BRPI0004062B1 - método de controle de motor elétrico, sistema de controle de motor elétrico e motor elétrico - Google Patents

Abstract

"método de controle de motor elétrico, sistema de controle de motor elétrico e motor elétrico". descreve-se um sistema de controle de motor elétrico, um método digital de controle de motor elétrico, e um motor elétrico. o sistema de controle de motor elétrico de n fases compreende um microcontrolador (10), um conversor a/d (30) associado ao microcontrolador (10), um conjunto de medidores de tensão (d~ n~) associados ao conversor a/d (30), um conjunto de chaves (sw~ 2n~) ligadas a uma tensão elétrica (v~ barr~) e associadas ao microcontrolador (10), o microcontrolador (10) seletivamente alimentando através de pelo menos duas chaves (sw~ 2n~) duas fases (f~ n~) do motor (20) com a tensão (v~ barr~) durante um período de tempo (t~ pos~), o movimento do motor induzindo as tensões elétricas (e~ n~), o conjunto de medidores (d~ n~) medindo os sinais de tensões elétricas (f~ n~) e comparando essas tensões entre si para determinar o período de tempo (t~ pos~). descreve-se também o cálculo de um parâmetro, denominada h(r), utilizado para ajustar os instante de comutação de acordo com o tipo construtivo do motor. o parâmetro apresenta dependência com a rotação do motor. é previsto também a utilização de uma técnica de filtragem digital para eliminar os efeitos da modulação sobre o método de controle. a filtragem é caracterizada pela média aritmética das últimas k amostras de cada tensão elétrica média (f~ n~) sendo essas amostras sincronizadas com o período de modulação.

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para "MÉTODO DE CONTROLE DE MOTOR ELÉTRICO, SISTEMA DE CONTROLE DE MOTOR ELÉTRICO E MOTOR ELÉTRICO". A presente invenção refere-se a um sistema de controle de motor elétrico de, um método de controle digital para motor elétrico, particularmente, para um motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC, bem como a um motor elétrico dotado de um sistema de controle digital.

Descrição do Estado da Técnica Um motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC pode ser acionado sem qualquer informação referente a sua posição, operando dessa forma de maneira análoga a um motor de indução. Todavia, para que se possa obter máximo torque e eficiência é necessário sincronizar as correntes das fases com as tensões induzidas. Isso pode ser feito através do uso de sensores acoplados fisicamente ao motor como, por exemplo, sensores do tipo Hall, ótico, etc., ou através da observação das tensões induzidas e/ou correntes. Os sensores acoplados trazem o inconveniente de adicionar elementos extras ao projeto do motor aumentando consideravelmente o custo final. Além disso, limitações de espaço e o próprio ambiente ao qual fica submetido o motor podem inviabilizar o uso desses tipos de sensores. Por isso, a utilização dos observadores de tensão induzida e/ou corrente constituem a melhor escolha na maioria dos casos.

Exemplos de técnicas de controle utilizando observadores de tensão e/ou corrente podem ser encontradas no caso de patente brasileira N° PI9904253 - SCHWARZ et al., nas patentes norte-americanas N° 4.162.435 - WRIGHT, 4.169.990 - LERDMAN, 4.743.815 - GEE et al., 4.912.378 -VUKOSAVIC, 4.928.043 - PLUNKETT, 5.028.852 - DUNFIELD e 5.420.492 -* SOOD. e também nas publicações de SATOSHI - 1991, SHOUSE - 1998, ERTUGRUL -1998 e BOLOGNANI - 1999.

Em WRIGHT é utilizada uma técnica de integração para determinar o instante da comutação. O enrolamento não energizado é integrado, obtendo-se assim o fluxo magnético que é comparado com um valor de referência. Quando o valor da integral excede o valor de referência é feita a co- mutação e o valor da integral volta a seu valor inicial. Uma desvantagem aqui é a grande quantidade de hardware necessária para sua implementação. A solução não é microprocessada.

Em LERDMAN, utiliza-se uma técnica similar àquela apresentada em WRIGHT. Integra-se o enrolamento não energizado e compara-se com uma referência. Uma desvantagem aqui também é a grande quantidade de hardware necessária. A solução não é microprocessada.

Em SCHWARZ é empregada uma técnica utilizando um observador de tensão construído a partir de uma rede formado por comparadores de tensão, capacitores e resistores. Nesse observador são somadas as tensões das fases formando assim um neutro virtual (zero da tensão induzida) se o sistema for equilibrado. O zero é então comparado com cada fase gerando um sinal avançado 30° em relação ao instante corrente de mudança de posição. Esse avanço é, então, compensado por uma rede de capacitores para se chegar aos instantes corretos de mudança de posição (comutação). A solução é microprocessada, mas requer muitos componentes externos.

Em GEE, é empregada uma técnica de detecção do zero da tensão induzida (zero Crossing), onde considera-se como zero a metade do valor da tensão do barramento DC. A tensão no enrolamento não energizado é comparada com o zero. O zero é atingido sempre a 30° do momento de comutação. Dessa forma, deixa-se um tempo de espera após a detecção para se determinar o momento da comutação. Um circuito formado por resistores, capacitores e comparadores é utilizado no processo de detecção. Não há modulação sobre o motor para o controle de velocidade. Ao invés disso, utiliza-se um SCR que controla a tensão do barramento. A Solução é microprocessada. Uma desvantagem aqui é a necessidade de uso de comparadores de tensão. Outra desvantagem é que em motores com um número reduzido de ranhuras no estator (por exemplo 6 ranhuras + rotor de 4 pólos, 9 ranhuras + rotor de 6 pólos), o cruzamento do zero apresenta uma região plana que dificulta a determinação do momento exato em que deve ocorrer.

Em SATOSHI também emprega-se o método de detecção do zero. Nesse caso são utilizados diodos para a detecção. Conecta-se um diodo em cada fase. Quando uma fase não está energizada monitora-se a corrente no diodo. O momento em que a corrente no diodo se extingue ou o momento em que a corrente começa a circular pelo diodo representa o zero da tensão.

Em VUKOSAVIC a terceira harmônica de tensão do motor é obtida através da soma das tensões das fases. O momento de comutação é então determinado como uma função do ângulo de fase da terceira harmônica. Uma vantagem aqui é que o sinal da terceira harmônica não sofre distorção no caso de modulação da tensão sobre o motor. Uma desvantagem é a necessidade de acesso ao ponto neutro da conexão estrela do motor. A solução é microprocessada mas, outra desvantagem é a grande quantidade de hardware externo ao microprocessador necessária.

Em PLUNKETT, da mesma forma que em WRIGHT e LERDMAN, é feita a integração da tensão da fase não energizada. O valor dessa integração, que representa o fluxo magnético, é comparado com um valor de referência denominado Ponto Nulo (Null Point). Esse ponto delimita o sinal da tensão (zero da tensão). Se, por exemplo, a fase não energizada está em ascensão (rumo a tensão do barramento), então a esquerda do Ponto Nulo os valores da tensão são considerados negativos e a direita serão positivos. Nesse caso, iniciando-se o processo de integração da tensão, essa começa a aumentar negativamente até chegar a seu valor negativo máximo no ponto nulo. Após o ponto nulo, o valor do módulo da integral começa a ser reduzido e o momento de comutação ocorre quando o valor da integral atinge zero. A solução não é microprocessada. Uma desvantagem aqui é a grande quantidade de hardware utilizada.

Em DUNFIELD, injetam-se sinais de alta freqüência na fase não energizada e os picos resultantes são medidos. Com base nos valores medidos determina-se o momento da comutação.

Em SOOD, utiliza-se um método bem diferente dos citados anteriormente. Aqui não é necessária a leitura das tensões em cada fase. Apenas utiliza-se a corrente, que circula pelo barramento DC como informação. 0 motor é acionado inicialmente por imposição de tensão. O momento de comutação é então ajustado de acordo com o formato da corrente lida. Utiliza um microprocessador para fazer a análise do formato da corrente.

Existem no mercado também alguns microprocessadores dedicados ao controle de motores que apresentam periféricos destinados à obtenção do instante de comutação. Como exemplos podem ser citados o mi-crocontrolador ST72141 da STMicroelectronics e os microcontroladores TMP88PH47, TMP88PH48, TMP88PH49 da Toshiba. Todos esses microcontroladores utilizam o método de detecção do zero para determinar o momento de comutação.

Nos microcontroladores da Toshiba o zero é considerado metade do valor da tensão do barramento DC, mas, necessita de comparadores externos, resistores e capacitores para auxiliar na detecção.

No microcontrolador da STMicroelectronics o zero é a própria referência do circuito digital. Necessita sempre da presença de modulação sobre a fases, porque a leitura da tensão da fase não energizada deve ser feita quando todas as chaves do inversor estão abertas. Para auxiliar na detecção precisa apenas 3 resistores e 3 capacitores.

Breve Descrição e Objetivos da Invenção Na técnica proposta aqui as tensões nas três fases do motor são amostradas, tratadas matematicamente, somadas a um parâmetro proporcional à velocidade do motor e basicamente dependente da forma construtiva desse motor, e comparadas entre si. O resultado dessa comparação determina o momento de comutação das fases. O momento de comutação pode ser adiantado ou atrasado com a simples mudança do referido parâmetro via software. Toda parte de controle e sensoriamento de posição é realizada unicamente por um Processador Digital de Sinais ou um circuito equivalente, definido aqui como o conjunto Microcontrolador associado a um conversor analógico-digital A/D. O sistema e método de controle objeto da presente invenção têm como um objetivo eliminar os circuitos analógicos para determinação da posição do rotor e buscar o acionamento do motor com o correto ângulo entre a corrente e a tensão impostas aos enrolamen- tos desse motor, permitindo controle deste ângulo por um parâmetro inserido no software.

Outro objetivo desta invenção é permitir a detecção da posição do rotor para potências bastante elevadas, mesmo em situações em que a desmagnetização termine após 30 graus elétricos do momento da ultima comutação, ou seja, após o momento de cruzamento por zero da tensão na fase não acionada. O método e sistema têm também como objetivo abranger uma grande faixa de rotação, permitindo pleno torque a partir de 2% da rotação máxima (Abaixo desse valor as tensões na entrada dos medidores são muito baixas). O sistema e método têm ainda como objetivo utilizar apenas um Processador digital de sinais e três divisores resistivos com filtro RC de primeira ordem para leitura das tensões nas fases do motor, sem exigir necessariamente a presença de modulação, por exemplo PWM, da tensão sobre as fases.

Outro objetivo do método e sistema proposto é aceitar formas de onda de tensões induzidas trapezoidais com patamar menor do que 120°, que são encontrados quando diferentes formas construtivas do motor são empregadas.

Outro objetivo do método e sistema proposto é aceitar modulação PWM nas fases do motor com razão cíclica de 100%. É ainda outro objetivo do método e sistema proposto operar tanto com a técnica de controle por imposição de tensão ou imposição de corrente sobre os enrolamentos do motor.

Um dos objetivos da presente invenção é atingido através de um método de controle de motor elétrico de ímãs permanentes de N fases compreendendo um microcontrolador, um conjunto de medidores de tensão associados ao microcontrolador, um conjunto de chaves ligadas a uma tensão elétrica, e associadas ao microcontrolador, o microcontrolador seletivamente acionando pelo menos um par de chaves, aplicando uma tensão em pelo menos duas fases do motor, o método compreendendo etapas de o microcontrolador ler através do conjunto de medidores os sinais das tensões elétricas correspondentes às tensões de alimentação nas fases do motor, e o microcontrolador comparar as tensões das fases entre si e com parâmetros preestabelecidos e acionar um novo pelo menos um par de chaves assim que as relações preestabelecidas forem satisfeitas pelas tensões.

Um outro objetivo da presente invenção é alcançado através de um sistema de controle de motor elétrico de ímãs permanentes de N fases compreendendo um microcontrolador, um conjunto de chaves ligadas a uma tensão elétrica, e associadas ao microcontrolador, o microcontrolador seletivamente acionando pelo menos um par de chaves, aplicando uma tensão em pelo menos duas fases do motor, o sistema compreendendo um conjunto de medidores de tensão associados ao microcontrolador, o conjunto de medidores sendo conectado às entradas de alimentação das fases do motor, o microcontrolador compreender, armazenadas em sua memória, relações preestabelecidas entre as tensões, e sendo capaz de comparar o valor medido pelos medidores com as relações preestabelecidas e acionar um outro pelo menos par de chaves em função das tensões medidas pelo conjunto.

Ainda um outro objetivo da presente invenção é alcançado através de um motor elétrico de ímãs permanentes de N fases que compreende um sistema capaz de sincronizar as correntes de fase com as tensões induzidas que inclui um microcontrolador, um conjunto de chaves ligadas a uma tensão elétrica, e associadas ao microcontrolador, o microcontrolador seletivamente acionando pelo menos um par de chaves, aplicando uma tensão em pelo menos duas fases do motor, compreender um conjunto de medidores de tensão associados ao microcontrolador, o conjunto de medidores sendo conectado às entradas de alimentação das fases do motor, o microcontrolador compreender, armazenadas em sua memória, relações preestabelecidas entre as tensões, e sendo capaz de comparar o valor medido pelos medidores com as relações preestabelecidas e acionar um outro pelo menos par de chaves em função das tensões medidas pelo conjunto.

Ainda um outro objetivo da presente invenção é alcançado através de um método de controle de posição de rotor de um motor elétrico de ímãs permanentes de N fases, o motor sendo alimentado por meio de um conjunto de chaves comutadas seletivamente por um microcontrolador, o método compreendendo a utilização de um parâmetro, denominado H(r), proporcional à fatores construtivos do motor, proporcional à rotação do motor, e proporcional ao fator de escala dos medidores de tensão, a ser usado como fator de ajuste no processo de comparação das fases para determinação do momento de comutação para a próxima combinação de chaves do motor;

Ainda um outro objetivo da presente invenção é alcançado através de um método de controle de um motor elétrico de ímãs permanentes de N fases, o motor sendo alimentado por meio de um conjunto de chaves comutadas seletivamente por um microcontrolador, o método compreendendo a utilização de uma técnica de filtragem digital para eliminação das distorções causadas pela modulação de tensão, por exemplo do tipo PWM, nas fases do motor. A técnica de filtragem consistindo na média aritméticas das últimas k amostras das tensões medidas e sendo sincronizada com a fre-qüência de modulação. A taxa de amostragem sendo igual a um múltiplo inteiro k da freqüência de modulação.

Descrição Resumida dos Desenhos A presente invenção será, a seguir, mais detalhadamente descrita com base em um exemplo de execução representado no desenho. A figura mostra: Figura 1 - representa (a) um diagrama de blocos de um sistema de acionamento de motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC (ou sem escovas) trifásico de quatro pólos com tensões trapezoidais de patamar 120° elétricos e (b) o respectivo diagrama temporal;

Figura 2 - representa uma sobreposição das tensões induzidas (En) por fase, com formato trapezoidal e patamar de 120° elétricos e da tensão no ponto comum (Vcomum) de um motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC ideal;

Figura 3 - representa uma sobreposição das tensões VN e da tensão no ponto comum do motor (Vcomum) indicadas na Figura 1 e na Figura 7, para o caso em que as tensões induzidas (EN) sejam trapezoidais com patamar de 120° elétricos;

Figura 4 - representa uma sobreposição das tensões induzidas (En) por fase, com formato trapezoidal e patamar menor do que 120° elétricos e da tensão no ponto comum (VComum) de um motor Brushless DC. A figura identifica também a obtenção do parâmetro H(r);

Figura 5 - representa uma sobreposição das tensões VN e da tensão no ponto comum do motor (Vcomum) indicadas na Figura 1 e na Figura 7, para o caso em que as tensões induzidas (EN) sejam trapezoidais com patamar menor do que 120° elétricos;

Figura 6 - representa o sinal de comando das chaves SW2N para cada posição, as tensões nas entradas das fases do motor (FN) e indica os instantes de comutação da posição 2 para a posição 3 e da posição 3 para a posição 4.

Figura 7 - representa o sistema utilizado na presente invenção formado por uma unidade retificadora (40), Filtro do retificador (50), um conjunto de chaves SW2N conectadas entre um potencial VBarr e o terra GND, um motor elétrico de ímãs permanentes do tipo Brushless DC (20), um conjunto de medidores de tensão DN, um Processador digital de Sinais (10) + (30);

Figura 8 - representa o sinal de comando das chaves SW2N, a tensão sobre uma das fases do motor FN, a tensão a ser amostrada fN, a tensão VN no correspondente enrolamento do motor, e o resultado fNMÉDIO do tratamento matemático das amostras, quando um acionamento PWM é usado, indicando ainda os momentos de amostragem da tensão fN, de acordo com o sistema da presente invenção;

Figura 9 - representa de forma detalhada os momentos de amostragem da tensão fN em uma das fases do motor, bem como o resultado fNMÉDIO do tratamento matemático das amostras de tensão fN, para um sistema em que é aplicada modulação PWM na tensão sobre as fases do motor.

Figura 10 - representa (a) as formas de onda experimentais para um motor com estator de enrolamentos concentrados de 6 ranhuras - trifási-co de 4 pólos, bem como (b) uma ampliação mostrando os instante de amostragem da fase A e a média obtida pelo tratamento matemático das amostras.

Descrição Detalhada das Figuras A Figura 1 (a) traz a configuração básica de um inversor e (b) as formas de ondas ideais existentes no acionamento de um motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC trifásico de quatro pólos, onda trapezoi-dal. Em funcionamento normal o controle analisa a entrada do observador de tensão e/ou corrente e aciona as chaves SWi,..,SW6 na seqüência indicada na Figura 1 conforme a posição detectada. No caso de ocorrência de sobrecorrente, indicada pelo observador de corrente, as chaves são todas abertas para proteção do sistema.

Com referencia à Figura 7, o sistema de controle objeto da presente invenção é totalmente realizado por um microcontrolador (10), um conversor A/D dotado de pelo menos 3 entradas para leitura das tensões (fN) nos medidores (Dn) que correspondem às tensões nas fases (FN). Evidentemente, o microcontrolador (10) pode ser substituído por um dispositivo equivalente, que tenha as mesmas características como um microprocessador associado a periféricos ou ainda um Processador Digital de Sinais.

Na figura 2, supondo as formas de onda de tensão induzidas ideais, sobrepostas, para um motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC trifásico - 4 pólos, com tensão trapezoidal e patamar de 120° elétricos. O patamar é definido aqui como sendo o ângulo em graus elétricos, na qual as tensões induzidas permanecem num valor mais elevado (patamar positivo) ou mais reduzido (patamar negativo) e aproximadamente constante. As seguintes relações entre as tensões das fases para cada passo (posição) de 60° elétricos podem ser observadas nessa figura.

Posição 1 <=> Ea > Ec > Eb Posição 2 o EA > EB > Ec Posição 3 <=> EB > EA > Ec Posição 4 o Eb > Ec > Ea Posição 5 <=> Ec > Eb > Ea Posição 6 <=> Ec > Ea > Eb Tabela 1 - Relações entre as tensões induzidas no motor.

Dessa forma, verifica-se que cada posição apresenta uma relação bem definida entre as tensões induzidas nas fases do motor. Por exemplo, no caso da posição atual ser a posição 1, a posição 2 deverá ser iniciada quando a tensão induzida na fase C (Ec) se igualar a tensão induzida na fase B (EB)(ver Figura 2) e essa for menor do que a tensão induzida na fase A (Ea). Da mesma forma, a posição 3 deverá ter início quando a tensão induzida na fase B (EB) se igualar à tensão induzida na fase A (EA) e essa for maior do que a tensão induzida na fase C (Ec) Com referência a Figura 3 e a Figura 7 observam-se em relação ao terra do circuito (GND) as tensões VA, VB, e Vc. Essas tensões são correspondentes à soma de cada tensão induzida EA, EB e Ec com a tensão no ponto comum do motor Vcomum: (1 ) (2) (3) A tensão no ponto comum do motor (Vcomum), para o caso da tensão trapezoidal com patamar de 120°, é a metade do valor da tensão do barramento: (4) Dessa forma, as tensões VA, VB e Vc estão dispostas simetricamente entre a tensão do barramento (VBArr) e o terra (GND). Se a variação de velocidade do motor for feita pela variação direta da tensão do barramento (VBARR), isto é, sem modulação PWM, e se o motor for acionado a vazio, essas tensões terão o valor do patamar positivo igual a tensão do barramento (VBARR) e o patamar negativo igual ao valor do terra (GND), como ilustrado na Figura 3. Pode-se observar nessa figura que as relações entre as tensões VA, VB e Vc são iguais as relações entre as tensões induzidas Ea, Eb, Ec indicadas na tabela 1. Pode-se então escrever a seguinte tabela.

Posição 1 o Posição 2 o Posição 3 <=>

Posição 4 o Posição 5 o Posição 6 o Tabela 2 - Relações entre as tensões VN nas fases do motor.

Para um sistema real, a obtenção de tensões induzidas com o patamar de 120° restringe muito o projeto e a construção do motor. Por isso, com referência a Figura 4, é considerada uma forma de onda genérica (patamar menor do que 120°) de tensão. Nesse caso genérico as relações entre as tensões induzidas, para cada posição, indicadas na tabela 2 continuam verdadeiras. Note, porém que para o caso do patamar de 120°, no instante de comutação, caracterizado pela igualdade de duas fases, essa igualdade ocorre com ambas as fases no valor máximo (patamar positivo) ou mínimo (patamar negativo). Por outro lado, no caso do patamar menor do que 120° a igualdade entre duas fases quaisquer (instante de comutação) ocorre sempre numa diferença de tensão 2H do patamar positivo ou negativo.

Na Figura 5, podem ser observadas as tensões VA, VB e Vc para o caso do patamar menor do que 120°. As relações da Tabela 2 continuam verdadeiras nessa situação. Observe que a tensão no ponto comum do motor (Vcomum) não permanece mais fixa na metade da tensão do barra-mento (VBARR/2). O patamar reduzido provoca uma ondulação de amplitude H em torno desse valor (VBArr/2). Essa distorção na tensão do ponto comum do motor (Vcomum) faz com que o formato das tensões (VN) seja diferente do formato das tensões induzidas (EN). Nesse caso, a igualdade entre duas das tensões VN (instante de comutação) ocorre sempre a uma diferença H do patamar positivo ou negativo e não 2H como no caso das tensões induzidas EN.

Para o acionamento do motor, não há como se ter acesso direto simultâneo as N tensões induzidas EN. Portanto, não é possível a utilização direta das relações das tabelas 1. Além disso, para leitura dessas tensões seria necessário acesso ao ponto comum do motor, encarecendo e complicando o circuito de sensoriamento e também o projeto do motor.

Mesmo as tensões VN, que são referenciadas ao terra (GND) não podem ser acessadas simultaneamente, devido as indutâncias (LN) e resistências (RN) (ver Figura 7) dos enrolamentos do motor. Assim, as relações da tabela 2 também não podem ser aplicadas diretamente. Os pontos de sensoriamento utilizados na presente invenção são as entradas de alimentação das fases do motor (FN) (ver Figura 7). Para compreensão do método de sensoriamento utilizando essas entradas a Figura 6 deve ser observada. Nessa figura, estão ilustradas as formas de onda nas entradas Fn, obtidas para o caso em que o patamar da tensão induzida do motor seja menor do que 120°. Considera-se aqui o motor operando a vazio e sem modulação da tensão do barramento (VBarr)- Analisando como exemplo a comutação da posição 2 para a posição 3: Quando o motor está sendo acionado na posição 2, a chave SW1 está conectando a entrada FA à tensão do barramento VBArr, a chave SW6 conecta a entrada Fc ao terra GND. A entrada Fb está em aberta. Portanto, não há circulação de corrente na resistência (Rb) e na indutância (LB) desse enrolamento e tem-se como valor de tensão nessa entrada a tensão VB. Resumindo, na posição 2 tem-se: FA = VBARR fb = vb Fc = 0 (GND) O instante de comutação para a posição 3 deve ocorrer quando a tensão VB se igualar a tensão VA. Mas, observando a Figura 6 tem-se que no instante da comutação, VA é igual a VBARR - H (considerando o motor praticamente sem carga). Desse modo, pode-se escrever a seguinte relação a ser satisfeita no momento da comutação da posição 2 para a posição 3: Comutação 2->3: Na posição 3, então tem-se: O instante de comutação para a posição 4 deve ocorrer quando a tensão VA se igualar a tensão Vc. Observando a Figura 6 tem-se que no instante de comutação Vc vale GND+FI (considerando o motor praticamente sem carga). Assim, pode-se escrever a seguinte relação a ser satisfeita no momento da comutação da posição 3 para a posição 4: Comutação 3->4: Estendendo o mesmo raciocínio para as demais comutações chega-se a seguinte tabela: Comutação 6 ->· 1 <=>

Comutação 1 ->· 2 <^>

Comutação 2 -> 3 o Comutação 3 -> 4 <=>

Comutação 4 ->· 5 <=>

Comutação 5 6 <=>

Tabela 3 - Relações entre as tensões FN nos instantes de comutação.

Comparando as tabelas 2 e 3 observam-se como diferenças a substituição das tensões VN pelas tensões FNea inclusão do parâmetro H. Conforme varia a rotação do motor a amplitude de suas tensões induzidas varia proporcionalmente e como conseqüência tem-se a variação do parâmetro H. Portanto, uma vez obtido o parâmetro H para uma rotação r0(H(r0)), seu valor para uma rotação r qualquer pode ser obtido pela expressão: (5) A obtenção do parâmetro H para um motor qualquer pode ser feito de maneira muito simples: a) Impor uma rotação r0 ao motor mantendo todas as chaves SW2N desligadas; b) Ler as tensões induzidas EN. Isso é possível nessa situação pois não haverá circulação de corrente pelas resistências (RN) e in-dutâncias (LN) dos enrolamentos; c) Ler o parâmetro H(r0) como sendo a metade da diferença entre o valor de pico das tensões induzidas (EP) e a tensão E* que corresponde a tensão na qual o módulo de tensão induzida em duas fases se igualam, (ver Figura 4) (6) d) Utilização da expressão ( 5 ) para obtenção de H(r) para uma rotação qualquer r.

Até agora se considerou sempre o motor funcionando a vazio. No caso de acionamento com carga, a presença de corrente nos enrola-mentos faz com que para uma mesma rotação r, a tensões induzidas EN e conseqüentemente as tensões VN sofram uma redução de amplitude. Dessa forma, as amplitudes máximas das tensões VN ficam abaixo da tensão do barramento (VBarr) e suas amplitudes mínimas ficam acima do terra (GND). Com isso, o valor de H(r) deve ser aumentado para compensar essa variação de corrente. Esse aumento deve ser proporcional ao valor da corrente. Caso não se queira utilizar o valor de corrente no algoritmo de controle, pode-se, durante a obtenção do parâmetro (H(r)), no passo d descrito anteriormente, acrescentar a multiplicação por um fator constante k, > 1 para compensar as variações de correntes. Obtém-se então: (7) Desse modo, no funcionamento a vazio tem-se sempre o instante de comutação um pouco avançado em relação ao instante correto. A medida que a corrente no motor vai aumentando o instante de comutação vai sendo atrasado. O valor de Κι pode ser ajustado experimentalmente de forma a garantir bom funcionamento do motor na condição de corrente máxima. Como sugestão inicial pode-se usar o valor Kj = 1,3.

Se Kj for ajustado em um valor menor do que 1, teremos uma redução do valor H(r) e conseqüentemente haverá um atraso no instante de comutação. Portanto, além de ser utilizado para compensar o aumento de corrente, essa constante pode ser usada para permitir avançar e atrasar o instante de comutação.

Para implementação no microcontrolador do algoritmo de senso-riamento é necessário levar em conta o fator de escala do sistema de aquisição indicado na Figura 7. Os medidores DN apresentam um fator de escala KD dado por: (8) Dessa forma, na entrada do conversor AID (30) são ligadas as tensões fN dadas por: (9) O parâmetro H(r) também deve ser escalonado pelo fator KD.

Acrescentando o fator de escala KD à Tabela 3, e substituindo H por H(r) chega-se a seguinte tabela a ser utilizada no algoritmo de controle: Comutação 6 -> 1 o Comutação 1 -> 2 o Comutação 2 -» 3 o Comutação 3 4 o Comutação 4 -» 5 <=>

Comutação 5 -»■ 6 <=>

Tabela 4 - Relações a serem testadas no microcontrolador para o sensoria-mento de posição Na aplicação final, a variação da rotação do motor pode ser obtida por meio de variação direta da tensão VBarr (ver Figura 4), ou modulando a tensão aplicada ao motor através das chaves SWi, SW2,..., SW6.

No caso, por exemplo, de a modulação ser feita através das chaves SW^ SW3 e SW5 a tensão na fase A (e também nas demais) apresentará o formato indicado na Figura 8. O filtro presente em DN (ver Figura 4), suaviza as variações de tensão nessa fase. Assim, obtém-se uma forma de onda semelhante à fa indicada na Figura 6.

Aqui, para que possam ser feitas as comparações entre as tensões observadas em cada fase, de acordo com a Tabela 4, é necessário filtrar totalmente a modulação presente em fa, fb e fc. Para isso, calcula-se a média das tensões em cada período de modulação (T). A freqüência de amostragem utilizada para medição da tensão fN deve estar sincronizada com a freqüência de modulação (F).

Em cada período de modulação são amostrados sempre k valores igualmente espaçados de cada fase, ou seja, a freqüência de amostragem é dada por: (10) A somatória desses k valores divididos pelo número de amos- tras k representa o valor médio aproximado da tensão ao longo do período de modulação T. Essa operação é feita à cada amostragem da tensão fN, permitindo a obtenção do valor médio fNMÉDIO, a cada ciclo de amostragem da tensão fN, ou seja, numa freqüência k vezes superior ao período de modulação PWM da tensão sobre as fases do motor. A fim de evitar a necessidade de se esperar um período completo T para ter disponível o valor médio adotou-se o seguinte procedimento: A cada período de amostragem Ts = 1/FS, soma-se o valor amostrado às k-1 amostras anteriores e divide-se o resultado por k. Falando de forma mais simplificada, a técnica proposta para a determinação do valor de fNMÉDIO consiste na média aritmética das últimas k amostras.

Essa técnica permite uma ótima resolução na determinação do momento correto de comutação para o motor, mesmo para freqüências de chaveamento PWM relativamente baixas.

Como exemplo a Figura 9 representa a ampliação do detalhe indicado na Figura 8. Nesse exemplo são consideradas 5 amostras por período de modulação (k = 5). Após a quinta amostra do período de modulação n ter-se-á como valor médio: (11 ) Entrando no período de modulação n+1, o próximo valor de fa médio será: (12) e depois: (13) Desse modo, a cada período de amostragem Ts tem-se disponível o valor fa médio- É importante observar que a freqüência de corte do filtro F^C deve ser menor do que metade da freqüência de amostragem (Fc < Fs/2), respeitando assim o critério de Nyquist. Como uma boa estimativa pode-se usar ΛΑ da freqüência de amostragem ou menos. Para a freqüência de amostragem pode-se utilizar, por exemplo, 4*F ou mais, para se ter uma boa média. Então, como sugestões: (14) (15) Na Figura 8, a linha tracejada indica o valor médio faMÉDio obtido com a técnica proposta. Note que o formato de Ísmédio na Figura 6 é o mesmo de FAna Figura 6 onde não existe modulação PWM da tensão sobre as fases do motor.

Verifica-se então, que com a técnica proposta o efeito da modulação PWM sobre as tensões das fases é filtrada praticamente em sua totalidade, sem apresentar uma defasagem significativa entre o valor real da média e os valores calculados, permitindo dessa forma, utilizar as relações indicadas na Tabela 4, onde então são utilizados os valores médios (ver Tabela 5) para determinar o momento de comutação do motor.

Comutação 6 -» 1 <=>

Comutação 1 -> 2 o Comutação 2^3 o Comutação 3 4 <=>

Comutação 4 -> 5 <» Comutação 5 -»6 <=>

Tabela 5- Tabela final de comparações a ser utilizada no algoritmo.

Um ponto forte no uso da técnica de filtragem proposta para a observação das tensões induzidas nas fases do motor é que esse processo permite a monitoração da posição do rotor k vezes à cada período de modulação PWM da tensão aplicada sobre as fases do motor. Assim, mesmo no caso de se utilizar uma freqüência de modulação baixa (Ex. 1KFIz ou menos) ainda se consegue uma boa resolução durante o sensoriamento da posição do rotor e do adequado momento de comutação.

Como exemplo considere a Figura 10a. Nesta figura estão os resultados experimentais obtidos no controle de um motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC com estator de 6 ranhuras - 4 pólos sendo F = 1.2KFIz, Fc = 3.3KHz, Fs = 16*F = 19.2kFlz. A rotação é 1500rpm. Na Figura 10b tem-se a ampliação de 2 ciclos de PWM e estão indicados também os instantes de amostragem de fa. Como comentado anteriormente, embora a frequência de modulação seja baixa, a técnica de filtragem matemática proposta aqui permite a monitoração da mudança de posição 16 vezes em cada período T. Dessa forma, tem-se uma excelente resolução no sensoriamento da posição. É importante observar que as amplitudes dos sinais mostrados na Figura 10a estão em escalas diferentes, servindo apenas como referência qualitativa.

Com referência a Figura 10, o pico de tensão observado na fase A após a comutação 5-^6ea ausência de tensão após a comutação 2 -» 3 caracterizam o período de desmagnetização dessa fase. A desmagnetiza-ção é o período necessário para ocorrer a extinção da corrente circulante numa determinada fase, depois de terminado o período de aplicação da corrente nesta fase, ou seja, após a comutação de uma posição x para a posição seguinte x+1. A desmagnetização causa uma distorção na forma de onda da tensão observada nos terminais do motor. Para evitar que essa distorção afete o sensoriamento de posição aguarda-se um certo período TD após cada comutação onde então a comparação entre as tensões FN não é realizada. Uma vantagem do método da presente invenção em comparação ao método tradicional de detecção do zero das tensões induzidas é que no método de detecção do zero o período de desmagnetização não pode exceder 30° elétricos, pois nesse caso não havería como detectar o zero que ocorre exatamente após 30°. No método da presente invenção a desmagnetização pode exceder os 30° sem causar problema algum no sensoriamento, bastando para isso ajustar convenientemente o período de espera TD. É importante observar que, tanto o filtro RiC quanto o processo de cálculo matemático da média causam um atraso do resultado no tempo. Esse, atraso, no entanto, mesmo sendo pequeno e de pouco influência, pode ser compensado pelo simples ajuste do parâmetro H (r).

Caso a modulação PWM seja de 100%, a tensão VBArr é contínua não sendo necessário realizar a amostragem é desnecessária sendo nesse caso em particular possível realizar o sensoriamento de posição sim- plesmente pela observação das tensões nas fases, e posterior comparação desses valores de acordo com a Tabela 4. A taxa de amostragem nas situações onde a modulação é menor que 100%, deve ser adequada para de forma a garantir uma boa resolução na rotação máxima do motor. Como exemplo, considere o caso de um motor de ímãs permanentes do tipo Brushless DC trifásico de 4 pólos com rotação máxima de 4500 rpm. Nessa rotação a freqüência elétrica do motor será dada por: (16) onde: n = rotação do motor em rpm; e p = número de pares de pólos.

Como cada período elétrico apresenta 6 posições diferentes, ter-se-á um período por posição mínimo para esse motor de: (17) Assim, um bom valor a ser usado para manter uma boa resolução na rotação máxima é de 10 amostras por posição. Chega-se então ao seguinte valor para a freqüência de amostragem: (18) Evidentemente que o objeto da presente invenção é aplicável a motores de construção similar aos motores de ímãs permanentes e que tenham um número qualquer de pólos e fases, sendo necessário apenas adequá-lo para a aplicação particular.

Tendo sido descrito um exemplo de concretização preferido, deve ser entendido que o escopo da presente invenção abrange outras possíveis variações, sendo limitado tão somente pelo teor das reivindicações apensas, aí incluídos os possíveis equivalentes.

Claims (16)

1. Método de controle de motor elétrico de n fases (FN) compreendendo: um microcontrolador (10), um conjunto de medidores de tensão (DN) associados ao microcontrolador (10), um conjunto de chaves (SW2n) ligadas a uma tensão elétrica (Vbarr), e associadas ao microcontrolador (10), o microcontrolador (10) seletivamente acionando pelo menos um par de chaves (SW2N), aplicando uma tensão (VBarr) em pelo menos duas fases (Fn) do motor (20), o método compreendendo as seguintes etapas:o microcontrolador (10) ler através do conjunto de medidores (DN) os sinais das tensões elétricas (fN) correspondentes às tensões de alimentação nas fases (Fn) do motor (20), obter um valor médio (fNMÉDIO) através da média dos valores de tensões elétricas (fN), obtidos por amostragem de período (Ts), distribuídas igualmente dentro de um período de tempo (T), o microcontrolador (10) comparar as tensões elétricas (fN) correspondente às tensões nas fases (FN) entre si com parâmetros preestabe-lecidos e acionar as chaves (SW2N) assim que os parâmetros preestabeleci-dos forem atingidos pelas tensões elétricas (fN), o método caracterizado pelo fato de que a etapa de comparação inclui: a comparação da média (fNMÉDIO) dos valores de tensões elétricas (fN) amostrados em cada medidor (DN) com a média dos valores de tensão (fNMÉDIO) amostrados em cada um dos outros medidores (DN), o valor médio (fNMÉDIO ) de uma das fases sendo somado ou subtraído de um parâmetro (H(r)) proporcional à velocidade de rotação do motor (20).

2. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que antes da etapa de leitura das tensões elétricas (fN) os valores são convertidos por um conversor A/D (30).

3. Método de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 2, caracterizado pelo fato de: as chaves (SW2n) compreenderem chaves (SWi) a (SW6) e o medidor (DN) compreender medidores (DA) a (Dc), e a etapa de comparação das tensões elétricas (fN) corresponder às tensões nas fases (FN): uma primeira combinação de chaves (SWi) e (SW4) ser acionada quando o valor médio da tensão (fa médio) no medidor (DA) for maior ou igual ao valor médio da tensão (fc médio) no medidor (Dc) subtraído do parâmetro (H(r)), e o valor médio da tensão (fc médio) no medidor (Dc) subtraído do parâmetro (H(r)) for maior que o valor médio de tensão (fb médio) no medidor (Db); uma segunda combinação de chaves (SWi) e (SW6) ser acionada quando o valor médio da tensão (fa médio) no medidor (DA) for maior que o valor médio da tensão (fb médio) no medidor (DB) somado ao parâmetro (H(r)), e o valor médio da tensão (fb médio) no medidor (DB) somado ao parâmetro (H(r)) for maior ou igual ao valor médio de tensão (fc médio) no medidor (Dc); de uma terceira combinação de chaves (SW3) e (SW6) ser acionada quando o valor médio da tensão (fb médio) no medidor (DB) for maior ou igual ao valor médio da tensão (fa médio) no medidor (DA) subtraído do parâmetro (H(r)), e o valor médio da tensão (fa médio) no medidor (DA) subtraído do parâmetro (H(r)) for maior que o valor médio de tensão (fc médio) no medidor (Dc); uma quarta combinação de chaves (SW2) e (SW3) ser acionada quando o valor médio da tensão (fb médio) no medidor (DB) for maior que o valor médio da tensão no (fc médio) medidor (Dc) somado ao parâmetro (H(r)), e o valor médio da tensão (fc médio) no medidor (Dc) somado ao parâmetro (H(r)) for maior ou igual ao valor médio de tensão (faMÉDio) no medidor (DA); uma quinta combinação de chaves (SW2) e (SW5) ser acionada quando o valor médio da tensão (fc médio) no medidor (Dc) for maior ou igual ao valor médio da tensão (fb médio) no medidor (DB) subtraído do parâmetro (H(r)), e o valor médio da tensão (fb médio) no medidor (DB) subtraído do parâmetro (H(r)) for maior que o valor médio de tensão (fa médio) no medidor (DA); uma sexta combinação de chaves (SW4) e (SW5) ser acionada quando o valor médio da tensão (fc médio) no medidor (Dc) for maior que o valor médio da tensão (fa médio) no medidor (DA) somado ao parâmetro (H(r)), e o valor médio da tensão (fa médio) no medidor (DA) somado ao parâmetro (H(r)) for maior ou igual ao valor médio de tensão (fbMÉDio) no medidor (DB).

4. Método de acordo com a reivindicação 3 caracterizado pelo fato de que quando as combinações de chaves (SWi) a (SW6) são acionadas, o parâmetro (H(r)) é o resultado da multiplicação do parâmetro (H(r)) por um fator de escala (KD).

5. Método de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que a etapa de comparação da média (fNMÉDIO) dos valores de tensões elétricas (fN) amostrados em cada medidor (DN) com a média dos valores de tensão (Ínmédio) amostrados em cada um dos outros medidores (DN), ser realizado a cada ciclo de amostragem (Ts) das tensões elétricas (fN) nos medidores (DN).

6. Método de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato da amostragem das tensões elétricas (fN) nos medidores (DN) correspondente à tensão nas fases do motor (FN), ser realizada k vezes dentro do período T de tempo.

7. Método de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que o período (T) de tempo ser igual ao período de modulação PWM nas fases do motor, quando essa modulação PWM for aplicada.

8. Método de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de o valor médio (fNMÉDIO) da tensão amostrada em cada um dos medidores ( DN ) de tensões elétricas (fN) das fases do motor ser obtido pelo cálculo da média aritmética das últimas k amostras.

9. Método de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato do valor (H(ro)) ser o resultado da metade da diferença entre o máximo valor de uma tensão induzida (Ep) observada em uma fase, numa dada rotação (r0) do motor (20), e uma tensão (E*) observada em duas fases, quando estes valores de tensão induzida (EN) nas duas fases são iguais entre si.

10. Método de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato do parâmetro (H(r)) a ser acrescido ou subtraído do valor médio (fNMÉ- DIO) da tensão amostrada no medidor (DN) de tensão de uma das fases, ser igual a razão entre uma rotação qualquer (r) e a rotação (r0) multiplicada pelo valor (H(r0)) medido na rotação (r0) e multiplicado pela constante de a-juste (ki).

11. Método de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de a utilização do parâmetro (H(r)) ser proporcional à rotação (r) para defasar o instante de acionamento de uma nova combinação das chaves (SW2N).

12. Sistema de controle de motor elétrico (20) de N fases compreendendo: um microcontrolador (10), um conjunto de chaves (SW2n) ligadas a uma tensão elétrica (VBarr), e associadas ao microcontrolador (10), o microcontrolador (10) seletivamente acionando pelo menos um par de chaves (SW2N), aplicando uma tensão (VBarr) em pelo menos duas fases (Fn) do motor (20), o microcontrolador (10) sendo ainda configurado para obter um valor médio (fNMÉDIO) através da média dos valores de tensões elétricas (fN), obtidos por amostragem de período (Ts), distribuídas igualmente dentro de um período de tempo (T), o sistema compreendendo ainda um conjunto de medidores de tensão (DN) associados ao microcontrolador (10), o conjunto de medidores de tensão (DN) sendo conectado às entradas de alimentação das fases (FN) do motor (20), o microcontrolador (10) compreender, armazenadas em sua memória, relações preestabelecidas entre as tensões elétricas (fN), e sendo capaz de comparar o valor medido pelos medidores (DN) com as relações preestabelecidas e acionar um outro pelo menos par de chaves (SW2N) em função da relação das tensões elétricas (fN) medidas pelo conjunto (DN); o sistema sendo caracterizado pelo fato de que: o microcontrolador é configurado para comparar a média (fNMÉ-DIO) dos valores de tensões elétricas (fN) amostrados em cada medidor (DN) com a média dos valores de tensão (fNMÉDIO) amostrados em cada um dos outros medidores (DN), o valor médio(fNMÉDIO ) de uma das fases sendo somado ou subtraído de um parâmetro (H(r)) proporcional à rotação do motor (20).

13. Sistema de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de um conversor A/D (30) ser associado ao microcontrolador (10) para converter os sinais lidos pelo conjunto de medidores (DN).

14. Sistema de acordo com a reivindicação 12 ou 13, caracterizado pelo fato de o conjunto de medidores (DN) compreender um divisor re-sistivo associado a um capacitor, de maneira a formar um filtro RC, apresentando um fator de escala (KD) de relação entre as tensões elétricas (fN) e a tensão na fase (FN).

15. Sistema de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de o microcontrolador (10) ler o valor das tensões elétricas (fN) a-través de uma freqüência de amostragem (Ts) k vezes superior à freqüência de modulação PWM.

16. Motor elétrico (20) de N fases caracterizado pelo fato de compreender um sistema como definido em qualquer uma das reivindicações 12 a 15.