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déposée par : AGENCE SPATIALE EUROPEENNE ayant pour objet : Filtre micro-onde intégré et procédé de construction d'un tel filtre Qualification proposée : BREVET D'INVENTION Inventeur : Richard CAMERON
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La présente invention concerne un filtre micro-onde intégré ayant une sélectivité en fréquence abrupte et une caractéristique de réponse arrondie dans la bande passante.
Un filtre de ce genre est utile par exemple comme filtre de voie pour les démultiplexeurs de la charge utile multifaisceau d'un satellite d'un réseau de communications à accès multiple par répartition dans le temps avec commutation à bord dans la bande de base (système AMRT-CS) afin de limiter le bruit et les interférences des canaux voisins avant le démodulation.
Dans la construction de filtres électriques, la réalisation d'une sélectivité abrupte et d'une courbe de réponse arrondie donne naissance à des problèmes de construction contradictoires et la réalisation de structures de filtres à l'aide de cellules prototypes élémentaires classiques ne permet pas de satisfaire simultanément à ces deux spécifications.
Une solution pour satisfaire simultanément aux deux spécifications précitées consiste à réaliser un filtre composite tel que décrit par W. M. Childs, P. A. Carton, R. Egri, C. E. Malte et A. E. Williams (A 14 GHz Regenerative Receiver For Spacecraft Application, 5th International Conférence on Digital Satellite Communications, 20-26 mars 1981, Genova, Italie p. 453-459). Ce filtre composite
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comprend un filtre passe-bande de Bessel et un filtre passe-bande elliptique travaillant en cascade avec un isolateur entre eux. Les caractéristiques de réponse arrondie et de temps de propagation de groupe uniforme sont développées par le filtre de Bessel et la sélectivité de fréquence abrupte est assurée par le filtre elliptique.
Les auteurs décrivent les performances d'un exemple de réalisation comprenant un filtre de Bessel du 4e ordre à bande passante de 72 MHz associé à un filtre pseudo-elliptique du 6e ordre à bande passante de 78 MHz. Les principaux inconvénients de ce type de filtre résident dans ses dimensions en raison de la mise en cascade de deux filtres interconnectés par un isolateur, et par conséquent dans son poids. Ces deux inconvénients s'avèrent particulièrement sérieux dans les applications aux satellites artificiels où ils affectent de façon préjudiciable les dimensions et le poids de la charge utile. De plus, ce type filtre est dépourvu de souplesse en raison du fait qu'il est limité à des caractéristiques de transmission particulières.
Enfin, la réalisation d'un tel filtre en une structure équivalente à un filtre du 10e ordre introduirait des pertes électriques considérables.
Le problème à résoudre est de réaliser un filtre microonde qui a à la fois une sélectivité en fréquence abrupte et une caractéristique de réponse arrondie tout en étant de dimensions et de poids suffisamment réduits pour pouvoir être utilisé sur satellites artificiels.
Ce problème est résolu selon l'invention par une structure de filtre micro-onde comprenant une cascade de cavités cylindriques à double mode de résonance, dans laquelle les éléments de couplage entre les cavités adjacentes sont déterminés de façon précise sur base d'une expression de la fonction de transfert du filtre qui est déterminée
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à partir de signaux qui représentent les facteurs de. la fonction de transfert d'un filtre prototype classique dit de Butterworth qui ne produit pas une caractéristique d'amplitude à sélectivité abrupte aux bords de la passante.
En choisissant des positions pour les singularités voulues pour la fonction de transfert et en modifiant ces positions de façon itérative pour modifier et ajuster la fonction de transfert, on détermine en un seul processus et de façon précise les susceptances des éléments de couplage entre cavités et les dimensions de ces éléments de couplage pour réaliser une structure de filtre micro-onde intégrée simple, de dimensions et de poids réduits, qui produit les caractéristiques de transfert requises qui ne pouvaient être réalisées jusqu'ici qu'au moyen de structures complexes.
L'invention est exposée plus en détails dans ce qui suit à l'aide d'un mode d'exécution illustré sur les dessins ci-annexés dans lesquels : la figure 1 illustre un exemple de structure de filtre micro-onde à cavités à double mode de résonance, la figure 2 montre le schéma de couplage et de trajet de signal principal de la structure de la figure 1, la figure 3 montre le circuit équivalent électrique de la structure de la figure 1, la figure 4 est un schéma simplifié d'un système automatique à processeur utilisé pour déterminer les paramètres constructifs d'une structure de filtre micro-onde selon l'invention, la figure 5 est un diagramme dans le plan complexe montrant la position des singularités de la fonction de transfert dans un exemple d'exécution de filtre micro-onde selon l'invention,
les figures 6 et 7 montrent les caractéristiques d'amplitude et de temps de propagation de groupe obtenues avec l'exemple d'exécution décrit,
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les figures 8 et 9 montrent les caractéristiques d'amplitude et de temps de propagation de groupe obtenues avec un filtre classique équivalent (filtre Chebychev), les figures 10 et 11 montrent les caractéristiques d'amplitude et de temps de propagation de groupe obtenues avec un filtre Butterworth pur classique.
La figure 1 illustre une structure micro-onde comportant une cascade de quatre cavités cylindriques à double mode de résonance. Les cavités sont désignées par les références 100,200, 300 et 400. Chaque cavité supporte deux résonances en mode TE111 polarisées orthogonalement l'une par rapport à l'autre, chaque résonance étant accordée individuellement au moyen d'une vis d'accord (non représentée). Les deux résonances de chaque cavité sont couplées entre elles au moyen d'une vis de couplage 1 disposée à 450 par rapport aux vis d'accord. Les cavités sont séparées par des plaques 500 percées chacune d'un iris en forme de croix afin d'assurer le couplage entre les résonances des cavités adjacentes. L'entrée I et la sortie II de la structure sont disposées dans deux cavités adjacentes.
La figure 2 montre le schéma de couplage et de trajet de signal principal correspondant à la structure de la figure 1. Les références Mij désignent les couplages des modes de résonnance réalisés.
La figure 3 montre le circuit équivalent de la structure de la figure 1. Il s'agit d'un réseau en échelle replié comprenant des circuits résonants LC interconnectés par des condensateurs. Les circuits LC représentent les résonances des cavités : LC1 et LC2 pour la cavité 100 LC3 et LC4 pour la cavité 200, LC5 et LC6 pour la cavité 300, LC7 et LC8 pour la cavité 400. Tous les circuits LC sont accordés de manière synchrone à la fréquence centrale de la bande passante du filtre. Les condensateurs Mij représentent les couplages.
Les couplages entre les deux
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EMI6.1
résonances de chaque cavité sont notés respectivement m et M esonances M789 couplages entre résonances des cavités adjacentes sont notés M18 et M67 entre les cavités 100 et 200, M12 et M56 entre les cavités 200 et 300, M23 et M45 entre les cavités 300 et 400. Les références M01 et M80 désignent les couplages d'entrée et de sortie respectivement.
Les couplages entre cavités adjacentes, par exemple Mi. sont réalisés par les iris de couplage 500 qui créent les singularités voulues de la courbe de réponse du filtre, par exemple les pôles d'atténuation en dehors de la bande passante (zéros de transmission) ou l'égalisation du temps de propagation de groupe à l'intérieur de la bande passante ou les deux. Plus grand est le nombre de couplages entre cavités, plus grand est le nombre de zéros de transmission qui peuvent être ramenés à distance finie dans le plan complexe servant à la représentation de la fonction de transmission du filtre et qui peuvent donc être utilisés pour réaliser les pôles d'atténuation et la correction du temps de propagation de groupe.
Les dimensions des iris de couplage sont déterminées selon l'invention de manière à créer une sélectivité de fréquence abrupte aux bords de la bande de fréquences du signal combinée à une égalisation satifaisante du temps de propagation de groupe dans la bande du signal.
L'objectif de l'invention est de dimensionner les iris de couplage de manière à produire une caractéristique de réponse en amplitude qui correspond en partie à la caractéristique de Nyquist idéale, combinée à un temps de propagation de groupe uniforme sur toute l'étendue de la bande de fréquences du signal et à une pente de
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coupure abrupte à proximité des bords de la bande passante utile.
On sait que les dimensions des iris de couplage dans une structure à cavités résonantes sont déterminées à partir de la fonction de transfert qui représente la caractéristique de transmission du filtre. La fonction de transfert est définie par un rapport de deux polynomes finis :
EMI7.1
S = P/E où P est un polynome définissant les zéros de transmission
E est un polynome définissant les pôles de transmission zest une constante normalisant l'amplitude à l'unité au point de crête.
L'invention est basée sur l'idée de déterminer les dimensions des iris de couplage à partir d'une nouvelle expression de la fonction de transfert ayant dans le plan complexe de représentation, des sigularités (pOles et zéros de transmission) telles que soient créées des pentes de coupure abruptes aux bords de la bande passante combinées à une égalisation automatique du temps de propagation de groupe dans la bande de fréquences du signal.
La nouvelle fonction de transfert est déterminée selon l'invention à partir des polynomes définissant la fonction de transfert d'un réseau électrique prototype qui produit une réponse d'amplitude maximalement plate dans la bande de fréquences, prototype comme sous le nom de prototype de Butterworth. Un tel réseau prototype ne produit cependant pas une sélectivité en fréquence abrupte aux bords de la bande passante car il a des pôles d'atténuation (zéros de transmission) à fréquence
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infinie seulement.
C'est pourquoi l'invention vise un procédé organisé pour modifier automatiquement la fonction de transfert du réseau prototype en question afin de définir une nouvelle fonction de transfert propre à permettre la détermination des dimensions des iris de couplage nécessaires pour que soient satisfaites les spécifications requises mentionnées précédemment.
La figure 4 montre un système organisé autour d'un processeur pour déterminer automatiquement et avec précision la fonction de transfert ajustée de façon adéquate aux objectifs poursuivis. Ce système comprend une unité d'entrée 1 agencée et connectée pour engendrer sur les lignes 10 et 20 les signaux d'entrée pour le processeur 2 et pour répondre à un signal de commande présent sur la ligne 30. Le processus exécuté lors de la mise en fonctionnement du système commence par la génération dans l'unité d'entrée 1 des signaux représentant les polynomes numérateur et dénominateur qui définissent la fonction de transfert 321 d'un réseau électrique prototype de Butterworth pur, c'est-à-dire un réseau produisant une réponse maximalement plate dans la bande de fréquences du signal.
Ces polynomes sont introduits dans le processus 2 qui les stocke dans sa section mémoire 3. Des signaux représentant les positions d'un certain nombre de zéros de transmission sont ensuite engendrés dans l'unité 1 et introduits dans le processeur 2 afin de varier au moins un desdits polynoms, de manière à modifier la fonction de transfert et produire des pôles d'atténuation dans la direction de l'axe imaginaire du plan complexe afin d'affecter la caractéristique de temps de propagation de groupe du réseau prototype. le processeur 2 est programmé pour déterminer la caractéristique de temps de propagation de groupe à partir
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des polynomes modifiés stockés en mémoire.
Cette détermination est exécutée sur base de la formule
EMI9.2
T = partie réelle de (LE dP) E - P où T est le temps de propagation de groupe P est le numérateur de l'expression de la fonction de transfert 521 E est le dénominateur de l'expression de la fonction de
EMI9.3
transfert dP est la différentielle de P dE est la différentielle de E.
La caractéristique de temps de propagation de groupe ainsi déterminée est comparée à une caractéristique de temps de propagation de groupe plate idéale stockée en mémoire afin d'engendrer un signal de différence appelé fonction de pénalité PF qui représente la différence entre la caractéristique de temps de propagation de groupe modifiée et la caractéristique idéale. Le signal PF est utilisé pour commander l'unité d'entrée 1 de manière à modifier les signaux de position des zéros de transmission et en conséquence modifier une nouvelle fois la caractéristique de temps de propagation de groupe dans le processeur 2 dans un sens tel que le signal de fonction de pénalité se trouve réduit.
Le nouveau signal de fonction de pénalité sert à son tour à commander automatiquement une nouvelle modification du signal de position des zéros de transmission et la séquence décrite ci-dessus se trouve répétée jusqu'à ce que le signal de fonction de pénalité soit réduit à un minimum. A ce moment la caractéristique de temps de propagation de groupe obtenue avec les dernières positions des zéros de transmission sera la plus proche
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possible de la caractéristique de temps de propagation de groupe idéale, c'est-à-dire d'une caractéristique de temps de propagation de groupe uniforme dans la bande passante.
Les dernières expressions des polynomes de la fonction de transfert ainsi déterminées servent alors à déterminer de la manière habituelle les susceptances requises pour les iris de couplage cruciformes 500 et les dimensions de leurs bras pour correspondre aux susceptances requises. En bref, le procédé de détermination des éléments de construction de la structure de filtre à cavités résonantes comprend deux étapes. La première étape consiste à convertir le réseau électrique qui correspond à la fonction de transfert déterminé en une matrice de couplage. La seconde étape du procédé consiste à transformer la matrice de couplage jusqu'à ce qu'elle ne contienne plus que des couplages qui peuvent être réalisés par des cavités à double mode de résonance avec leurs éléments de couplage.
Ce procédé se trouve développé dans la publication ESA Journal, Vol. 3, NO 4, 1979, p. 281-287 : A Novel Réalisation for Microware Bandpass Filters, par R. J. Cameron.
Enfin, les bras des iris de couplage cruciformes 500 de la structure de filtre micro-onde intégrée sont coupés aux longueurs requises correspondant aux susceptances de couplage à réaliser et le filtre intégré est alors accordé en fonction de la caractéristique de transfert à l'aide des vis de couplage.
Une réalisation du Huitième ordre a été exécutée pour une bande passante de 64 Hz avec une fréquence centrale de 14,125 GHz. Cette structure à quatre cavités, qui a ses éléments de couplage comme montré à la figure 1, a des dimensions de 10 x 4 x 4 cm et une masse de 120 g environ.
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Les paramètres de construction de cet exemple de réalisation, déterminés conformément à ce qui précède sont définis ci-après.
Les positions des pôles de transmission (p) et des zéros de transmission (z) dans le plan complexe (s) sont conformes au tableau 1 et à la représentation de la figure 5. Les tableaux 2 et 3 donnent respectivement la matrice de couplage et les susceptances électriques requises des éléments de couplage internes afin d'obtenir la caractéristique de transfert voulue. Dans le tableau 2, les couplages Mij sont indiqués aux intersections de rangées et de colonnes qui sont identifiées par des chiffres 1 à 8 correspondant aux points de jonction dans le schéma de la figure 2. Les valeurs des susceptances électriques du tableau 3 sont réalisées sous forme d'iris cruciformes ou de vis.
Les vis de couplage sont ajustées pour leurs valeurs de susceptance correctes respectives pendant la mise en accord de la structure, mais les iris sont découpés à leurs dimensions correctes à l'avance.
Dans le cas de la structure du huitième ordre réalisée, les longueurs des deux bras de chaque iris ont été ajustées d'après les valeurs indiquées au tableau 4. La valeur de la susceptance de l'iris de sortie est MoQ=8, 7 et la longueur de la fente est 8,41 mm.
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Tableau 1
EMI12.1
<tb>
<tb> Partie <SEP> réelle <SEP> Partie <SEP> imaginaire
<tb> P1'8 <SEP> -0. <SEP> 268 <SEP> ¯ <SEP> 0.968
<tb> P2'7 <SEP> -0. <SEP> 535 <SEP> ¯ <SEP> 0.374
<tb> P3'6 <SEP> - <SEP> 0. <SEP> 559 <SEP> ¯ <SEP> 0.446
<tb> p4'5 <SEP> -0.889 <SEP> ¯0. <SEP> 431
<tb> z1'2 <SEP> 0 <SEP> ¯ <SEP> 1.71
<tb> z3'4'5'6 <SEP> ¯ <SEP> 0.551 <SEP> ¯ <SEP> 0. <SEP> 398
<tb> z7'8 <SEP> 0 <SEP> ¯ <SEP> infini
<tb>
Tableau 2
EMI12.2
<tb>
<tb> 1 <SEP> 2 <SEP> 3 <SEP> 4 <SEP> 5 <SEP> 6 <SEP> 7 <SEP> 8
<tb> 1 <SEP> M12 <SEP> M16 <SEP> M18
<tb> 2 <SEP> M12 <SEP> M23 <SEP> M25
<tb> 3 <SEP> M23 <SEP> M34
<tb> 4 <SEP> M34 <SEP> M45
<tb> 5 <SEP> M25 <SEP> M45 <SEP> M56
<tb> 6 <SEP> M16 <SEP> M56 <SEP> M67
<tb> 6 <SEP> M67 <SEP> M78
<tb> 8 <SEP> M18 <SEP> M78
<tb>
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Tableau 3
EMI13.1
<tb>
<tb> M12 <SEP> 60. <SEP> 04
<tb> M16 <SEP> 800.
<SEP> 36 <SEP>
<tb> M18 <SEP> - <SEP> 1045. <SEP> 81
<tb> M23 <SEP> 133. <SEP> 93 <SEP>
<tb> M25 <SEP> 328. <SEP> 77 <SEP>
<tb> M34 <SEP> 266.25
<tb> M45 <SEP> 164. <SEP> 04
<tb> M56 <SEP> 150.90
<tb> M67 <SEP> 121.02
<tb> M78 <SEP> 59. <SEP> 87
<tb>
Tableau 4
EMI13.2
<tb>
<tb> Iris <SEP> No. <SEP> Entre <SEP> Couplage <SEP> Susceptance <SEP> Longueur <SEP> (mm)
<tb> cavités
<tb> 1 <SEP> 1 <SEP> 2 <SEP> M <SEP> 18 <SEP> 1045 <SEP> 2.36
<tb> M <SEP> 67 <SEP> 121.0 <SEP> 4.49
<tb> 2 <SEP> 2 <SEP> 3 <SEP> M <SEP> 12 <SEP> 60 <SEP> 5.47
<tb> M <SEP> 56 <SEP> 151 <SEP> 4.21
<tb> 3 <SEP> 3 <SEP> 4 <SEP> M <SEP> 23 <SEP> 134 <SEP> 4.36
<tb> M <SEP> 164 <SEP> 4.11
<tb>
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Les caractéristiques de réponse en amplitude et de temps de propagation de groupe obtenue avec l'exécution décrite sont montrées aux figures 6 et 7.
On comparera ces caractéristiques à celles d'un filtre Chebychev classique équivalent que montrent les figures 8 et 9. On peut voir sur la figure 6 que l'affaiblissement dans la bande de fréquences est quasiment uniforme et qu'en même temps la pente de coupure aux bords de la bande est très semblable à celle de la caractéristique Chebychev équivalente. Sur la figure 7 on voit que la caractéristique de temps de propagation de groupe obtenue est régulièrement arrondie et qu'elle ne présente pas des proéminences comme on en distingue en 91 et 92 sur la caractéristique classique montrée à la figure 9.
La caractéristique obtenue présente dans la bande une ondulation quasi-uniforme
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d'environ 2, 1 nS crête-à-crête sur une largeur de bande de 64 MHz, qui apparaît comme étant la bande de fréquen- ces où l'affaiblissement est limité de part et d'autre à 3 dB.
A titre de comparaison, les figures 10 et 11 montrent les caractéristiques correspondantes d'un filtre de Butterworth classique pur du 8 ordre. Toutes les caractéristiques montrées sont tracées à la même échelle pour faciliter la comparaison.
Il est bien entendu que l'invention est applicable avec les mêmes avantages à des structures à cavités d'ordres différents de celui de l'exemple décrit dans ce qui précède et à des structures ayant d'autres schémas de couplage et de trajet de signal principal.