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L'invention concerne un montage à transistor à impédan- ce d'entrée variable pour influencer l'amplitude d'une oscilla- tion électrique. Il est connu de modifier l'impédance d'entrée d' un transistor en modifiant l'intensité du courant de réglage de l' émetteur, intensité à laquelle cette impédance d'entrée est, en pre- mière approximation, inversement proportionnelle.
L'invention tire parti de la variation que subit l'impé- dance d'entrée lorsque l'oscillation engendrée au collecteur fait baisser temporairement la tension du collecteur pratiquement jus- qu'à la tension de l'émetteur (limitation par le collecteur), et présente en général la particularité que l'électrode émettrice et l'électrode de base du transistor sont couplées, avec un facteur
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d'amplification de courant émetteur-collecteur pratiquement égal à
1, à une source d'oscillation dont la résistance interne, vue entre ces électrodes, est comprise entre les valeurs de l'impédance d'en- trée du transistor mesurée pour une impédance de collecteur nulle et respectivement infinie, 1-'oscillation électrique étant appliquée à ces électrodes avec une amplitude si grande que, pendant les ma- xima de cette oscillation,
la tension collecteur - émetteur devient pratiquement nulle, alors que l'impédance d'entrée du transistor, modifiée de ce fait, provoque une variation de l'amortissement de la source d'oscillation.
L'invention est particulièrement intéressante pour deux groupes affiliés de montages. Dans le premier groupe, l'invention présente la particularité que le transistor est utilisé avec fac- teur d'amplification de courant émetteur - collecteur pratiqument égal à 1, dans le montage à base commune, et que son électrode é- mettrice et son électrode de base sont couplées à un circuit de ré- sonance en série dont la résistance de résonance , vue entre ces électrodes, est comprise entre les valeurs de l'impédance d'entrée du transistor mesurée, le.
première pour une impédance de collecteur nulle, et la seconde pour une impédance de collecteur infinie, l'os- cillation électrique étant appliquée à ce circuit de résonance avec une amplitude si grande que, pendant des maxima de cette oscilla- tion, la tension collecteur - émetteur devient pratiquement nulle et que l'impédance d'entrée du transistor, qui est nodifiée de ce fait amortisse plus fortement le circuit de résonance.
Dans le second. groupe, l'invention présente comme particularité que le transistor fonctionne avec facteur d'amplification de courant é- metteur - collecteur pratiquaient égal à 1, dans un montage à émet- teur commun et que son électrode émettrice et son électrode de ba- se sont couplées .
un circuit de résonsnce en parallèle dont la résistance de résonance, vue entre ces électrodes, se trouve entre les valeurs de l'impédance d'entrée du transistor mesurée pour une impédance de collecteur nulle et pour une impédance de collecteur
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infinie, l'oscillation électrique étant appliquée à ce circuit de résonance avec une amplitude si grande que la tension collecteur- émetteur devient pratiquement nulle pendant les maxima de cette oscillation et que l'impédance d'entrée ainsi modifiée du transis - tor amortit plus fortement le circuit de résonance.
La description du dessin annexée donné à titre d'exemple non limitatif, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée, les particularités qui ressortent tant du texte que du dessin faisant, bien entendu, partie de l'invention.
La. figure 1 représente un exemple de réalisation de la première catégorie mentionnée.
La figure 2 est un schéma équivalent du montage repré- senté sur la figure 1.
La figure 3 représente un exemple de réalisation de la seconde catégorie mentionnée.
La -figure 4 représente une extension du montage représen- té sur la figure 3.
La figure 5 représente une autre extension du montage représenté sur la figure 4.
La figure 1 du dessin représente un transistor 1, en mon- tage à base commune, c'est-à-dire que l'électrode de base est com- mune au circuit d'entrée et au circuit de sortie. Entre l'émetteur et la base est inséré un circuit de résonance en série constitué par un condensateur 2 et la self-induction 3, cette dernière étant couplée à une source de courant de signal 4 correspondant à la fré- quence'de résonance du circuit 2 - 3. Dans le' circuit du collecteur est en outre inséré un circuit de résonance en parallèle 5, accor- dé sur,la fréquence du signal.
Dans le schéma équivalent représenté sur la. figure 2, le transistor 1 est remplacé, de façon connue, par les paramètres de résistances intérieures re, rb et r. et par la source de courant [alpha] ie, expression dans laquelle est le coefficient d'amplification de courant collecteur - courant émetteur,pratiquement égal à 1,
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et i le courant de l'émetteur Le circuit 2 - 3 comporte en ou- tre une résistance de résonance 6 (y inclus l'amortissement par le généra.teur 4) et le circuit 5 a une résistance de résonance 7.
Suivant une particularité partielle de l'invention, la résistance 6 a une' valeur couprise entre les valeurs de la résis- tance d'entrée du transistor pour les valeurs de la résistance 7 égale à zéro, respectivement égale à l'infini. Pour cette résistan- ce d'entrée, on calcule respectivement les valeurs re + rb (1 -et) et re + rb.
L'invention est basée sur l'idée que lorsque-, suivant l'autre particularité de l'invention, les oscillations du signal sont appliquées au circuit 2 - 3 avec une amplitude si grande et qu'elles sont amplifiées dans le transistor d'une manière telle que, pendant les maxima de cette oscillation, la tension collec- teur - émetteur devient pratiquement nulle, la résistcnce de col- lecteur rc, du transistor varie brusquement d'une valeur très éle- vée (par exemple quelques M ohms), en particulier grande par rap- port à la résistance 7, à une valeur très petite (par exemple quel- ques dizaines d'ohms) à savoir petite par rapport à la valeur de la résistance 7,
de sorte qu'en fait se présente la condition pré- citée dans laquelle l'impédance d'entrée varie de la valeur r + rb (1 - [alpha]) jusqu'à re + rb. Etant donné que [alpha] est pratiquement é- gal à 1, cette variation provoque donc un agrandissement notable de 1' amortissement du circuit 2 - 3, de sorte que l'oscillation con forme à ce circuit acquiert donc une amplitude notablement plus basse.
Lorsque la source 4 fournit, . par exemple, un courant mo- dulé en amplitude d'intensité suffisante, le courant traversant le transistor 1 et la tension engendrée aux bornes du circuit 5 ne présenteront pratiquement pas de modulation d'amplitude. Au besoin, on peut choisir l'oscillation de signal de la source 4 si élevée que l'émetteur soit porté périodiquement dans la condition d'arrêt par rapport à la base, ce qui est également accompagné d'un accrois- sement notable de l'impédance d'entrée.
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Sur la figure 3, le transistor 10 fonctionne dans un ±.on- tage à émetteur commun, dans lequel l'électrode émettrice et l'é- lectrode de base sont couplées à un enroulement partiel 11 du cir- cuit de résonance en parallèle 12, auquel est appliquée l'oscilln- tion de la source 4. Pour l'impédance d'entrée du transistor on trouve, dans le cas du court-circuit du circuit 5, la valeur r ### + rb, tandis cue, dans le cas où le circuit 5 a une résis- tance de résonance infinement, élevée, on trouve, pour cette impé- dance d'entrée, la valeur re + r- . La.
résistance de résonance du circuit 12 mesurée entre l'émetteur et la base du transistor 10 es comprise entre ces deux valeurs, de sorte que lorsque l'oscillatior aux bornes du circuit 5 annule à nouveau, périodiquement, la ten- sion émetteur - collecteur, l'impédance d'entrée du transistor 10 varie suivant les expressions précitées et le circuit 12 est plus fortement amorti. Toutefois, la modulation de l'électrode de base du transistor 10 dans le sens de l'arrêt exerce ici un effet désa- mortissant.
Sur la figure 4, le montage représenté sur la. figure 3, est développé en un montage modulateur, dans lequel la source 4' fournit une oscillation d'onde porteuse au transistor 10, tandis qu'une oscillation modulatrice d'une source 15 engendre, par l'in- termédiaire d'un transistor 16, une tension amplifiée correspondan- te aux bornes d'une impédance de collecteur commune, qui, par limi- tation par le collecteur, limite la tension d'onde porteuse engen- drée aux bornes du circuit 5 à une valeur correspondant à l'oscil- lation modulatrice, de sorte que l'impédance d'entrée du transistor 10, et partant l'oscillation aux bornes du circuit 12, varient en fonction de cette oscillation modulatrice.
Sur la figure 5, ce principe est appliqué à un montage pour la réception de télégraphie de fréquence. Les signaux télé- graphiques entrants de la source 20 sont appliqués à un réseau 21 sélectif, tant pour la fréquence de repos, que pour la, fréquence de travail de ces signes ; ledit réseau 21 transmet respectivement les
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oscillations de ces fréquences aux circuits base - metteur de deux transistor 23, respectivement 24, dont les courants de sortie- après détection, traversent un relais différentiel 25.
Les circuit: de détection comportent deux transistors 26, respectivement 27, dont les électrodes de base sont reliées aux émetteurs des transis- tors 23, respectivement 24, tandis que leurs émetteurs interconnec- tés sont maintenus, à l'aide d'un potentiomètre 28 - 29, à un fai- ble potentiel d'arrêt. Lorsque l'amplitude des oscillations appli- quées au transistors 23, respectivement 24, dépasse ce potentiel d'arrêt, un courant correspondant est transmis par- le transistor 26, respectivement 27,
au relais 25.La tension provoquée par ce courant aux bornes de la résistance 29 entraîne une augmentation du potentiel d'arrêt engendrée augmentation qui améliore la sensi- bilité de commutation du montage.
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Aux bornes des résistances de collecteur co-roranes 30 - 31 des transistors 23 et 24, sont engendrées des oscillations d'e:"!,1]:i- tue si grande que les tensions de collecteur des deux transistors 23 et 2. deviennent en rcêne temps périodiquement, à peu près nulle?.
S sorte que périodiquement les impédances d'entrée de ces deux transistors d4---kiu:nt fortement et provoquent un plus fort c^.,ZSCU''v1r'.-'. nient du réseau sélectif 21. On obtient ainsi une plus grande insen- sibilité eux perturbations C'1'?r? C?to'¯1 en effet, si 12 fréquence de l'oscillation de signal est telle que, par exemple, une plus
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grande oscillation est appliquée au transistor 23 qu'au tr?.r.sirtor 24., lors de l'existence desdites perturbations, pendant lesquelles tant l'oscillation du transistor 23 oue celle 2 W' cLlc E au trnsis- tor 24 tendent à'devenir plus l'?'1:,'S, les deux oscillations sont amorties par le plus -r-nd 8lîorti':'cH;;
nt dans une même mesure, de sorte eue le rapport initial et Ï' t=. t ^L relais 25 sont
Il est 'vident que les représentas sur les figu- res 4 et 5 peuvent être relises ce la, même manière avec la variante représentée sur la figure 1.
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On peut également concevoir des ;-:10IÍt2[eS dans lesquels 1 limitation du collecteur provoque un amortissement dGcroi9i'nt
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du circuit de résonance, par exemnle en remplaçant uour lp figure 1 le circuit en série 2 -- 3, par un circuit en parallèle ou en rem- plaçant, sur la figure 3, le circuit en parallèle 12 p- r or1 circuit en série. De plus, si sur le figure 1, on omet f: fjfl t:i '-;1'(" t?J1t le con- densateur de circuit 2, la tension er1-ez2¯cre entr.- 1' '.x^tt:nr ut la base augmentera beaucoup plus rapidement- avec la tension ru.?: la source 4 lors de l'existence (J'une limitation pcr le co Use cour, qui dans le cas où il ne se produit pas de liwi t:. t i.on par le col1.i.'l teur, effet dont on peut tirer parti pour les déclencheur? 1. T01ÜSi.U: nels dans les montages de télévision.
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The invention relates to a transistor circuit with variable input impedance for influencing the amplitude of an electrical oscillation. It is known to modify the input impedance of a transistor by modifying the intensity of the adjustment current of the emitter, an intensity at which this input impedance is, as a first approximation, inversely proportional.
The invention takes advantage of the variation that the input impedance undergoes when the oscillation generated at the collector temporarily lowers the voltage of the collector almost to the voltage of the emitter (limitation by the collector). , and generally has the particularity that the emitting electrode and the base electrode of the transistor are coupled, with a factor
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emitter-collector current amplification practically equal to
1, to an oscillation source whose internal resistance, seen between these electrodes, is between the values of the input impedance of the transistor measured for a zero and respectively infinite collector impedance, 1-electric oscillation being applied to these electrodes with such a large amplitude that, during the magnitudes of this oscillation,
the collector-emitter voltage becomes practically zero, while the input impedance of the transistor, modified thereby, causes a variation in the damping of the oscillation source.
The invention is particularly interesting for two affiliated groups of assemblies. In the first group, the invention has the particularity that the transistor is used with an emitter-collector current amplification factor practically equal to 1, in the common-base assembly, and that its emitting electrode and its electrode base units are coupled to a series resonance circuit whose resonance resistance, seen between these electrodes, is between the values of the input impedance of the transistor measured, the.
the first for zero collector impedance, and the second for infinite collector impedance, the electrical oscillation being applied to this resonance circuit with such a large amplitude that, during maxima of this oscillation, the collector voltage - emitter becomes practically zero and the input impedance of the transistor, which is thereby nodified, dampens the resonance circuit more strongly.
In the second. group, the invention has the peculiarity that the transistor operates with an emitter-collector current amplification factor equal to 1, in an assembly with a common emitter and that its emitter electrode and its base electrode are coupled.
a parallel resonance circuit whose resonance resistance, seen between these electrodes, is between the values of the input impedance of the transistor measured for a zero collector impedance and for a collector impedance
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infinite, the electrical oscillation being applied to this resonance circuit with such a large amplitude that the collector-emitter voltage becomes practically zero during the maxima of this oscillation and that the input impedance thus modified of the transistor dampens more strongly the resonance circuit.
The description of the appended drawing, given by way of non-limiting example, will make it clear how the invention can be implemented, the features which emerge both from the text and from the drawing, of course, forming part of the invention.
Figure 1 shows an exemplary embodiment of the first category mentioned.
Figure 2 is an equivalent diagram of the assembly shown in Figure 1.
FIG. 3 represents an exemplary embodiment of the second category mentioned.
Figure 4 shows an extension of the assembly shown in Figure 3.
Figure 5 shows another extension of the assembly shown in Figure 4.
FIG. 1 of the drawing represents a transistor 1, in a common base assembly, that is to say that the base electrode is common to the input circuit and to the output circuit. Between the emitter and the base is inserted a series resonance circuit consisting of a capacitor 2 and the self-induction 3, the latter being coupled to a signal current source 4 corresponding to the resonant frequency of the circuit. 2 - 3. In the circuit of the collector is also inserted a resonance circuit in parallel 5, tuned to the frequency of the signal.
In the equivalent diagram shown in. FIG. 2, the transistor 1 is replaced, in a known manner, by the internal resistance parameters re, rb and r. and by the current source [alpha] ie, expression in which is the amplification coefficient of collector current - emitter current, practically equal to 1,
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and i the emitter current Circuit 2 - 3 also has a resonance resistor 6 (including damping by generator 4) and circuit 5 has a resonance resistor 7.
According to a partial feature of the invention, resistor 6 has a value included between the values of the input resistance of the transistor for the values of resistor 7 equal to zero, respectively equal to infinity. For this input resistance, the values re + rb (1 -et) and re + rb are calculated respectively.
The invention is based on the idea that when -, according to the other feature of the invention, the oscillations of the signal are applied to the circuit 2 - 3 with such a large amplitude and that they are amplified in the transistor of a way such that, during the maxima of this oscillation, the collector-emitter voltage becomes practically zero, the collector resistance rc, of the transistor suddenly varies by a very high value (for example a few M ohms) , in particular large compared to resistor 7, to a very small value (for example a few tens of ohms), namely small compared to the value of resistor 7,
so that in fact the above-mentioned condition arises in which the input impedance varies from the value r + rb (1 - [alpha]) to re + rb. Since [alpha] is practically equal to 1, this variation therefore causes a noticeable increase in the damping of circuit 2 - 3, so that the oscillation according to this circuit therefore acquires a notably lower amplitude.
When source 4 provides,. for example, an amplitude modulated current of sufficient intensity, the current flowing through transistor 1 and the voltage generated across circuit 5 will exhibit practically no amplitude modulation. If necessary, the signal oscillation of source 4 can be chosen so high that the transmitter is periodically brought into the off condition relative to the base, which is also accompanied by a noticeable increase in l. 'input impedance.
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In FIG. 3, transistor 10 operates in a common emitter circuit, in which the emitter electrode and the base electrode are coupled to a partial winding 11 of the parallel resonance circuit 12. , to which is applied the oscillation of the source 4. For the input impedance of the transistor we find, in the case of the short-circuit of the circuit 5, the value r ### + rb, while cue, in the case where the circuit 5 has an infinitely high resonance resistance, we find, for this input impedance, the value re + r-. The.
resonance resistance of circuit 12 measured between the emitter and the base of transistor 10 is between these two values, so that when the oscillation across circuit 5 again periodically cancels out the emitter-collector voltage, the input impedance of transistor 10 varies according to the aforementioned expressions and circuit 12 is more strongly damped. However, the modulation of the base electrode of transistor 10 in the direction of stop exerts a deactivating effect here.
In Figure 4, the assembly shown in. FIG. 3, is developed into a modulator assembly, in which the source 4 'provides a carrier wave oscillation to the transistor 10, while a modulating oscillation of a source 15 generates, via a transistor 16, an amplified voltage corresponding to the terminals of a common collector impedance, which, by limitation by the collector, limits the carrier wave voltage generated at the terminals of circuit 5 to a value corresponding to the modulating oscillation, so that the input impedance of transistor 10, and hence the oscillation across circuit 12, vary as a function of this modulating oscillation.
In Figure 5, this principle is applied to an arrangement for the reception of frequency telegraphy. The telegraph signals entering from the source 20 are applied to a network 21 which is selective both for the idle frequency and for the working frequency of these signs; said network 21 respectively transmits the
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oscillations of these frequencies to the base circuits - transmitter of two transistors 23, respectively 24, whose output currents - after detection, pass through a differential relay 25.
The detection circuits comprise two transistors 26, respectively 27, the base electrodes of which are connected to the emitters of the transistors 23, respectively 24, while their interconnected emitters are maintained, using a potentiometer 28 - 29, to a low stopping potential. When the amplitude of the oscillations applied to transistors 23, respectively 24, exceeds this stopping potential, a corresponding current is transmitted by transistor 26, respectively 27,
at relay 25. The voltage caused by this current at the terminals of resistor 29 leads to an increase in the stop potential generated by an increase which improves the switching sensitivity of the assembly.
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At the terminals of the cororane collector resistors 30 - 31 of the transistors 23 and 24, are generated oscillations of e: "!, 1]: i- tue so great that the collector voltages of the two transistors 23 and 2. become in rcene time periodically, almost zero ?.
S so that periodically the input impedances of these two transistors d4 --- kiu: nt strongly and cause a stronger c ^., ZSCU''v1r '.-'. deny the selective network 21. We thus obtain a greater insensitivity to the perturbations C'1 '? r? C? To'¯1 indeed, if 12 frequency of the signal oscillation is such that, for example, one more
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large oscillation is applied to the transistor 23 than to the tr? .r.sirtor 24., during the existence of said disturbances, during which both the oscillation of the transistor 23 or that 2 W 'cLlc E at the trnsistor 24 tend to 'become plus l'? '1:,' S, the two oscillations are damped by the plus -r-nd 8lîorti ':' cH ;;
nt in the same measure, so had the initial ratio and Ï 't =. t ^ L relays 25 are
It is obvious that the representations in Figures 4 and 5 can be read again like this, even with the variant shown in Figure 1.
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One can also conceive of; -: 10IÍt2 [eS in which 1 limitation of the collector causes a damping dGcroi9i'nt
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of the resonance circuit, for example by replacing u for lp figure 1 the series circuit 2 - 3, by a parallel circuit or by replacing, in figure 3, the parallel circuit 12 p- r or1 series circuit . Moreover, if in figure 1, we omit f: fjfl t: i '-; 1' ("t? J1t the capacitor of circuit 2, the voltage er1-ez2¯cre input.- 1 '' .x ^ tt: nr ut the base will increase much faster- with voltage ru.?: source 4 during existence (I have a limitation pcr the co Use court, which in the event that there is no liwi t :. t i.on by the col1.i.'l tor, effect that can be taken advantage of for trigger? 1. T01ÜSi.U: nels in television montages.