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L'invention concerne un dispositif muni d'un montage basculeur bistable et d'une impédance qui, suivant l'état du montage basculeur, a une grande ou une petite valeur.
Les "Proceedings of the Institution of electrical Engineers Part B Supplement 1 à 3 de septembre-novembre 1956, men- tionnent déjà des montages dans lesquels'chaque impulsion d'une 'série d'impulsions d'entrée d'une même polarité modifie entre deux
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états déterminés L'état magnétique d'un noyau mérnorat2fferro- magnétique et,,partant, l'impédance qu'un enroulement monté sur le noyau présente auxdites impulsions, à l'aide d'un ou de plusieurs transistors.
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Le brevet beTgeNo. 5I1"l' décrit'U!rnmontage basculeur
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à transistor, comportant deux transistors et une impédance variable avec la tension, insérée dans le circuit de collecteur de l'un de ces transistors, impédance qui permet d'amener le montage dans plusieurs états stables.
De plus, "Electrical Engineering" du mois d'octobre 1952, pages 916 à 922, décrit une mémoire ferro-électrique, dont le fonctionnement repose sur les variations de l'impédance d'un condensateur avec l'état de polarisation de son diélectrique, pour autant que ce diélectrique, par exemple du titanate de baryum, présente une hystérèse notable.
Ces montages peuvent être utilisés surtout dans des machines à calculer, des centrales automatiques et appareils de ce genre, par exemple comme compteurs.
L'invention concerne un dispositif particulièrement simple et ne comportant qu'un petit nombre d'organes, muni d'un montage basculeur bistable et d'une impédance variable entre deux états alternants, commandée par ce montage. L'état, conducteur ou non,d'un. transistor et la valeur de l'impédance sont modifiés par chaque impulsion d'une série d'impulsions de commande et restent invariable entre deux impulsions de commande successives, de sorte que l'on dispose, pour ainsi dire, d'une double mémoire.
Le dispositif conforme à l'invention présente la par- ticularité. que le circuit d'entrée du montage basculeur est con- necté à deux sommets diagonalement opposés d'un pont'd'impédances, dont les deux autres sommets diagonalement opposés sont couplés à une source d'impulsions de commande, et qu'une branche de ce pont d'impédances comporte ladite impédance variable, de sorte que des impulsions de commande d'une même polarité engendrent des impulsions de-polarité alternée dans le circuit d'entrée du mon- tage basculeur et provoquent alternativement la mise en circuit et la mise hors circuit de ce montage.
La description du dessin annexé, donné à titre d'exem- ple non limitatif, fera bien comprendre comment l'invention peut
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être réalisée, les particularités qui ressortent tant du texte que du dessin faisant, bien entendu, partie de l'invention.
La fig. 1 est le schéma de principe d'un exemple de réalisation particulièrement simple d'un dispositif conforme à l'invention.
La fig. 2 est une variante de l'exemple de réa.lisation représenté sur la fig.l.
La fig. 3 est le schéma de montage d'un exemple de réalisation particulièrement avantageux.
La fige 4 est une variante de. l'exemple de réalisation représenté sur la fig.3.
La fig. 5 est un diagramme servant à expliquer le mode de fonctionnement des dispositifs représentés sur les figs. 3 et 4.
' La fig. 6 représente schématiquement un troisième exemple de réalisation.
La premier exemple de réalisation représenté sur la fig.l'comporte un transistor à contacts ponctuels 1 ou un autre transistor à coefficient d'amplification de courant émetteur- collecteur plus grand que 1. Le circuit collecteur-émetteur de ce transistor comporte une résistance de charge 6, une source de tension d'alimentation 7 et une impédance variable 4, qui sont montées en série dans l'ordre de succession mentionné. Par l'intermédiaire d'une résistance 2, l'électrode de base du transistor 1 est reliée à la terre et au noeud de la source de tension 7 et de l'impédance 4. La même électrode de base est en outre reliée à l'électrode émettrice, par l'intermédiaire de deux résistances 3 et 5, montées en série.
Aussi longtemps que le circuit émetteur-collecteur du transistor 1 n'est pas traversé par du courant, aucune tension de .polarisation directe n'est appliquée,à son électrode de base, de sorte que, dans cet état sans courant, le transistor 1 est stable.
Par Contre., lorsqu'un courant traverse le circuit émetteur-collec- teur, un courant se dirige également,à travers l'impédance 2,vers
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l'électrode de base, de sorte que cette électrode est polarisée dans le sens direct à une tension approximativement égale à la tension aux bornes de la résistance 2, majorée de la tension aux bornes de l'impédance 4, car le coefficient d'amplification de courant émetteur-collecteur du transistor est plus grand que l, de sorte que le sens du courant de base est celui qui vient d'être mentionné. L'intensité du courant.dans le circuit émetteur-collec- teur n'est alors .pratiquement limitée que par la résistance 6 et par la résistance de l'impédance 4.
Le montage à transistor est donc également stable dans le second état, dans lequel un courant d'intensité assez élevée traverse le circuit émetteur-collecteur . du transistor 1.
Les résistances 2, 3 et 5 et l'impédance 4 forment un pont d'impédances et les bornes d'entrée du dispositif sont con- nectées en deux sommets diagonalement opposés, formés par le point commun de la résistance 2 et de l'impédance 4 et le noeud des résistances 3 et 5 du pont. Le circuit émetteur-collecteur du transistor 1 est relié aux deux autres sommets diagonalement opposés du pont d'impédances.
L'impédance variable 4 est, par exemple, une résistance dont la valeur augmente fortment sous l'effet du courant qui la traverse, par suite de son grand coefficient de température positif.
Lorsque le montage basculeur bistable, comportant le transistor 1, se trouve à l'état sans courant, la résistance de l'impédance 4 . est assez faible. Lorsqu'une impulsion négative est appliquée aux bornes d'entrée du dispositif, l'électrode de base du tran- sistor 1 devient plus fortement négative que son électrode émettrice, étant donné que le rapport de la résistance de l'im- pédance 4 à la. résistance 5 est plus petit que celui de la résis- tance 2 à la résistance 3. L'impulsion négative engendre donc un courant de base,¯, ce qui provoque un courant d'intensité beaucoup plus élevée dans le circuit émetteur-collecteur du transistor et le montage basculeur est amené de son état non conducteur dans son état conducteur.
Le courant d'émetteur du transistor 1 traverse
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l'impédance 4, de sorte que la résistance de cette impédance aug- mente fortement. Le rapport de la résistance de cette impédance et de la résistance 5 devient maintenant plus grand que celui des résistances 2 et 3, de sorte que l'impulsion négative suivante, appliquée au noeud des résistances 3 et 5, parvient à l'émetteur du transistor 1 avec une plus grande amplitude qu'à son électrode de base. Cette impulsion suivante amènera donc le montage basculeur de son état conducteur dans son état non conducteur.
En d'autres termes, des impulsions de commande d'une même pola.rité engendrent des impulsions de polarité alternée dans le circuit d'entrée entre l'électrode de base et l'électrode émet triée du montage ba.scu- leur et provoquent alternativement la mise en circuit et la mise hors circuit de ce montage.
L'impédance 4 pourrait également être formée par une résistance à grand coefficient de température négati.f., auquel cas les impulsions de commande positives (tracées en pointillés) seraient appliquées au noeud des résistances 3 et 5 pour provoquer la commande du montage. Dans la variante représentée sur la fig.2, le montage basculeur avec transistor 1 est remplacé par un montage basculeur bistable avec deux transistors à jonctions l'et 11', dont le coefficient d'amplification du courant émetteur-collecteur est inférieur à 1.
Le circuit base-émetteur du transistor l'est connecté, de la même manière que celui du transistor 1 de l'exemple de réalisation de la fig.l, à deux sommets diagonalemeht opposés du pont d'impédances 2, 3, 4 et 5, et son circuit collecteur- émetteur comporte en même temps la résistance de charge 6, la source d'alimentation 7 et l'impédance variable 4. Toutefois, comme son courant de base circule dans le sens opposé à celui nécessaire pour provoquer .un couplage à réaction régénératif dans la résistance 2, un tel couplage doit,être réalisé d'une autre manière. A cet effet., l'électrode collectrice du transistor l'est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 19, shuntée par un.condensateur 20, à l'électrode de base du transistor 11'.
L'émetteur de ce transistor est mis à la terre et son collecteur est relié, par
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l'intermédiaire d'une résistance de charge 16, à la borne négative de la source d'alimentation 7 et, par l'intermédiaire d'une ré- sistance 9, shuntée par un condensateur 10, à l'électrode de base du transistor 1' De plus, le montage basculeur comporte encore une résistance 12 par l'intermédiaire de laquelle l'électrode de base du-transistor 11' est mise à la terre.
Si le transistor 1' est, par exemple, non conducteur, l'électrode de base du transistor 11' est polarisée dans le sens direct,par l'intermédiaire de la résistance 19, de sorte que le transistor 11' est conducteur. Un courant d'intensité assez éle- vée traverse donc la résistance de charge correspondante 16, de sorte que l'électrode de base du transistor l'est portée, par l'intermédiaire de la résistance 9, pratiquement au potentiel de la terre et ce transistor reste non conducteur ou bloqué.
La,commande de la variante représentée sur la fig. 2 s'effectue, de la même manière que celle de l'exemple de réalisa- tion représenté sur la fig.l, à l'aide d'impulsions négatives appliquées au noeud des résistances 3 et 5, lorsque l'impédance 4 a un coefficient de température positif et à l'aide d'impulsions positives (représentées en pointillés) lorsqu'on utilise une im- pédance variable 4 à grand coefficient de température négatif.
L'exemple de réalisation représenté sur la fig.l et la variante représentée sur la fig. 2 sont assez lents.
Ils ne peuvent trava.iller d'une manière convenable que lorsque l'intervalle entre deux impulsions successives est plus grand qu'un intervalle de temps correspondant à l'inertie ther- mique de l'impédance variable 4. Pour une résistance à grand coeffi- cient de température négatif, cet intervalle de temps est, par exemple, de l'ordre de grandeur de quelques secondes. De plus, les impulsions de commande doivent être assez courtes, car sinon la fin d'une impulsion de commande pourrait commander le dispositif dans l'autre sens.
La fig. 3 représente un second exemple de réalisation à
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action très rapide, et comportant, pour ainsi dire, une mémoire double. Cet exemple de réalisation comporte à nouveau un transistor 1, avec coefficient d'amplification du courant énetteur-collec- teur plus grand que 1, qui est inséré dans un montage basculeur bistable. Son circuit collecteur-émetteur comporte une impédance de charge, formée par un enroulement 6', monté sur un noyau 8 en une matière magnétique à haute perméabilité, par exemple sur un petit noyau annulaire de Ferroxcube ou d'un autre ferrite, une source d'alimentation 7 et une résistance 4., appartenant à un pont d'impédances 2, 3, 4 et 5.
Son circuit-émetteur-base est connecté en deux sommets diagonalement opposés de ce pont d'impédances, dont l'une des branches comporte un second enroulement 5', monté sur le noyau.8 et inséré en série avec la résistance 5. Le noyau magné- tique porte en même temps un troisième enroulement 21, qui est branché en série avec une résistance 22, sur la source d'alimen- tation 7.
La fig. 5 représente la boucle d'hystérésis de la matière du noyau 8. Le courant traversant l'enroulement 21 polarise le noyau, de sorte que son état est représenté, dans le cas où le transistor 1 n'est pas conducteur, par le point 0 à gauche et au bas du diagramme B-H. Une impulsions négative appliquée au noeud des résistances 3 et 5 engendre un courant dans l'enroulement 5', courant qui provoque l'inversion du noyau 5, de sorte que son état est maintenant représenté par le point 1 (à droite et en haut de la fig.5). L'état d'aimantation du noyau varie de ce fait, le long de la courbe I, d'un état de saturation négatif vers un état de saturation' positif.
La courbe I comporte une partie à forte pente, de sorte que 1'impédance de l'enroulement 5', par rapport à l'impulsion d'entrée négative, est assez grande, et que l'électrode de base du transistor 1 reçoit un plus fort signal négatif que son électrode émettrice. De ce fait, le montage bas- culeur comportant le transistor 1 est amené dans son autre état, dans lequel le transistor est conducteur.
Le courant de collecteur
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du transistor 1 traverse l'enroule¯ment 6', de sorte que le noyau est porté plus loin dans son état de sa.turation positive (point 2 à droite et eh haut sur la fig.5). A la fin de l'impulsion de commande, le transistor 1 reste conducteur, parcequ'il est couplé à réaction, l'aidè de la résistance insérée dans son circuit de base-émetteur, 'de sorte que le noyau conserve son état de satura- tion positive.
Le champ magnétique dans le noyau diminue, il est vrai, mais reste cependant positif, car le nombre d'ampère-tours, engendrés par le courant de collecteur dans l'enroulement 6' est plus grand que le nombre d'ampère-tours de sens inverse provoqués par le courant dans 1-'enroule'nient 21. L'état magnétique dù noyau est maintenant à nouveau représenté par le point 1. une seconde impulsion négative, appliquée au noeud des résistances 3 et 5, amène à nouveau le noyau 8 plus loin dans la zone de saturation positive, vers le point 2. Le noyau reste tou- ,jours saturé, de sorte que son impédance est assez faible.
De ce fait, l'électrode, émettrice du transistor 1 reçoit un plus fort signal négatif que son électrode de base, et ce transistor est à nouveau bloqué. La saturation magnéticue du noyau diminue forte-. ment à nouveau jusqu'au point 1, et après la fin de l'impulsion de commande, le noyau est ramené dans l'état représenté par le point 0, le long de la courbe II, de sorte que tout le dispositif est ramené dan son état initial.
Dans la description du mode de fonctionnement du dispo- sitif représenté sur la fig. 3, on a supposé que le nombre d'am- père-tours, provoqués par l'impulsion de commande dans l'enrou- le¯ment 5' et le nombre d'ampère-tours provoqués par 'le courant de collecteur dans l'enroulement 6', sont égaux et de plus chacun deux fois plus grand que le nombre d'ampère-tours engendrés par le courant de polarisation dans l'enroulement 21. Ce'sont là des conditions de fonctionne-ment optima qui ne sont cependant pas indispensables pour assurer un foncitionnment satisfaisant. A cet effet, -il suffit que le nombre d'ampère-tours respectifs dans
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les enroulements 5' et 6' dépassent le nombre d'ampère-tours de polarisation d'un nombre d'ampère-tourscorrespondant à la. satura- tion du noyau.
La fig.5représente, par exemple, un état initial, à plus forte saturation négative 01. Le nombre d'ampère-tours dans l'enroulement 5', provoqué par l'impulsion de commande, doit être suffisamment grand pour inverser le noyau dans son éta.t de satura- tion positive (point 1). Le nombre d'ampère-tours dans l'en.roule- ment 6' doit alors saturer le noyau\au moins d'une manière telle, que son état soit représenté par le point 21 , afin qu'après 1'.impulsion de commande, il revienne au point 1.
Le noyau forme une mémoire permanente. Lorsque, par exemple, la source d'alimentation 7 est mise hors circuit, il reste aimanté dans un sens ou dans l'autre, suivant qu'il se trou- vait dans un état de saturation ou l'autre. Cette mémoire magné- tique peut être lue à tout moment désiré, par exemple à l'aide d'un enroulement auxiliaire. Indépendamment de ce fait, le dis- positif forme déjà une mémoire qui peut retenir une information par le fait que le transistor 1 est conducteur ou non.
La fig. 4 représente une variante de l'exemple de réalisation représenté sur la fig. 3. Dans cette variante, les enroulements 5', 6' et 21' sont remplacés pa.r un .seul enroulement 4', monté sur un noyau 8. Cet enroulement forme une branche d'un pont d'impédances, comportant des résistances 2 3 et 5, et il est inséré dans le circuit de base du transistor 1. L'émetteur de ce transistor est connecté au noeud des résistances 2 et 3 et son collecteur se trouve à la borne négative de la source d'alimenta- tion 7, 'dont l'autre borne est à nouveau mise à la terre. Le cir- cuit de base du transistor 1 comporte en même temps une résistance de couplage à réaction 22, à l'aide de laquelle le montage à transistor constitue un montage basculeur bistable.
Une seconde source de tension 24 est connectée en série avec la résistance 23 aux bornes de l'impédance 4', sa borne négative étant mise à -La terre, de sorte que le courant dans la résistance 23 et l'en-
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roulement 4' aimante le noyau dans un sens opposé à celui de l'aimantation provoquée par le courant de base du transistor 1 et par le courant engendré par une impulsion négative appliquée au noeud des résistances 3 et 5. Cette variante fonctionne de la même m.anière que l'exemple de réalisation représenté sur la fig.3, avec cette différence que ce n'est pas le courant de collecteur du transistor 1, mais son courant de base qui traverse un enrou- lement monté sur le noyau 8.
Le courant de base d'un transistor à coefficient d'amplification de courant émetteur-collecteur plus grand que '1, est cependant du même ordre de grandeur que son courant de collecteur, de sorte que cette différence requiert tout au plus une légère augmentation du nombre de spires de l'en- roulement 4'. Les rapports mutuels désirés entre le courant de polarisation., le courant de base et le courant d'impulsion dans l'enroulement 4' peuvent être réglés à l'aide des résistances 23, 22 et 5.
Le troisième exemple de réalisation représenté sur la fig.6 ressemble à la variante de la fig... L'enroulement 4' est cependant remplacé par une résistance usuelle 4, tandis oue la résistance 5 est remplacée par Lui condensateur 5', dont le diéled trique est une matière ferro-magnétique, par-exemle du titanate de baryum. Cette matière présente une boucle d'hystérésis élec- trique affectant une forme comparable à celle de la boucle d'hys- térésis magnétique d'un matériau ferromagnétique tel que le ferrite. Il peut être supposé per exemple que les courbes B-H de la fig.5 peuvent également représenter les courbes Q-V de la ma- tière ferro-électrique utilisée.
Une source de tension de polarisation 31 est raontée en série avec le condensateur 5', de sorte que la matière ferro- électrique est saturée par le champ de polarisation engendré par cette source et que son état est représenté par exemple par le point 0 de la courbe Q-V de la fig.5. Lorsqu'une impulsion posi- tive est appliquée au noeud de la résistance 3 et du condensateur
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5', le diélectrique du condensateur est dépolarisé, le long de la courbe I de la fig.5, ce qui libère une grande différence de charge. Le condensateur présente donc pour ainsi dire, une assez faible impédance, par rapport à l'impulsion de commande et l'élec- trode émettrice du transistor 1 reçoit un plus fort signal posi- tif que son électrode de base.
Le transistor 1 devient donc conduc- teur et la tension aux bornes du condensateur est majorée de la chute de tension dans la résistance 4, qui est pratiquement égale à la tension de la source d'alimentation 7. Le diélectrique du condensateur 5' est, de ce fait, plus -fortement saturée de sorte que le point de fonctionnement sur la courbe Q-V se déplace par exemple du point 1 vers le point 2. Après la fin de l'impulsion de commande, le point de fonctionnement revient vers le point 1.
L'impulsion de commande positive suivante porte le diélectrique du condensateur 5' plus loin dans la zone de satura- tion positive, par exemple au point 2 de la courbe Q-V. La diffé- rence de charge qui en résulte n'est que petite et le condensateur se comporte donc comme un condensa.teur d'assez faible capacité.
La tension de commande positive appliquée à l'électrode de base du.transistor 1 est donc plus grande que celle qui atteint, par l'intermédiaire du condensateur 5', son électrode émettrice et le transistor 1 est bloquée ce qui ramène le point de fonctionne- ment du diélectrique du condensateur 6' au point 1 de la courbe Q-V. Après la fin de l'impulsion de commande, le diélectrique du condensateur 5' est à nouveau dépolarisé et le point de fonction-ne- ment est ramené du point 1 vers le point 0, le long de la courbe II de la fig.5.
Lorsque le transistor 1 est conducteur, le potentiel de son électrode de base est praticuement égal à celui de son élec- trode émettrice et de son électrode collectrice. Par l'intermé- diaire-de la résistance 3, ce potentiel est également appliqué à l'électrode supérieure du condensateur '5' et contrecarre la easion de l'impulsion de commande et celle EUX bornes de la ré-
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sistance 4. Pour limiter cet effet d'opposition, on peut utiliser une source d'impulsions de commande à résistance ohmique beaucoup plus petite que celle de la résistance 3 ou insérer une résistance assez grande entre l'électrode de base du transistor et le noeud des résistances 2 et 3.
Les exemples de réalisation et les variantes décrites à l'aide des figs.l et 2 sont très lents et ne peuvent donc être utilisés que dans des installations de réglage, de contrôle ou de commande assez lentes,,. par exemple pour le réglage d'un proces- sus thermique. Pour l'impédance variable 4, on pourrait utiliser par exemple une résistance CTN du type 83.900.
A une température ambiante de 20 C, cette résistance se refroidit en quatre secondes' d'une manière telle, que sa valeur passe d'environ 80 ohms à environ 800.ohms.Pour chauffer rapidement la résistance 4, on , l'alimentera par un courant d'une intensité aussi élevée que possible, à l'aide d'une source 7 de tension assez élevée, par exemple de 30 volts, et par l'intermédiaire d'une résistance de limitation d'intensité 6, de, par exemple, 1500 ohms. Dans ces conditions, le dispositif pourra encore fonctionner pour un intervalle d'impulsions de l'ordre de grandeur de quatre secondes.
La vitesse de fonctionnement d'un dispositif tel que représenté sur les figs.3 et 4 sera, dans certains cas, limitée par la fréquence limite du facteur d'amplification du transistor utilisé. On sait,en effet,que les noyaux mémoratifs en Ferroxcube peuvent être commandés par des impulsions d'une largeur de 1''ordre de grandeur d'un dixième de micro-seconde. Le long de la boucle d'hystérésis, la perméabilité de ces noyaux varie fortement, par exemple entre environ 1, dans la zone de saturation, et environ 5000, le long de la partie à forte pente de la courbe I ou II de la fig. 5. La perméabilité moyenne par rapport à une impulsion de commande lancée dans l'un des enroulements du noyau 8 est cepen- dant beaucoup plus petite.
Elle correspond à la pente d'une droite entre les points 0 et 1 de la fig.5, en tenant compte aussi du fait
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que la. boucle d'hystérésis devient plus pla.te aux fréquences élevées. Pour de larges impulsions assez lentes, on peut compter -sur une variation d'impédance de l'ordre de 1000 à 1 et pour de très courtes impulsions, sur une variation de l'ordre de 100 à 1.
Enfin, la vitesse de fonctionnement maximum, d'un dis-. positif tel que celui représenté sur la fig.6, avec les matières ferro-électriques disponibles, est du même ordre de grandeur que celle d'un dispositif à noyau mémoratif tel que représenté sur les figs. 3 et 4. Des condensateurs à diélectrique ferro-électrique à base de titanate de baryum ont été polarisés à l'aide d'impul- sions d'une largeur de 0,75 /usec. La variation de l'impédance effective, par rapport à l'impulsion, n'était que de l'ordre de 4 à 1.
Avec des impulsions d'Une lergeur de 5 millisecondes, cette variation augmentait et était environ de 15 à 1, tandis que le rapport de la. constante diélectrique maximum, (le long de la.. partie à forte pente des courbes I ou II de la fig.5) à la con- stante diélectrique, à la saturation était inférieur à 100 : 1.
Toutefois, les diélectriques ferro-électriques sont encore très nouveaux et il est possible que l'on trouve des matières convenant mieux à l'utilisation dans un dispositif conforme à l'invention que celles connues jusqu'à présent.