"Circuit de détection de niveaux de transmission" <EMI ID=1.1>
La présente invention concerna des circuits de détection de
<EMI ID=2.1>
<EMI ID=3.1>
que pour transformer un signal d'entrée en un signal de courant continu en tant que fonction logarithmique du niveau de transmission d'entrée.
On connaît bien, dans la présente technique, des systèmes de réduction de bruits du type dénommé ordinairement compresseur/expanseur, dans lesquels la gamme dynamique des signaux est comprimée du côté de l'entrée d'une voie de transmission de signaux et est expansée du côté de la sortie, en vue de simplifier les res-
<EMI ID=4.1>
d'enregistrement tel qu'une bande magnétique ou une autre voie de transmission de signaux. Ce système de réduction de bruits du type compresseur/expanseur comprend un circuit à caractéristiques de transmission variables comportant un circuit à gain variable contrôlé par la tension et capable de comprimer et d'expanser la gamme dynamique de signaux en variant les caractéristiques de transmission conformément au spectre ou au niveau de transmission d'entrée, ainsi qu'un circuit de détection de niveaux pour l'obtention d'un signal de commande permettant de commander le circuit à caractéristiques de transmission variables.
Récemment, des circuits à gain variable contrôlés par la tension et des circuits de détection de niveaux présentant des gammes
<EMI ID=5.1>
comme organes de réduction de bruits de magnétophone, afin d'obtenir un effet de réduction de bruits plus grand et de minimiser les divers inconvénients accompagnant les bruits, tels que leur modulation et le dépassement de la croissance des signaux.
Toutefois, lorsque la gamme dynamique requise pour un circuit de dét2ction de niveaux dépasse 60 dB, il est plus pratique d'utiliser une construction de circuits faisant usage d'une transforma- <EMI ID=6.1>
Néanmoins, lorsqu'un circuit de détection de niveaux d'une valeur effective est utilisé pour un système de réduction, de bruits, lerapport susceptible d'être obtenu entre la constante de temps croissante (temps d'attaque) et la constante de -temps décroissante
(temps de récupération) est d'environ 4 tout au plus. Par consé-
<EMI ID=7.1>
sante rapide.
Concernant la vitesse de réponse (constante de temps) désirée pour le système de réduction de bruits, la constante de temps croissante (temps d'attaque) est de l'ordre de plusieurs centaines de microsecondes à plusieurs millisecondes, tandis que la constante de temps décroissante (temps de récupération) est de l'ordre de plusieurs dizaines à plusieurs centaines de millisecondes,
ce qui est en substance plusieurs centaines de fois la constante de temps croissante,
Parmi ces constantes de temps, la constante de temps crois- sante est prêfêrablement rendue petite pour de signaux d'entrée croissant nettement, d'un haut niveau et d'une haute fréquence. Ceci est désiré afin de pouvoir éviter la détérioration de la
qualité du son due au dépassement du codeur, c'est-à-dire de sup- primer la distorsion de la partie du dépassement due à la satura- tion de la bande magnétique. D'autre part, il est souhaitable de
régler une constante de temps croissante, légèrement grande pour
�i des signaux d'entrée d'un faible niveau et d'une fréquence moyenne,
qualité du son due à la distorsion de phase ou d'autres causes. Une légère augmentation de la constante de temps croissante est
<EMI ID=8.1>
dans la forme d'impulsions. Afin de ^satisfaire à ces exigences incompatibles, on a besoin d'un circuit de détection de niveaux dans lequel la constante de temps croissante varie conformément au signal d'entrée.
Dès lors, un but de la présente invention est de réaliser un circuit de détection de niveaux de transmission amélioré.
Un autre but de la présente invention est de concevoir un circuit de détection de niveaux de transmission amélioré du type compression logarithmique pour transformer le signal d'entrée
en un signal de courant continu en tant que fonction logarithmique du niveau de transmission d'entrée.
Un autre but de la présente invention est de.prévoir un circuit de détection de niveaux de transmission amélioré qui présente des caractéristiques croissantes et décroissantes désirées, une large gamme dynamique et une haute précision.
Un autre but encore de la présente invention consiste à réaliser un circuit de détection de niveaux de transmission qui présente une large gamme dynamique, est capable de varier la constante de temps croissante (ou décroissante) selon le niveau de transmission d'entrée et permet d'obtenir un rendement élevé avec une construction de circuit simple.
Aux dessins ci-annexés :
la figure 1 est un schéma montrant un exemple de circuit de détection de niveaux du type redressement biphasé; la figure 2 est un schéma montrant un exemple de circuit de détection de niveaux relevant de la technique antérieure et du type compression logarithmique; la figure 3 est un schéma montrant un exemple spécifique d'un circuit à valeur absolue 20;
les figures 4 et 5 sont des circuits équivalents montrant les caractéristiques croissantes et décroissantes du circuit de la figure 2; la figure 6 est un schéma montrant un premier exemple de réalisation d'un circuit de détection de niveaux de transmission conforme à la présente invention; la figure 7 est un schéma montrant un circuit de détection de niveaux de transmission conforme à la présente invention; la figure 8 est un schéma montrant un exemple différent d'un circuit de division de résistance; et la figure est un schéma montrant un autre exemple de réalisation du circuit de détection de niveaux de transmission conforme à la présente invention.
Avant d'aborder les exemples de réalisation préférés de la présente invention, on décrit, en se référant à la figure 1, un exemple de circuit de détection de niveaux relevant de la technique antérieure, plus particulièrement un circuit de détection de niveaux linéaire du type redressement biphasé, construit en utilisant un amplificateur opérationnel. En se référant à présent à la figure 1, un signal d'entrée alternatif est fourni a la borne d'entrée 1 et sa composante positive est inversée par l'amplifica- <EMI ID=9.1>
de la composante positive, qui est prélevée de la jonction a, est
<EMI ID=10.1>
<EMI ID=11.1>
borne d'entrée 1 est aussi couplé, par la résistance d'entrée �,
<EMI ID=12.1>
plificateur opérationnel 7 constituent un circuit d'amplification d'addition. En réglant la valeur de la résistance 8 de manière à doubler la valeur de la résistance 6 un signal de sortie, établi par le redressement biphasé du signal d'entrée à courant alterna-
<EMI ID=13.1>
tion b. Le signal de sortie redressé est filtré par un circuit
<EMI ID=14.1>
d'être prélevé à partir de la borne de sortie 2.
Par compensation de la'caractéristique croissante (chute de tension avant) des diodes 4 et 5 en utilisant l'amplificateur
<EMI ID=15.1>
large. Les limites théoriques de la gamme dynamique sont déterminées par la tension de la source d'alimentation et la tension décalée du circuit; sa valeur typique est d'environ 60 dB.
Ainsi, lorsque la gamme dynamique requise du circuit de détection de niveaux dépasse 60 dB, on utilise une construction de circuit faisant usage de la transformation exponentielle-logarithmique. Lorsqu'une gamme dynamique de 40 à 50 dB ou plus est requise, il est pratique en général d'utiliser un circuit de détection de niveaux de ce type de transformation exponentielle-logarithmique ou du.:type compression logarithmique.
La figure 2 représente un circuit de détection de niveaux
10 bien connu du type compression logarithmique. Dans le circuit de détection de niveaux 10, une source de courant 21, représentant une source de signaux d'entrée, est connectée à une borne d'entrée
<EMI ID=16.1>
absolue 20 servant de redresseur biphasé à haute précision et par une borne 13, à une borne d'entrée inversée de l'amplificateuropérationnel 14. La borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 14 est mise à la terre et sa borne de sortie est reliée à la borne d'entrée inversée par un montage série de plusieurs, par exemple, N diodes 15. La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 14 est aussi couplée par une diode 16 à un condensateur d'intégration 17. La jonction entre la diode 16 et le conden-
<EMI ID=17.1>
vée de la borne de sortie 12.
La figure 3 est un schéma montrant un exemple spécifique du circuit à valeur absolue 20. En se référant à la figure 3, lors-que le courant avant, c'est-à-dire le courant circulant dans le sens de la flèche en traits pleins, est fourni à la borne d'entrée
11, il est inversé par l'amplificateur opérationnel 22 pour polariser négativement la base du transistor 24, ce qui déclenche ainsi le transistor 24 pour contraindre le courant à circuler dans le sens de la flèche en traits pleins. Ainsi, le courant est forcé dans la direction de la flèche en traits pleins par le transistor
25a du circuit d'inversion de courant (réflecteur de courant) 25, puis est contraint de passer par l'autre transistor 25b, ce qui force le courant dans la direction de la fLêche en traits pleins établie à la borne de sortie 13.
D'autre part, lorsque le courant circulant dans le sens négatif, c'est-à-dire le courant circulant dans le sens de la flèche en traits interrompus, est amené à la borne d'entrée 11, l'amplificateur opérationnel 22 fournit une sortie positive, ce qui contraint le courant à passer par le transistor 23a du circuit d'inversion de courant 23 dans la direction de la flèche en traits interrompus, puis par l'autre transistor 23b, en contraignant ainsi le courant à circuler dans le transistor 25a du circuit d'inversion de courant 25 dans le sens de la flèche en traits interrompus qui est le même que celui de la flèche en traits pleins. Ainsi, le courant d'une même direction
(sens des flèches en traits pleins et interrompus) afflue audelà de laborne de sortie 13, quelle que soit la polarité de la
<EMI ID=18.1>
ou inverse du courant.
<EMI ID=19.1>
<EMI ID=20.1>
tif et négatif), le courant de sortie du circuit valeur absolue
<EMI ID=21.1>
saturation passant par les diodes individuelles 15, 16 et 18, la tension de sortie v de l'amplificateur opérationnel 14 est la suivante :
<EMI ID=22.1>
<EMI ID=23.1>
<EMI ID=24.1>
l'élément. En considérant l'état transitoire et dans le mesure
<EMI ID=25.1>
sateur 17 à fixer par rapport à la valeur instantanée, le courant id dans la diode 16 est le suivant
<EMI ID=26.1>
<EMI ID=27.1>
<EMI ID=28.1>
<EMI ID=29.1>
<EMI ID=30.1>
comme suit :
<EMI ID=31.1>
<EMI ID=32.1>
la suivante :
<EMI ID=33.1>
<EMI ID=34.1>
<EMI ID=35.1>
<EMI ID=36.1>
Le circuit de détection de niveaux 10 de ce type de compression logarithmique est réalisé en prévoyant une valeur moyenne d'un Nième ordre par rapport à la valeur absolue du courant d'en-
<EMI ID=37.1>
établie lorsque N = 1 et la valeur effective du courant d'entrée est établie lorsque N = 2. En utilisant ce circuit de détection de niveaux 10, il est possible aisément d'effectuer la détection de niveaux de 80 dB ou plus concernant la gamme dynamique.
Toutefois, dans .le système de réduction de bruits relevant de-la technique antérieure et qui utilise la détection de la valeur effective, il est possible de garantir un rapport croissantdécroissant d'environ 4 tout au plus. Dans ce cas, le dépassement est sujet à une entrée croissante rapide.
On considère à présent la réponse transitoire du circuit
<EMI ID=38.1>
En ce qui concerne ce type de compression logarithmique où la sortie est comprimée logarithmiquement, le paramètre que l'on évalue réellement comme sortie de détection.n'est pas la sortie <EMI ID=39.1>
<EMI ID=40.1>
<EMI ID=41.1>
surplus, pour la simplification, le stade d'entrée est réglé â
<EMI ID=42.1>
ou de G(t) = 1 en cas de présence de l'entrée.
Pour étudier la décroissance, on considère à présent la
<EMI ID=43.1>
<EMI ID=44.1>
lorsque t < 0 est la suivante, d'après les équations (1), (3) et
(6) :
<EMI ID=45.1>
<EMI ID=46.1>
<EMI ID=47.1>
<EMI ID=48.1>
<EMI ID=49.1>
D'après l'équation (7) G(t) est obtenu comme suit :
<EMI ID=50.1>
<EMI ID=51.1>
Co ont les valeurs respectives suivantes :
<EMI ID=52.1>
Pareillement, la constante de temps'! est la suivante :
<EMI ID=53.1>
<EMI ID=54.1>
<EMI ID=55.1>
le suivant
<EMI ID=56.1>
<EMI ID=57.1>
<EMI ID=58.1>
<EMI ID=59.1>
comme suit :
<EMI ID=60.1>
<EMI ID=61.1>
<EMI ID=62.1>
En réarrangeant cette équation et en définissant le rythme de variation de G(t) par rapport au temps, on a
<EMI ID=63.1>
Cette équation différentielle représente la caractéristique croissante. Ceci est réalisé comme un circuit équivalent représenté à <EMI ID=64.1>
ont les valeurs respectives suivantes
<EMI ID=65.1>
Un circuit non linéaire 29 fournit une sortie G(t) définie comme suit :
<EMI ID=66.1>
correspondant à une entrée g(t).
En ce qui concerne la vitesse de réponse (constante de
temps) requise pour le système de réduction de bruits faisant usage du circuit de détection de niveaux 10 cerise décrit ci-avant, le temps de croissance (temps d'attaque) est de l'ordre de plusieurs centaines de microsecondes à plusieurs mi2lisecondes, tandis que le temps de décroissance (temps de récupération) est de l'ordre
de plusieurs dizaines à plusieurs centaines de millisecondes, ce qui est environ plusieurs centaines de fois le temps de croissance. Lorsque N est 1, les temps de croissance et de décroissance sont égaux et la croissance devient plus rapide à mesure que
N augmente. En vue d'empêcher le dépassement lorsqu'une entrée rapidement croissante est appliquée, il est nécessaire de rendre plus rapide la constante de temps croissante. Toutefois, l'in-
<EMI ID=67.1>
valeur pour créer la différence précitée de plusieurs centaines de fois.
En augmentant N, le nombre de jonctions PN du montage série des diodes 15 et 18 est augmenté pour accroître la chute de tension de .régime constant, si bien que l'action de la tension de la source de faible énergie devient difficile. Pour éclaircir cette situation, on peut penser à rendre possible l'action de la tension de la source de faible énergie, sans avoir recours au montage série de la jonction PN, en utilisant un amplificateur de gain N; ceci complique cependant la construction du circuit. Ensuite, le coefficient de transformation de la tension de sortie change en fonction de N, comme indiqué par l'équation (6). Plus particulièrement, d'après l'équation (6), on a
<EMI ID=68.1>
<EMI ID=69.1>
rithmiguement linéaire et contrôlé par la tension, soit proportionnellement, soit d'une manière inversement proportionnelle, un atténuateur présentant 1/N est nécessaire.
Dès lors, un exemple de réalisation préféré de la présente invention est décrit en se référant aux dessins.
La figure 6 est un schéma représentant un premier exemple de réalisation d'un circuit de détection de niveaux 30 conforme <EMI ID=70.1>
fournit, en tant que source de signaux d'entrée, un courant d'entrée i. à une borne d'entrée 11. La borne d'entrée Il est raccordée, via un circuit à valeur absolue 20 et une borne 13, à la borne d'entrée inversée d'un amplificateur opérationnel 31.
La borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 31
<EMI ID=71.1>
borne d'entrée inversée par une diode de transformation logarith-
<EMI ID=72.1>
31 est appliquée à la borne d'entrée non inversée de l'amplifica-
<EMI ID=73.1>
la borne de sortie.
La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 33 est reliée par une diode 34 à un condensateur d'intégration 35 et
la jonction entre la diode 34 et le condensateur \3_5_ est connectée à une source de courant 36 fournissant un courant de référence
<EMI ID=74.1>
amplificateur opérationnel 40 en tant que palpeur de tension, à un montage série se composant d'une diode 41 et d'une source
<EMI ID=75.1>
entre la diode 41 et la source de courant de référence 42 est
<EMI ID=76.1>
prélevée.
Une caractéristique de la présente invention consiste en ce qu'on a prévu, dans le circuit de division de tension 46 pour diviser la tension en une tension de sortie Vc du condensateur d'intégration 35 et une tension de sortie v� de l'amplificateur opérationnel 33; la sortie de tension divisée du circuit de division de tension 46 est ramenée à la borne d'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 33. Dans ce cas, il n'est pas souhaité de prélever la tension terminale directement du condensateur d'intégration 35; par conséquent, il est couplé, par l'amplificateur opérationnel 40 en tant que palpeur de tension, à la
<EMI ID=77.1>
<EMI ID=78.1>
<EMI ID=79.1>
ficateur opérationnel 45 en tant que palpeur; de tension, à la ré-sistance de division de tension 47 du circuit de division de tension
46. La diode 43 compense la valeur de régime constant de la chute
de tension aux bornes de la diode 34. La valeur de la résistance
47 du circuit de division de tension 46 est réglée à (N - 1) fois la valeur de la résistance 48. La tension de sortie v4 à la jonc- tion entre les résistances 47 et 48 est établie par suite de la division de la tension d'entrée par un rapport compris entre 1/N
<EMI ID=80.1>
rationnel 45 est reliée à la source de courant 44 fournissant le
<EMI ID=81.1>
Dans le circuit de détection de niveaux 30 dont la conception
<EMI ID=82.1>
<EMI ID=83.1>
<EMI ID=84.1>
<EMI ID=85.1>
En considérant à présent l'état transitoire, on suppose que la
<EMI ID=86.1>
Puisque la tension de sortie v4 du circuit dé division de tension
<EMI ID=87.1>
de l'amplificateur opérationnel 33, la :tension v3 appliquée à la résistance de division de tension 47 par le palpeur de tension est la suivante :
<EMI ID=88.1>
Ainsi, la tension de sortie v2 de l'amplificateur opérationnel
<EMI ID=89.1>
<EMI ID=90.1>
<EMI ID=91.1>
<EMI ID=92.1>
<EMI ID=93.1>
<EMI ID=94.1>
dans le régime constant.
Dès lors
<EMI ID=95.1>
VG qui satisfait à ce qui précède, est la solution de régime
<EMI ID=96.1>
<EMI ID=97.1>
La tension de:;sortie Va est donc'.la suivante
<EMI ID=98.1>
<EMI ID=99.1>
<EMI ID=100.1>
<EMI ID=101.1>
Si on définit comme suit
<EMI ID=102.1>
Dans le circuit de détection de niveaux 30 du type compression logarithmique conforme à la présente invention.- le facteur de transformation est indépendant des changements de N. Ainsi, la variable à introduire, soit G(t) , est définie comme suit :
<EMI ID=103.1>
Pour étudier la croissance, on analyse la réponse au cou-
<EMI ID=104.1>
<EMI ID=105.1>
<EMI ID=106.1>
on a
<EMI ID=107.1>
<EMI ID=108.1>
<EMI ID=109.1>
<EMI ID=110.1>
<EMI ID=111.1>
égala
<EMI ID=112.1>
<EMI ID=113.1>
<EMI ID=114.1>
Ainsi, id(t) est donné par l'équation
<EMI ID=115.1>
<EMI ID=116.1>
suivant :
<EMI ID=117.1>
<EMI ID=118.1>
<EMI ID=119.1>
En réarrangeant, on obtient le rythme de variation de G(t) par <EMI ID=120.1>
<EMI ID=121.1>
<EMI ID=122.1>
<EMI ID=123.1>
<EMI ID=124.1>
<EMI ID=125.1>
être réalisé en multipliant la capacitance du condensateur 35
<EMI ID=126.1> <EMI ID=127.1>
présente invention. A la figure 7,, les mêmes éléments et parties que ceux du premier exemple de réalisation de la figure 6 sont désignés par des références numériques identiques.
<EMI ID=128.1>
<EMI ID=129.1>
<EMI ID=130.1>
<EMI ID=131.1>
déplacement de niveau constitué d'une diode 53 et d'une source
<EMI ID=132.1>
<EMI ID=133.1>
<EMI ID=134.1>
52 sert à empêcher un courant de charge excessif au condensateur d'intégration qui peut d'ailleurs résulter de la croissance initiale particulièrement marquée en cas de réglage d'une grande valeur de N; ceci est particulièrement important lorsque N est grand.
<EMI ID=135.1>
41 de la figure 6.
Le circuit de division de tension de résistance 46 peut être remplacé par un circuit de division de tension de résistance 146 représenté à la figure 8. Le facteur de transformation de la sortie du circuit de division de tension de résistance 146 peut être réglé à une valeur désirée en mettant à la terré la jonction établie entre les résistances de division de tension 47 et 48 par l'intermédiaire d'une résistance 49, prévue comme une résistance supplémentaire.
Il faut noter que, grâce au circuit de détection de niveaux conforme à la présente invention, il est possible de régler une grande valeur de N sans détériorer la caractéristique de tension de réduction du circuit et sans compliquer celui-ci. Des effets particulièrement prononcés peuvent être exercés, en comparaison des constructions de la technique antérieure, lorsque N > 3. Au surplus, puisque le facteur de transformation de la tension de sortie n'est pas affecté par des changements de N, aucun circuit d'atténuation 1/N n'est nécessaire et il est donc possible d'ob- tenir par exemple, une connexion de lecteur au circuit à gain variable, contrôlé par la tension et logarithmiquementlinéaire.
En outre, puisque le facteur de transformation de la tension de sortie, comme mentionné ci-dessus, ne subit pas les effets de N, il est possible de faire varier extérieurement N ou de le comman- der selon le niveau. Ceci signifie qu'il est possible de réaliser, par exemple, une construction où la constante de temps de réponse est commandée conformément au niveau d'entrée.
On décrit à présent un circuit de détection de niveaux de transmission conforme à la présente invention, dans lequel la constante de temps de réponse est commandée conformément au niveau d'entrée.
Dans le système de réduction de bruits classique, une attente est ordinairement prévue pour les hautes fréquences en vue de ren- dre les effets de modulation des bruits moins perceptibles. De plus, l'attente des hautes fréquences est établie dans le circuit de détection de niveaux en produisant une seule caractéristique de signal qui est une caractéristique de fréquence créée en balayant à l'aide d'un seul signal qui est plat ou a une légère pente descendante vers des fréquences puis élevées.
Ainsi, une constante de temps variable conforme à l'entrée est désirée, de sorte qu'une petite constante de temps croissante n'est prévue que pour les entrées d'un haut niveau et à haute fréquence et en substance une grande constante de temps croissante est prévue pour des signaux d'entrée d'un faible niveau et à haute fréquence ou des signaux d'entrée à moyenne ou basse fréquence.
En se référant à la figure 9, on décrit à présent un circuit de détection de niveaux de transmission conforme à l'invention, dans lequel la constante de temps croissante et décroissante varie conformément au niveau de transmission d'entrée.
Dans l'exemple de réalisation du circuit de détection de niveaux 70 du type compression logarithmique, représenté à la figure 9, au lieu de modifier directement le rapport de la division de tension des résistances 47 et 48 de la figure 6, on utilise un circuit de division de tension 76 constitué d'un montage série de trois résistances 77, 78 et 79; les sorties des deux points de <EMI ID=136.1>
deux amplificateurs différentiels 71 et 72 et un circuit différentiel 73, si bien que leur rapport de division N varie d'une manière équivalente.
Plus particulièrement, le circuit de détection de niveaux
70 conforme à la présente invention comprend un amplificateur opérationnel 31 et une diode 32 qui constituent des organes pour la transformation logarithmique des signaux d'entrée; un premier et un deuxième amplificateur différentiels 71 et 72 se composant d'une première et d'une deuxième paire respectives de transistors 3 émetteurs communs, la sortie précitée, transformée logarithmiquement étant appliquée sur la base d'un des transistors des pai-res; un circuit différentiel 73 formé d'une troisième paire de . transistors à émetteurs communs, dont les collecteurs respectifs sont raccordés aux émetteurs communs associés et aux bases desquels est appliquée la sortie logarithmiquement transformée;
un organe pour additionner les sorties du premier et du deuxième amplificateur différentiels; un transistor 49 d'un type émetteurpalpeur relié à la sortie de l'organe additionneur par une extrémité de sa jonction PN; un condensateur 35 en tant qu'organe d'intégration connecté à l'autre extrémité de la jonction PN; un circuit de division de tension 76 pour assurer la division de la résistance entre la tension de sortie de l'organe d'intégration et la sortie de l'organe additionneur, afin d'obtenir deux sorties dont les rapports de division de tension sont différents;
et des organes pour ramener les sorties, dont les rapports de division de tension sont différents, aux autres bases respectives des transistors du premier et du deuxième amplificateur différentiels 71 et 72.
La construction et le fonctionnement de l'exemple de réalisa- tion du circuit de détection de niveaux 90 de la figure 9 sont décrits à présent en détail en comparaison du circuit de la figure 6 qui représente la forme de construction de base de cet exemple de réalisation.
Dans cet exemple de réalisation, deux amplificateurs différen-
<EMI ID=137.1>
tor émetteur-palpeur 75 sont utilisés en lieu et place de l'amplificateur opérationnel 33 de la figure 6. Les bornes d'entrée non
<EMI ID=138.1>
à la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel 31, tandis
<EMI ID=139.1>
tie respectifs précités p et q du circuit de division de tension
<EMI ID=140.1>
61 et 51 sont utilisés au lieu des diodes 34, 43 et 41 de la figure 6 pour obtenir un gain de courant. Des transistors du type émetteur- ' palpeur 55 et 50 sont utilisés au lieu des amplificateurs opérationnels 40 et 45 agissant comme des palpeurs de tension. Le déplace- ment de niveaux à courant continu, provenant des jonctions base-
<EMI ID=141.1>
<EMI ID=142.1>
borne d'entrée non inversée de l'amplificateur opérationnel 31.
La base d'un des deux transistors 73a et 73b constituant le circuit différentiel 73, à savoir le transistor 73b, est connec- tée à un niveau de potentiel déplacé d'une grandeur correspondant
à la chute de tension avant aux bornes de la diode 64, et la base de l'autre transistor 73a est raccordée à un niveau de potentiel qui résulte du déplacement de la sortie logarithmiquement transformée de l'amplificateur opérationnel 31 par l'intermédiaire d'une diode 67 et d'une source de courant constant 68. Ainsi, le courant des transistors 73a et 73b du circuit différentiel 73 varie selon
la valeur du courant d'entrée i..
in
<EMI ID=143.1>
de la base du transistor 73a est considérablement plus faible que celui de la base du transistor 73b, et la presque totalité du courant, passant par la source de courant constant 69 connectée
à l'émetteur commun du circuit différentiel 73, afflue à travers l'amplificateur différentiel 72. A ce moment, en considérant que
<EMI ID=144.1>
ficateur opérationnel, la base du transistor 72b agit comme une borne d'entrée non inversée.
<EMI ID=145.1>
la preque totalité du courant passant par la source de courant constant 69 circule dans l'amplificateur différentiel 71 et la base du transistor 71b agit comme une borne d'entrée non inversée .
Le rapport de division de tension N du circuit de division <EMI ID=146.1>
<EMI ID=147.1>
est élevée et est petit lorsque la tension d'entrée est basse.
Puisque la constante de temps croissante est plus courte ou plus rapide pour des valeurs plus grandes de N, comme décrit précédente , ment, il est possible de réaliser le contrôle de la constante
de temps croissante conformément au niveau de transmission d'entrée, en ce sens que la constante de temps croissante est relativement lente pour des signaux d'entrée d'un faible niveau et suffisamment rapide pour des signaux d'entrée d'un haut niveau.
Dans ce cas, le courant de l'émetteur commun, passant par les ' deux amplificateurs différentiels 71 et 72 n'est pas modifié par une commutation, mais change d'une manière continue selon le niveau de transmission d'entrée. Ainsi, un fonctionnement avec une constante de temps croissante située entre les constantes de temps rapide et lente précitées, peut être mis en oeuvre pour des signaux d'entrée d'un niveau moyen. Le plus grand changement de La constante de temps est atteint au voisinage du courant de l'émet-
<EMI ID=148.1>
niveau étant le même; à ce moment, le niveau peut être modifié par la soùrce de courant constant 68.
Comme décrit ci-avant, il est possible, grâce au circuit de détection de niveaux de la présente invenion, d'établir une constante de temps croissante plus rapide à l'aide du circuit de la figure 6, dont la caractéristique consiste en ce que le rapport de division de tension N peut être réglé à une grande valeur sans détériorer la caractéristique de tension de réduction ou sans compliquer le circuit; il est aussi possible de partir de cette caractéristique et de créer une variation de la constante de <EMI ID=149.1>
est possible également de réaliser un circuit de détection de niveaux qui permet le contrôle de la constante de temps conformément au niveau d'entrée, ce qui a été impossible jusqu'ici pour