BRPI0609270A2 - correções de temporização de sìmbolo em um sistema de multiportadora utilizando a estimação de canal - Google Patents

Abstract

CORREçõES DE TEMPORIZAçãO DE SìMBOLO EM UM SISTEMA DE MULTIPORTADORA UTILIZANDO A ESTIMAçãO DE CANAL. Sistemas e métodos são providos para a determinação e aplicação de correções de temporização em um sistema de multiportadora. O alinhamento dos simbolos é inicialmente efetuado para gerar estimativas de canal. As estimativas de canal então geradas, juntamente com as informações de alinhamento de temporização, são por sua vez usadas para a determinação de correções de temporização a serem aplicadas a simbolos futuros.

Description

"correções de temporizaçao de símbolo em um sistema demulti portadora utilizando a estimação de canal"

Fundamento

I. Campo

A tecnologia em questão está de um modo geralrelacionada a métodos e sistemas de comunicação e, maisparticularmente, a sistemas e métodos que efetuam correçõesde temporização ou temporização que são aplicadas aestimativas de canal através de simbolo pilotos em redessem fio.

II. Fundamento

A multiplexação por divisão de freqüênciaortogonal (OFDM) constitui um método de modulação digitalem que um sinal é dividido em vários canais de bandaestreita em diferentes freqüências. Tais canais são algumasvezes denominados como sub-bandas ou subportadoras. Atecnologia foi inicialmente concebida durante pesquisaspara minimizar a interferência entre canais com freqüênciaspróximas umas as outras. Sob certos pontos de vista, a OFDMé similar à multiplexação por divisão de freqüência (FDM)convencional. A diferença reside na forma pela qual ossinais são modulados e demodulados. De um modo geral, édada prioridade a minimizar a interferência ou conversacruzada entre os canais e símbolos que constituem o fluxode dados.

Em uma área, a OFDM vem sendo também usada nosserviços europeus de broadcast de áudio digital. Atecnologia se presta à televisão digital e está sendoconsiderada como um método para a obtenção de transmissãode dados digitais em alta velocidade através de linhastelefônicas convencionais. Ela é também usada em redes deárea local sem f io. A multiplexação por divisão defreqüência ortogonal pode ser considerada uma técnica demodulação FDM para a transmissão de grandes quantidades dedados digitais através de uma onda de rádio em que a OFDMopera pela divisão de um sinal de rádio em múltiplossubsinais ou subportadoras menores que são entãotransmitidos simultaneamente em diferentes freqüências parao receptor. Uma vantagem da tecnologia OFDM é a de que elareduz a quantidade de conversa cruzada nas transmissões desinais em que as especificações atuais, tais como astecnologias 802.11a WLAN, 802.16 e WiMAX empregam váriosaspectos da OFDM. Outro exemplo de sistema sem fio baseadona OFDM é o de FLO (apenas de link direto) . O FLO é umsistema sem fio que foi desenvolvido para eficientementerealizar broadcast de sinais de áudio e video em tempo realpara receptores móveis usando a tecnologia OFDM.

Os sistemas de comunicação sem fio tais como oFLO são proj etados para funcionar em um ambiente móvel emque se espera que as características de canal em termos donúmero de derivações de canal com energia significativa, osganhos em trajetória e os retardos em trajetória variem deforma bastante significativa durante um certo periodo detempo. Em um sistema OFDM, o bloco de sincronização detemporização no receptor responde a mudanças no perfil decanal através da seleção apropriada dos limites de símboloOFDM de modo a maximizar a energia captada no intervalo ouj anela FFT. Quando ocorrem tais correções de tempori zação,é importante que o algoritmo de estimação de canal leve ascorreções de temporização em consideração ao computar aestimativa de canal a ser usada para demodular um dadosimbolo OFDM. Em algumas implementações, a estimativa decanal é também usada para determinar o ajuste detemporização para o limite entre símbolos que deve seraplicado a símbolos futuros, resultando dessa forma em umasutil interação entre correções de temporização que jáforam introduzidas e as correções de temporização que serãodeterminadas para os símbolos futuros. Além disso, é comumpara o bloco de estimação de canal processar observações depilotos provenientes de múltiplos simbolos OFDM de modo aresultar em uma estimativa de canal que apresenta melhormediação de ruido e também soluciona espalhamentos deretardo de canal mais longos. Quando observações de pilotosprovenientes de múltiplos simbolos OFDM são processados emconjunto para a geração da estimativa de canal, éimportante que os simbolos OFDM subjacentes fiquemalinhados com relação ao temporização de simbolo. Sem talalinhamento, serão geradas estimativas de canal errôneas,não podendo portanto ser assegurada a operação apropriadados receptores sem fio.

Sumário

0 que se segue apresenta um resumo simplificadode várias modalidades, de modo a proporcionar umacompreensão básica de alguns aspectos das modalidades. Talresumo não constitui uma visão geral abrangente. Ele nãotenciona identificar elementos chave ou críticos, oudelinear o escopo das modalidades aqui descritas. Seu únicopropósito consiste em apresentar alguns conceitos de umaforma simplificada, como um prelúdio para a descrição maisdetalhada que será apresentada mais adiante.

São determinadas correções de temporização parasistemas de mui tiport adora em uma rede sem fio quandomúltiplos simbolos são processados por um receptor sem fio.As correções de temporização são aplicadas a uma estimativade canal que é obtida a partir de observações de pilotosatravés de vários simbolos. De um modo geral, cada um detais simbolos pode estar potencialmente utilizando umajanela FFT diferente devido a diferentes correções detemporização através dos simbolos de interesse. Os offsetsde temporização são aplicados para compensar variaçõespotenciais nos relógios de amostragem e na mobilidade doreceptor resultando em condições de canal dinâmicasenquanto recebe o- sinal proveniente de um dado transmissor.Em uma modalidade, os simbolos dentro de umsubconjunto de simbolo (por exemplo, 3 simbolos) sãoprimeiramente alinhados no tempo com relação a elespróprios. A partir das informações de temporização obtidase determinadas a partir de tal alinhamento inicial, ocorremalinhamentos ou ajustes de simbolo subseqüentes durante oprocesso de demodulação de simbolo recebidos. Como exemplo,enquanto é demodulado o simbolo atual, mudanças e correçõesde temporização podem ser aplicadas a um simbolo precedenteou subseqüente. Dessa forma, diferentes bases de tempoestão sendo continuamente determinadas, em que em algunscasos um novo tempo determinado é aplicado a um respectivosimbolo, enquanto em outros casos um temporização anterioré aplicado para compensar diferenças de temporização entreos simbolos. Em um aspecto, é provido um método de correçãode temporização para um sistema de multiportadora. Istoinclui o alinhamento de dois ou mais simbolos uns emrelação aos outros de um subconjunto de simbolo de modo acompensar diferenças de temporização entre os simbolos parasincronizar o temporização a um ou mais simbolos nosubconjunto de simbolo.

Para estas finalidades e outras correlacionadas,serão aqui descritas certas modalidades ilustrativas emconexão com a descrição que se segue e os desenhos anexos.Tais aspectos são indicativos de várias formas através dasquais podem ser praticadas as modalidades, todas as quaisse tenciona cobrir.

Breve Descrição dos Desenhos

A Figura 1 é um diagrama de blocos esquemáticoilustrando uma rede de comunicação sem fio e um receptorque efetua correções de temporização de simbolo.

As Figuras 2 e 3 ilustram aspectos e correções detemporização exemplares para uma rede de comunicação semfio.A Figura 4 ilustra um exemplo de considerações decorreção de tempo para um receptor sem fio.

A Figura 5 ilustra um exemplo de padrão delimites entre dados.

As Figuras 6 a 9 ilustram exemplos de dados desimulação para um processo de correção de temporização.

A Figura 10 ilustra um exemplo de processo decorreção de temporização para um sistema sem fio.

A Figura 11 é um diagrama que ilustra exemplos decamadas de rede para um sistema sem fio.

A Figura 12 é um diagrama que ilustra um exemplode dispositivo de usuário para um sistema sem fio.

A Figura 13 é um diagrama que ilustra um exemplode estação base para um sistema sem fio.

A Figura 14 é um diagrama que ilustra um exemplode transreceptor para um sistema sem fio.

Descrição Detalhada

São providos sistemas e métodos para determinarcorreções de temporização em uma rede apenas de linkdireto. Em um aspecto, é provido um método de correção detemporização para um sistema de multiportadora. Este incluialinhar dois ou mais simbolos uns em relação aos outros apartir de um subconjunto de símbolo de modo a compensardiferenças de temporização entre os simbolos. 0 processo aseguir emprega offsets de temporização entre os simbolospara sincronizar o temporização a um ou mais simbolos nosubconjunto de simbolo. Em um exemplo, a sincronização detemporização pode ser efetuada em um módulo de filtragem detempo / temporal que pode estar associado em um bloco deestimação de canal.

Tal como usados no presente pedido, os termos'"componente", "rede", "sistema" e similares se referem auma entidade relacionada a computadores, seja hardware, umacombinação de hardware e software, software, ou software emexecução. Como exemplo, um componente pode ser, porém nãoestá limitado a ser, um processo operando em umprocessador, um processador, um objeto, um componenteexecutável, um fio ou via de execução, um programa e/ou umcomputador. Como exemplo, tanto um aplicativo operando emum dispositivo de comunicação como o dispositivo podemconstituir um componente. Um ou mais componentes podemresidir dentro de um processo e/ou fio de execução e umcomponente pode estar localizado em um computador e/ouestar distribuído entre dois ou mais computadores. Alémdisso, tais componentes podem ser executados a partir devários meios para leitura por computador possuindo váriasestruturas de dados ali armazenadas. Os componentes podemse comunicar através de processos locais e/ou remotos, talcomo de acordo com um sinal possuindo um ou mais pacotes dedados (por exemplo, dados provenientes de um componenteinteragindo com outro componente em um sistema local, umsistema distribuído e/ou através de uma rede cabeada ou semfio tal como a Internet).

A Figura 1 ilustra um sistema de rede sem fio 100para efetuar correções de temporização. O sistema 100inclui um ou mais transmissores 110 que se comunicamatravés de uma rede sem fio com um ou mais receptores 120.Os receptores 12 0 podem incluir substancialmente qualquertipo de dispositivo de comunicação, tal como um telefonecelular, computador, assistente de dados pessoal,dispositivos de mão ou laptop e assim por diante. Partes doreceptor 120 são empregadas para decodificar um subconjuntode símbolo 130 possuindo um ou mais símbolos que podem seramostrados com um temporização de simbolo diferente, peloque o receptor utiliza um componente de alinhamento 14 0para solucionar discrepâncias de temporização entre ossímbolos. As correções de temporização aplicadas a umaestimativa de canal no receptor 120 são obtidas a partir deobservações de piloto através de vários símbolos 130.De um modo geral, cada um dos símbolos 130 podeestar potencialmente utilizando um intervalo ou janeladiferente de transformada rápida de Fourier (FFT) devido adiferentes correções de temporização entre os simbolos deinteresse. Dessa forma, podem estar ocorrendo offsets detemporização devido a potenciais variações ou desvios nosrelógios de amostragem e à dinâmica de canal que surgedevido à mobilidade do receptor 120 enquanto recebe o sinalproveniente de um dado conjunto de um ou mais transmissores110. Como mostrado, o componente de alinhamento 14 0 podeestar associado a um módulo de filtro de tempo 150 queopera com um bloco de estimação de canal 160. o subconjuntode simbolo 130 é de um modo geral transmitido em uma redede multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM)que emprega protocolo apenas de link direto (FLO) paratransferência de dados de multimídia. A estimação de canalé de um modo geral baseada em tons de piloto uniformementeespaçados inseridos no dominio das freqüências, e emrespectivos simbolos OFDM. Em uma implementação particular,os pilotos estão espaçados por 8 portadoras e o número deportadoras piloto é aj ustado para 512 (um overhead de12,5%)

Em um aspecto, é considerado um sistema decomunicação de muitiportadora 100 em que pilotosmultiplexados por divisão de freqüência (FDM) posicionadosdentro de simbolo transmitidos são usados para estimação decanal. Em tal sistema, com escalonamento de pilotos FDM,vários simbolos recebidos 130 sucessivos podem ser usadospara extrair mais informações sobre o canal de propagação(obtendo estimativas de canal mais longas). Em um exemplo,isto pode ser efetuado no módulo de filtragem de tempo 150do bloco de estimação de canal 160 através do componente dealinhamento 14 0. Uma vez que as correções de temporizaçãopodem ser efetuadas concomitantemente com tal processo, ocomponente de alinhamento facilita que diferentestemporizaçãos de símbolo OFDM que possam ocorrer através devários símbolos vizinhos em 130 sejam levados emconsideração no interior do módulo de filtragem de tempo150. Tal processo de correção de tempo também abordaproblemas de interação entre os blocos de estimação decanal e sincronização de tempo. Em um aspecto, é provido umcomponente de correção de tempo para um receptor sem fio.Este pode incluir.dispositivos para receber um subconjuntode símbolo em um broadcast OFDM (por exemplo, 120) edispositivos para filtrar o subconjunto de símbolo (porexemplo, 150) . Tal pode também incluir dispositivos paraalinhar símbolos no interior do subconjunto e dispositivospara alinhar um símbolo em vista de uma demodulação atualdo subconjunto de símbolo (por exemplo, 140).

Em uma modalidade, os símbolos dentro dosubconj unto de símbolo 130 são primeiramente alinhados notempo uns em relação aos outros. Como exemplo, caso trêssímbolos forem empregados para estimação de canal esubseqüentemente para determinação do offset de temporização, então seriam determinados ajustes paradiferenças entre os três símbolos. A partir das informaçõesobtidas e determinadas a partir do alinhamento inicial,subseqüentes alinhamentos de símbolo ou ajustes ocorremdurante o processo de demodulação de símbolo recebidos, osquais podem ser amostrados com diferente temporização desímbolo a partir da demodulação de símbolo atual - Comoexemplo, enquanto se demodula o símbolo atual, o qual podeser o quarto símbolo no subconj unto, podem ser aplicadasmudanças de temporização e correções concomitantemente pelocomponente de alinhamento 14 0 a um símbolo precedente ousubseqüente, tal como por exemplo ao símbolo dois nosubconjunto. Dessa forma, diferentes temporizaçãos estãosendo continuamente determinados, em que, em alguns casos,um novo offset de temporização determinado é aplicado a um respectivo símbolo e, em outros casos, um temporizaçãoanterior é aplicado para compensar diferenças detemporização entre os simbolos 130. Deve ser notado que ascorreções de temporização de simbolo podem ocorrer em umapluralidade de combinações. Como exemplo, caso fossemempregados três simbolos, então poderiam ocorrerpotencialmente oito diferentes combinações de ajustes, emque o tempo de um simbolo seria ou mantido ou ajustado emvista dos outros dois membros de simbolo no subconjunto130. Como exemplo, um segundo simbolo pode ter seutemporização corrigido em vista do tempo de um primeirosimbolo e do tempo de um terceiro simbolo. Em outroexemplo, o simbolo um pode ser a j ustado em vista dossimbolos dois e três e assim por diante. Como poderá sernotado, podem ser empregados subconjuntos de simbolo 130 dediferentes números e correções de temporização.

A sincronização de temporização em sistemas demultiportadora inclui a determinação da posição correta deuma janela de amostragem FFT usada para demodular simbolosOFDM. Presumindo-se que o canal equivalente entre otransmissor e o receptor se j a caracterizado por umespalhamento de retardo mais curto do que o comprimento doprefixo ciclico embutido no inicio de cada simbolo, épossivel evitar os aspectos indesej ados da interferênciaentre simbolos (ISI) . Tal pode ser dependente da capacidadedo receptor para recuperar a posição de temporizaçãocorreta a partir da entrada de fluxo de dados. Uma posiçãoideal para posicionamento da janela FFT (também designadocomo amostragem de simbolo) é iniciando a partir daprimeira amostra após o prefixo ciclico. Nos sistemas OFDM,as informações sobre sincronização de temporização podemser extraídas a partir das estimativas de canal. Estaspodem ser obtidas com o auxilio de tons de pilotos, usandoalgum conhecimento preliminar sobre a posição correta deamosiragem. A escolha da sincronização de canal auxiliadapor estimativas é motivada pela observação de que qualqueroffset na posição da janela FFT usada para a estimação decanal resulta no deslocamento apropriado da estimativa.Portanto, a estimativa de tal deslocamento é de um modogeral equivalente a estimar o offset de amostragem. Emmuitos sistemas OFDM, o bloco de sincronização detemporização utiliza a estimativa de canal obtida a partirde simbolo de dados anteriores para calcular o desvio daposição de amostragem ideal e aplica tal offset a símbolosOFDM que chegam.

0 sistema de estimação de canal 100 pode serprojetado de uma forma que lhe permita processar canais comcomprimento de até duas vezes o prefixo ciclico ou mais.Tal pode ser conseguido por escalonamento dos pilotos. Umaspecto inclui um chamado filtro de tempo não causai noreceptor 120, o qual combina as observações de canalprovenientes de pelo menos três símbolos OFDM consecutivosde modo a calcular uma estimativa de canal mais longa, aqual é a seguir usada para demodulação. Caso a unidade desincronização indique que um offset diferente de zero deveser aplicado quando da amostragem do próximo simbolo OFDM,a correspondente observação de canal não estará alinhadacom as duas observações de canal anteriores (uma vez queestas resultaram em uma estimativa de canal não alinhadacom zero)- Dessa forma, a combinação destas trêsobservações pode produzir um resultado distorcido. Oremédio consiste em aplicar a transformação apropriadasobre as duas estimativas de canal anteriores quando ooffset de temporização for diferente de zero, de forma amantê-las alinhadas com a presente.

O que se segue propicia alguns comentáriosmatemáticos introdutórios para observações mais detalhadasque serão apresentadas mais adiante. O k-ésimo simbolo OFDMrecebido no domínio das freqüências pode ser escrito como:Equação 1

Em que:

• P é o número de portadoras pilotos e D é o número dederivações de canal presumidas pelo receptor.

• Os vetores Y, H, w, possuem comprimento P e o ruido wé Gaussiano complexo branco com variância N0.

• A matriz Wpd é a submatriz P x D da matriz DFT nãonormalizada

Em que N é o número total de subportadoras.

• 0 vetor h(k) possui comprimento D e é normalizado paraque

Em que Ep é a energia de simbolo do piloto recebido. Com asdefinições acima é fácil constatar que o valor de canal emcada portadora no dominio das freqüências atende a:

Da equação (1) fica evidente que o número dederivações de canal D < P. No entanto, estimativas de canalmais longas são de um modo geral de se j adas para (a)sincronização fina de temporização - provendoconcomitantemente uma estimativa de canal mais longa eposicionando a janela FFT de modo a maximizar a energiacoletada; e (b) lidar com situações em que o canal possuium espalhamento de retardo maior do que o prefixo ciclico.Para gerar uma estimativa de canal mais longa, um aspectoconsiste de escalonar os pilotos em freqüência através desimbolo OFDM sucessivos, isto é, os Índices de portadoraspilotos são modificados em símbolos OFDM sucessivos. Paramaior simplicidade, pode ser presumido um padrão deescalonamento de dois símbolos: por exemplo, para umsistema FLO exemplar com 96 portadoras de guarda, osíndices de portadoras piloto são {50, 58, . . . , 4042} nossímbolos pares e {54, 62, ..., 4 046} nos símbolos ímpares.De um modo mais geral, caso as portadoras pilotouniformemente espaçadas sej am da forma (N/P)n + n0 nossímbolos pares, elas seriam (N/P)n + n0 + N/(2P) nossímbolos ímpares.

Com tal escalonamento, uma estimativa pode serrecebida com um comprimento de até 2P pelo uso dasobservações de pilotos provenientes de pelo menos doissímbolos OFDM vizinhos. Especificamente, presumindo-se umcanal com 2P derivações no domínio do tempo (e ajustando-sen0 = 2), então:

<formula>formula see original document page 13</formula>

Enquanto

<formula>formula see original document page 13</formula>

Dessa forma, as observações de pilotos nos símbolos pares eímpares podem ser escritas como:

<formula>formula see original document page 13</formula>

Equação 2

<formula>formula see original document page 13</formula>

Em que ^ J« ^ e "actual" e"excess" se referem a derivações que correspondem a 1 = 0,. .., P-l e 1 - P, . . . , 2P-1.Para determinar uma estimativa do canal a partirdas observações na equação (2), uma etapa consiste de usaro critério de minimos quadrados:

<formula>formula see original document page 14</formula>

Equação 3

As estimativas acima incluem os componentes reale em excesso. Uma forma possível de obter a estimativa decanal de 2P derivações completa é:

<formula>formula see original document page 14</formula>

No entanto, este é um caso especial de umaoperação mais geral em que as estimativas no domínio dotempo na equação (3) (obtidas a cada simbolo OFDM) sãomediadas através de múltiplos símbolos OFDM. Esta é a etapade filtragem de tempo da estimação de canal. A filtragem detempo pode ser efetuada individualmente para cada derivaçãono dominio do tempo separadamente e a estimativa resultanteda derivação 1 em qualquer simbolo OFDM m (par ou impar)pode ser escrita como:

Em que Nf e Nb são o número de derivações não causais ecausais, respectivamente. Deve ser notado que, devido aoescalonamento, pode não ser possível filtrar os pilotos nodominio das freqüências e portanto a filtragem de tempo éefetuada no dominio do tempo. Dito de outra forma, a ordemde estimação de minimos quadrados e. filtragem de tempopossivelmente não pode ser intercambiada. Os coeficientesde filtro {<xn} provêem uma compensação entre o ganho devidoà coleta de energia de piloto adicional proveniente desimbolo outros que não o simbolo atual (reduzindo o ruidode piloto) e a perda devido à variação do canal entre ossímbolos (reduzindo o ruido de variação do tempo). Alémdisso, tal como ilustrado acima, uma vez que as estimativasna equação (3) incluem a contribuição dos componentes deretardo em excesso, os coeficientes de filtro de tempopodem ser usados para suprimir também tal contribuição.Antes da filtragem de tempo das estimativas de canalprovenientes de vários simbolos, é importante assegurar queas estimativas de canal estejam alinhadas no tempo, Adescrição que se segue prove um exemplo de meios paradeterminar e efetuar tal alinhamento de temporização paraestimativas de canal coletadas a partir de vários simbolosantes da filtragem de tempo.

As Figuras 2 e 3 e a descrição que se seguepropiciam vários exemplos de como as correções de tempopodem ser efetuadas em um sistema OFDM. Pode ser presumidoque um canal composto real está limitado a M derivações nodomínio do tempo, quais sejam:

<formula>formula see original document page 15</formula>

Além disso, no que se segue, letras em negritodenotam matrizes e vetores. 0 simbolo WK fica reservadopara uma matriz DFT K x K e IK para uma matriz deidentidade de tamanho K. Caso H(z) seja uma função detransferência de canal definida em (1), então usa-se H[k]para denotar sei k° coeficiente DFT (0 < k < K-l), definidopor:

<formula>formula see original document page 15</formula>

Caso K = 4096, os coeficientes (2) correspondem a

ganhos do canal no dominio das freqüências nos tons dasportadoras. De um modo geral, a dimensão da transformada deFourier, K, deve sempre ficar claro pelo contexto.Na descrição que se seque, considere-se osefeitos de amostraqem de simbolo mal colocadas nasobservações de canal. Para estudar tais efeitos, derivar asobservações de canal baseadas em pilotos no entrelaçamentoa, 0 < a < 7, quando o alinhamento de temporização forperfeito, porém o canal for de comprimento M = N = 8P =4096 (neste caso N é o número de subportadoras, P é onúmero de pilotos). Isto dá:

<formula>formula see original document page 16</formula>

Concentrando nos valores de canalentrelaçamento de piloto a, para 0 < 1 < P-l, dá:

<formula>formula see original document page 16</formula>

Note-se que a soma entre chaves representa a DFT de Ppontos da resposta de canal dentro do résimo nicho"alias". Fazendo referência à Figura 2, um diagrama 200identifica oito nichos alias para canais de comprimento N =4096. Os dois termos de correção de fase em (3) são umaconseqüência de (a) considerar um entrelaçamento diferentede zero e (b) se ter menos observações do que derivações decanal, o que resulta em termos alias. Fica claro de (3) queconsiderando-se apenas um entrelaçamento não é possívelidentificar canais de comprimento M > P, devido a tal"aliasing". Tal fato serve como motivação para a técnica deescalonamento de pilotos. Coletando-se equações (3) paradiferentes valores de 1 é provida uma matriz de igualdade:

<formula>formula see original document page 16</formula><formula>formula see original document page 17</formula>

com ^ Uma conclusão é a de que cada

observação de canal da forma (4) consiste não só dasamostras de canal contidas no 0o nicho alias, com ascorreções de fase apropriadas, porém é uma superposição deconteúdo de todos os nichos alias. Seguindo uma notaçãosimilar a de acima, denota-se o vetor à esquerda de (4) porYa(n), em que o indice n denota o instante de tempo em quea observação é coletada e o subscrito denota oentrelaçamento correspondente.

Em um caso, presume-se que a sincronização detemporização seja perfeita, não existindo portanto qualquerdesvio na estimativa de canal. Dito de outra forma, aresposta de impulso de canal estimada em 200 na Figura 2 seinicia com h(0) posicionado na posição 0, tal como mostradoem 210 na Figura 2. lembrando a hipótese de que oespalhamento de retardo máximo corresponde a 102 4 amostras,pode ser concluído que a observação de canal Ya (n) consistedos nichos alias 0 e 1 apenas. Dessa forma, em tal casoideal, tem-se:

<formula>formula see original document page 17</formula>

Denotando-se o vetor das primeiras P derivaçõesdo canal no instante n por HA(n) e as segundas P derivações

por HA (n) , o lado direito em (5) se torna M») + e %K(n)-Portanto, os canais de comprimento 2P podem ser estimados apartir de duas observações consecutivas quando os pilotosocupam os entrelaçamentos 2 e 6 como:

<formula>formula see original document page 17</formula>Tal operação, estendida apenas sobre trêsobservações consecutivas para melhor mediação do ruido, éimplementada em um chamado filtro de tempo não causai, queopera no bloco de estimação de canal. No que se segue, éprovida uma descrição de como tais observações, e portantoa estimativa de canal, são afetadas por erros desincronização de temporização.

A estimativa de canal

<formula>formula see original document page 18</formula>

no momento n ecalculada a partir das observações yai (n-1) y^i (n) , yai (n) e

Yai (n+1) . Com base em h, a unidade de seguimento de tempono modo de dados (DMTT) calcula a posição de amostragemcorreta para o próximo simbolo OFDM. Considere-se que oresultado da sincronização de temporização sugere que aposição de amostragem deve ser modificada, Isto implica emque foi utilizada amostragem imprecisa para obter asobservações de canal anteriores. No que se segue, sãodescritos os prejuizos ou danos resultantes.

Na Figura 2 em 220 são mostrados dois erros detemporização possiveis,que resultam em posições erradas daj anela FFT. A posição de j anela 1 em 230 é designada comoamostragem precoce e leva a uma estimativa de canalretardada - apresentada em 240. note-se que, neste caso, umtotal de três nichos alias consecutivos contêm derivaçõesde canal, o que é refletido na observação de canalalterada.,<earfy)

■te

OA{0)

-hT^A(P-I)

<formula>formula see original document page 19</formula>

De forma similar, no caso de amostragem tardia(posição de janela 2 em 250), é observada uma estimativa decanal adiantada. Ela é suposta iniciar a partir da amostra-x e terminar em 2P - x. No entanto, uma vez que a inserçãode prefixo cíclico em sistemas OFDM transforma convoluçõeslineares para circulares, a estimativa de canal equivalenteé apresentada em 260. novamente, são ocupados três nichosalias circularmente consecutivos: os nichos 7, 0 <observação de canal correspondente é agora:

<formula>formula see original document page 19</formula>

A unidade de rastreamento de tempo deve corrigiros casos de amostragem para os símbolos futuros, porém paraassegurar desempenho sem interrupções do filtro de tempo deestimação de canal, as distorções em observações de canalanteriores devem ser desfeitas.

A seqüência de operações efetuadas pelos blocosde estimação de canal e DMTT é apresentada em 300 na Figura3. Durante a recepção do símbolo n, as observações de canaldos símbolos n-3, n-2en-l estão prontas e aestimativa de canal h(n - 2) é calculada. Neste ponto, umbloco de demodulação pode começar a operar sobre o simbolon - 2. Concomitantemente, a unidade DMTT observa h(n - 2)e, com base no algoritmo para sincronização detemporização, estima a posição de amostragem correta para opróximo simbolo (n + 1).

Vamos supor que um offset de amostragem diferentede zero tenha sido detectado neste momento, isto é, umacorreção de amostragem deve ser aplicada ao simbolo n + 1,ver o diagrama 300. Tal sinal aciona duas outras operações:a rotação cíclica da estimativa de canal atual e a correçãodas observações de canal anteriores. Sem perda degeneralidade, vamos presumir que um offset positivo x tenhasido detectado por DMTT, isto é, a amostragem de simbolo nopassado imediato foi precoce. Isto corresponde a 240 naFigura 2. Note-se que a correção de temporização aplicadanão afeta a computação da estimativa de canal para osimbolo n - 1, que usa observações de piloto dos símbolos n-2, n - 1 e n. Portanto, nenhuma modificação necessita seraplicada para a demodulação de dados do simbolo n - 1.Durante o próximo simbolo OFDM, as observações de canal y(n- 1) , y(n) e y(n + 1) são usadas para calcular h(n) . Notese que y) n + 1) é obtida com o último temporização,enquanto y) n 1) e y (n) estão provavelmente corrompidas.No entanto, a estimativa de canal h(n) que é computada parao simbolo n deve estar de acordo com a j anela detemporização usada para amostrar o n° simbolo. Caso istonão seja feito haverá uma discordância entre os ganhos decanal experimentados pelo n° simbolo e a estimativa decanal h(n) gerada para decodificar os dados no n° simboloOFDM. Portanto, correções apropriadas serão aplicadas a y(n+ 1) para adequar o temporização de simbolo de y(n - 1) ey(n) para gerar h(n).Durante o próximo símbolo OFDM, as observações decanal y(n), y(n + 1) e y(n + 2) serão usadas para gerar aestimativa de canal h(n + 1) para demodular dadosprovenientes de y(n + 1). Note-se que um novo temporizaçãofoi aplicado a partir de y(n + 1) de forma a que y(n + 1) ey(n + 2) cheguem com o mesmo temporização, enquanto y(n)chega com um temporização diferente. Uma vez que aestimativa de canal h(n + 1) é gerada para demodular y(n +1), deve ser assegurado que h(n + 1) porta o temporizaçãousado para y(n + 1). Portanto, correções de temporizaçãoserão aplicadas a y(n) para estar de acordo com otemporização de y(n + 1) e y(n + 2) para gerar h(n + 1).Dessa forma, é presumido que as estimativas de canal de h(n+ 2) em diante estejam alinhadas com zero, até que opróximo desvio de canal leve a unidade DMTT a reagir. Anatureza das correções de temporização a serem aplicadasjuntamente com as operações envolvidas para amostragemrelativa precoce e tardia de símbolo OFDM é apresentada aseguir.

Uma transformação de volta a uma forma desejada édada pelas seguintes matrizes (a seguir, a denota oentrelaçamento de piloto)

<formula>formula see original document page 21</formula>

Note-se que a correção de amostragem precoce em xamostras sobre yaearly(n) é facilmente implementadaefetuando-se primeiramente um deslocamento cíclico para adireita de x amostras sobre yaearly(n) e a seguirmultiplicando-se as primeiras x amostras (aquelas quesobrarão) por e3 - De forma similar, a correção de

amostragem tardia em x amostras sobre yalate (n) pode serimplementada efetuando-se primeiramente um deslocamentocíclico para a esquerda de x amostras sobre yalate (n) e aseguir multiplicando-se as últimas x amostras (aquelas quesobrarão) por ej27ta/8.

Tais transformações eqüivalem a um simplesdeslocamento ciclico seguido por uma multiplicação complexaconstante aplicada sobre uma porção das amostras. Aseqüência de operações é resumida como se segue:

1. Caso o offset provido pela unidade DMTT seja x >0 durante o simbolo OFDM (n + 1) :

■ Iniciar a amostragem do próximo simbolo OFDM, n+2, comatraso de x amostras.

■ Para obter a estimativa de canal h(n+1) para o simbolon+1, deslocar ciclicamente as observações de canalfuturas a partir de y(n+2) por x amostras para adireita e aplicar a correção de amostragem precoce talcomo dada pela equação (8) acima.

■ Para obter a estimativa de canal h(n+2) para o simbolon+2, deslocar ciclicamente as observações de canalanteriores y(n+12) por x amostras para a esquerda eaplicar a correção de amostragem tardia tal como dadapela equação (9) acima.

2. Caso contrário, se o offset provido pela unidadeDMTT for x < 0:

■ Iniciar a amostragem do próximo simbolo OFDM, n+2, xamostras mais cedo.

■ Para obter a estimativa de canal h(n+l) para o simbolon+1, deslocar ciclicamente as observações de canalfuturas a partir de y(n+2) em x amostras para aesquerda e aplicar a correção de amostragem tardia talcomo dada na equação (9) acima.Para obter a estimativa de canal h(n+2) para o simbolon+2, deslocar ciclicamente as observações de canalanteriores y(n+l) em x amostras para a direita eaplicar a correção de amostragem precoce tal como dadana equação (8) acima.

Note-se que mesmo que a descrião acima sejaefetuada usando-se um exemplo de um filtro de tempo nãocausai com uma derivação não causai, a técnica descrita éde escopo bem geral e pode ser facilmente estendida para umfiltro de tempo de qualquer comprimento. No exemplo acima,foi também presumido que somente um simbolo está fora desincronia e portanto deve ser alinhado com os outrossímbolos. Em um caso mais geral, todos os símbolosprocessados pelo algoritmo de estimação de canal chegariamcom diferentes temporizaçãos de simbolo. 0 conceito acimade correção de amostragem precoce e amostragem tardia seráentão aplicado a cada simbolo com um argumento dado pelocorrespondente offset de temporização. Em particular, deveser assegurado que o temporização de todas as observaçõesde canal usadas para processamento devem estar de acordocom o temporização usado para gerar as amostras para osimbolo OFDM que deve ser decodificado.

Ao final do conjunto acima de operações, asestimativas de canal estão todas alinhadas no tempo parapermitir a filtragem de tempo das estimativas de canal nodominio do tempo. Presumindo-se que não exista qualquerespalhamento de retardo em excesso (ver comentários maisadiante) e que o canal está truncado para P derivações, aperda com a estimação de canal pode ser analisada.

A Figura 4 ilustra um exemplo das consideraçõesde correção de tempo 400. Em 410, as correções de tempo sãoconsideradas em vista de pouco ou nenhum excesso deespalhamento de retardo para os simbolos transmitidos. Paraum dado conjunto de coeficientes {an}, a perda de SNR daestimação de canal perfeita pode ser dada por:

<formula>formula see original document page 24</formula>

Equação 4

Pode ser presumido que a amostragem (D = P) e Edenota a energia de simbolo de dados. Os parâmetros r e a2hestão relacionados aos coeficientes de filtro de tempo e àvariação do canal através dos símbolos:

<formula>formula see original document page 24</formula>

em que R (n) é a função de correlação de cadaderivação de canal, com o argumento normalizado para o

intervalo de simbolo OFDM TS. Para o modelo Jakes comfreqüência Doppler fd,

SNReff inclui o efeito de ICI devida a Doppler eestá relacionada à SNR real por:

em que a2iCi pode ser derivado exatamente para umdado espetro Doppler. Para o espectro Jakes, um limitesuperior restrito é dado por:

em que TFFT é a duração da FFT (não incluindo oprefixo ciclico).

Passando a 420 na Figura 4, é considerada aseleção do filtro não causai. O potencial e desempenho dafiltragem de tempo FIR causai (Nf = 0) das estimativas decanal foram estudados em detalhes. As derivações de filtroforam otimizadas usando-se o método MMSE robusto, bem comoa técnica de regressão linear generalizada. Porém acompensação analítica, bem como os resultados de simulação,mostraram que pode não ser possível obter um ganho"razoável" em relação a nenhuma filtragem de tempo para atotalidade da faixa de velocidades (até 120 km/h) eeficiências espectrais (< 2 bps/Hz) que estão sendocolimadas atualmente. Tais resultados apontaram aslimitações do uso de um filtro causai.

Uma melhor compensação pode ser conseguida se forutilizado um filtro não causai. O uso de mais de umaderivação não causai pode ser proibitivo em termos dedemandas de armazenamento em buffer, portanto uma derivaçãonão causai pode ser preferida. No entanto, mais de uma podeser empregada. Para maior simplicidade é empregado umsímbolo anterior, dando um total de três derivações para ofiltro de tempo. Para obter uma estimativa não tendenciosade canais estáticos, uma restrição é a de que:

<formula>formula see original document page 25</formula>

Além disso, por simetria da correlação de canalao longo do tempo pesos substancialmente iguais devem ser

aplicados para os símbolos OFDM passados e futuros, a_i =oti. Sob tais restrições, a escolha do coeficiente do filtronão causai se reduz à escolha de um parâmetro = a derivaçãocentral a0. Usando a equação 4 acima, a0 pode ser variadapara prover uma compensação entre a perda estática e aperda em alta velocidade. Fazendo breve referência à Figura5, a compensação com o filtro MMSE de 4 derivações de umfiltro não causai de 3 derivações é comparada através dográfico 500, em uma SNR de operação de 20 dB e utilizando aequação 4. Para o filtro não causai, a região de interesseé então a linha inferior a partir de (3, 3) , quecorresponde a nenhuma filtragem de tempo, até (1,25, 1,4),que corresponde a se ter pesos iguais para os trêssímbolos. Da Figura 3 pode ser visto que o filtro nãocausai é resistente a variações de tempo em altasvelocidades e propicia uma melhor compensação do que ofiltro causai MMSE. Além disso, pode parecer melhor fazertodas as três derivações do filtro não causai iguais a 1/3,uma vez que ele minimiza a perda nos canais estáticos e talperda permanece quase a mesma em canais de alta velocidade.No entanto, deve-se considerar também o efeito do excessode espalhamento de retardo na escolha do pesos de derivação

ao: resistência ao excesso de espalhamento de retardo nocanal.

Voltando a 430 da Figura 4, serão descritasconsiderações quanto ao excesso de retardo. Uma vez que ocanal está sendo criticamente amostrado a 512 pilotos acada símbolo OFDM no dominio das freqüências, as derivaçõesde canal no dominio do tempo além de 512 passam para asprimeiras 512 derivações. Portanto, na presença de excessode espalhamento de retardo, a ja derivação de canal nodominio do tempo observada pode ser escrita (para k epiloto pares no entrelaçamento 2) como:

<formula>formula see original document page 26</formula>

Além disso, quando os pilotos são escalonados porquatro portadoras através de sucessivos símbolos OFDM, ocanal observado nos símbolos OFDM futuros e passados podeser escrito como:

<formula>formula see original document page 26</formula>

Portanto, com o filtro não causai, a estimação de canalperfeita se torna:

<formula>formula see original document page 26</formula>

Equação 5Para o caso de um canal estático, os canais reale em excesso são independentes de k e a saida do filtro ésimplificada para hiactual-(2a0-l) hiexcess.

É desejável eliminar a contribuição de retardo emexcesso para o canal observado e estimar o canal realisoladamente. Isto pode ser conseguido fazendo-se a0 iguala 1/2 em lugar de 1/3. Outra questão é a de como o filtronão causai lidará com variações de tempo no canal emexcesso. No entanto, a variação do canal em excesso éaproximada como sendo linear ao longo dos três símbolos,fica evidente que qualquer escolha simétrica de derivaçõesirá também eliminar a variação de tempo no canal emexcesso. Da descrição acima, uma escolha de {0,25, 0,5,0,25} para as derivações não causais remove a variação detempo no canal real, qualquer reinicio ciclico dederivações do canal com excesso de retardo e quaisquervariações de tempo em tais derivações com excesso. Umaquestão na escolha de tais derivações em lugar dederivações iguais consiste de um aumento na perda estáticade 1,25 dB para 1,38 dB, a qual é bem pequena. Portanto, umfiltro de três derivações é adotado, com coeficientes de{0,25, 0,5, 0,25}, para a geração de resultados de erro depacotes codificados na próxima seção.

Passando a 440 da Figura 4, são comentadasconsiderações sobre a energia para otimização de uma razãode energia de dados para piloto. A descrição acima presumiuque a energia de simbolo de dados é aproximadamente a mesmaque a energia de simbolo pilotos. Sob a restrição de que aenergia total de piloto + dados é fixa, uma maior energiade simbolo piloto leva a melhor estimação de canal (ouruido de piloto mais baixo), ao custo de SNR de simbolo dedados mais baixa (ruido de dados mais alto) . A razão podeentão ser escolhida para otimizar a compensação. Para umcanal estático, a compensação pode ser otimizadaanaliticamente e a melhoria em relação ao caso em que arazão de energia não é otimizada é:

<formula>formula see original document page 28</formula>

0 termos entre as chaves é a perda estática apósa energia de dados para piloto ser otimizada. Para o filtronão causai, tal melhoria é igual a cerca de 0,16 dB.

As Figuras 6 a 9 ilustram exemplos de simulaçõespara um processo de correção de temporização. Os resultadosde simulação são apresentados para QPSK / 16 QAM comcodificação de taxa 1/2 (portanto eficiências espectrais de1 bps/Hz e 2 bps/Hz) e canais de baixa / alta velocidade.Para baixas velocidades, o modelo de canal ATSC repetidofoi considerado com um segundo agrupamento / cluster 5 dBabaixo do cluster principal e em um retardo de 4 0 |is. Omodelo de canal ATSC possui um forte componente especularque é essencialmente estático e presume-se que oscomponentes de Rayleigh dos canais se atenuam com umavelocidade de 20 km/h. Para altas velocidades, perfis PEDBrepetidos são usados com o mesmo retardo de cluster de 4 0p,s e uma diferença de potência de 5 dB. Todas astraj etórias no canal "PEDB" estão com fading / atenuaçãoRayleigh a uma velocidade de 120 km/h. Para os resultados,pode ser presumido que existem 96 portadoras de guarda e ainterpolação no domínio das freqüências presume que osvalores de canal nos pilotos de guarda são iguais ao valorde canal no piloto transmitido mais próximo.

Os resultados nas Figuras 6 a 9 incluem o efeitode ICI devida à variação de canal dentro de um simboloOFDM. A ICI deve ser incluída na estimativa de variância deruido que é usada no cálculo da LLR. É usado um algoritmode estimação de variância de ruido real. Além disso, éusada uma técnica de limitação para reduzir o ruido de

<formula>formula see original document page 28</formula>piloto, com um limite de 0,1. A limitação é efetuada após aoperação de filtragem de tempo no domínio do tempo.

As Figuras 6 e 7 apresentam o desempenho demodulações QPSK e 16-QAM em um canal de fading lento com umperfil ATSC. Pode ser visto que o filtro não causai de trêsderivações resulta em um ganho de cerca de 1,6 dB comparadoao caso de nenhuma filtragem de tempo em ambos os caso comum canal de fading lento. Os resultados de desempenho naFigura 8 e na Figura 9 em altas velocidades confirmam que ofiltro não causai realmente cancela as variações de tempona leitura do canal para uma estimativa de canal que éresistente ao erro de variação de tempo. A resistência dofiltro não causai é mais pronunciada quando comparada aodesempenho de um filtro causai (tal como MMSE resistentepor exemplo) em uma situação de alta velocidade. A Figura 9mostra o desempenho de QPSK com código de taxa 1/2 em umperfil de canal pedB repetido a uma velocidade de 300 km/hcorrespondente a um Doppler de cerca de 195 Hz.

A Figura 10 ilustra um processo de correção detemporização 1000 para sistemas sem fio. Apesar, com opropósito de simplicidade da explanação, de a metodologiaser apresentada e descrita na forma de uma série ou númerode ações, deve ficar claro e ser notado que os processosaqui descritos não estão limitados pela ordem das ações,uma vez que algumas ações podem ocorrer em ordensdiferentes e/ou concomitantemente com outras ações,daquelas apresentadas e aqui descritas. Como exemplo, ostécnicos na área notarão que uma metodologia poderia seralternativamente representada como uma série de estados oueventos inter-relacionados, tal como em um diagrama deestado. Além disso, nem todas as ações ilustradas podem sernecessárias para a implementação de uma metodologia deacordo com as metodologias em questão aqui descritas.

Passando a 1010, um subconjunto de símbolo érecebido por um receptor sem fio. Em 1020, símbolos dentrodo subconj unto de símbolo recebido são corrigidos no tempocom relação a cada simboio no subconjunto empregado para acorreção de temporização. Após o alinhamento inicial entreos símbolos em 1020, alinhamentos ou ajustes de simboiosubseqüentes são determinados em 1030 onde são determinadospadrões de temporização novos e antigos. Em 104 0 e duranteo processo de demodulação de simboio recebidos no receptorsem fio, padrões de temporização antigos ou novos sãoaplicados para corrigir um simboio enquanto um simboioatual está sendo demodulado de acordo com outraconsideração de tempo. Como foi acima mencionado, umsubconj unto de derivações de filtro pode ser selecionadopara efetuar a sincronização de tempo para símbolos dentrodo contexto de um módulo de filtro de tempo em um bloco deestimação de canal. Dessa forma, como foi acima mencionado,enquanto se demodula um simboio atual que pode ser o n-ésimo simboio no subconjunto (n sendo um número inteiro),mudanças e correções de temporização podem ser aplicadasconcomitantemente a um simboio precedente ou subseqüente nosubconjunto, por exemplo. Padrões de temporização novos ouanteriores podem ser determinados, em que em alguns casosum novo tempo determinado é aplicado a um respectivosimboio e, em outros casos, um temporização anterior éaplicado para compensar diferenças de temporização entre umsimboio e o restante dos membros do subconjunto.

A Figura 11 ilustra exemplos de camadas de rede1100 para um sistema sem fio. Um modelo de referência deprotocolo de interface aérea apenas de link direto (FLO) éapresentado na Figura 11. De um modo geral, a especificaçãode interface aérea FLO cobre protocolos e serviçoscorrespondentes à OS 16 possuindo camadas 1 (camada fisica)e camada 2 (camada de link de dados). A camada de link dedados é adicionalmente subdividida em duas subcamadas,quais sejam a subcamada de acesso a meio (MAC) e asubcamada de fluxo. As camadas superiores podem incluir acompressão de conteúdo multimídia, controle de acesso amultimídia, juntamente com conteúdo e formatação deinformações de controle.

A especificação de interface aérea FLOtipicamente não especifica as camadas superiores parapermitir flexibilidade de proj eto no suporte de váriosaplicativos e serviços. Tais camadas são apresentadas paraprover contexto. A camada de fluxo inclui multiplexações deaté três correntes de camadas superiores em um canallógico, ligação de pacotes de camada superior a fluxos paracada canal lógico, e prove funções de empacotamento egerenciamento de erro residual. As características ourecursos da camada de controle de acesso ao meio (MAC)incluem acesso de controles à camada fisica, efetua omapeamento entre canais lógicos e canais fisicos,multiplexa canais lógicos para transmissão através do canalfisico, demultiplexa canais lógicos no dispositivo móvele/ou impõe exigências de qualidade de serviço (QOS). Ascaracterísticas da camada fisica incluem o provimento deestrutura de canal para o link direto e definição deexigências de freqüência, modulação e codificação.

De um modo geral, a tecnologia FLO utiliza amuitiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM), aqual é também utilizada por DAB (Digital AudioBroadcasting) 7, DVB-T (Terrestrial Digital VideoBroadcasting) 8 e ISDB-T (Terrestrial Integrated ServicesDigital Broadcasting). De um modo geral, a tecnologia OFDMpode atingir elevada eficiência espectral, efetivamenteatendendo concomitantemente às exigências de mobilidade emuma SFN de célula ampla. Além disso, a OFDM pode lidar comlongos retardos de múltiplos transmissores com umcomprimento adequado de prefixo ciclico, um intervalo deguarda sendo adicionado à frente do símbolo (o qual é umacópia da última parte do símbolo de dados) para facilitar aortogonalidade e reduzir a interferência entre portadoras.Enquanto o comprimento de tal intervalo for maior do que oretardo de canal máximo, as reflexões de símbolo anterioressão removidas e a ortogonalidade é preservada.

A Figura 12 é uma ilustração de um dispositivo deusuário 1200 que é empregado em um ambiente de comunicaçãosem fio, de acordo com um ou mais aspectos aqui descritos.O dispositivo de usuário 1200 compreende um receptor 1202que recebe um sinal proveniente, por exemplo, de uma antenade recepção (não é mostrada) e efetua ações tipicas em si(por exemplo, filtra, amplifica, converte descendentemente,etc. ) sobre o sinal recebido e digitaliza o sinalcondicionado para a obtenção de amostras. O receptor 1202pode ser um receptor não linear. Um processador 1206 podeser provido para sincronização de temporização e estimaçãode canal. Um componente de canal FLO 1210 é provido paraprocessar sinais FLO tal como acima descrito. O processador120 6 pode ser um processador dedicado para analisarinformações recebidas pelo receptor 1202. O dispositivo deusuário 1200 pode compreender adicionalmente uma memória1208 que está operacionalmente acoplada ao processador 1206e que armazena informações e instruções relacionadas àsmodalidades aqui descritas.

Será notado que os componentes de armazenamentode dados (por exemplo, memórias) aqui descritos podem sermemórias voláteis ou memórias não voláteis, ou podemincluir tanto memórias voláteis como não voláteis. Comoexemplo, mas não limitação, a memória não volátil podeincluir uma memória apenas para leitura (ROM), ROMprogramável (PROM), ROM eletricamente programável (EPROM),ROM eletricamente apagável (EEPROM), ou memória flash. Amemória volátil pode incluir uma memória de acessoaleatório (RAM), que atua como uma memória cache externa.Como exemplo, mas não limitação, a RAM está disponível emvárias formas, tais como RAM sincrona (SRAM), RAM dinâmica(DRAM), DRAM sincrona (SDRAM), SDRAM de taxa de dados dupla(DDR SDRAM), SDRAM ampliada (ESDRAM), DRAM Synchlink (SL-DRAM) e RAM de barramento de RAM direta (DRRAM) . A memória1208 dos sistemas e métodos em questão tenciona incluir,sem ficar limitada a, estes e outros tipos adequados dememória. O dispositivo de usuário 1200 compreende também ummonitor de fundo / background 1214 para processamento dedados FLO.

A Figura 13 ilustra um exemplo de um sistema 1300que compreende uma estação base 1302 com um receptor 1310que recebe sinais provenientes de um ou mais dispositivosde usuário 1304 através de uma pluralidade de antenas derecepção 1306, e um transmissor 1324 que transmite para osum ou mais dispositivos de usuário 1304 através de umaantena de transmissão 1308. O receptor 1310 pode receberinformações provenientes de antenas de recepção 1306 e estáoperacionalmente associado a um demodulador 1312 quedemodula informações recebidas. Os símbolos demodulados sãoanalisados por um processador 1314 que é similar aoprocessador acima descrito e que está acoplado a umamemória 1316 que armazena informações relacionadas ahierarquias de usuários, tabelas de consulta a elasrelacionadas e/ou quaisquer outras informações adequadasrelacionadas à execução das várias ações e funções aquidescritas. O processador 1314 também está acoplado a umcomponente de canal FLO 1318 que facilita o envio deinformações FLO a um ou mais respectivos dispositivos deusuário 1304.

Um modulador 1322 pode multiplexar um sinal paratransmissão por um transmissor 1324 através da antena detransmissão 1308 para dispositivos de usuário 1304. Ocomponente de canal FLO 1318 pode anexar informações a umsinal relacionado a um fluxo de dados atualizado para umdado fluxo de transmissão para comunicação com umdispositivo de usuário 1304, que pode ser transmitida parao dispositivo de usuário 1304 para prover uma indicação deque um novo canal ideal foi identificado e confirmado.Dessa forma, a estação base 1302 pode interagir com umdispositivo de usuário 1304 que prove informações FLO eemprega um protocolo de decodificação em conj unto com umreceptor não linear.

A Figura 14 apresenta um sistema de comunicaçãosem fio 1400 exemplar. O sistema de comunicação sem fio1400 apresenta uma estação base e um terminal para maiorbrevidade. No entanto, deve ser notado que o sistema podeincluir mais de uma estação base e/ou mais de um terminal,em que estações base e/ou terminais adicionais podem sersubstancialmente similares ou diferentes para a estaçãobase e terminal exemplares descritos a seguir.

Fazendo agora referência à Figura 14, através deum downlink, no ponto de acesso 14 05, um processador dedados de transmissão (TX) 1410 recebe, formata, codifica,intercala e modula (ou mapeia para simbolos) dados detráfego e prove simbolos de modulação ("simbolos dedados"). Um modulador de simbolo 1415 recebe e processa ossimbolos de dados e simbolos piloto e prove um fluxo desimbolo. Um modulador de simbolo 142 0 multiplexa simbolosde dados e de piloto e os prove para uma unidadetransmissora (TMTR) 1420. Cada simbolo de transmissão podeser um simbolo de dados, um simbolo piloto, ou um valor desinal de zero. Os simbolos piloto podem ser enviadoscontinuamente em cada periodo de simbolo. Os simbolospiloto podem ser multiplexados por divisão de freqüência(FDM), multiplexados por divisão de freqüência ortogonal(OFDM), multiplexados por divisão de tempo (TDM),multiplexados por divisão de freqüência (FDM), oumultiplexados por divisão de código.

A TMTR 1420 recebe e converte o fluxo de simbolopara um ou mais sinais analógicos e condicionaadicionalmente (por exemplo, amplifica, filtra e converteascendentemente em freqüência) os sinais analógicos paragerar um sinal de downlink adequado para transmissãoatravés do canal sem fio. 0 sinal de downlink é a seguirtransmitido através de uma antena 1425 para os terminais.No terminal 1430, uma antena 1435 recebe o sinal dedownlink e prove um sinal recebido para uma unidadereceptora ou receptora (RCVR) 1440. A unidade receptora1440 condiciona (por exemplo, filtra, amplifica e converteascendentemente em freqüência) o sinal recebido edigitaliza o sinal condicionado para a obtenção deamostras. Um demodulador de símbolo 1445 demodula e provesímbolos piloto recebidos para um processador 14 50 paraestimação de canal. O demodulador de simbolo 14 4 5 tambémrecebe uma estimativa de resposta de freqüência para odownlink a partir do processador 1450, efetua a demodulaçãode dados sobre os símbolos de dados recebidos para aobtenção de estimativas de simbolo de dados (que sãoestimativas dos símbolos de dados transmitidos), e prove asestimativas de simbolo de dados para um processador dedados RX 1455, o qual demodula (isto é, demapeia símbolos),deintercala e decodifica as estimativas de simbolo de dadospara recuperar os dados de tráfego transmitidos. Oprocessamento pelo demodulador de simbolo 1445 eprocessador de dados RX 14 55 é complementar aoprocessamento pelo modulador de simbolo 1415 e processadorde dados TX 1410, respectivamente, no ponto de acesso 1405.

Através do uplink, um processador de dados TX1460 processa dados de tráfego e prove símbolos de dados.Um modulador de simbolo 1465 recebe e multiplexa ossímbolos de dados com símbolos piloto, efetua a modulação eprove um fluxo de simbolo. Uma unidade transmissora 1470 aseguir recebe e processa o fluxo de simbolo para gerar umsinal de uplink, o qual é transmitido pela antena 1435 parao ponto de acesso 1405.

No ponto de acesso 1405, o sinal de uplinkproveniente do terminal 1430 é recebido pela antena 1425 eprocessado por uma unidade receptora 14 7 5 para obtenção deamostras, Um demodulador de simbolo 1480 a seguir processaas amostras e prove símbolos piloto recebidos e estimativasde simbolo de dados para o uplink. Um processador de dadosRX 1485 processa as estimativas de simbolo de dados pararecuperar os dados de tráfego transmitidos pelo terminal14 30. Um processador 14 90 efetua a estimação de canal paracada terminal ativo que transmite através do uplink.Múltiplos terminais podem transmitir o pilotoconcomitantemente através do uplink através de seusrespectivos conjunto designados de sub-bandas piloto, emque os conj untos de sub-bandas piloto podem serentrelaçados.

Os processadores 1490 e 1450 dirigem (porexemplo, controlam, coordenam, gerendam, etc. ) a operaçãono ponto de acesso 1405 e terminal 1430, respectivamente.Os respectivos processadores 1490 e 1450 podem estarassociados a unidades de memória (não são mostradas) quearmazenam códigos de programas e dados. Os processadores1490 e 1450 podem também efetuar computações para derivarestimativas de freqüência e resposta de impulso para ouplink e o downlink, respectivamente.

Para um sistema de múltiplo acesso (por exemplo,FDMA, OFDMA, CDMA, TDMA, etc), múltiplos terminais podemtransmitir concomitantemente através do uplink. Para talsistema, as sub-bandas piloto podem ser compartilhadasentre diferentes terminais. As técnicas de estimação decanal podem ser usadas nos casos em que as sub-bandaspiloto para cada terminal abrangem toda a banda de operação(exceto possivelmente pelas bordas da banda). Tal estruturade sub-bandas piloto seria desejável para a obtenção dediversidade de freqüência para cada terminal. As técnicasaqui descritas podem ser implementadas por vários meios.Como exemplo, tais técnicas podem ser implementadas emhardware, software, ou uma combinação de tais. Para umaimplementação em hardware, as unidades de processamentousadas para estimação de canal podem ser implementadasdentro de um ou mais circuitos integrados de aplicaçãoespecifica (ASICs), processadores de sinais digitais(DSPs), dispositivos processadores de sinais digitais(DSPDs), dispositivos lógicos programáveis (PLDs), arranjosde porta programáveis em campo (FPGAs), processadores,controladores, micro controladores, microprocessadores,outras unidades eletrônicas proj etadas para efetuar asfunções aqui descritas, ou uma combinação de tais. Comsoftware a implementação pode ocorrer por meio de módulos(por exemplo, procedimentos, funções e assim por diante)que efetuam as funções aqui descritas. Os códigos desoftware podem ser armazenados em unidades de memória eexecutadas pelos processadores 1490 e 1450.

Para uma implementação em software, as técnicasaqui descritas podem ser implementadas por meio de módulos(por exemplo, procedimentos, funções e assim por diante)que efetuam as funções aqui descritas. Os códigos desoftware podem ser armazenados em unidades de memória eexecutadas por processadores. A unidade de memória pode serimplementada no interior do processador ou externamente aoprocessador, caso este em que ela pode estar acoplada emcomunicação com o processador através de váriosdispositivos como é do conhecimento dos técnicos na área.

O que foi acima descrito inclui modalidadesexemplares. Não é, naturalmente, possível descrever cadacombinação concebivel de componentes ou metodologias com opropósito de descrever as modalidades, porém os técnicos naárea notarão que várias outras combinações e permutaçõessão possíveis. Assim sendo, tais modalidades se destinam aenglobar todas estas alterações, modificações e variaçõesque se insiram no espirito e escopo das reivindicaçõesanexas. Ademais, no grau em que é usado o termo "inclui",seja na descrição detalhada ou nas reivindicações, taltermo tenciona a ser inclusivo de uma maneira similar aotermo "compreende", tal como "compreende" é interpretadoquando empregado na forma de uma palavra de transição emuma reivindicação.

Claims (30)

1. Um método de correção de temporização paraum sistema de comunicação, compreendendo:alinhar o temporização de simbolo de dois ou maissimbolos com relação uns aos outros a partir de umsubconjunto de simbolo para compensar diferenças detemporização entre os simbolos; eobter uma estimativa de canal com base nossimbolos a partir do subconjunto de simbolo, em que um oumais simbolos foram alinhados no tempo.

2. 0 método, de acordo com a reivindicação 1,empregando a estimativa de canal para gerar informações decorreção de temporização para os simbolos no subconjunto ousimbolos fora do subconjunto.

3. 0 método, de acordo com a reivindicação 1,empregando a estimativa de canal para demodular dadoscontidos nos simbolos provenientes do subconj unto ousimbolos fora do subconjunto.

4. 0 método, de acordo com a reivindicação 1,compreendendo também demodular um primeiro simbolo enquantose corrige o temporização de um simbolo subseqüente ousimbolo anterior ao primeiro simbolo.

5. 0 método, de acordo com a reivindicação 1,compreendendo também efetuar uma estimativa de canal decomprimento 2P, em que P é um número inteiro de portadoraspilotos.

6. O método, de acordo com a reivindicação 5,compreendendo também empregar observações de pilotosprovenientes de pelo menos dois simbolos vizinhos paradeterminar correções de temporização.

7. 0 método, de acordo com a reivindicação 1,compreendendo também determinar uma ou mais derivações defiltro de tempo para gerar uma estimativa de canal que éusada para demodulação de dados e determinar correções detemporização.

8. O método, de acordo com a reivindicação 1,compreendendo também efetuar um critério de mínimosquadrados para determinar uma estimativa de canal.

9. 0 método, de acordo com a reivindicação 8,compreendendo também determinar componentes reais e emexcesso para a estimativa de canal.

10. O método, de acordo com a reivindicação 8,compreendendo também mediar estimativas de canal no domíniodo tempo através de múltiplos símbolos.

11. O método, de acordo com a reivindicação 1,compreendendo também determinar um ou mais coeficientes defiltro de tempo para estimativa de canal.

12. Um módulo de estimativa de canal para umreceptor sem fio, compreendendo:um componente de filtro de tempo para processarum subconjunto de simbolo recebido em uma rede apenas delink direto; eum componente de alinhamento para aj ustar otemporização entre símbolos no subconjunto de simbolo epara ajustar o temporização de pelo menos um simbolo comrelação a outros membros de simbolo no subconjunto enquantodemodula um simbolo atual.

13. O módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também um componente para determinar umarazão de sinal para ruido para uma estimativa de canal.

14. O módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também um componente para determinar aenergia de simbolo.

15. O módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também um componente para determinarparâmetros relacionados a coeficientes de filtro de tempo ea variação de canal através dos símbolos.

16. O módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também um componente para determinar umafreqüência Doppler.

17. O módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também pelo menos um filtro não causai paragerar uma estimativa de canal para demodulação de dados ecorreção de temporizaçao.

18. 0 módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também um componente para determinar oexcesso de espalhamento de retardo.

19. 0 módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também pelo menos três derivações de filtrono dominio do tempo para gerar demodulação de dados deestimativa de canal e correção de temporizaçao.

20. O módulo, de acordo com a reivindicação 19,compreendendo também ajustar as derivações para valores de{0,25, 0,5 e 0,25, respectivamente}.

21. O módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também um componente para otimizar uma razãode energia de dados para piloto.

22. O módulo, de acordo com a reivindicação 12,compreendendo também um meio para leitura por máquinapossuindo instruções para leitura por máquina nelearmazenadas para executar o componente de filtro de tempoou o componente de alinhamento.

23. Um componente de correção de tempo para umreceptor sem fio, compreendendo:dispositivos para receber um subconjunto desimbolo em um broadcast OFDM;dispositivos para filtrar o subconjunto desimbolo;dispositivos para alinhar símbolos dentro dosubconj unto; edispositivos para alinhar um ou mais símbolos emvista de uma demodulação atual do subconjunto de simbolo.

24. Um meio para leitura por máquina, possuindoinstruções executáveis por máquina nele armazenadas,compreendendo:receber um subconjunto de símbolo em um broadcastapenas de link direto;decodificar o subconjunto de simbolo;determinar uma correção de tempo para símbolosdentro do subconjunto; eajustar o temporização para um simbolo duranteuma demodulação atual e de acordo com a correção de tempo.

25. Um meio para leitura por máquina, possuindouma estrutura de dados nele armazenada, compreendendo:receber um subconjunto de simbolo em uma rede semfio; edesignar pelo menos três estruturas de derivaçãode filtro ' não causais para ajustar diferenças detemporização dentro do subconjunto de simbolo.

26. Um equipamento de comunicação sem fio,compreendendo:uma memória que inclui um componente paradeterminar correções de tempo para um subconj unto desimbolo recebido; epelo menos um processador associado com umreceptor que decodifica pelo menos um simbolo atualenquanto aj usta o temporização para outro simbolo nosubconjunto de simbolo.

27. Um método para efetuar sincronização detempo em um ambiente de comunicações, compreendendo:determinar correções de temporização a seremaplicadas com operações baseadas na amostragem relativaprecoce ou tardia de simbolo OFDM; eefetuar uma correção de amostragem com base emparte na amostragem precoce ou tardia de simbolo OFDM.

28. 0 método, de acordo com a reivindicação 27,compreendendo também pelo menos uma das seguintes equaçõespara efetuar a correção de amostragem:correção de amostragem precoce:<formula>formula see original document page 6</formula>correção de amostragem tardia: J

29. 0 método, de acordo com a reivindicação 28,a correção de amostragem precoce compreendendo tambémefetuar um deslocamento ciclico à direita de x amostrassobre um valor yaearly(n) e a seguir multiplicar as primeirasx amostras obtidas após o deslocamento ciclico por e^2na/Q,a correção de amostragem tardia compreendendo tambémefetuar um deslocamento ciclico à esquerda de x amostrassobre um valor yalate(n) e a seguir multiplicar as últimas xamostras obtidas após o deslocamento ciclico por e^2m/8.

30. O método, de acordo com a reivindicação 28,