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"Modulateur de fréquenc à large bande du type & 1état solide et avec des oaraotérist quee linéaires".
La présente inve@tion se rapporte à un modulateur de fréquence à large bande du type à l'état solide, approprié en particulier a des liaisons radio-électriques de grande capacité,
Parmi les qualités qu'un modulateur de fréquence à large bande pour des liaisons radio-électriques doit posséder, celle consistant à présenter une caractéristique de modulation aussi presque linéaire que possible est bien/connue.
Dans les modulateurs classiques, conçus à l'aide de
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tubes, la fréquence centrale modulée désirée (normalement 70 mégacycles) est obtenue par le battement de deux oscillateurs à klystrons, dont l'un uniquement est directement modulé par les variations de la tension du repousseur, tandis que l'autre, appelé le batteur, fournit, 'par l'intermédiaire d'un convertis- seur, la bande de fréquence désirée. La linéarité désirée de la caractéristique de modulation de l'oscillateur modulé est obtenue en chargeant ledit oscillateur d'un bipôle spécial de compensation.
On connaît également des modulateurs du type à l'état soli- de faisant usage d'oscillateurs constitués de transistors et de diodes "varactor" utilisées comme une capacité variable.
Toutefois, ces modulateurs ne se prêtent pas eux-mêmes aux hautes variations de la fréquence avec une loi linéaire, parce que la loi particulière de la variation de la capacité des diodes varactor en fonction du signal de modulation ne le . permet pas. Pour améliorer ladite exigence de linéarité, diffé- rents systèmes ont été proposés, dont l'un prévoit l'emploi de deux modulateurs pilotés, connectés en symétrie pour l'obten- tion de la fréquence de battement à partir de ceux-ci.
Dans ce cas, il va sans dire que si, d'une part, ceci facilite l'emploi de hautes fréquences pour les deux modulateurs, dans le but d'obtenir la variation de la fréquence linéaire désirée avec la variation minimum de la capacité du varactor, l'emploi dE hautes fréquences est, d'autre part, défavorable pour l'obten- tion d'une stabilité suffisante de la fréquence (voir par exemple E. De Castro et E. Proni : "Modulateurs de Fréquences à Larges Bandes avec des Diodes Varactor", dans "Alta Frequenza" i (Haute Fréquence), septembre 1963).
Le but de la présente invention consiste à prévoir un modulateur de fréquence du type à l'état solide qui est très stable et qui permet des variations extensives de la fréquence
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dans le mode linéaire.
Conformément à l'invention, ce modulateur est réalisé par l'emploi de tout multivibrateur du type à l'état solide, approprié aux hautes fréquences, auquel un circuit spécial est appliqué dont la fonction consiste à l'inéariser la caractéristi- que de modulation. Ledit circuit remplace la résistance du multivibrateur qui détermine sa fréquence et qui, en plus de déterminer ladite fréquence, agit comme une résistance équiva- lente variant avec la fréquence dudit modulateur, de façon à linéariser la caractéristique de modulation.
Conformément à une forme de réalisation préférée, ledit circuit de linéarisation comprend, dans un multivibrateur à deux transistors, des résistances et des diodes qui remplacent la résistance de charge d'un des transistors, laquelle détermine la fréquence.
D'autres détails et caractéristiques de l'invention sont decrjts ci-?prés uniquement à titre d'exemple en se réferant aux dessins annexas, dans lesquels: la figure 1 représente le schéma électrique d'un multivi- brateur calssique à deux transistors; la figure 2 montre le comportement de la variation de la fréquence en fonction du courant d'un des deux transistors dudit multivibrateur ; la figure 3 représente le schéma du multivibrateur de la figure 1, équipa du circuit de linéarisation conforme à l'in- vention.
En se referont à la figure 1, le multivibrateur comprend essentiellement deux transistors T1 et T2 alimentés, .par lias émetteurs respectifs el' e2 et les résistances R et R8, à partir de deux générateurs de courant eonstitu4s des transis- tors T, 3 et T4. Le collecteur cl du transistor T1 est alimenté, par l'intermédiaire de la rsistnnce R4, par le potentiel du
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point A, déterminé par le diviseur de résistance R1, R2, R3 placé entre les tensions + E1 et-E2.
Le collecteur c2 du transistor T2 est alimenté à partir du potentiel + E1 par l'intermédiaire de la résistance R9.
Le collecteur c1 de T1 est connecté directement à la base du transistor T2, tandis que le collecteur c2 dudit dernier transistor est connecté à la borne de sortie U.
Le courant, qui est fourni par les deux générateurs de courant T3 et T4, reste constant, si les deux résistances R6 et R7 des émetteurs restent également constantes, ninsi que les deux potentiels des bases b3 et b4, dont le premier est obtenu par le diviseur de tension prémentionné R1, R2, R3 et le second, par le diviseur de tension constitué des deux résis- tances R10 et R11, placé également entre les tensions + E1 et -E2.
Les deux condensateurs C2 et C4 ont la fonction d'une dérivation; le condensateur C3, placé entre les deux émetteurs el et e2, est 1'un des paramètres qui déterminent la fréquence, tandis que le condensateur Ci découple, à l'effet du courant continu, la borne d'entrée S de la base b3 de T3.
Le circuit mentionné ci-avant de la @@gure 1 a été décrit dans la publication "Waveforms", M.I. T. Radiation Laboratory Series, de 1949, page 172, et subséquemment illustra comme un multivibrateur transistorisa dans "Procoedings of the Institu- tion of Electrical Engineers", volume 106, Partie B.
Tel qu'il est connu, le fonctionnement du multivibrateur est fondé sur l'alternance de la phase de blocage et de conduction dans les deux transistors T1 et T2 et sur la décharge et la cahrge linéaire résultante du condensateur C3 placé entre les Emetteurs el et e2 des transistors Tl et T2.
Lesdites charge: et décharges sont linéaires, parce que les deux émetteurs el et e2 sont alimentés par un courant constant. '
En ne tenant aucun compte de la chute de tension entre la
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base et l'émetteur, en admettant que le gain de courant Ó des transistors est une unitet en supposant que les courants de fuite sont négligeables, il est facile de dériver l'expression de la fréquence d'oscillation donnée par!
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dans laquelle Il et I2 sont les courants des deux transistors T1 et T2 et R est la résistance de charge du transistor T1, qui est la seule résistance ducircuit déterminant la fréquence.
renfermement à l'invention,il est prévu, pour obtenir la linéarité désirée, â. la place de.la résistance R4 de la figure 1, un circuit de linéarisation qui est équivalent à une résistance diminuant selon un mode approprié avec les augmenta- tions du courant Il + I2 qui traverse le transistor T1.
Un circuit de cette nature, délimité dans la figure 3 par des lignes interrompues, est constitué, en partant du collecteur! c1 de T1, d'une résistance R14 en série avec une diode Dl dont l'anode est connectée au point A. Entre le point + E1 et le point de jonction Q de R14 et D1, on a disposé deux résistances en série R12 et R13 qui, avec une résistance R15 placée en parallèle avec D1' forment un diviseur de tension définissant le potentiel du point Q.
Ledit potentiel est tel que la diode est conductive lorsque le transistor Tl est conductif et est bloquée lorsque T1 est bloqué,
De cette façon, L'augmentation soudaine de tension, qui apparaît sur le collecteur el de T1, lorsque le courant de ce transistor passe de zéro à Il + I2, est limitée et définie par la différence de potentiel qui est établie entre le point A ; et le point Q dans'l'état bloqué de T1. Pour varier ledit bond de tension, le courant continu àu diviseur est réglé par la
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variation de R12 qui est ensuite découplé du reste du circuit au moyen du condensateur de dérivation C5.
Du point de vue théorique et grâce aux simplifications apportées en vue d'obtenir l'expression (1) pour la fréquence, c'est-à-dire en ignorant par conséquent les différents phéno- menés secondaires, comme la capacité parasite, etc, qui modifient, considérablement la forme d'onde, la seule diminution de R4 par, suite de la variation du courant (Il + 12) n'est pas suffisante ; pour obtenir la linarit désirée, En réalité, en dénommant #r le bond de tension du collecteur c1' qui se produit lorsque le courant du transistor T1 passe de zéro à (Il + I2), l'expres- , µion pour la fréquence peut également être-écrite de la manière suivante :
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D'après (2), il est visible qu'en variant 11, la fréquence ne varie pas linéairement, soit parce que (Il +12) varie, soit parce que #r =R4 (Il + 12) varie. En utilisant une diode, placée sur le collecteur du transistor T1, tout ce que l'on peut obtenir, dans le cas d'une diode Idéale, est une constance de #r lors des variations du courant Il$ ce qui est équivalent à une diminution de R4 lorsque 11 augemente.
D'autre part, avec le terme (il + 12) restant dans la formule (2), une linéarité parfaite n'est pas encore atteinte. En pratique, au contraire, puisque d'autres phénomènes associés à l'altération de la forme d'onde se présentent, la linéarité de l'aggrégat est meilleure que la linéarité théorique et l'expédient consistant à maintenir #r constant au moyen d'une diode, est clairement excessif. Par conséquent, il suffit de produire un moins brusque bond de tension #r, laquelle condition est précisément satisfaite par le circuit de linéarisa-
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tion conforme à l'invention, comme décrit ci-dessus.
Ledit circuit présente également l'avantage de permettre, par l'inter- médiaire de R12, une régulation du mouvement dudit bond de tension #r. En conclusion, dans un circuit tel que celui représenté sur la figure 3, il est possible de régler la linéari' . té et la fréquence centrale par la régulation de R12, C3 et R6, en vue d'obtenir un modulateur de fréquence présentant d'excel- lentes qualités de linéarité.
A titre d'exemple, dans une réalisation conforme au schéma de la figure 3, et grâce aux valeurs suivantes des différents paramètres:
R1 = 800 ohms R7 = 600 ohms R12 = 0 - 3000 ohms
R2 = 1700 ohms R8 = 400 ohms R13= 1200 ohms
R3 = 700 ohms R9 = 50 ohms R14= 62 ohms
R5= 1000 ohms R10=2400 ohms R15 = 1000 ohms
R6= 0. - 2000 ohms R11= 800 ohms
C1 = 0,1 microfarad C5 =0,1 microfarad
C2 = 0,1 micro farad +E1 = + 12 volts
C3 = 5,5- 18 picofarads -E2 = - 20 volts
C4 = 0,1 microfarad les résultats suivants peuvent être obtenus!
Fréquence centrale fc = 70 mégacycles;
Bande de fréquence de modulation # 20 mégacycles;
Etalement de la linéarité mesurée sur un intervalle # fc =¯ 10 mégacycles = 0,3 pour cent;
Bruit d'agitation thermique dans la pire voie (dans le cas de 960 voies de communication téléphonique simulées avec un bruit à spectre continu et uniforme et en suppo- , sant une déviation de fréquence effective par voie de
200 kilocycles) = 14 picowatts;
Sensibilité de la modulation = 7 mégacycles/volt.