BRPI0609490A2 - circuito de comutação e método de comutação de circuito transistorizado - Google Patents

circuito de comutação e método de comutação de circuito transistorizado Download PDF

Info

Publication number
BRPI0609490A2
BRPI0609490A2 BRPI0609490-2A BRPI0609490A BRPI0609490A2 BR PI0609490 A2 BRPI0609490 A2 BR PI0609490A2 BR PI0609490 A BRPI0609490 A BR PI0609490A BR PI0609490 A2 BRPI0609490 A2 BR PI0609490A2
Authority
BR
Brazil
Prior art keywords
diode
transformer
switching device
energy storage
storage capacitor
Prior art date
Application number
BRPI0609490-2A
Other languages
English (en)
Inventor
Thomas G Lee
Original Assignee
Thermatool Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thermatool Corp filed Critical Thermatool Corp
Publication of BRPI0609490A2 publication Critical patent/BRPI0609490A2/pt

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/168—Modifications for eliminating interference voltages or currents in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/523—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

CIRCUITO DE COMUTAçãO E MéTODO DE COMUTAçãO DE CIRCUITO TRANSISTORIZADO. Um circuito de comutação de transistor utiliza um transformador em série com o dispositivo de comutação de circuito pelo qual a energia inicialmente armazenada no primário do transformador é recuperada no conjunto de circuito ressonante conectado com o secundário do transformador para transferência da energia para a carga quando o dispositivo de comutação não está conduzindo.

Description

"CIRCUITO DE COMUTAÇÃO E MÉTODO DE COMUTAÇÃO DE CIRCUITO TRANSISTORIZADO"
Campo da Invenção
A presente invenção trata de um circuito de comutação de transistor que tem perdas de circuito de comutação relativamente baixas e reduzida deformação de ativação/desativação do circuito de comutação de transistor e do diodo livre associado.
Fundamentos da Invenção
Existem três processos genericamente aceitos para reduzir as perdas por comutação associadas com um dispositivo de comutação de transistor: (1) uso de comutação do modo ressonante; (2) uso de um circuito amortecedor ativo; e (3) uso de um indutor em série com o dispositivo de comutação e de um capacitor amortecedor em paralelo com o dispositivo de comutação.
A comutação de modo ressonante ativa o dispositivo de comutação por um período de tempo fixo. A potência de saída é controlada variando a freqüência operacional do dispositivo de comutação. Todavia, o variar a freqüência operacional é mais provável excitar determinadas oscilações de circuito de energia parasíticas. Variar a freqüência operacional também torna mais difícil a filtração de tensão de crista ou da corrente de ondulação.
O uso de um circuito amortecedor ativo, que inclui componentes elétricos adicionais, dissipadores de calor e componentes de circuito de controle, aumenta o custo e a complexidade do circuito de comutação.
A figura 1 ilustra uma fonte de alimentação da modalidade redutora (de compensação) 101 utilizando um circuito de comutação com dispositivo comutador SW e indutor em série LIO. O dispositivo comutador SW pode ser qualquer dispositivo de comutação de transistor apropriado, tal como um transistor bipolar, um transistor bipolar de porta isolada (IGBT) ou transistor de efeito de campo. Os terminais 1 e 2 são conectados com a saída de uma fonte de energia apropriada (não ilustrada na figura). O capacitor ClO atua como um filtro de ondulação de CA para a tensão de saída da fonte de CC. O diodo livre DlO que é selecionado de uma classe de diodos comumente conhecida como diodos de recuperação rápida, fornece fluxo de corrente ao indutor em série L20 quando o dispositivo SW é desativado. O diodo Ds, resistor Rs e capacitor Cs formam um circuito amortecedor que conduz corrente quando o dispositivo SW é inicialmente desativado. A carga Rl é conectada com os terminais 4 e 5. O uso do indutor em série LlO reduz a tensão sobre o dispositivo comutador SW prevenindo simultânea alta tensão e corrente elevada durante o período de ativação crítico do dispositivo comutador. Adicionalmente o indutor em série reduz a deformação sobre o diodo amortecedor DlO controlando a taxa de alteração da corrente inversa quando o diodo efetua a transição de polarização do sentido condutivo para polarização inversa e. descontínua a condução de corrente. Todavia, o indutor em série tem efeitos negativos quando o dispositivo comutador SW desliga. O indutor em série LlO causa uma alta tensão a se apresentar através do dispositivo comutador SW durante o desligamento. O indutor LlO também reduz a taxa de alteração de corrente no diodo livre DlO após o dispositivo comutador desligar. Isto resulta no diodo DlO não conduzir a corrente plena após o dispositivo comutador desligar. Devido ao indutor L20 forçar a corrente a passar, determinado trajeto de corrente tem de ser previsto. Genericamente, um segundo diodo D20 em série com o resistor R20 é requerido para prestar um trajeto paralelo para a corrente enquanto a corrente se eleva em DlO por um período relativamente longo de 8 a 10 microssegundos (μ8). Os problemas associados com o uso de um indutor em série podem ser superados a expensas de perdas de comutação relativamente altas e componentes de circuito adicionais.. Por conseguinte, há necessidade de um circuito de comutação de transistor que utilize uma impedância indutiva em série com o dispositivo de comutação e diodo livre que tem baixas perdas de circuito de comutação.
Sumário da Invenção
Sob um aspecto, a presente invenção é constituída por um aparelho para e processo de proporcionar um circuito de comutação de transistor que utiliza o enrolamento primário de um transformador em série com um dispositivo comutador para realizar os benefícios de um indutor em série convencional e, adicionalmente, recuperar energia inicialmente armazenada no enrolamento primário do transformador por intermédio de um circuito ressonante conectado com o enrolamento secundário do transformador.
Sob outro aspecto, a presente invenção é um aparelho para e processo de proporcionar um circuito de comutação de transistor com um dispositivo e diodo de recuperação rápida operando dentro de seu valor nominal di/dt inverso sem significativa redução da capacidade normal do dispositivo comutador e diodo de rápida recuperação.
Demais aspectos da invenção são expostos no presente relatório descritivo e nas reivindicações apensas.
Descrição Sucinta dos Desenhos
Para o fim de ilustrar a invenção, é mostrada nos desenhos uma forma atualmente preferida, sendo entendido, todavia, que a presente invenção não está limitada às disposições exatas e recursos ilustrados.
A figura 1 é um diagrama esquemático da um circuito de comutação de transistor da técnica anteriormente existente;
A figura 2 é um diagrama esquemático de um exemplo do circuito de comutação de transistor da presente invenção;
A figura 3 é um diagrama de formas de onda típicas durante a ativação e desativação do dispositivo de comutação utilizado em um exemplo do circuito de comutação de transistor da presente invenção.
Descrição Detalhada da Invenção
Reportando-se aos desenhos, nos quais numerais idênticos indicam elementos idênticos, é mostrado na figura 2, uma ilustração de um exemplo de circuito de comutação de transistor 10 da presente invenção. Os terminais 1 e 2 são representativos de pontos de conexão com os terminais de saída positivo e negativo, respectivamente, de uma fonte de energia (não ilustrada na figura). A título de exemplo e não de limitação, a fonte de CC pode ser um retificador em ponte de CA em CC. O capacitor opcional Cl atua como um filtro de crista de CA para a tensão de saída da fonte de energia de CC.
No presente exemplo, que é típico e não uma limitação do âmbito da presente invenção, o dispositivo de comutação a transistor SW forma um circuito em série com o enrolamento primário do transformador Tl e diodo livre Dl. Traçados descontínuos adjacentes aos enrolamentos primário e secundário do transformador Tl indicam polaridades positivas dos enrolamentos. O dispositivo SW pode ser qualquer dispositivo de comutação a transistor, tal como um transistor bipolar, transistor bipolar, transistor bipolar a porta isolada (IGBT) ou transistor de efeito de campo, que é próprio para uma aplicação específica. Um circuito de porta conveniente (não mostrado na figura), conforme apropriado para o dispositivo de comutação selecionado e conhecido da técnica pode ser previsto para o dispositivo de comutação SW. O conjunto de circuito de porta controla a ativação e/ou a desativação do dispositivo de comutação. O circuito compreendendo a combinação em série do diodo livre, o enrolamento primário do transformador e o dispositivo de comutação é ligado através dos terminais 1 e 2. A carga Rl é conectada com os terminais 1 e 5, como mostrado na figura 2. Ainda que esquematicamente mostrada como uma carga resistiva, cargas com outras características de impedância podem ser usadas. A carga Rl é conectada em série com a reatância L2, que proporciona um fluxo contínuo de corrente de carga. O circuito compreendendo a combinação em série da impedância de carga e da reatância é conectado através dos terminais 1 e 3, como mostrado na figura 2.
A figura 3 ilustra vários valores de tensão e corrente através do tempo para o circuito mostrado na figura 2 enquanto o dispositivo de comutação SW transita de um estado condutivo para desligar em um estado não-condutivo. Antes do dispositivo de comutação SW ser ativado, corrente está passando no trajeto de circuito formado pela carga Rl, impedância L2, enrolamento primário do transformador Tl, e diodo Dl. Quando o dispositivo SW é inicialmente ativado para passar para um estado condutivo como ilustrado no tempo ti na figura 3, a tensão coletora (através dos terminais 1 e 2) se apresenta através do enrolamento primário do transformador Tl e a corrente Idl através do enrolamento primário do transformador Tle diodo Dl, principia a decrescer. Devido à corrente ser relativamente constante na reatância L2, a queda na corrente Id ι resulta em um aumento de corrente ISw passar através do dispositivo comutador SW. A corrente Idi declina a uma taxa aproximadamente igual à tensão coletora dividida pela indutância de transformador TI. Para um exemplo ilustrativo da invenção usada aqui, com uma tensão coletora de 600 volts CC e uma indutância de transformador de 2,0 μΗ, a taxa de mudança de corrente Id j será de 300 Ampères negativos por microssegundo. A corrente decrescente Idi através do enrolamento primário do transformador Tl e diodo Dl passa através de corrente zero para corrente inversa (não ilustrada na fig. 3) através do diodo Dl até o diodo se recuperar no tempo t2 para sua corrente de fuga inversa relativamente pequena. Naquela ocasião, o diodo Dl principia a bloquear corrente e suportar uma tensão através de seus terminais, e o dispositivo SW conduz corrente de carga plena Isw- Do tempo ti ao tempo t2 nem o dispositivo de comutação SW nem o diodo Dl tem uma alta tensão através dos seus terminais. Somente o enrolamento primário do transformador Tl é submetido a uma alta tensão.
O desligamento do dispositivo de comutação SW é iniciado no tempo t4, com a transição para um estado não condutivo ao tempo t4. A corrente que o dispositivo de comutação estava conduzindo é desviada através do capacitor C3 e diodo D4 para a impedância de carga, e é designada como corrente IC3 na fig. 2 e fig. 3. A tensão aumenta através do dispositivo não- condutivo SW até (t7 na fig. 3) o enrolamento primário do transformador Tl tornar-se polarizado de tal forma que o terminal de transformador primário 2' está a uma tensão mais alta que o terminal de transformador primário 1'. Quando o primário do transformador torna-se assim polarizado, a corrente principia a fluir no secundário do transformador e através do diodo D2 e capacitor C2. A freqüência de comutação operacional, secundário de transformador Tl é efetivamente curto-circuitado pelo capacitor C2. O diodo Dl é conectado em série com uma impedância indutiva igual à indutância de dispersão do transformador TI. Para o presente exemplo, a impedância do enrolamento primário do transformador Tlé agora de menos de μΗ. O acoplamento tipicamente estreito entre os enrolamentos primário e secundário do transformador limita a magnitude de tensão através do dispositivo SW à soma da tensão coletora (entre os terminais 1 e 2) e a tensão através do capacitor C2, multiplicada pela relação de espiras do transformador Tl. O diodo livre Dl é rapidamente ativado à condução de polarização de avanço. Devido à indutância do enrolamento primário ter decrescido em mais do que por um fator de 20 neste exemplo específico, a corrente I01 se eleva a um valor máximo em 1/20 do tempo. Para o presente exemplo, com uma máxima corrente I01 do dispositivo de comutação de 1000 Ampères, sobretensão do dispositivo de comutação, Vov de 250 volts, e uma indutância de enrolamento primário L, de 0,1 μΗ, o tempo ΔΤ (t7 - t4 na figura 3), para o diodo Dl alcançar plena condução pode ser calculado a partir da seguinte equação
<formula>formula see original document page 7</formula> substituindo valores selecionados,
250 V = [0,1 χ IO'6 H] · [(1000 A - 0)/ΔΤ; resultando em
ΔΤ = 0,4 με.
O cálculo acima é simplificado uma vez que a tensão efetiva através do enrolamento primário do transformador Tl seria na forma de uma onda senoidal de um quarto de círculo tendo uma tensão de compensação positiva. O tempo efetivo para o presente exemplo seria de menos de 0,4 με. O tempo efetivo para o presente exemplo seria de menos de 0,44 με que é aproximadamente igual ao valor acima calculado.
Na presente invenção, o segundo diodo D20 usado na técnica anterior da fig. 1 não é requerido a usar corrente até o diodo em série com o enrolamento primário principiar a conduzir devido ao curto período de tempo ΔΤ para o diodo Dl. Conforme indicado acima, para o circuito da técnica anterior na fig. 1, o período de tempo ΔΤ para o correspondente diodo Dl é da ordem de 8 a 10 με.
A energia transferida do primário para o secundário de transformador Tl será armazenada como carga no capacitor C2 (designado como capacitor de armazenamento de energia transformador). Quando o ciclo de ativação seguinte 8e inicia na espira seguinte do dÍ8po8itivo SW (pelo circuito de desbloqueio seguinte convencional não mostrado na figura), o circuito consistindo de capacitor C2, indutor LI, diodo D3 e capacitor C3, é corretamente polarizado pelo ciclo de comutação prévio (t> a t4 na fig. 3) para carga armazenada (energia) se transferir do capacitor C2 para o capacitor C3. O capacitor C2, indutor Ll (indutor de ressonância) e capacitor C3 formam um circuito ressonante e a tensão através do capacitor C3 é negativa no início do ciclo de comutação seguinte. Conseqüentemente, o circuito ressonante entrará em ressonância com uma tensão positiva sobre C3 (Vc3) pouco após a ativação do dispositivo SW no temo t3 como mostrado na figura 3. O diodo D bloqueia ressonância adicional do circuito ressoante após o primeiro meio ciclo, o que resulta na transferência de energia armazenada do capacitor C2 (capacitor de armazenamento de energia de transformador) para capacitor C3 (capacitor de armazenamento de energia transferida).
Quando o ciclo de comutação seguinte (ti a t7 na figura 3) se inicia no desligamento do dispositivo SW, a carga armazenada no capacitor C3 contribui para a corrente de carga Rl através do diodo D4. Nesta modalidade, o capacitor C3 e o diodo D4 funcionam como um circuito amortecedor e o dispositivo SW não é simultaneamente submetido à alta tensão e corrente de alta amperagem durante a desativação do dispositivo SW. O circuito de comutação a transistor da presente invenção proporciona recuperação da energia inicialmente armazenada no primário do transformador Tl (exceto por perdas parasíticas nos componentes de circuito).
Com reduzidas perdas no dispositivo de comutação, a freqüência operacional do circuito de comutação pode ser vantajosamente aumentada, o que, por sua vez, reduz os custos de componentes elétricos associados e o nível de ruído audível do circuito.
A título de exemplo, e não de limitação, os componentes selecionados para um exemplo do circuito de comutação a transistor da presente invenção ilustrado na fig. 2 são como segue:
<table>table see original document page 9</column></row><table> <table>table see original document page 10</column></row><table>
A comparação de um pedido da técnica precedentemente existente com o pedido do circuito comutador transistorizado da presente invenção ilustra adicionalmente as vantagens da invenção. Considere-se uma fonte de alimentação buck chopper cc/cc convencional conforme ilustrada na figura 1 com uma tensão de entrada Vin (aplicada aos terminais 1 e 2) de 600 VCC, uma tensão (carga) de saída, Vout, aplicada aos terminais 1 e 5 (variando de 0 a 200 VCC), uma corrente (carga) de saída, Iout, variando de 0 a 1000 Ampères, e uma freqüência operacional, fp, de 10 kHz. Um requisito de construção típico para o diodo de recuperação rápida, de alta potência DlO é que a taxa de variação de corrente durante a recuperação inversa deva ser mantida abaixo de 400 ampères/microssegundo. Utilizando um circuito de comutação a indutor em série convencional, com 600 volts de entrada, um indutor em série, LIO, com uma indutância mínima de 1,5 μΗ seria exigido, e as tolerâncias de construção tipicamente prescreveriam uma seleção conservativa de um indutor em série com uma indutância, L, de 2,0 μΗ. Na presente aplicação, as perdas, P(iND)perda no indutor em série selecionado podem ser calculadas a partir da equação:
P(iND)perda = 0,5 . L . f . [If0ra]2; substituindo valores selecionados P(IND)Perda = 0,5 . [2,0 χ IO""6 H] . [10.000 Hz] . [1.00 A]2; resultando em P(IND) perda = 10.000 WattS
Para esta fonte de alimentação de potência de saída de 200 kW(Vf0ra· Ifora)) 10.000 watts representam uma perda de 5% no circuito de comutação. Para simplificar, perdas de corrente de recuperação inversa no diodo D4 são ignoradas no cálculo uma vez que estão tipicamente abaixo de 1,000 Watts.
Se um circuito amortecedor convencional mostrado na fig. 1 é usado para reduzir as perdas por comutação no desligamento do dispositivo de comutação com um requisito de construção típico de limitar o aumento da tensão através do dispositivo de comutação a menos que tensão de entrada de alimentação (Vjn) em 1 με, uma capacitância mínima de 1,6 μΡ seria requerida para o capacitor amortecedor Cs. As tolerâncias de construção tipicamente prescreveriam uma seleção conservativa de um capacitor amortecedor com uma capacitância, Cs, de 2,0 μΡ; Presumindo-se adicionalmente uma sobre modulação de 250V típica, a tensão de pico, Vcap, sobre o capacitor amortecedor selecionado seria de 250 volts. Na presente aplicação, as perdas máximas, P(CAP)perda> no capacitor amortecedor selecionado podem ser calculadas a partir da equação:
P(cap) perda = 0,5 · Cs · [Vcap[2· f; substituindo valores selecionados
P(CAP) perda = 0,5 · [2,0 χ IOVr] · {[600 V] 2 + (250 V]2} · [10.000 Hz]; resultando em
P(CAP) perda = 4.225 WattS
Perdas adicionais são incorridas quando pouco após o dispositivo SW desativar, o capacitor Cs descarrega de 600 V para 0 V através do resistor Rs;
Conseqüentemente a aplicação da técnica anterior comparativa resulta em uma perda total de 14.225 watts (P(iND)perda+ P(CAP)perda), que é de aproximadamente 7,5% da fonte de alimentação de saída de200-kW. Tipicamente se reduziria este alto nível de perdas reduzindo a freqüência operacional, f, para 2 ou 3 kHz.
Para uma aplicação com uma fonte de alimentação buck chopper tendo parâmetros de saída equivalentes como a fonte de alimentação da técnica anterior, e utilizando o circuito de comutação transistorizado da presente invenção, a indutância selecionada do transformador em série Tl seria de 2,0 μΗ, a indutância de dispersão de Tl seria de menos de 0,1 μΗ, e a capacitância selecionada de capacitor amortecedor Cs seria de 40,0 μΡ. Neste caso, as perdas de circuito de comutação totais podem ser calculadas para ser de menos de 300 watts.
Os exemplos da invenção incluem referência a componentes elétricos específicos. Aqueles versados na técnica podem por em prática a invenção substituindo componentes que não são indispensavelmente do mesmo tipo, porém, criarão as condições desejadas ou realizarão os resultados desejados da invenção. Por exemplo, componentes individuais podem ser trocados por múltiplos componentes ou vice versa. Outrossim, embora uma fonte de alimentação de modo de comutador redutor é usada para ilustrar a invenção, o circuito de comutação da presente invenção tem aplicações em outras topologias de circuito.
Os exemplos acima da invenção foram prestados meramente para a finalidade de explanação e não devem de maneira alguma ser interpretados como limitativos da presente invenção. Embora a invenção tenha sido descrita com, referência a várias modalidades, as palavras usadas aqui são palavras de descrição e ilustração, mais exatamente do que palavras de limitação. Ainda que a invenção tenha sido descrita aqui com referência a dispositivos, materiais e modalidades específicas, a invenção não é proposta para estar limitada aos particulares aqui expostos; mais exatamente, a invenção se estende a todas as estruturas, métodos e aplicações funcionalmente equivalentes, tais como se enquadram dentro do âmbito das reivindicações apensas. Aqueles versados na técnica, tendo o benefício dos ensinamentos da presente especificação, podem efetuar numerosas modificações na mesma, e variações podem ser introduzidas sem se afastar do âmbito e espírito da invenção nos seus aspectos.

Claims (4)

1. Circuito de comutação caracterizado pelo fato de que compreende: uma fonte de energia elétrica de CC; um dispositivo de comutação tendo um primeiro e um segundo terminais de dispositivo de comutação; um transformador tendo primeiro e segundo terminais de enrolamento primário e primeiro e segundo terminais de enrolamento secundário, o segundo terminal de enrolamento primário conectado com o segundo terminal de dispositivo de comutação; um diodo livre tendo um primeiro e um segundo terminais de diodo livre, o segundo terminal de diodo livre conectado com o terminal de enrolamento primário, a combinação em série do dispositivo de comutação, o enrolamento primário do transformador e o diodo livre conectados através da saída da fonte de energia de CC; uma impedância de carga; uma reatância conectada em série com a impedância de carga, a combinação em série da impedância de carga e da reatância ligadas através da combinação em série do diodo livre e do enrolamento primário do transformador; um primeiro diodo; um capacitor armazenador de energia transferida, o armazenamento de energia transferida tendo uma conexão comum com o anodo do primeiro diodo, a combinação em série do primeiro diodo e do capacitor de energia transferida ligada em paralelo com a combinação em série com a combinação em série da impedância de carga e reatância; um segundo diodo; um capacitor armazenador da energia do transformador, o capacitor de armazenamento de energia transferida tendo uma conexão comum com o catodo do segundo diodo, a combinação em série do enrolamento do capacitor armazenador de energia de transferência e do segundo diodo conectada através do primeiro e segundo terminais de enrolamento secundário; um terceiro diodo; e um indutor de ressonância, o indutor de ressonância conectado com o anodo do terceiro diodo, a combinação em série do indutor de ressonância e do terceiro diodo conectada entre a conexão comum da combinação em série do primeiro diodo e capacitor de armazenamento de energia transferida e conexão comum da combinação em série do segundo diodo e capacitor de armazenamento de energia do transformador.
2. Circuito de comutação de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o dispositivo de comutação compreende um transistor bipolar de porta isolada.
3. Circuito de comutação de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a impedância de carga é substancialmente resistiva.
4. Método de comutação de circuito em estado sólido caracterizado pelo fato de que compreende as etapas de: conectar uma combinação em série de um dispositivo de comutação, do primário de um transformador e de um diodo livre através da saída de uma fonte de alimentação de CC; conectar uma combinação em série de uma impedância de carga e de uma reatância através da combinação em série do enrolamento primário do transformador e o diodo livre de maneira que quando o dispositivo comutador não está ativado, uma primeira corrente passa no trajeto de circuito formado pela impedância de carga, a reatância, o primário do transformador e o diodo livre; a ativação do dispositivo de comutação de forma que a primeira corrente decresça enquanto uma segunda corrente através do dispositivo de comutação se eleva até o diodo livre não estar conduzindo; conectar uma combinação em série de um capacitor armazenador de energia transferida e de um primeiro diodo através da combinação em série da impedância de carga e da reatância de maneira que quando o dispositivo de comutação é inicialmente desativado, uma terceira corrente aumenta no trajeto de circuito formado pela impedância de carga, a reatância, o capacitor de armazenamento de energia transferida e o primeiro diodo até a tensão através do dispositivo de comutação aumentar a um nível em que uma quarta corrente passa a fluir no enrolamento secundário do transformador; conectar o secundário do transformador em uma combinação em série de um segundo diodo e um capacitor de armazenamento de energia de transformador para levar o diodo livre a um estado condutivo de modo que a primeira corrente flui no trajeto de circuito formado pela impedância de carga, a reatância, o primário do transformador e o diodo livre; e conectar uma combinação em série de um indutor de ressonância e um terceiro diodo entre a conexão comum da cominação em série do segundo diodo e o capacitor armazenador de energia do transformador,e a conexão comum da combinação em série do capacitor de armazenamento de energia transferida e o primeiro diodo de forma que quando o dispositivo de comutação é inicialmente ativado, a carga armazenada é transferida do capacitor de armazenamento de energia de transformador para o capacitor de armazenamento de energia transferida.
BRPI0609490-2A 2005-04-01 2006-03-30 circuito de comutação e método de comutação de circuito transistorizado BRPI0609490A2 (pt)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/097,525 US7184279B2 (en) 2005-04-01 2005-04-01 Solid state switching circuit
US11/097525 2005-04-01
PCT/US2006/011557 WO2006107688A2 (en) 2005-04-01 2006-03-30 Solid state switching circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
BRPI0609490A2 true BRPI0609490A2 (pt) 2011-10-11

Family

ID=37070182

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
BRPI0609490-2A BRPI0609490A2 (pt) 2005-04-01 2006-03-30 circuito de comutação e método de comutação de circuito transistorizado

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7184279B2 (pt)
EP (1) EP1864373A4 (pt)
JP (1) JP4759046B2 (pt)
KR (1) KR101256032B1 (pt)
AU (1) AU2006232207B2 (pt)
BR (1) BRPI0609490A2 (pt)
WO (1) WO2006107688A2 (pt)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4847970B2 (ja) 2005-01-31 2011-12-28 ジョージア テック リサーチ コーポレイション アクティブサージ電流制限器
EP1946058B1 (en) 2005-10-24 2014-10-01 Georgia Tech Research Corporation Reduction of inrush current due to voltage sags
EP2132850A4 (en) * 2007-04-05 2012-04-11 Georgia Tech Res Inst VOLTAGE BLOCK AND OVERVOLTAGE PROTECTION
US7859864B2 (en) * 2007-11-28 2010-12-28 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Switching power supply device
US9299524B2 (en) 2010-12-30 2016-03-29 Innovolt, Inc. Line cord with a ride-through functionality for momentary disturbances
US9270170B2 (en) 2011-04-18 2016-02-23 Innovolt, Inc. Voltage sag corrector using a variable duty cycle boost converter
US20230049926A1 (en) * 2021-08-13 2023-02-16 Semiconductor Components Industries, Llc Epitaxial field stop region for semiconductor devices

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4415959A (en) * 1981-03-20 1983-11-15 Vicor Corporation Forward converter switching at zero current
JPH01164267A (ja) * 1987-12-17 1989-06-28 Origin Electric Co Ltd スイッチングレギュレータ
US5132889A (en) * 1991-05-15 1992-07-21 Ibm Corporation Resonant-transition DC-to-DC converter
US5434768A (en) 1993-02-12 1995-07-18 Rompower Fixed frequency converter switching at zero voltage
US5418709A (en) * 1993-03-24 1995-05-23 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Forback DC-to-DC converter
JP3400728B2 (ja) * 1998-11-27 2003-04-28 三菱電機株式会社 チョッパ装置
US6249444B1 (en) * 1999-11-01 2001-06-19 Astec International Limited Offset resonant ZVS forward converter
US6317341B1 (en) * 2000-11-09 2001-11-13 Simon Fraidlin Switching circuit, method of operation thereof and single stage power factor corrector employing the same
US6650552B2 (en) * 2001-05-25 2003-11-18 Tdk Corporation Switching power supply unit with series connected converter circuits
DE10257578A1 (de) * 2001-12-21 2003-07-03 Fuji Electric Co Ltd Schaltnetzteil
TW583830B (en) * 2002-11-04 2004-04-11 Potrans Electrical Corp Ltd Converter with active LC shock absorbing circuit
JP4285133B2 (ja) * 2003-01-23 2009-06-24 横河電機株式会社 スイッチング電源
US7180759B2 (en) * 2004-11-03 2007-02-20 Square D Company Push-pull inverter with snubber energy recovery

Also Published As

Publication number Publication date
EP1864373A4 (en) 2011-07-27
KR101256032B1 (ko) 2013-04-18
KR20070121643A (ko) 2007-12-27
JP2008535461A (ja) 2008-08-28
JP4759046B2 (ja) 2011-08-31
US7184279B2 (en) 2007-02-27
EP1864373A2 (en) 2007-12-12
AU2006232207A1 (en) 2006-10-12
AU2006232207B2 (en) 2008-09-25
US20060221651A1 (en) 2006-10-05
WO2006107688A3 (en) 2007-04-19
WO2006107688A2 (en) 2006-10-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7920390B2 (en) DC-AC converter, controller IC therefor, and electronic apparatus utilizing such DC-AC converter
US7391165B2 (en) Discharge lamp lighting control device
CN1596504A (zh) 直流－交流变换装置及交流电力供给方法
US7148662B2 (en) Electrical circuit for reducing switching losses in a switching element
EP2248252B1 (en) Bipolar power control
JP3312369B2 (ja) インバータ装置
JP2933077B1 (ja) 放電灯点灯装置
JP2004536432A (ja) 高圧放電ランプを動作させる装置
CN212992651U (zh) 一种不对称半桥电路及照明系统
BRPI0609490A2 (pt) circuito de comutação e método de comutação de circuito transistorizado
CN109980912A (zh) 一种简易的软启动电路
TWI669893B (zh) LLC quasi-resonant switching power supply
US7193373B2 (en) Electronic ballast having a converter which can continue to operate in the event of lamp failure
WO2020052404A1 (zh) 一种用于高功率因数无频闪led照明的驱动电路
JP4148073B2 (ja) 誘導加熱装置
CN102334272A (zh) 用于向光源提供脉冲功率的转换器
JP3915178B2 (ja) 放電灯点灯装置
CN217543223U (zh) 检测电路、驱动装置和发光装置
TWI905747B (zh) 具寬輸出電壓範圍交錯式半橋相移llc諧振轉換器
KR200215726Y1 (ko) 초절전형 중앙집중식 전자안정기
JP2003077626A (ja) 高周波電源装置
JPH06292357A (ja) 電源装置
JPH06111976A (ja) インバータ装置
JP3319882B2 (ja) 放電灯点灯装置
Kim et al. A Protection Circuit for the Power Supply of a Gas Discharge Lamp

Legal Events

Date Code Title Description
B08F Application dismissed because of non-payment of annual fees [chapter 8.6 patent gazette]

Free format text: REFERENTE A 9A ANUIDADE.

B08K Patent lapsed as no evidence of payment of the annual fee has been furnished to inpi [chapter 8.11 patent gazette]

Free format text: REFERENTE AO DESPACHO 8.6 PUBLICADO NA RPI 2307 DE 24/03/2015.