BRPI0608861A2 - detecção da distorção não-linear de sinal usano fontes múltiplas de medição da relação sinal/ruìdo - Google Patents

Abstract

DETECçãO DA DISTORçãO NãO-LINEAR DE SINAL USANDO FONTES MúLTIPLAS DE MEDIçãO DA RELAçãO SINAL / RUìDO. Aparelho processador do sinal de televisão contendo um receptor compreende um estimador de distorção e um gerador de sinal de controle automático de ganho. O gerador de sinal de controle automático de ganho dera uma pluralidade de sinais de controle da resposta de filtro e controle automático de ganho, em resposta à amplitude ou relação sinal / ruido de um sinal de RF e uma figura de distorção não-linear gerada através das informações conduzidas pelo dito sinal de RF. O estimador de distorção usa uma pluralidade de métodos estatisticos para gerar uma figura de distorção não-linear, a partir da constelação de sinais das informações conduzidas pelo dito sinal de RF.

Description

"DETECÇÃO DA DISTORÇÃO NÃO-LINEAR DE SINAL USANDOFONTES MÚLTIPLAS DE MEDIÇÃO DA RELAÇÃO SINAL / RUÍDO"

REFERÊNCIA CRUZADO COM PEDIDO CORRELATO

Esse Pedido reivindica prioridade e todos os bene-ficio s decorrentes de um Pedido provisório depositado noInstituto de Marcas e Patentes dos Estados Unidos em 24 de'março de 2005, com número de série 60/664.917.

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO

Em um dispositivo de processamento de sinais detelevisão, é necessário processar o sinal recebido por rádiofreqüência (RF), antes de o sinal ser convertido em uma re-presentação digital pelo conversor de analógico em digital(ADC) . Tal circuito geralmente inclui um ou mais amplifica-dores e um ou mais filtros. De um modo geral, um primeiroamplifiçador de ganho de RF vem acompanhado por um primeirofiltro de rejeição fora de banda, seguido por um misturadorpara converter o sinal em uma freqüência intermediária (IF),seguido por um filtro de freqüência fixa, tal como um filtrode onda acústica de superfície (SAW), seguido por um ampli-ficador de ganho de IF. As pessoas versadas na técnica irãoreconhecer a necessidade de amplificar o sinal antes do fil-tro SAW, já que o último terá normalmente uma perda, ou ate-nuação, por inserção significativa em decorrência disso. Écomum controlar o ganho dos amplificadores de ganho de RF ouIF, de modo independente, usando circuitos controladores deganho de retorno.

Em uma operação desenvolvida para a recepção dossinais de televisão analógica normalmente usados atualmentena recepção dos sinais de televisão digital, um AGC analógi-co de circuito fechado é associado ao estágio de ganho de RFem separado, usando-se um detector analógico de potência. 0detector irá operar com base na potência total de sinal. Sehouver um forte sinal indesejado presente, a potência totalobservada pelo detector analógico será também maior e a sal-da do detector adicionará o ganho de RF para baixo, resul-tando em uma menor potência de canal desejada a jusante. Is-to será sentido por um gerador de AGC, que por sua vez irásolicitar um maior ganho da seção de RF. Se um estágio am-plificador de ganho de IF for usado, o amplificador de ganhode IF opera em um sinal previamente filtrado pelo filtroSAW. Em um aparelho processador de sinal de televisão analó-gica, certa distorção não-linear é aceitável, enquanto queem um sistema digital, a distorção não-linear pode resultarem um nivel de corrupção de sinal, que se j a não-decodificável. Em modernos receptores de sinal de televisãodigital, é desejável tirar vantagem das informações disponí-veis durante o processamento do sinal digital, para otimizaros circuitos de processamento do sinal preliminar, a fim degarantir a melhor qualidade, ou que o sinal mais receptivelseja emitido ao dispositivo processador de sinal digital.

SUMARIO DA INVENÇÃO

De acordo com o aspecto da presente invenção, édivulgado um aparelho para sintonizar um sinal de RF. De a-cordo com uma modalidade exemplificante, o aparelho é apre-sentado para utilizar informações geradas durante operaçõesprocessadoras de sinal digital, para utilizar a sintonia eas operações condicionadoras dos sinais de RF e IF. De modoparticular, dito aparelho compreende um primeiro processadorpara gerar um primeiro sinal de controle automático de ganhoem resposta a uma figura de distorção não-linear do dito sinal de RF.

De acordo com outro aspecto da invenção, é divul-gado um método para sintonizar um sinal de RF. De acordo comuma modalidade exemplificante, o método utiliza informaçõesgeradas durante operações processadoras de sinal digital,para otimizar a sintonia e a operação condicionadora dos si-nais de RF e IF. .De modo particular, o método compreende asetapas de receber um sinal de RF, amplificar o dito sinal deRF em resposta a um primeiro sinal de controle automático deganho, demodular o dito sinal de RF, estimar uma figura dedistorção não-linear do dito sinal de RF, e ajustar o ditoprimeiro sinal de controle automático em resposta à dita fi-gura de distorção não-linear.

Breve Descrição dos Desenhos

A Fig. 1 é um diagrama de blocos de uma modalidadeexemplificante de um aparelho sintonizador do sinal de televisão para implementar a presente invenção.

A Fig. 2 é um diagrama de blocos de uma modalidadeexemplificante de. um aparelho demodulador digital para im-plementar a presente invenção.

A Fig. 3 é um diagrama de blocos de uma modalidadeexemplificante de um circuito processador de sinal prelimi-nar para implementar a presente invenção.

A Fig. 4 é um diagrama mostrando uma constelaçãode sinais com ruido aditivo branco Gaussiano presente, deacordo com uma modalidade exemplificante da presente invenção.

A Fig. 5 é um diagrama mostrando uma constelaçãode sinais com ruido aditivo branco Gaussiano e distorçãonão-linear presentes, de acordo com uma modalidade exempli-ficante da presente invenção.

A Fig. 6 é um fluxograma ilustrando uma modalidadeexemplificante de um método para sintonizar e demodular umsinal, de acordo com uma modalidade da presente invenção.

DESCRIÇÃO DAS MODALIDADES PREFERIDAS

Os exemplos aqui apresentados ilustram modalidadespreferidas da invenção, e tais exemplos não devem ser consi-derados, de qualquer maneira, como limitadores do escopo dainvenção. Diferentes do conceito inventivo, os elementosmostrados nas figuras são bem conhecidos, e não serão des-critos em detalhes. Além disso, presume-se uma familiaridadecom receptores e transmissores de televisão, não sendo tam-bém aqui descritos em detalhes. Por exemplo, diferente doconceito inventivo, presume-se uma familiaridade com as re-comendações atuais e propostas para padrões de TV, tais comoNTSC (National Television Systems Commitee), PAL . (Phase Al-ternation Line), SECAM (SEquential Couleur Avec Memoire) eATSC (Advanced Television Systems Commitee). Da mesma forma,diferente do conceito inventivo, presume-se os conceitos detransmissão, tais como banda lateral vestigial com 8 niveis(8-VSB), Modulação de Amplitude da Quadratura (QAM), e com-ponentes do receptor, tais como um ^front-end' de radio fre-qüência (RF), ou seção receptora, tal como um bloco de baixoruido, sintonizadores, demoduladores, correlacionadores, in-tegradores de dispersão e quadraturas. Da mesma forma, méto-dos de formatação e codificação (tal como o Moving PictureExpert Group (MPEG)-2 Systems Standard (ISO/IEC 13818-1))para gerar correntes transportadoras de bits, são bastanteconhecidos, não sendo aqui descritos. Deve ser também obser-vado, que o conceito inventivo pode ser implementado, usan-do- se técnicas de programação convencionais, as quais, tam-bém não serão aqui descritas. Finalmente, números semelhan-tes nas figuras representam elementos similares.

Assumindo-se um canal de transmissão AWGN (ruidoaditivo branco Gaussiano), em comunicações digitais, o sinaldemodulado recebido pode ser representado como

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onde T é o tempo de amostra, s (nT) é o simbolo transmitido,e w(nT) é o ruido aditivo branco Gaussiano do canal. Confor-me conhecida na arte, a distribuição de Gauss é definida como

<formula>formula see original document page 6</formula>

onde a2 é a variância e ji é a média. As expressões acima seaplicam aos dados I (em fase) e Q (quadratura) , se I e Q fo-rem estatisticamente independentes.

Com referência agora aos desenhos, e de modo particular à fig. 1, é mostrado um diagrama de blocos de umamodalidade exemplificante do aparelho sintonizador do sinalde televisão. 0 aparelho compreende uma entrada 110, um fil-tro de entrada 120 e o amplificador de rádio freqüência (RF)para controle automático de ganho (AGC) 140, um filtro sin-tonizável 160, um misturador 180, um oscilador local 130, umfiltro de freqüência fixa 125, um amplificador de freqüênciaintermediária (IF) para AGC 150, um conversor analógico emdigital 155, um demodulador 165 e um gerador de AGC 105, Ogerador de AGC 105 processa uma saída do amplificador de IFAGC 155 e um sinal de controle do demodulador 165 para gerarum sinal de controle RF AGC 170 e um sinal de controle IFAGC 190.

A Fig. 1 mostra um arranjo de circuitos de RF, IFe AGC, onde uma fonte de sinal é acoplada na entrada 110 efiltrada pelo filtro de entrada 120. O sinal do filtro deentrada 120 é acoplado ao amplificador 140, cujo ganho écontrolável pelo AGC. 0 sinal amplificado pelo amplificador140 é acoplado a um filtro sintonizável 160, onde o ruído eos sinais de canais adjacentes são reduzidos. Em seguida, osinal é acoplado a um misturador 180, onde ele é misturadocom um sinal de freqüência de referência gerado pelo oscila-dor local 130, para produzir o sinal IF na freqüência. IF de-sejada. A freqüência IF exata é dependente da largura debanda do canal, conforme relacionada à posição geográfica.Por exemplo, sinais NTSC nos Estados Unidos e no Japão pos-suem um canal de 6 MHz com uma IF em torno de 44 MHz. Na Eu-ropa, um sinal PAL/SECAM possui um canal de 8 MHz, com umaIF em torno de 36 MHz. O sinal IF é processado por um filtrode freqüência fixa 125 e amplificado pelo amplificador IFAGC 150. A saída do amplificador IF é então acoplada ao ge-rador AGC 150, para proporcionar um sinal de controle AGCreativo. 0 sinal de saida de vídeo proveniente da saída doamplificador IF é também digitalizado por um conversor ana-lógico em digital (A/D) 155 e alimentado ao demodulador di-gital 165. 0 conversor A/D pode ser integrado a certos cir-cuitos integrados (IC) de demodulador digital.

De acordo com a modalidade exemplificante da pre-sente invenção, um sinal de controle IF AGC é acoplado aoamplificador AGC IF 150 no condutor 190 para ajustar o ganhoda seção de IF, a fim de manter o sinal no condutor 115 emum nível razoavelmente constante para variações de nível dosinal da fonte no terminal de entrada RF 110. O sinal decontrole RF AGS é acoplado através do condutor 170 ao ampli-ficador de ganho RF AGS controlável 140. Esse sinal de con-trole AGC é derivado, de acordo com a presente invenção, emresposta aos parâmetros de sinal, tal como amplitude ou re-lação sinal/ ruído no condutor 115 e à estimativa de distor-ção não-linear por parte do demodulador 165. Os sinais decontrole de ganho são configurados, de maneira a manter onível de sinal na entrada do conversor de A/D 155 em um ní-vel relativamente constante e dentro da faixa de entrada o-peracional do conversor A/D 155, enquanto que melhorando aqualidade do sinal.

Com referência agora à fig. 2, é mostrado um dia-grama de blocos de uma modalidade exemplificante do aparelhodemodulador digital para implementar a presente invenção. Odemodulador digital exemplificante compreende um sintetiza-dor de banda base 220, um circuito recuperador de tempo 240,um equalizador 260, um circuito de correção de erros (FEC)280, e um circuito estimador de distorção 290.

Uma modalidade exemplificante de um demoduladordigital é mostrada na fig. 2. O demodulador digital dessamodalidade exemplificante se refere, de um modo geral, à o-peração de um demodulador decodificando um sinal QAM, emboraa presente invenção possa ser igualmente aplicada a qualqueresquema, de demodulação digital. O demodulador recebe um si-nal IF digitalizado do conversor A/D (155 na fig. 1). O sin-tetizador de banda base 220 converte o sinal IF, para que umsinal de banda base próximo tenha componentes de sinal I (emfase) e Q (quadratura). O sinal próximo de banda base é ali-mentado ao circuito recuperador de tempo 240, que é usadopara sintonizar o tempo do circuito demodulador para os sím-bolos dos sinais de entrada. O circuito de tempo pode usarum filtro de interpolação continuamente variável para amos-tragem do sinal de entrada, para gerar um sinal de banda ba-se. O sinal de banda base é então alimentado a um equaliza-dor 260. O equalizador 260 gera um sinal de número superiorpor compensação de diferentes falhas encontradas na rede,tal-como resposta da freqüência de fase ou da freqüência deamplitude.indesejada. O sinal de número superior é alimenta-.do ao circuito FEC 280, que gera os dados desejados e um si-nal da taxa de erro de bits. O equalizador 260 ainda gera osdados usados pelo estimador de distorção 290 na geração dosinal de controle enviado ao gerador AGS (105 na fig. 1), deacordo com a presente invenção.

Com referência agora à fig. 3, existe um diagramade blocos de uma modalidade exemplificante de um circuitoprocessador de sinais preliminares para implementar a pre-sente invenção. 0 ambiente 300 na fig. 3 compreende uma en-trada de RF 305 com uma primeira representação exemplifican-te 375 de um sinal de RF presente na entrada de RF 305, umfiltro de entrada 310, uma modalidade exemplificante de umperfil de atenuação 360 do filtro de entrada e uma segundarepresentação exemplificante 380 de um sinal de RF presenteapós o filtro de entrada 310, um amplificador de RF com ga-nho automático controlado 320 com uma terceira representaçãoexemplif icante 385 de um sinal de RF após o amplificador deRF, um filtro sintonizável 330 com uma modalidade exemplifi-cante do perfil de atenuação do filtro sintonizável 370 euma quarta representação exemplificante 390 de um sinal deRF após o filtro sintonizável, um misturador 340, um filtrode freqüência fixa 345, tal como um filtro SAW, com uma mo-dalidade exemplificante do perfil de atenuação do filtro defreqüência fixa 365, uma quinta representação exemplificante392 de um filtro de RF após o filtro de freqüência fixa 345e um amplificador de IF com ganho automático controlado 350com uma. sexta representação exemplificante 395 de um sinalde RF após o amplificador de IF. De acordo com uma modalida-de exemplificante aqui descrita, os elementos do ambiente300 acima citados são acoplados operativãmente entre si a-través de um meio de transmissão, tais como trilhas em umaplaca de circuito impresso, embora outros tipos de meios detransmissão possam ser também usados, de acordo com a pre-sente invenção.

A entrada de RF 305 é operativa para alimentar umsinal de RF, compreendendo um ou mais canais de televisão,cada qual compreendendo um ou mais programas de televisão.Alguns desses programas podem ser sinais analógicos de tele-visão no formato padrão NTSC, enquanto que outros programaspodem ser sinais digitais de televisão no formato padrãoATSC empregando um esquema de modulação digital, tal como,mas não limitado a, qualquer um dos esquemas de modulação8VSB, 16VSB ou 2 5 6QAM Uma representação do espectro de si-nais de RF de um sinal de RF exemplificante é mostrada 375,ilustrando uma pluralidade de sinais de televisão, cada qualusando uma freqüência portadora de RF exclusiva e tendo di-ferentes amplitudes na entrada de RF. Essas diferentes am-plitudes podem ser um resultado da perda de sinal a partirda distância de propagação ou diferentes ganhos de antenanas respectivas freqüências portadoras de RF. O sinal de RFé conduzido da entrada de RF 305 para o filtro de entrada310, que faz um primeiro esforço para reduzir os sinais in-.desejados dos canais adjacentes.

O filtro de entrada 310 usa tipicamente arquitetu-ra sintonizável para centralizar a resposta do filtro nafreqüência RF desejada, para minimizar a atenuação do canaldesej ado e maximizar a atenuação dos canais adj acentes. Umamodalidade exemplificante de um perfil de atenuação 360 i-lustra a atenuação aplicada entre a largura de banda do fil-tro, com a freqüência desejada sendo representada como d. Ofiltro de entrada 310 possui uma atenuação minima em d e umaatenuação crescente idealmente simétrica em torno da fre-qüência desejada. Uma representação exemplificante 380 dosinal RF presente após o filtro de entrada 310 ilustra a a-tenuação minima para a freqüência desejada d e atenuaçãocrescente para os canais adjacentes correspondentes à res-posta de freqüência do filtro de entrada 310- O sinal RF é,então, conduzido da saida do filtro de entrada 310 para aentrada do amplificador RF 320,

O ganho do amplificador RF 320 é em resposta a umsinal de controle do gerador de AGC 105 da fig. 1. O amplificador RF 320 não é geralmente sintonizado em resposta àfreqüência desejada, de modo que ele amplifica todos os si-nais dentro de sua largura de banda operacional, incluindo afreqüência desejada, os canais adj acentes, bem como canaisafastados da freqüência desejada. Os canais amplificadosmantêm a mesma relação de potência (D/U), deseja e indeseja-da, entre si. A representação exemplificante 385 do sinal RFé apresentada, após ser processada pelo amplificador RF 320.Nessa modalidade exemplificante, o forte canal adjacente éamplificado juntamente com o canal desejado. De acordo comuma modalidade exemplificante da presente invenção, o ganhodo amplificador RF 320 pode ser ajustado em resposta à qua-lidade do sinal, através de um sinal de controle gerado pelogerador de AGC (105 na fig. 1) . O sinal RF é, então, condu-zido da saida do amplificador RF 320 para a entrada do fil-tro sintonizável 330.

O filtro sintonizável 330 pode ter sua largura debanda controlável, ter uma freqüência central que possa serdecaiada, ou ter um perfil de atenuação ajustável em respos-ta ao gerador: de AGC (105 na fig. 1), adicionando assim ummeio adicional para melhorar a qualidade do sinal, atravésdo ajuste da resposta do filtro sintonizável 330 em respostaà qualidade do sinal. Um controlador individual de um perfilde atenuação 370 do filtro sintonizável 330 ilustra a atenu-ação aplicada na largura de banda do filtro, com a freqüên-cia desejada sendo representada como d. O filtro sintonizá-vel 330 possui uma atenuação mínima em d e uma atenuaçãocrescente idealmente simétrica em torno da freqüência dese-jada. Uma representação exemplificante 390 do sinal RF pre-sente após o filtro sintonizável 330 ilustra atenuação míni-ma para a freqüência desejada d e atenuação crescente paraos canais adjacentes correspondentes à resposta de freqüên-cia do filtro sintonizável 330. Ao comparar os perfis de a-tenuação exemplificantes 360, 370 do filtro de entrada 310 edo filtro sintonizável 330, verifica-se que o perfil de ate-nuação sintonizável 370 possui uma banda de passagem maisestreita e um perfil de atenuação mais resistente fora debanda. 0 sinal RF é, então, conduzido da saída do filtrosintonizável 330 para a entrada do misturador RF 340. O si-nal RF é misturado com o sinal do oscilador local para gerarum sinal RF, cuja freqüência da portadora é a freqüência IFdesejada. O sinal RF é, então, conduzido da saída do mistu-rador 340 para a entrada do filtro de freqüência fixa 345,tal como um filtro SAW. O filtro de freqüência fixa 345 pos-sui geralmente uma forte característica de rejeição fora debanda. A saída do filtro de freqüência fixa 345 é conduzida,a seguir, ao amplificador AGC IF 350. Um seletor dos canaisde televisão possui geralmente uma IF a jusante da freqüên-cia central de 44 MHz.

O ganho do amplificador IF 350 é controlado emresposta a um sinal de controle do gerador de AGC 105 dafig. 1. O amplificador IF 350, da mesma forma que o amplifi-cador RF 320, amplifica todos os sinais dentro de sua largu-ra de banda operacional, incluindo a freqüência desejada, oscanais adjacentes, bem como canais afastados da freqüênciadesejada. Na representação exemplificante 395, é mostrado osinal RF após ser processado pelo amplif icador IF 350. Deacordo com uma modalidade exemplificante da presente inven-ção, o ganho do amplificador IF 350 pode ser ajustado emresposta à qualidade do sinal, através de um sinal de con-trole gerado pelo gerador de AGC (105 na fig. 1). O sinal RFé, então, conduzido da saida do amplificador IF 350 para aentrada do conversor A/B (155 na fig. 1) e a uma das entra-das do gerador de AGC (105 na fig.1).

Com referencia agora à fig. 4, é mostrado um diagrama 400 mostrando uma constelação de sinais com ruido adi-tivo branco Gaussiano presente, de acordo com uma modalidadeexemplificante da presente invenção. A constelação de sinaisrepresenta uma representação bidimensional dos valores I e Qde número superior emitidos pelo equalizador 260 da fig. 1.Em uma constelação de sinais com ruído aditivo branco Gaus-siano presente, cada um dos setores dos pontos da constela-ção possui uma distribuição de Gauss, e todos os setorespossuem cerca da mesma distribuição.

Com referência agora à fig. 5, é mostrado um dia-grama mostrando uma constelação de sinais exemplificantescom ruido aditivo branco Gaussiano e distorção não-linearpresentes, de acordo com uma modalidade exemplificante dapresente invenção. A constelação de sinais representa umarepresentação bidimensional dos valores I e Q de número su-perior emitidos pelo equalizador 260 da fig. 1. Em uma cons-telação de sinais com ruido aditivo branco Gaussiano presen-te e um componente de distorção não-linear, os setores dospontos da constelação possuem uma distribuição distintamentenão-gaussiana, e cada uma das distribuições é distinta. Oestimador de distorção 290 da fig. 2, que pode ser uma parteintegrante do equalizador 260 da fig. 2, pode usar essa dis-tribuição não-gaussiana dos setores de pontos da constelaçãode sinais para detectar a presença de distorção não-linear,de acordo com uma modalidade exemplificante da presente in-venção.

Em um receptor digital, existe normalmente a ne-cessidade de estimar a relação sinal/ ruido/ (SNR). Um méto-do para estimar a SNR é usar estimativa direta da potênciado ruido baseado na mediação da potência do sinal de errousada pelo equalizador digital. A potência média de sinal nasaida do equalizador é presumida ser uma entidade conhecida,e não precisa ser estimada. Outro método presume a distribu-ição de cada setor dos pontos da constelação, como sendoGaussiana, e é baseado na localização, ao longo de um perío-do de tempo, do número de pontos da constelação, que incidemem certo raio do centro do setor da constelação, ou fora deum valor I e valor Q predeterminado. O número dos pontos daconstelação, que incidem dentro dos limites como um percen-tual do número total dos pontos da constelação recebidos aolongo do mesmo período de tempo, pode ser usado para estimara potência média de erro usando uma Função Gaussiana de Er-ro. Se a constelação estiver corrompida somente pelo AWGN, adistribuição de ruido gaussiano é uma boa aproximação e, osmétodos de estimativa da potência de ruido e, assim, da SNRirão produzir, na média, resultados comparáveis. Porém, sehouver também uma distorção não-linear presente, conformerepresentada na constelação de sinais exemplificantes dafig. 5, a hipótese da distribuição gaussiana é falsa, e osegundo método de estimativa da potência irá fornecer um va-lor diferente da estimativa direta da potência de ruido, combase na mediação da potência do sinal de erro. 0 grau dediscrepância irá depender da gravidade da distorção. Atravésdo uso desses dois métodos independentes para estimativa daSNR da potência de ruido ao mesmo tempo e comparação de suassaldas médias, a presença e grau de distorção não-linear podem ser estimados.

A Função Gaussiana de Erro inversa, usada no se-gundo método de estimativa da potência, pode ser tabuladasobre a faixa operacional prevista de SNRs, e implementadacom eficiência em hardware como uma tabela de referência. Demaneira vantajosa, ambos os métodos de estimativa utilizamcircuitos, que se acham normalmente disponíveis dentro de umaimplementação tradicional do equalizador de canal digital.

Se uma distorção não-linear for detectada, o estima dor de distorção (290 na fig. 2) pode transmitir um sinalde controle para o gerador de AGC (105 na fig. 1), que podealterar a operação de processamento do sinal RF executadapelo sintonizador, tal como redividindo os ganhos do ampli-ficador entre as seções RF e IF, ou ajustando a resposta dofiltro sintonizável (160 na fig. 1). Esta operação alteradapode reduzir, de modo vantajoso, a gravidade da distorçãonão-linear. Esta redução da distorção não-linear pode exce-der a degradação em potencial, devido ao desvio da divisãode ganho, baseado na característica do sinal analógico. Alémdisso, a faixa de voltagens de entrada A/D pode ser limitadapara reduzir o ganho analógico global, reduzindo ou elimi-nando assim a necessidade para alterar a divisão de ganho ouas respostas do filtro.

Com referência agora à fig. 6, existe um fluxograma 600 ilustrando uma modalidade exemplificante de um métodopara sintonia e demodulação de um sinal, de acordo com umamodalidade da presente invenção. A primeira etapa para esti-mar .a distorção não-linear presente no sinal RF é receber osinal digital do conversor A/D 610. O sinal digital é, en-tão, demodulado 620 e uma estimativa de número superior dosvalores I e Q é gerada pelo equalizador (260 na fig. 2). 0do número superior significa que p valor exato de I e Q édeterminado, quando ele é recebido antes da correção de erroser realizada no sinal, onde os ditos valores I e Q compre-endem geralmente os valores transmitidos combinados com ofator de ruido. Por exemplo, os valores transmitidos podemser 1=2 e Q=4, mas após a transmissão, o equalizador geravalores de número superior de 2,2 e 3,7. Somente após o pro-cessamento posterior da correção de erro é que os valorestransmitidos são determinados como sendo, respectivamente, 2e 4. Esses valores de número superior são inicialmente usa-dos para determinar a SNR 630, por estimativa direta da po-tência de ruido, baseado na mediação da potência do sinal deerro usado pelo equalizador digital. Os valores de númerosuperior de I e Q são, então, usados para estimar a SNR pelosegundo método 640. 0 segundo método determina, ao longo deum periodo de tempo, o número de pontos da constelação queincidem dentro de certo raio do centro do setor da constela-ção ou fora de uma faixa de valores I e faixa de valores Qpredeterminados, tal como mais ou menos 10% para cada valor,por exemplo. A relação do número de pontos da constelação,que incidem dentro dos limites como um percentual do númerototal de pontos da constelação recebidos ao longo do mesmoperiodo de tempo, é usada para estimar a potência media deerro e, assim, a SNR. Os dois métodos de estimativa indepen-dente da SNR da potência de ruido são comparados 650, e umsinal de controle reativo à diferença entre as duas estima-tivas da SNR é gerado. Se o valor estiver abaixo de um limi-te aceitável, o sistema não envia nenhum sinal de controleao gerador de' AGC (105 na fig. 1) , e o processo prossegueatravés da recepção do sinal do A/D 601. Porém, se o valorultrapassar um limite admissível, o sinal de controle étransmitido ao gerador de AGC (105 na fig. 1), onde a opera-ção de processamento do sinal de RF pode ser alterada, demodo a reduzir a discrepância entre os dois métodos de esti-mativa da SNR. A operação é então prosseguida, através darecepção do sinal do A/D 601. De modo alternativo, o sinalde controle reativo à diferença entre os dois valores da SNRpode ser continuamente transmitido,ao gerador de AGC (105 nafig. 1), a despeito da amplitude da diferença, e o geradorde AGC pode usar estas informações para otimizar o processa-mento do sinal RF. Embora a modalidade exemplificante acimade um método para sintonizar e demodular um sinal, de acordocom uma modalidade da presente invenção, ensine que os pri-meiro e segundo métodos para estimar a SNR possam ser reali-zados de modo seqüencial, estas operações podem ser realiza-das de maneira seqüencial ou simultânea.

Conforme aqui descrito, a presente invenção apre-senta uma arquitetura e protocolo para detecção da distorçãonão-linear de sinal, usando fontes múltiplas de medição darelação sinal/ ruido. Embora essa invenção tenha sido des-crita, como tendo um modelo preferido, a presente invençãopode ser modificada dentro do espirito e escopo dessa divul-gação. Assim, esse Pedido pretende cobrir quaisquer varia-ções, usos, ou adaptações da invenção, usando seus princí-pios gerais. Além disso, esse Pedido pretende cobrir aquelasalterações da presente divulgação, conforme incidam na prá-tica conhecida ou convencional da técnica, à qual essa in-venção pertence, e que incidam dentro dos limites das rei-vindicações apensas.

Claims (20)

1. Aparelho para sintonizar um sinal de rádio fre-qüência (RF) , CARACTERIZADO pelo fato de compreender infor-mações moduladas, compreendendo um primeiro processador paragerar um primeiro sinal de controle automático de ganho, emresposta a uma figura de distorção não-linear estimada apartir de um ponto de sinal das ditas informações moduladas.

2. Aparelho, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato de um ganho de um amplificador de RFser alterado, em resposta ao dito primeiro sinal de controleautomático de ganho.

3. Aparelho, de acordo com a reivindicação 2,CARACTERIZADO pelo fato do dito primeiro processador gerarum segundo sinal de controle automático de ganho, em respos-ta à dita figura de distorção não-linear estimada a partirdo dito ponto de sinal das ditas informações moduladas, ondeo ganho de um amplificador de freqüência intermediária (IF)é alterado em resposta ao dito segundo sinal de controle au-tomático de ganho.

4. Aparelho, de acordo com a reivindicação 2,CARACTERIZADO pelo fato do dito primeiro processador gerarum sinal de controle de filtro em resposta à dita figura dedistorção não-linear estimada a partir do dito ponto de si-nal das ditas informações moduladas, e onde a resposta de umfiltro ajustável é alterada em resposta ao dito sinal decontrole de filtro.

5. Aparelho, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada por comparação de uma relação entrevalores de sinal fora de um limite do dito ponto de sinaldas ditas informações moduladas, recebidas dentro de um pe-ríodo de tempo, e um número total de valores de sinal rece-bido dentro do dito período de tempo.

6. Aparelho, de acordo com a reivindicação 5,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada ao longo de um periodo de tempo pre-determinado .

7. Aparelho, de acordo com a reivindicação 5,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada ao longo de um periodo de tempo, de-terminado em resposta a uma característica do dito sinal de RF.

8. Aparelho, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada a partir de uma relação de resultadosde:um primeiro método para estimar relação sinal/ ru-ído por comparação de uma relação entre valores de sinal fo-ra de um limite do dito ponto de sinal das ditas informaçõesmoduladas, recebidas dentro de um período de tempo, e um nú-mero total de valores de sinal recebidos dentro do dito pe-ríodo de tempo; eum segundo método para estimar relação sinal/ ruí-do a partir de uma potência média de sinal de erro dos ditosvalores de sinal.

9. Aparelho, de acordo com a reivindicação 8,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada ao longo de um per iodo de tempo pre-determinado .

10. Aparelho, de acordo com a reivindicação 8,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada ao longo de um periodo de tempo, de-terminado em resposta a uma característica do dito sinal deRF.

11. Método para sintonizar um sinal de rádio fre-qüência (RF), CARACTERIZADO pelo fato de compreender as eta-pas de:- recepção do dito sinal de RF;- amplificação do dito sinal de RF em resposta aum primeiro sinal de controle automático de ganho;- demodulação do dito sinal de RF;- estimativa de uma figura de distorção não-lineara partir de um componente em fase e um componente de quadra-tura do dito sinal de RF demodulado; e- ajuste do dito primeiro sinal de controle auto-mático em resposta à dita figura de distorção não-linear.

12. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de compreender a eta-pa de :- mixagem do dito sinal de RF com um segundo sinalde RF, para gerar um sinal de freqüência intermediária (IF);- amplificação do dito sinal de IF em resposta aum segundo sinal de controle automático de ganho;- geração de um segundo sinal de controle automá-tico de ganho em resposta à dita figura de distorção não-linear; e- ajuste do dito segundo sinal de controle automá-tico em resposta à dita figura de distorção não-linear.

13. Método, de acordo com a reivindicação 12,CARACTERIZADO adicionalmente pelo fato de compreender as e-tapas de:- filtragem do dito sinal de RF;- geração de um sinal de controle de filtro em re-posta à dita figura de distorção não-linear;- ajuste de uma resposta a um filtro ajustável emresposta ao dito sinal de controle de filtro.

14. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada por comparação de uma relação entrevalores de sinal fora de um limite do dito componente em fa-se e fora de um limite do dito componente de quadratura dodito sinal de RF demodulado, recebido dentro de um periodode tempo, e um número total de valores de sinal recebidosdentro do dito periodo de tempo.

15. Método, de acordo com a reivindicação 14,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada ao longo de um periodo de tempo pre-determinado .

16. Aparelho, de acordo com a reivindicação 14,CARACTERIZADO pelo fato da dita figura de distorção não-linear ser determinada ao longo de um periodo de tempo, de-terminado em resposta a uma característica do dito sinal deRF.

17. Método, de acordo com a reivindicação 11,CARACTERIZADO pelo fato da dita etapa de estimativa compre-ender as etapas de:- estimativa de um primeiro valor entre sinal/ ru-ido, por comparação de uma relação entre valores de sinalfora de um limite do dito componente em fase e fora de umlimite do dito componente de quadratura do dito sinal de RFdemodulado, recebido dentro de um período de tempo, e um nú-mero total de valores de sinal recebidos dentro do dito pe-ríodo de tempo; e- estimativa de um segundo valor entre sinal/ rui-do a partir de uma potência média de sinal de erro dos ditosvalores de sinal; e- determinação da dita figura de distorção não-linear em resposta a uma combinação do dito primeiro valorentre sinal / ruido e do dito segundo valor entre sinal/ ruído.

18. Método, de acordo com a reivindicação 17,CARACTERIZADO pelo fato do dito primeiro valor entre sinal/ruido e do dito segundo valor entre sinal/ ruido serem de-terminados ao longo de um periodo de tempo predeterminado.

19. Método, de acordo com a reivindicação 17,CARACTERIZADO pelo fato do dito primeiro valor entre sinal/ruido e do dito segundo valor entre sinal/ ruido serem de-terminados ao longo de um periodo de tempo determinado emresposta a uma característica do dito sinal de RF.

20. Método para sintonizar um sinal de rádio fre-qüência (RF), CARACTERIZADO pelo fato de compreender as eta-pas de:- recepção do dito sinal de RF;- amplificação do dito sinal de RF em resposta aum sinal de controle automático de ganho (AGC) de RF;- filtragem do dito sinal de RF;- mixagem do dito sinal de RF com um segundo sinalde RF, para gerar um sinal de freqüência intermediária (IF);- filtragem do dito sinal de IF;- amplificação do dito sinal de IF em resposta aum sinal de AGC IF;- demodulação do dito sinal de IF;- estimativa de um primeiro valor entre sinal/ ruído, por comparação de uma relação entre valores de sinalsuperiores a um limite, recebidos dentro de um período detempo, e um número total de valores de sinal recebidos den-tro do dito período de tempo, onde o dito limite compreendeum valor de amplitude mínima e máxima para uma porção em fa-se das ditas informações e um mínimo e máximo de uma porçãode fase de quadratura das ditas informações;estimativa de um segundo valor entre sinal/ ruídoa partir de uma potência média de sinal de erro dos ditosvalores de sinal;- determinação de uma figura de distorção não-linear em resposta a uma. combinação•do dito primeiro valorentre sinal/ ruído com o dito segundo valor entre sinal/ ru-ído; e- ajuste do dito sinal de AGC RF com o dito sinalde AGC IF em resposta à dita figura de distorção não-linear.