificateur magnétique à re- toir fonctionne à ce moment en onduleur. Après que l'enroulement d'inductan- ce 2" a été parcouru par le courant de charge sur 210 , l'inductance 1 se trouve magnétisée jusqu'au coude de saturation, de sorte que la phase R et l'enroulement d'inductance 2 reprennent à nouveau le courant.
Lorsque, au cours de la période de commande suivante, abrégée de la même façon, on appli- que à l'inductance 1', l'intégrale du temps de la tension de désaimantation maximum requise, soit w6 3,5 U, l'enroulement d'inductance 2' ne peut pas, ici non plus, reprendre le courant de charge dans les limites de la de- mi-période positive du secteur, mais seulement après 60 +120 = 180 . L'in- tégrale du temps de la tension nommée en dernier lieu est égale à 3,5 U lors- que les enroulements de commande et de travail comportent le même nombre de spires.
Or, ceci représente la valeur d'une aire tension/temps s'étendant sur deux demi-périodes (4 U), lorsque la tension présente une forme sinusoi- dale, moins l'aire tension/temps qui correspond aux derniers 600. Le contenu de cette dernière aire égale 1/2 U== 0,5 U. Cette aire tension/temps de dé- saimantation a été indiquée dans la figure 2 par des hachures horizontales.
La partie de cette dernière aire située au-dessous de l'axe des temps, cor- respond, ici également, au décalage du point neutre des redresseurs 3,3', 3" vers le négatif. Ainsi, la phase R et l'enroulement d'inductance 2 continu- ent à être parcourus par le courant de charge jusqu'au passage à zéro de la phase S, c'est-à-dire sur une étendue de 120 dans les limites de la demi- période négative de la tension du secteur. A ce moment également, l'enroule- ment d'excitation 4 débite de l'énergie de champ magnétique sur le réseau, de sorte que l'amplificateur à retour fonctionne en onduleur.
A ce moment, il est vrai, la phase S et l'enroulement d'inductance 2' pourvoient à nou- veau à l'écoulement du courant, la tension du secteur étant négative ; or, ceci ne signifie simplement que la limite de réglage maximum a été atteinte dans la marche en onduleuro
La répartition désormais établie, et représentée dans la figure 2, des périodes de travail de l'amplificateur magnétique à retour fait ressor- tir qu'un intervalle de temps (période de commande), qui est exempt de cou- rant de travail dans toute l'étendue de réglage et qui sert à la désaimanta= tion des noyaux, n'est plus disponible que pendant 60 , à la fin de chaque période de tension alternative.
Il en résulte que le groupe de commande a
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doit fournir une intégrale du temps de la tension appropriée qui assure la commande, soit, une aire tension/temps de commande convenablement déformée.
A ceci correspond, selon l'invention, le câblage des enroulements de comman- de 6, 6', 6" suivant un rapport de tours w6 = 1 : 6. étant donné que, dans w2 ce cas, et à l'intervention des bobines d'inductance 5, 5', 5", qui ne sont excitées qu'entre zéro et soixante degrés, on dispose d'une aire tension/ temps, soit, d'une intégrale correspondante du temps de la tension (indiquée par une hachure oblique dans la figure 2), que l'on suppose avoir été-obte- nue en entaillant les ondes sinusoïdales de la tension du réseau. Il convient encore de noter que la tension négative s'atténue dans l'enroulement d'exci- tation 4 lorsque l'énergie de champ de ce dernier est restituée'au réseau.
La tension négative précitée se réduit alors à la valeur très-minime, four- nie par les courants d'aimantation des inductances 1,1, 1",
Un autre exemple de réalisation de l'amplificateur magnétique à retour selon l'invention est représenté schématiquement dans la figure 3.
Dans cet exemple, deux amplificateurs magnétiques à retour b à courant de sortie continu, en parallèle et en opposition, c'est-à-dire en montage croi- sé, alimentent un moteur à courant continu 4. Les groupes de commande -corres- pondants a sont commandés en sens opposés par un organe de commande commun 9. Par conséquent, un des amplificateurs magnétiques à retour fonctionne en redresseur et l'autre en onduleur. On obtient ainsi notamment la possibili- -té d'inverser le sens du courant dans une charge alimentée par des amplifica- teurs mangétiques, sans que l'on doive détruire dans des résistances de dé- couplage un multiple de la puissance effectivement requise.
REVENDICATIONS.
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The types of magnetic amplifiers known or proposed to date, namely magnetic amplifiers for inductance adjustment, current limiters, saturation angle adjustment and feedback adjustment, are used to influence a drawn working current. to the AC network directly or through the transformers and applied, through the magnetic amplifier in question acting as a steering organ, directly-or through the valves, in the form of a alternating current or direct current, at the load. In this case, the energy flow goes from the grid to the load.
This flow cannot go in the opposite direction; more particularly, a continuous energy, which had been accumulated, could not in principle in the case of an inductive or driving load, be returned to the network in an adjustable manner, by means of a magnetic amplifier, as alternative energy. The presence of the valves or the nature of the demagnetization process required for the control of the magnetic amplifier did not authorize a return of energy to the network; in other words, the magnetic amplifiers known to date did not have the ability to operate the DC-AC conversion. However, the control of the four types of magnetic amplifiers is carried out according to two fundamentally different principles.
While the magnetic inductance adjustment amplifiers, current limiters and saturation angle adjustment are controlled by means of a direct current which, for a control stage, is available in a cons - aunt and continuous, while the alternating current is responsible for all the processes of magnetization and demagnetization in the working circuit, the arrangement in a magnetic feedback amplifier is such that the working circuit must be able, through valve, to the magnetization processes, while the control circuit is assigned the demagnetization processes.
Consequently, the control of the return amplifier cannot be effected with direct current as the determining quantity, but by means of time integrals of the voltage (magnetic flux) as the determining quantity. , integrals ap, - plied to the control windings of the inductances of the magnetic feedback amplifiers within the limits of the control periods, that is to say the time intervals during which the working circuit is blocked on intervention interested valves.
The present invention relates to a magnetic return amplifier. and normally continuous output current. According to the invention, provision is made for the amplifier, which delivers on an inductive or motor load, to be controlled, during half-working periods of the negative supply voltages of the inductance coils, by an integral of the time of the voltage, integral which, within the limits of a control period shortened with respect to the half-period of the AC supply voltage, demagnetizes the inductance coil. According to another characteristic of the Invention, the time integral of the voltage, which acts on an inductor within the limits of the shortened control period and which produces demagnetization, is chosen of a magnitude such that,
during the working period which follows, the inductance winding concerned provides for the flow of current when passing from positive to negative values of the supply voltage. A magnetic feedback amplifier is thus obtained which is able either to supply the inductive or driving loads with continuous energy, or to extract continuous energy from these loads and to return it to the network under the form of alternative energy, at will and by the displacement of a simple control member.
Consequently, the magnetic feedback amplifier according to the invention can operate both as a rectifier and as an inverter and can therefore, as well as thanks to its extremely high operating speed, satisfy the same conditions. than those imposed on rectifiers controlled by grids. We now have a robust magnetic amplifier and
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requiring no monitoring, which can also be assigned to applications which until now were reserved exclusively for grid-controlled rectifiers.
In the feedback amplifier according to the invention, the time integral of the voltage, which ensures the control and the demagnetization, can be obtained in a simple and advantageous manner by notching a half-wave of the sinusoidal wave. AC supply voltage of the inductance coils.
On the other hand, in particular cases, it will be advantageous, and always in accordance with the invention, to generate the time integral of the voltage, which ensures control and demagnetization, using a transformer. pulse intensity or similar pulse emitter.
FIG. 1 of the accompanying drawings shows schematically a particularly advantageous exemplary embodiment of the magnetic feedback amplifier according to the invention. This figure shows a magnetic feedback amplifier b in unidirectional three-phase assembly. The three working circuits of this amplifier follow the following respective paths: from the phase R of the sector, through the winding 2 of the inductor 1 and through the valve 3; from phase S of the sector, by winding 2 'of inductance 1' and by valve 3 '; and, from the phase T of the network, by the winding 2 "of the inductor 1" and by the valve 3 "; to end in the excitation winding 4 of a direct current motor, not shown in detail.
The excitation winding 4 is on the other hand connected to the neutral conductor 0. The control circuits of the magnetic feedback amplifier b are supplied by a three-phase magnetic feedback and low level amplifier, which constitutes the control group a The control circuits of the magnetic feedback amplifier b coincide with the working circuits of the low level magnetic feedback amplifier a.
These latter circuits extend from the phases R, S, T, passing through the inductors 55 '5 the control windings 6 6 6 "of the inductors 1, 1-', 1" of the main amplifier and the discharge distances of the valves 7,7,7 to end at the neutral conductor 0. The low level magnetic feedback amplifier a is itself controlled by control circuits which, starting from phases R, S, T, pass through the inductors 5, 5 the discharge distances of the valves 8, 8 8 "and the common control member 9, which for example consists of an adjustable control resistor, for. lead to neutral conductor 0.
To explain the operation of this device, the current-voltage characteristic of the three-phase unidirectional magnetic feedback amplifier b has been shown in FIG. In this characteristic, it has been assumed that for the moment t = 0 the inductors 5.5, 5 "t are blocked by the control member 9. Consequently, at this moment, no integral of the time of the demagnetization voltage cannot be manifested in inductors 1, 1, 1 "; it follows that inductance winding 2, connected to phase R of the mains, is traversed by the entire load current. Magnetic amplifier B in this case receives full excitation.
At the end of 30 degrees (time measured in degrees of angle), that is to say at the point of intersection of the positive voltages of the phases R and S, the inductance winding 2.2 'ensures the flow of the working current, which is taken up 120 degrees farther, that is to say at the intersection of the voltages of phases S and T, by the inductance winding 2 ". tick b is at the extreme operating limit of the rectifiers.
When, 30 degrees further on, that is to say at the start of the control period T1 which is shortened compared to the half-period proper of the control voltage, inductance 1 is seen apply, through winding 6, a time integral of the voltage suitably calculated, for example of the magnitude w6 2 U (the time being measured
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in degrees of angle, w6 being the ratio of windings 2 and 6, while
U denotes the peak value we of the mains voltage), inductance winding 2 takes over the operating current of inductance winding 2 'not after 120 but only after 1200 + 90 = 210 In this which concerns the value 6 2 U, it should be noted that,
when the winding ratio is 1, it is equal to 2. U, ie equal to twice the amplitude of the network voltage. This corresponds to the integral of the time which embraces half a period of the sinusoidal alternating voltage. The corresponding voltage / time area is represented in figure 2 by vertical hatching. Ioi, the part located below the time axis corresponds to the offset of the neutral point of the rectifiers 3.3 ', 3 "towards the negative, offset determined by the flow of current in the inductance winding
2 ". Consequently, the phase R, and of which the inductance winding 2, can only provide for the flow of current again after 120.
Until this moment, the current continues to flow through phase T and therefore also through the inductance winding 2 ". However, this means - as indicated by reinforced lines in figure 2 - that the phase T, and therefore also the inductance 2 ", are traversed by the current in the negative half-period also, but, this time, not in the direction of the voltage U of the network, but against it. The excitation winding 4 restores magnetic energy to the sector, so that the magnetic amplifier to be returned operates at this time as an inverter. After inductance 2 "winding has passed through the load current on 210, inductor 1 is magnetized to the saturation bend, so that phase R and inductance winding 2 pick up the current again.
When, during the following control period, shortened in the same way, the time integral of the maximum demagnetization voltage required, i.e. w6 3.5 U, is applied to inductance 1 ', l' inductance winding 2 'cannot, here again, take up the charging current within the limits of the positive half-period of the sector, but only after 60 +120 = 180. The time integral of the last named voltage is equal to 3.5 U when the control and work windings have the same number of turns.
Now, this represents the value of a voltage / time area extending over two half-periods (4 U), when the voltage has a sinusoidal form, minus the voltage / time area which corresponds to the last 600. The content of this last area equals 1/2 U == 0.5 U. This voltage / time area of de-dimensioning has been indicated in figure 2 by horizontal hatching.
The part of this latter area situated below the time axis corresponds, here also, to the offset of the neutral point of the rectifiers 3.3 ', 3 "towards the negative. Thus, the phase R and the inductance winding 2 continue to be traversed by the load current until the zero crossing of phase S, that is to say over an extent of 120 within the limits of the negative half-period of the mains voltage Also at this time the excitation winding 4 supplies magnetic field energy to the mains, so that the feedback amplifier operates as an inverter.
At this moment, it is true, the phase S and the inductance winding 2 'again provide for the flow of current, the mains voltage being negative; however, this does not simply mean that the maximum adjustment limit has been reached in inverter operation.
The distribution now established, and shown in figure 2, of the working periods of the magnetic feedback amplifier results in a time interval (control period), which is free of working current in any the setting range and which is used for demagnetizing the cores, is only available for 60, at the end of each alternating voltage period.
As a result, the control group has
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must provide a time integral of the appropriate voltage that provides control, that is, a suitably distorted voltage / time control area.
According to the invention, this corresponds to the wiring of the control windings 6, 6 ', 6 "in a turn ratio w6 = 1: 6, given that, in w2 in this case, and to the intervention of inductance coils 5, 5 ', 5 ", which are only excited between zero and sixty degrees, there is a voltage / time area, i.e. a corresponding integral of the time of the voltage (indicated by a oblique hatching in figure 2), which is supposed to have been obtained by notching the sinusoidal waves of the network voltage. It should also be noted that the negative voltage attenuates in the excitation winding 4 when the field energy of the latter is returned to the network.
The aforementioned negative voltage is then reduced to the very minimal value supplied by the magnetization currents of the inductors 1,1, 1 ",
Another exemplary embodiment of the magnetic feedback amplifier according to the invention is shown schematically in FIG. 3.
In this example, two magnetic feedback amplifiers b with direct output current, in parallel and in opposition, that is to say in crossed assembly, supply a direct current motor 4. The control groups -corres- a are controlled in opposite directions by a common control member 9. Consequently, one of the magnetic feedback amplifiers operates as a rectifier and the other as an inverter. In this way, we obtain in particular the possibility of inverting the direction of the current in a load supplied by power amplifiers, without having to destroy a multiple of the power actually required in the decoupling resistors.
CLAIMS.