BRPI0617634B1 - Aparelho para sensoreamento interferométrico - Google Patents

Abstract

<b>aparelho para sensoreamento interferometrico <d>um aparelho para sensoreamento interferométrico,compreendendo uma pluralidade de fontes de laser de modo longitudinal único, cada uma provendo radiação a uma correspondente pluralidade de comprimentos de onda selecionados, e pelo menos um modulador para modular freqúência ou fase da radiação de cada laser; uma pluralidade de interferômetros fabry-perot formada por grades de bragg gravadas na fibra óptica, cada interferômetro sendo responsivo à radiação modulada em um da mencionada pluralidade de comprimentos de onda para que cada um produza um sinal de saída refletido ou transmitido dependente do correspondente comprimento de passo de interferômetro; e um ou mais demoduladores para demodular os sinais de saída ópticos e produzir uma correspondente pluralidade de sinais de medição indicadores de comprimentos de passo óptico dos respectivos interferômetros.

Description

(54) Título: APARELHO PARA SENSOREAMENTO INTERFEROMÉTRICO (73) Titular: THE AUSTRALIAN NATIONAL UNIVERSITY, Companhia Australiana. Endereço: Acton Australian Capital Territory, 0200, AUSTRÁLIA(AU) (72) Inventor: JONG H. CHOW; MALCOLM B. GRAY; DAVID E. MCCLELLAND

Prazo de Validade: 10 (dez) anos contados a partir de 03/04/2018, observadas as condições legais

Expedida em: 03/04/2018

Assinado digitalmente por:

Júlio César Castelo Branco Reis Moreira

Diretor de Patente

*) “APARELHO PARA SENSOREAMENTOINTERFEROMÉTRICO”

A presente invenção relaciona-se a um aparelho para sensoreamento interferométrico.

FUNDAMENTOS

Há uma demanda em muitas indústrias para melhorar a sensibilidade de sensores passivos que provêm informação em tempo real sobre seu ambiente tais como medidas de esforço e tensão, que podem ser induzidos por movimento nas estruturas, mudança da pressão e mudança de temperatura. O método tradicional para detectar a tensão baseou-se nos medidores de tensão piezoeléctricos, que geram uma voltagem indicativa da tensão aplicada. Entretanto, sistemas em grande escala baseados em piezoeletricidade sofrem de numerosos problemas, incluindo o custo dos sensores piezoeléctricos, o tamanho dos sensores, a atenuação do sinal sobre cabos longos, sinais falsos causados pela interferência eletromagnética, e a despesa com o cabeamento elétrico de alta velocidade para conectar sensores em arranjos maiores. Numerosos problemas dos métodos baseados em piezoeletricidade podem ser superados usando-se as técnicas baseadas em equipamento óptico. Por exemplo, os sensores podem ser conectados com fibra óptica, que tem uma largura de faixa muito maior do que a do cabeamento elétrico e são imunes à interferência eletromagnética. Os sistemas ópticos podem ser construídos de equipamento de telecomunicações barato, comoditizado. As medidas da tensão podem ser feitas nos sistemas ópticos usando-se fibra de Grades de Bragg relativamente baratas.

As fibras de Grades de Bragg são criadas queimando (isto é, gravando) um padrão periódico ao longo de um segmento de fibra óptica usando luz ultravioleta de alta intensidade; o padrão consistindo em linhas alternadas de índices de retração alto e baixo, que é uma Grade de Bragg. Uma Grade de Bragg é um espelho altamente seletivo de cor: a luz passando através da estrutura periódica é, ou transmitida, ou refletida dependendo de seu comprimento de onda. Os comprimentos de onda que são refletidos podem ser escolhidos no projeto da grade: por exemplo, a extensão que a luz de um comprimento de onda (ou cor) é refletida depende do espaçamento das linhas que compõem a grade.

Uma fibra de Grade de Bragg pode ser usada como um sensor porque o espaçamento da linha, e, portanto, a quantidade de luz refletida em um comprimento de onda selecionado, muda com o comprimento óptico da fibra, que, por sua vez, muda com a tensão mecânica ou temperatura

Fibras de Grade de Bragg têm sido propostas como detectores de tensões dinâmicas e estáticas ultra-sensíveis para uma variedade de aplicações, tais como, arranjos de sensores acústicos subaquáticos, monitoração embutida de estruturas inteligentes, em indústrias civis e aeroespaciais, hidrofones ultra-sônicos, sensoreamento médico, inspeção submarina e sensores sísmicos para pesquisas geofísicas. Os benefícios sobre os sensores de tensão piezoeléctricos incluem sua área de seção transversal menor, sua capacidade de ser configurada para arranjos grandes, e sua compatibilidade com aplicações ambientais perigosas e sensíveis à interferência eletromagnética. Adicionalmente, arranjos de sensores ópticos podem ser remotamente interrogados e oticamente multiplexados usando-se equipamento de telecomunicações padrão, comoditizado. Demonstrações anteriores basearam-se em mudanças no comprimento de onda de Bragg bruta quando as grades eram perturbadas pela tensão e pela temperatura. Quando as técnicas de interrogação se tomaram mais sofisticadas, foram empregados vários processamentos de sinais e esquemas de travamentos laterais da franja ativa, que melhoraram, dramaticamente, a resolução destes esquemas de sensoreamento.

O pedido de patente U.S. 2001/0013934 apresenta um dispositivo de sensoreamento interferométrico usando uma fonte óptica comutada de faixa larga e interferômetros de sensoreamento que podem ser λ

formados em Grades de Bragg de fibra óptica. Um interferômetro combinado contém um modulador da fase e os interferômetros de sensoreamento têm uma diferença de caminho óptico aproximadamente igual à diferença de caminho óptico no interferômetro combinado. Um sinal óptico de interferência em um comprimento de onda diferente é retomado a um detector por cada um dos interferômetros de sensoreamento. Cada sinal de interferência é representante da diferença entre o comprimento de caminho óptico do interferômetro de sensoreamento e aquele do interferômetro combinado e isto pode ser usado como um sinal de medida. Esta aproximação é limitada por numerosas dificuldades, incluindo: (i) conseguir um controle exato da diferença de comprimento de caminho entre o interferômetro de referência e o de sensoreamento; (ii) reduzir o ruído acústico produzido pelo interferômetro de referência; e (iii) melhorar a resolução limitada da tensão e o alcance dinâmico produzidos a partir do uso de luz branca.

Outra abordagem é descrita por G. Gagliardi et al. em Optics

Express, volume 13, n°. 7 onde técnicas de modulação de radiofreqüência são usadas para interrogar fibras de Grades de Bragg. As medidas da tensão são feitas obtendo-se uma medida das mudanças nos comprimentos de onda de Bragg a partir de radiação laser refletida pela grade. Esta aproximação é limitada por numerosas dificuldades, incluindo: (i) a modulação de radiofreqüência precisa ser muito elevada comparada à largura da faixa sensível da fibra de Grade de Bragg; e (ii), a sensibilidade atingível é pobre, uma vez que a discriminação da freqüência e a discriminação da tensão do sinal de erro são limitadas pela largura da faixa sensível da fibra de Grade de

Bragg.

SUMÁRIO

Subseqüentemente, um aspecto da presente invenção provê um aparelho para sensoreamento interferométrico, compreendendo uma pluralidade de fontes de laser de modo longitudinal único para cada radiação

AP

Qj provida a uma pluralidade correspondente de comprimentos de onda selecionados, e, pelo menos, um modulador para modular a freqüência ou fase de radiação a partir de cada laser; uma pluralidade de interferômetros FabryPerot formados por Grades de Bragg gravados em fibra óptica, cada interferômetro sendo responsável pela radiação modulada em uma das mencionadas pluralidades de comprimentos de onda, para cada um deles produzir um sinal de saída óptico refletido ou transmitido dependente do comprimento de caminho do interferômetro correspondente; e um ou mais demoduladores para demodular os sinais de saída ópticos e produzir uma pluralidade correspondente de sinais de medidas indicativos dos comprimentos dos caminhos ópticos dos interferômetros.

DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Modos de realização da invenção serão, agora, descritos unicamente como exemplos e em referência aos desenhos anexos, nos quais:

FIG.l é um desenho esquemático do arranjo geral de um sensor interferométrico.

FIG. 2 é um desenho esquemático de uma implementação experimental de um aparelho para sensoreamento interferométrico.

FIG. 3a é um desenho esquemático da sintonia de um interferômetro de fibra de Grade de Bragg Fabry. Perot.

FIG. 3b é um desenho esquemático de um exemplo de um perfil de exposição ultravioleta usado para gravar um inteferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP),

FIG. 4 é um desenho esquemático de uma implementação experimental do aparelho para sensoreamento interferométrico.

FIG. 5 é um desenho esquemático de uma execução experimental adicional do aparelho para sensoreamento interferométrico

FIG. 6 é um desenho esquemático de uma implementação experimental adicional do aparelho para o sensoreamento interferométrico.

* 25

FIG. 7 é um gráfico de plotagens teóricas para sinais de erro Pound-Drever-Hall normalizados quando um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) de largura de linha de 150 MHz é interrogado com faixas laterais de modulação de fase (a) de 15 MHz, (b) de 1500 MHz, e (c) de 300 MHz.

FIG. 8 é um gráfico de uma plotagem teórica para a separação de freqüência dos pontos de sintonia dos erros de sinal versus a freqüência de modulação. Ambos os eixos são normalizados por Δνο,5·

FIG. 9 é um. gráfico de uma plotagem teórica para o sinal de erro pico-a-pico normalizado versus a freqüência de modulação, normalizada por, Δν_0/5. A inserção mostra regimes operacionais experimentais normalizados para duas ressonâncias, recobertos com uma plotagem teórica expandida.

FIG. 10 mostra escaneamentos experimentais para (a) reflexão, (b) transmissão, e (c) um sinal de erro Pound-Drever-Hall para uma fibra de Grades de Bragg Fabiy-Perot

FIG. 11 mostra porções ampliadas de escaneamentos experimentais para (a) um sinal de potência transmitido, e (b) um sinal de erro refletido para um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP).

FIG. 12 mostra traços de osciloscópio para intensidades (a) transmitidas, e (b) refletidas durante aquisição de travamento. O laço de retroalimentação foi acoplado após aproximadamente 5.5 segundos.

FIG. 13 mostra (a) o ruído de freqüência de um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) quando medido por um analisador de sinal dinâmico, recoberto com (b) ruído de disparo calculado, e (c) ruído eletrônico medido.

FIG. 14 mostra o ruído de freqüência de um sensor interferométrico quando medido por um analisador de sinal dinâmico, formado por um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) interrogado com um diodo laser que estava (a) simplesmente em fase modulada; e (b) corrente modulada.

FIG. 15 é um desenho esquemático de um aparelho para sensoreamento interferométrico com uma pluralidade de sensores.

FIG. 16 é um desenho esquemático do hardware do aparelho para sensoreamento interferométrico com uma pluralidade de sensores.

FIG. 17 é um espectro de freqüência na presença de um padrão parasítico, mostrando o espaçamento ótimo da freqüência de modulação para remover a influência parasítica do padrão.

FIG. 18 é um desenho esquemático de um aparelho para sensoreamento interferométrico com uma pluralidade de sensores e um único demodulador.

FIG. 19 é um desenho esquemático de um aparelho para, sensoreamento interferométrico com uma pluralidade de sensores e um único fotodetector.

DESCRIÇÃO DETALHADA DOS MODOS DE REALIZAÇÃO

PREFERIDOS

Uma fonte de laser 100, como mostrado na FIG. 1, compreende um laser com um modo longitudinal único em um comprimento de onda central que pode ser selecionado. Um modulador 102 modula a radiação de comprimento de onda selecionado a partir do laser em freqüência ou fase, que resulta em uma saída de freqüência modulada (FM) 104. O feixe de luz de FM (isto é, radiação modulada) é transmitido para um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) 106. O comprimento de onda central da fonte de laser 100 é escolhido para, corresponder à, ou cair dentro do. comprimento de onda de ressonância do interferômetro 106. Isto pode ser conseguido sintonizando-se o comprimento de onda central da fonte de laserou sintonizando-se o interferômetro de fibra.

ΤΡ

Ο interferômetro pode ser sintonizado através de numerosos mecanismos, incluindo sintonizador de esforço, sintonizador de tensão e sintonizador de temperatura. Os mecanismos de sintonização para o laser serão descritos abaixo.

O interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabiy-Perot multiplica eficazmente a troca de fase em uma única fibra de Grades de Bragg devido aos deslocamentos dos caminhos da fibra óptica. Com controle cuidadoso do processo de gravação da grade e a escolha apropriada do material do vidro, um Interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) pode ter uma finura acima de 1000 e uma largura de linha de poucos MHz.

O feixe de laser modulado 104 ou é refletido a partir de, ou transmitido através do interferômetro de fibra 106 para produzir um sinal de saída óptico. O sinal de saída óptico contém um sinal de saída óptico 108 que transmite informação sobre o comprimento óptico do interferômetro 106. O sinal de saída óptico 108 é detectado por um demodulador 110, que está sincronizado com o modulador 102 através de um sinal de modulação 112, e, é produzido após a demodulação, um sinal de medida 114 que depende do comprimento óptico do interferômetro 106.

O interferômetro de fibra 106 pode ter numerosas vantagens sistemáticas obrigatórias para o sensoreamento das tensões. O sensor pode ser relativamente barato porque pode usar fibra óptica SMF-28 que tem perda baixa de 0,3db/km. O sensor exige somente potência de laser baixa ao nível de microwatt, e é imune ao ruído de muitas fontes que, de outro modo, seriam

Iimitativas, tais como o ruído da intensidade do laser e o ruído remoto da fase da faixa fibra. O sensor é, além disto, facilmente escalável para arranjos totalmente ópticos grandes, descritos em seguida.

Em uma realização experimental do aparelho para sensoreamento interferométrico, mostrado na FIG. 2, o laser 202 gera um feixe 204 que é dirigido através dos espelhos 206 a um isolador 208, usado para bloquear as reflexões ópticas que, de outra maneira, poderíam propagarse de volta para dentro do laser. Uma placa de meia onda 210 é usada para ajustar a polarização do feixe antes dele ter freqüência modulada usando-se um modulador de fase externo 216. O modulador de fase é acionado pelo gerador de sinal 212. O feixe modulado 218 é dirigido via espelhos 220 a uma segunda placa de meia onda 222 e à lente 224, que focaliza o feixe para dentro de um comprimento da fibra óptica 226. O feixe incidente Ei viaja via um circulador óptico 228 e um segundo comprimento de fibra 230 para um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot formado a partir de duas fibras de Grades de Bragg 232 e 234.

A porção Er do feixe incidente Ei é refletida pelo interferômetro 236; esta porção Er sendo refletida de volta ao longo da fibra 230 via circulador 228 a um terceiro comprimento, de fibra 244, que despacha o feixe refletido, via lente de focalização 246, a um detector óptico 248. A porção refletida £, e, assim, o sinal detectado pelo fotodetector de reflexão 248, dependem das propriedades reflexivas do interferômetro 236, que dependem, por sua vez, do comprimento óptico do interferômetro. O sinal detectado pelo fotodetector de reflexão 248 é misturado para baixo com um misturador 250 para prover um sinal de medida, ou sinal de erro, 256, que é indicativo do comprimento óptico do interferômetro. O misturador 250 usa um sinal de demodulação que tem um relacionamento de fase fixo, ajustado pelo trocador de fase 252, ao gerador de sinal 212. Um filtro de baixa passagem 254 pode ser usado opcionalmente para filtrar o ruído de alta freqüência do sinal do erro.

Outra porção do feixe incidente é transmitida pelo interferômetro através de um segundo isolador 238 e da lente de focalização 240, a um fotodetector de transmissão 242. De maneira similar ao sinal do fotodetector de reflexão 248, o sinal do fotodetector de transmissão 242 é misturado com um sinal de fase constante do gerador de sinal 212, despachando um sinal de erro que indica o comprimento óptico do interferômetro 236.

No aparelho da FIG. 2, o laser 202 pode ser um diodo de laser 5 de cavidade externa com uma largura de linha estimada de fábrica de 1 MHz e uma largura de linha intrínseca de aproximadamente 300 kHz, por exemplo, um New Focus Vortex 6029. O comprimento de onda óptico do laser pode ser centralizado a aproximadamente 1550,15 nm, com uma faixa de sintonização de aproximadamente 0,40 nm. O comprimento de onda central selecionado do laser 202 pode ser sintonizado aplicando-se uma voltagem a um transdutor piezoelétrico (PZT) no próprio laser, desse modo mudando o comprimento da cavidade do laser. Por exemplo, a calibração de fábrica de um New Focus Vortex 6029 especifica que o atuador piezoelétrico tem um ganho de 12,5 GHz/V, e, por isto, uma faixa de sintonia de aproximadamente 0,40nm corresponde a uma faixa de freqüência de aproximadamente 50 GHz. Após passar através do isolador óptico 208, a polarização do laser pode ser ajustada para a vertical pela placa de meia onda 210 antes de ser modulada em 15 MHz pelo modulador de fase ressonante 216, por exemplo, um New Focus 4003. O modulador de fase 216 pode ser acionado por um gerador de sinal de radiofreqüência (RF) 212, que possa igualmente prover o oscilatório de sinal local para a eletrônica de demodulação, como discutido acima. O feixe de laser modulado 218 pode ser acoplado a uma lente asférica 224 para dentro de um circulador óptico de polarização independente 228 de fibra encaracolada, combinado com um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) 236. Para testar a funcionalidade do sistema, o FFP pode ser preso entre um par de grampos magnéticos (não mostrados), com um dos grampos, por sua vez, montado em um estágio de translação, permitindo assim que o comprimento de onda de Bragg seja sintonizado esticado para dentro da faixa de comprimento de onda do laser. A figura 3a mostra esquematicamente a

7-3 sintonização do FFP 236. Uma separação de grade L é definida como o comprimento de caminho óptico eficaz de passo único entre os espelhos das grades de Bragg 232, 234. A freqüência de ressonância do FFP. pode ser sintonizada ou aumentando ou diminuindo £, onde um aumento de L diminui a freqüência de centro da ressonância, enquanto a diminuição de L aumenta a freqüência de centro da ressonância. Esta sintonização pode ser efetuada de várias maneiras, incluindo esticar, aquecer, refrigerar e comprimir o FFP dentro de um comprimento da tubulação, comprimindo a tubulação.

Um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot 10 pode ser formado por um par de grades de Bragg combinadas nominalmente a

13,5 dB (Ã aproximadamente 95,5%), para cada 15 mm de comprimento, espaçadas separadamente de 10 mm, fabricadas em um único processo de gravação de fase coerente. Um exemplo de perfil de exposição ultravioleta ao longo do comprimento da fibra é ilustrado na FIG. 3b, onde A é 13 mm, B é

10 mm e C é 15 mm. Outros perfis de exposições ultravioletas podem ser usados para gravar o FFP como conhecido pelos peritos na técnica. As grades de Bragg podem ser gravadas na fibra MF-28 hidrogenada sem apodisação.

Em referência à FIG. 2, tanto o sinal transmitido Et, quanto o sinal refletido Er podem ser colimados de volta para dentro do espaço livre com lentes asféricas e então focalizados para dentro dos fotodetectores 242 e 248, respectivamente, cada um deles com largura de faixa de aproximadamente 20 MHz. O isolador óptico 238 na porta transmitida pode ser usado para eliminar qualquer efeito parasítico do padrão devido às reflexões de retomo residuais da colimação asférica. O oscilatório local de ’ 25 radiofreqüência (isto é, o gerador de sinal 212) pode ser trocado de fase através do trocador de fase 252 antes de ser usado para misturar para baixo o sinal eletrônico da porta refletida.

O trocador de fase 252 oscilatório local pode ser aperfeiçoado experimentalmente maximizando-se o sinal de erro, provendo, assim, uma

ΤΗ relação máxima de sinal/ruído para o sistema. Altemativamente, detectores de quadratura e dois canais em fase podem ser usados para otimizar automaticamente a fase. A fase ótima refere-se à fase oscilatória local de radiofrequência que vai para dentro do misturador a fim de gerar o sinal de erro. Há dois mecanismos que podem gerar um sinal erro dependendo da relação da freqüência do modulador (v_OT) e a largura de faixa de largura total e média máxima (Av_OlS-) do interferômetro de fibra de Grades de Bragg FabryPerot. Para a baixa freqüência v_m comparado à Δν^, o mecanismo dominante é a mudança relativa em uma faixa lateral em relação à outra faixa lateral. Para freqüência alta v_m (isto é, v_m » Av_0Si o mecanismo dominante é a rotação de fase do portador em relação a ambas as faixas laterais. O primeiro mecanismo exige uma fase de demodulação (fase oscilatória local) afastada 90° do segundo mecanismo.

A dependência da polarização do interferômetro de fibra de

Grades de Bragg Fabry Perot pode ser testada com uma placa de meia onda 222 antes que o laser seja acoplado para dentro da fibra. Em um exemplo experimental, nenhuma troca visível nas freqüências de ressonância foi observada quando a placa de onda foi girada; isto implicando que, para finalidades práticas, a iluminação ultravioleta do núcleo da grade durante o processo de fabricação pode ser considerado, como isotrópico. Qualquer nãodegeneração devida à birrefringência parasítica estaria além da resolução da largura de linha do interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot, quando os dois modos providos de sinais de erro bem comportados se livram dos efeitos das oscilações da polarização de entrada

Um aparelho alternativo para o sensoreamento interferométrico, mostrado na FIG. 4, difere do aparelho descrito acima pelo fato de um controlador 402 controlar o comprimento de onda central da saída do laser, e este controlador do comprimento de onda ser controlado, por sua vez, pela retroalimentação 404 do demodulador 110.

ί5

Ο comprimento de onda central da fonte de laser 100 pode ser controlado trocando-se o comprimento da cavidade do laser, travando-se a freqüência do laser a uma cavidade externa de comprimento controlado, modulando-se a corrente de acionamento de um diodo de laser, ou por outros meios conhecidos dos peritos.

Em uma realização experimental do aparelho para o sensoreamento interferométrico com retroalimentação e controle do comprimento de onda, mostrado na FIG. 5, o sinal de erro de um sistema de demodulação 502 é amplificado e/ou tem a freqüência filtrada pelo amplificador 508, e a seguir retroalimentado para dentro do controlador do comprimento de onda 402, por exemplo, um dispositivo piezoelétrico que sintonize o comprimento da cavidade do laser. A FIG. 6 mostra uma realização experimental adicional, onde a saída do laser é modulada modulando-se, diretamente a corrente de acionamento do laser 602, em vez de modular a fase de saída exteraamente com um modulador de fase externo 216 A freqüência travando a fonte de laser 100 ao interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) 236 permite que o laser 202 siga um modo do FFP 236 quando ele troca a freqüência em resposta a um desvio térmico, e tensão de baixa freqüência. Em freqüências acima do desvio térmico, o sinal de erro em laço (isto é retroalimentação 404) representa sinais acústicos coletados do FFP 236. Para freqüências baixas o sinal pode ser recuperado com um alcance dinâmico grande. O alcance dinâmico do sensor será limitado somente pela faixa de sintonização de freqüência de interrogação do laser. Esta saída do sinal de erro na retroalimentação 404 é proporcional à tensão induzida no FFP 236 em conseqüência do sinal acústico colidindo sobre a fibra. O sinal na retroalimentação 404 pode ser derivado para fora na entrada para o controlador do comprimento de onda 402 e é válido por toda a faixa de freqüência DC até a largura de faixa de ganho unitário do laço de controle de retroalimentação. O alcance dinâmico da

freqüência baixa pode ser bem maior do que a largura total e a média máxima (FWHM) do modo FFP, que é tipicamente de 100 a 200 MHz desde que a faixa de sintonização da freqüência do laser possa ser superior a 100 GHz. Sinais coletados pelos sensores acima da freqüência do ganho unitário do laço de controle podem ser acessados na saída do sistema de demodulação 502. Estes são sinais fora do laço e o alcance dinâmico será limitado pelo FWHM da largura do modo FFP, (por exemplo, 200 MHz) quando estão na faixa de freqüência acima do ganho unitário onde, as dinâmicas de travamento têm um efeito insignificante, e, por isto, o alcance dinâmico do sensor é otimizado maximizando a largura de faixa de controle.

A técnica preferida para o travamento da freqüência da fonte de laser 100 ao interferômetro de fogo 106 é o esquema de travamento PoundDrever-Hall (PDH). Em modelos teóricos do esquema de travamento PoundDrever-Hall, o sensor interferométrico pode ser abordado pela análise de uma cavidade ressonante de espaço livre, dentro da largura da faixa de interesse, os refletores Bragg usados no FFP 236 sendo de faixa larga, e ambos, os refletores e o índice de refração do ressonador sendo não-dispersivos. Na freqüência v do portador óptico, a resposta de reflexão complexa de um FFP, sem perda, formado por dois refletores combinados separados pela distância L, ambos com coeficiente de reflexão r da amplitude, pode ser expressa como

W - _x „ _ra exp(-i0(»/)) = Λ(^) expWM] onde E_r e o Ei são campos elétricos refletido e incidente; θ(ν) = 2 π v nL/c é a fase de ida e volta em um material com índice de refração «; e Λ(ν) e φ(ν) são, respectivamente, a amplitude e a resposta de fase. O FFP tem largura de faixa de largura total e média máxima (FWHM) de Δν_Οζ

O esquema de travamento Pound-Drever-Hall envolve interrogar o FFP 236 com a fase portadora do laser modulada em v_m quando mede a potência refletida com um fotodetector. Após a demodulação

7?

*-) eletrônica e a filtração de passagem baixa, este sinal pode ser reduzido a x {SfyfyOF* (^) -Γ*(κ)ί(ι/-)] _εο8(ψ) + _₍₁₎ onde o termo transversal c(p±) ~ F*(t/)F(,/_)

- A(u}A(iz+) exp{i [<£(?/) - 0(«z₊)]}

- Λ(ν)Λ(ι>-) exp{i(#(i/_) - ^)]}_ v+ = v+v_m e v. = v - v_m; P_c é a potência no portador enquanto P_sfl é a potência em cada faixa lateral. A troca de fase ψ é ajustada para otimizar o sinal de erro demodulado. Geralmente isto é conseguido quando

onde m é um inteiro. A fase de ida e volta 0(v) - πι2π quando o portador é ressonante com o FFP.

Da equação (2), pode ser deduzido que no caso de v_m « Δν_α5ϊ φ (v) - φ (v+) e φ (v.) - φ (v) são ambos muito pequenos, e assim a expressão é dominada por sua parte real. Inversamente, quando v_m » àv_0s9 as faixas laterais estão bastante fora da largura de linha do FFP quando o portador está perto da ressonância. Neste caso estes termos da diferença de fase se aproximam de π/2 e a expressão é dominada por sua parte imaginária. Se a forma da linha de FFP é simétrica e o portador está em ressonância, A (v+) = A (v.) e φ(ν) - φ (v+) = φ (v.) - φ(ν) para ambos os casos implicando em que a equação (2), e daí, a equação (1), transformem-se em zero. Este é o ponto usual de travamento da servo-freqüência. Da equação (1), fica claro que quando o termo transversal iguala 0 (travado à ressonância), a saída V (v) é igual a zero, e independente de Pc e P_s. Por isto,, quando travado, o sistema Pound-Drever-Hall é imune às variações de intensidade de ruído do laser até a primeira ordem. Em comparação, uma técnica de travamento lateral da faixa não mostra nenhuma imunidade implícita à intensidade do ruído, e exige

monitoramento adicional da intensidade e eletrônicos de subtração.

A primeira curva (isto é o gráfico (a) na FIG. 7 ilustra o sinal de erro teórico para o caso de v_m/Av_Oí5 = 0,1, enquanto a segunda curva (isto é o gráfico (b) é para o caso de ν,_η/Δν 0,5 =10, quando v é escaneado através da ressonância de um FFP. A terceira curva (isto é o gráfico (c) da FIG. 7 mostra o caso intermediário onde v_m/Av_0>5 = 2. Os dois sinais de erro, satélites na segunda curva são devido às faixas laterais submetidas à ressonância de FFP, enquanto que, na terceira curva os sinais do erro devido ao portador e às faixas laterais se fundem para dar forma um sinal de erro quase quadrado, único. As plotagens assumem uma largura de linha de ressonância de 150 MHz, e são interrogadas usando-se freqüências de modulação de fase de 15 MHz, 1500 MHZ, e 300 MHz, respectivamente.

O caso onde v_m » Δν₀,₅ descreve o regime de travamento Pound-Drever-Hall clássico, envolvendo cavidades Fabry-Perot de finuras elevadas. Os princípios de operação atrás de ambos os extremos são similares e, ambos serão referidos como travamento Pound-Drever-Hall neste documento.

Para uma ressonância dada FWHM, Δν₀,₅, a separação da freqüência entre os pontos críticos de um sinal de erro Pound-Drever-Hall é dependente de v_m Ela aproxima valores assintópticos para ambos os casos de v_m << Δν₀)5 e de v_m » Δνο,5> como ilustrado pela plotagem teórica na FIG. 8. A plotagem é calculada com ψ otimizado para cada v_m.

Por outro lado, para uma freqüência de modulação dada, o tamanho e conseqüentemente a inclinação do sinal de erro é dependente da largura de faixa FWHM Δν₀,₅. A FIG. 9 mostra a plotagem teórica do tamanho do sinal de erro normalizado pico-a-pico versus a largura de faixa normalizada de FWHM. O tamanho do sinal de erro se aproxima de zero quando v_m « Av₀,5, mas atinge um valor assintóptico quando v_m » Δν₀,₅.

No aparelho mostrado na FIG. 5, uma rampa de voltagem de

Hz de 2 Vp-p e simetria 50:50 pode ser aplicada à entrada do transdutor piezoelétrico do laser para varrer a freqüência de portador do laser igualandoa a uma inclinação de 380 V/s. Três sinais que podem ser gravados usando-se um osciloscópio digital enquanto a freqüência do laser é escaneada são mostrados, na FIG. 10. A primeira curva (isto é o gráfico (a) da FIG. 10 mostra um exemplo do sinal refletido pelo FFP 236, como medido pelo fotodetector de reflexão 248. A segunda curva da FIG. 10 mostra um exemplo do sinal transmitido e medido pelo fotodetector de transmissão 242. A terceira curva da FIG. 10 mostra um exemplo correspondente do sinal de erro experimental misturado para baixo 256. A FIG. 10 mostra igualmente duas ressonâncias de FFP dentro da largura de faixa das Grades de Bragg na primeira curva com picos máximos e Av₀₎₅ diferentes; as ressonâncias são os modos de finura elevada 1002 e de freqüência baixa 1004.

As diferenças entre os modos de ressonância de finura elevada e finura baixa na FIG. 10 poderiam ser devidas à refletividade dependente da freqüência dos pares de Grades de Bragg, resultando em finuras diferentes nas duas ressonâncias.: Desde que as grades neste exemplo não são apodisadas durante o processo de fabricação, uma refletibilidade mais elevada perto do centro de sua largura de faixa é esperada; a finura mais elevada (isto é, largura mais estreita) do primeiro modo ressonador confirma isto. Adicionalmente; comparando-se as alturas dos dois picos na FIG. 10 (a), a ressonância de finura mais baixa é vista como estando mais perto de ser a impedância combinada. Neste modo de finura baixa, quase toda a luz do laser é transmitida e os sinais refletidos se aproximam de zero. A diferença na intensidade transmitida, comparada com o modo de finura elevada subacoplada, pode ser explicada pela perda induzida de ultravioleta no ressonador, particularmente no espaçamento de 10 mm entre o par de grades. A ressonância de finura mais elevada transmitiu uma intensidade menor devido a seu maior número de idas e vindas ao ressonador, ou tempo de

3ο

armazenamento total, que resultou em perda total maior ao circular dentro do ressonador. Para reduzir esta perda, o laser ultravioleta pode ser controlado para evitar exposição da fibra entre os pares de grades durante o processo de fabricação do ressonador.

A curva de potência da transmissão (segunda curva na FIG. 10) e o sinal de erro refletido (terceira curva na FIG. 10) para a ressonância de finura elevada são mostrados ampliados na FIG. 11.0 tempo de FWIHM para o escaneamento do transdutor piezoelétrico na primeira curva da FIG. 11 é aproximadamente 30ps que correspondería a 11,4 mV no transdutor piezoelétrico. Para um transdutor piezoelétrico de laser calibrado para prover

12,5 GHz/V de sintonização, a largura de faixa de FWHM deste modo deveria ser 143 MHz. Para comparação, a ressonância de finura baixa (isto é, mais larga) tem um tempo de FWHM de 66 ps, que implica em uma largura de faixa Δν₀,5 de 314 MHz. A separação entre os dois picos de ressonância 1002 e 1004 é de aproximadamente l,9ms, como visto na FIG. 10, correspondendo a uma faixa espectral de 9 GHz, por isto o modo mais estreito ter uma finura de aproximadamente 63 quando a ressonância mais larga tem uma finura de aproximadamente 29.

A relação v_m/Áv₀,5 para o modo de finura mais elevada na FIG. 10 é aproximadamente 0,1. O tempo pico-a-pico correspondente para seu sinal de erro na segunda curva da FIG. 11 é aproximadamente 20, ps, correspondendo a. um ponto crítico de sinal de erro da separação de freqüência para a relação Av₀,₅ de aproximadamente 0,60. Por outro lado, a ressonância da finura mais baixa tem um tempo pico-a-pico do sinal de erro de 3 8ps, que corresponde a uma v_m/Av₀,5 de aproximadamente 0,05, e uma separação do ponto crítico do sinal de erro para a relação Av₀,5 de aproximadamente 0,58. A separação do ponto crítico do sinal de erro para as relações de Av₀,5 para os dois modos estão próximas uma da outra, e concordam com os valores como previsto na FIG. 8. Nestas larguras de linha, v_m é suficientemente pequeno em relação a Δν₀,5 para aproximar-se do valor assintóptico do limite mais baixo.

O sinal do erro pico-a-pico para o modo de finura mais elevada é maior do que aquele da mais baixa, como visto na terceira curva da FIG. 10, uma vez que v_m/Ávo,5 para o modo de finura mais elevada é duas vezes aquele do modo de finura mais baixa, como previsto pela plotagem teórica na FIG. 9. A voltagem do sinal de erro pico-a-pico para o modo de finura elevada pode ser medida para ser, por exemplo, 1.4 V, enquanto aquela para a ressonância da finura mais baixa pode ser 0.63 V. Estes dois pontos, para v_m/Av₀₅5 de 0,1 e de 0,05, estão normalizados e recoberto com a plotagem teórica na apresentação da FIG. 9.

Supondo-se um índice de refração efetivo de 1.45, uma faixa espectral livre de 9 GHz rendería um comprimento do ressonador de 1 l,5mm implicando em que o ponto eficaz da reflexão das grades seja aproximadamente 0,75 milímetros dentro de cada grade.

A inclinação do sinal de erro através da ressonância é aproximadamente 19 nV/Hz para o modo de finura mais elevada, e aproximadamente 9 nV/Hz para o modo de finura mais baixa. A ressonância da finura mais elevada é um modo preferido para o travamento PoundDrever-Hall, porque provê freqüência e discriminação de deslocamento mais sensíveis do que o modo de finura mais baixa.

Para iniciar a retroalimentação no aparelho da FIG. 5, a rampa de voltagem do gerador de sinal pode ser desligada, e a voltagem DC. do transdutor piezoelétrico ajustada lentamente enquanto as intensidades transmitidas e refletidas do laser são monitoradas com um osciloscópio. Quando o comprimento de onda do laser está quase ressonante com o pico de FFP 236 escolhido, a intensidade transmitida se aproxima de seu máximo, e o laço de retroalimentação pode então ser acoplado para adquirir o travamento. Um resultado exemplar deste processo é mostrado pelos traços digitais do

ST osciloscópio da FIG. 12. O amplificador de retroalimentação 508 pode, por exemplo, ter uma única resposta de pólo verdadeira com uma freqüência de borda de 0,03 Hz. O laço de retroalimentação total pode ter um ganho de DC. de aproximadamente 1000 e uma largura de faixa de ganho unitário ao redor 40 Hz. Um aparelho deste tipo permanecería travado por diversas horas. O término do travamento ocorrería quando a grade derivar para fora da faixa de sintonização do laser.

A FIG. 13 mostra um exemplo do espectro do ruído da ffeqüência 1302, medido com o aparelho interferométrico com retroalimentação ativa, com componentes como descritos acima. O ruído do sistema é mostrado recoberto pelo ruído de disparo calculado 1304 e ruído eletrônico medido 1306. Em freqüências acima da excitação ambiental, o ruído de freqüência do laser operando livre limitaria esta medida a aproximadamente 300 Hz/VHz. Assumindo-se que o laser tem uma forma de linha Lorentziana com densidade espectral branca do ruído de freqüência Sf, a largura de linha 3-dB do laser Δν_£ pode ser estimada por Δνι = onde Sftem unidades de Hz/VHz. Assim, o ruído da freqüência da faixa larga de aproximadamente 300 Hz/VHz corresponde a uma largura de linha de laser intrínseca de aproximadamente 280 kHz, sendo consistente com a estimativa do fabricante de 300 kHz para o laser do exemplo,

A capacidade de resposta de uma grade de Bragg pode ser estimada por δΧ& Xb δε = 0.78ε”¹ onde ε é a perturbação da tensão, λ_Β é o comprimento de onda de Bragg. Por exemplo; 1 ppm de troca de comprimento de onda de grade induzida corresponde, a uma tensão de aproximadamente 0.8 με. Em λ_Β = 1550 nm, a equação (3) pode ser rearranjada para chegar ao fator de conversão _(3) & __ A# δι/s ~ 0-7Sc — 6.6 χ IO¹⁵ 4“

Hz onde Δν_Β é a troca de freqüência de grade induzida equivalente. Desde que 1 pm é equivalente a 125 MHz a 1550 nm, um sistema com um piso de ruído de freqüência alta equivalente àquele mostrado na FIG., 13 teria uma sensibilidade de tensão de faixa larga de aproximadamente 2 ρε/V Hz.

O ruído de disparo 1304 na FIG. 13 foi calculado como segue:

Fsn = -7== yHz onde V_Sn é a voltagem equivalente do ruído de disparo; e = l,602xl0^-19 Cea carga eletrônica; V_DC é a voltagem da saída de DC. do fotodetector quando o sistema está travado; g é o ganho de trans-impedância do fotodetector; e α é o ganho da conversão do misturador. O quociente de V_Sn pela inclinação do sinal de erro dá, então, o ruído de disparo em unidades de Hz/VHz, que pode ser calculado para ser 16 ΗζΛ/Ηζ, correspondendo a uma sensibilidade limite do ruído de disparo de aproximadamente 100fs/^Hz (=16 Hz/VHz χ Δε/Δν_Β) para este aparelho do exemplo. O ruído eletrônico 1306 é o ruído escuro medido na saída do misturador.

Dentro da largura de faixa do ganho unitário do sistema de retroalimentação, o alcance dinâmico do sensor depende da faixa de sintonização da freqüência óptica do laser. Para um laser do exemplo com uma faixa de sintonização do transdutor piezoelétrico de 50 GHz, o alcance dinâmico de baixa freqüência do sistema seria limitado a 330 με (= 50 χ 10⁹ Hz χ Δε/ΔνΒ). Supondo-se um esforço de quebra de >100 kpsi, e um módulo Young de 1,02 xl04 kpsi para a sílica fundida, a tensão de quebra seria >9800 με, que está tipicamente além da faixa de sintonia do laser. Acima da largura de faixa do ganho unitário, o alcance dinâmico do sensor seria limitado pela largura de faixa FWHM do ressonador a 0.9 με (= 143x10⁶ Hz χ Δε/Δνβ). Por conseguinte, para aplicações de alcances dinâmicos grandes, a abordagem operacional preferida seria expandir para fora a largura de faixa do ganho l¹!

unitário a um máximo, e executar medidas no laço na entrada do transdutor piezoelétrico do laser.

No aparelho mostrado na FIG. 6, a modulação da corrente pode ser usada para modular a saída do laser. Um exemplo de uma fonte de laser é um diodo de laser de cavidade externa sintonizável New Focus Vortex 6029 centrado em 1550,15 nm, com aproximadamente 0,40nm, ou aproximadamente 50 GHz de faixa de sintonia. O comprimento de onda do laser pode ser sintonizado aplicando-se uma voltagem ao transdutor piezoelétrico, mudando, com isto, o comprimento da cavidade do laser. O interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot (FFP) 236 pode consistir em um par de Grades de Bragg combinadas nominalmente a 13.5db (7? aproximadamente 95,5%) cada um com 15 mm de comprimento, espaçados separadamente de 10 mm. A ressonância selecionada de FFP pode ter uma largura de linha de (FWHM) largura total e média máxima de aproximadamente 143 MHz. A demodulação e retroalimentação estão descritas acima em referência à FIG. 5. Este sinal de erro 604 serve a duas finalidades: (i) a baixas freqüências (< 20 Hz) o sinal é usado pelo servoamplificador para retroalimentar o laser 202 para assegurar que o laser permaneça travado ao centro da ressonância de FFP; (ii) a freqüências mais elevadas (>100 Hz) o sinal de erro provê uma saída dinâmica da tensão do FFP 236.

A FIG. 14 compara o ruído da freqüência de dois esquemas do exemplo: modulação de fase externa (como mostrado por um diagrama esquemático do exemplo na FIG. 5) no gráfico (c) 1402, e modulação de corrente direta (como mostrado por um diagrama esquemático do exemplo na FIG. 6) no gráfico (b) 1404.

Usando o modelo empírico para a capacidade de resposta da grade descrito acima, esta densidade espectral do ruído da freqüência pode ser convertida em tensão equivalente da fibra. Os resultados na FIG. 14 destes

Ί>5 ^Ιλ) sistemas do exemplo ilustram que a modulação de fase externa e a modulação direta podem ambas produzir uma sensibilidade da tensão de faixa larga de aproximadamente 2 ρε/^Ηζ. Ambos os métodos podem exibir os mesmos componentes do ruído ambiental de freqüência de áudio, incluindo a ressonância do transdutor piezoelétrico devido à excitação em laço fechado e, ruído acústico de faixa larga a baixas freqüências. Os dois esquemas da modulação podem produzir sensibilidades de faixa larga comparáveis.

Em um aparelho para sensoreamento interferométrico com uma pluralidade de sensores, mostrado na FIG. 15, a pluralidade de sinais modulados de uma pluralidade de fontes de laser moduladas pode ser combinada, usando métodos Wavelength-Division Multiplexing (WDM), dentro de uma única fibra óptica. Uma pluralidade dos elementos sensores 1502; cada um deles compreendendo um interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot,236 é arranjado em série ao longo de um único comprimento de fibra óptica. Os sensores podem ser arranjados de modo tal que o sinal de saída óptico venha da transmissão através dos interferômetros, como descritos na FIG. 15, ou tal que o sinal de saída óptico seja produzido da reflexão dos interferômetros, como explicado acima. Cada interferômetro na fibra responde à luz em comprimentos de onda selecionados, separados, λ_1? λ2, λ3„., como mostrado na FIG. 15; cada interferômetro é interrogado, por um feixe de radiação que corresponde ao seu comprimento de onda operacional. O afastamento do comprimento de onda dos comprimentos de onda selecionados, separados, podem ser tipicamente por volta de 0,25nm, limitado por sistemas WDM disponíveis e estruturas de interferômetro de fibra de Grades de Bragg Fabry-Perot.

No exemplo mostrado na FIG. 15, os feixes de raios laser de interrogação, cada um deles em um comprimento de onda selecionado, separado, são, produzidos de uma pluralidade de fontes de laser separadas, 1504, e os feixes são combinado com multiplexadores ópticos 1506. A radiação de cada laser pode ter um comprimento de onda central controlado por um controlador correspondente do comprimento de onda, e é modulado por uma de uma pluralidade de moduladores de radiofreqüência 1520. A pluralidade de saídas de sinais ópticos indicativos dos comprimentos ópticos dos mencionados interferômetros, são direcionadas para separar demoduladores usando um desmultiplexador óptico 1508, ou sistema óptico similar. Os sinais de saída óptica podem ser demodulados via uma pluralidade de fotodetectores 1510, misturadores 1512 e sinais oscilatórios locais de troca de fase (dos moduladores correspondentes de radiofreqüência 1520) em uma maneira descrita acima para o aparelho de interferômetro único. Os sinais demodulados são filtrados em passagem baixa e os sinais de erro 1518 observados para indicar os comprimentos ópticos dos interferômetros. Os sinais de erro podem ser retroalimentados aos controladores do comprimento de onda dos lasers, permitindo assim que cada laser procure o comprimento de onda central de seu interferômetro correspondente via um esquema de travamento de freqüência tal como a técnica Pound-Drever-Hall descrita acima.

Com referência à fig. 16, no aparelho com uma pluralidade de sensores, as distâncias 1602 entre os interferômetros de fibra 1604 podem ser de 10 s a 100 s de metros, indicada pelas letras di - d4.

No aparelho com uma pluralidade de sensores, as freqüências de modulação são vantajosamente selecionadas para serem iguais a um múltiplo de metade da Variação Espectral Livre (FSR) dos padrões FabryPerot secundários (ou seja, interferômetros secundários) formados entre os sucessivos Interferômetros Fabry-Perot de Grade de Fibra de Bragg ao longo de uma única fibra; isso remove os efeitos de padrão residuais da saída de sinal de interrogação. Essa relação de freqüência é mostrada esquematicamente na fig. 17. Se a freqüência de modulador 1702 (por exemplo, 10 a 20 MHz) for pequena, comparada à largura de FWHM do modo Interferômetro Fabry-Perot de Grade de Fibra de Bragg interrogado 1704 (por exemplo, 100 a 200 MHz), e o atraso de fase de demodulador for otimizado, o sinal de erro representa a mudança relativa das bandas laterais 1706, 1708 uma com relação à outra. Fazendo-se a sintonia fina da freqüência de modulação de corrente 1702 para que seja metade da FSR, ou um múltiplo mais alto da metade da FSR, da resposta de freqüência de padrão 1710 entre interferômetros sucessivos, ambas as bandas laterais experimentam efeitos de padrão idênticos. Isso pode eliminar a atenuação de banda lateral-banda lateral diferencial e assegurar que não haja sinal de erro produzido como resultado do padrão secundário parasítico. Nesse aparelho, todos os espaçamentos sensor-sensor na mesma fibra devem ser fixos e separados a um comprimento idêntico (ou algum múltiplo de um espaçamento fixo) para prover uma resposta de freqüência de padrão constante 1710. Essa técnica de espaçamento relaxa as exigências de apodisação sobre cada Interferômetro Fabry-Perot de Grade de Fibra de Bragg, e, desse modo, permite o espaçamento de canal de sensor mais próximo. Para um padrão de a freqüência de modulação, F_mod, deveria ser ajustada para F^=$FSR ou para cada banda lateral a ser refietida/transmitida igualmente pelo padrão, onde j é um inteiro, n é o índice refrativo e d é o espaçamento entre sensores. Para um dado espaçamento entre os elementos de interferômetro em uma única fibra, onde o espaçamento é grande (por exemplo, alguns 10 s de metros), há uma pluralidade de freqüências de modulação que satisfazem os critérios, cada uma com um valor de j diferente. Altemativamente, re-arranjar para o espaçamento produz d=í^~ ^nF,mí

Por exemplo, quando, F = 20 MHz, e η = 1,446, o espaçamento deveria ser de múltiplos de 2,6 metros.

Uma realização alternativa do aparelho com uma pluralidade de sensores, mostrada na fig. 18, tem um modulador de fase de radiofreqüência unitário 1806 a jusante a partir da óptica de WMD 1804 que combina a pluralidade de saídas de laser em uma fibra única. Essa topologia reduz o uso de moduladores de fase externos para um único modulador por fibra. Nesse aparelho, uma pluralidade de fontes de laser 1802 a comprimentos de onda selecionados separados, λμ λ₂, λ₃,..., é combinada usando a óptica de Multiplexação por Divisão de Comprimento de onda (WDM) 1804 e modulada usando um modulador óptico unitário 1806, por exemplo, um modulador de fase externo. Somente uma fonte de radiofreqüência unitária é exigida para acionar o modulador 1806. A radiação a partir dos lasers 1802, combinada na fibra óptica unitária, interroga uma pluralidade de interferômetros 1810, cada um responsivo a um comprimento de onda selecionado separado λμ λ₂, λ₃,.... Os sinais de saída ópticos, reunidos através de transmissão e reflexão, são separados em canais separados, correspondendo aos comprimentos de onda separados, usando ópticas de WDM 1812, então, demodulados usando misturadores separados

1814 e sensores eletrônicos separados 1816. Em uma realização do aparelho, os sinais de erro podem ser retroalimentados para os controladores de comprimento de onda dos lasers, capacitando cada laser, desse modo, a rastrear o comprimento de onda central de seu interferômetro correspondente via um esquema de travamento de freqüência (por exemplo, o esquema de

PDH), como descrito acima.

Em uma realização alternativa adicional do aparelho com uma pluralidade de sensores, ilustrado na fig. 19, uma pluralidade de sinais de saída ópticos, se originando a partir de uma pluralidade de interferômetros em uma fibra óptica unitária 1902, pode compartilhar um único fotodetector

1904. Nesse aparelho, cada saída de laser é modulada a uma radiofreqüência diferente. Depois da interrogação de cada sensor (ou seja, FFP), a demodulação em cada freqüência de modulação respectiva, com uma pluralidade de misturadores eletrônicos 1908, permite a extração de cada sinal de sensor acústico em isolamento. Isso simplifica a óptica de detecção evitando a necessidade de divisor/combinador e de outra óptica de WDM na saída de arranjo. Em uma realização do aparelho, os sinais de erro podem ser retroalimentados para os controladores de comprimento de onda dos lasers, capacitando cada laser, desse modo, a rastrear o comprimento de onda central de seu interferômetro correspondente, como descrito acima.

Deve ser apreciado que os modos de realização da invenção descritos acima com referência aos desenhos anexos foram dados a título de exemplo somente e que modificações e componentes adicionais podem ser providos para realçar o desempenho do aparelho.

Em todo este relatório e nas reivindicações que se seguem, a não ser que o contexto exija de outro modo, a palavra ‘compreender’, e variações, como ‘compreende’ e ‘compreendendo’, deverão ser entendidas como indicando a inclusão de um citado inteiro ou etapa, ou grupo de citados inteiros ou etapas.

A referência a qualquer técnica anterior nesta especificação não é, e não deve ser tomada, como um reconhecimento de qualquer forma de sugestão de que aquela técnica anterior faça parte do conhecimento geral comum na Austrália.

Claims (19)

1. REIVINDICAÇÕES

   1. Aparelho para sensoreamento interferométrico, caracterizado pelo fato de compreender uma pluralidade de fontes de laser de modo único longitudinal (100, 202, 1504, 1802), cada uma provendo radiação

   5 em um comprimento de onda selecionado correspondente, e pelo menos um modulador (102, 212, 1520, 1808) para modular frequência ou fase da radiação de cada fonte de laser; uma pluralidade de interferômetros de FabryPerot (106, 236) formados por Grades de Bragg (232, 234) gravados na fibra óptica (230, 1902), cada interferômetro (106, 236) tendo um comprimento de

   10 onda de ressonância correspondendo a um dos comprimento de onda selecionados e sendo responsivo à radiação modulada em um dos comprimentos de onda selecionados para que cada um produza um sinal de saída refletido ou transmitido dependente do correspondente comprimento de passo de interferômetro; e um ou mais demoduladores (110, 1512, 1814,

   15 1908) para demodular os sinais de saída ópticos e produzir uma plurabdade de respectivos sinais de medição indicadores de comprimentos de passo óptico dos respectivos interferômetros (106, 236).
2. 2. Aparelho de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de adicionalmente incluir uma pluralidade de controladores de

   20 comprimento de onda (402) respectivamente conectados às fontes de laser (100, 202, 1504, 1802) para controlar os comprimentos de onda selecionados das mencionadas fontes de laser (100, 202, 1504, 1802).
3. 3. Aparelho de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de cada controlador de comprimento de onda (402) incluir uma

   25 cavidade óptica externa à qual cada fonte de laser (100, 202, 1504, 1802) correspondente é travado em frequência para controlar o correspondente comprimento de onda selecionado.
4. 4. Aparelho de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de cada fonte de laser (100, 202, 1504, 1802) ser provido com uma

   Petição 870170091415, de 27/11/2017, pág. 18/21 corrente de acionamento para gerar a radiação correspondente e cada controlador de comprimento de onda (402) ser conectado à fonte de laser correspondente (100, 202, 1504, 1802) para ajustar a corrente de acionamento para controlar o correspondente comprimento de onda selecionado de cada
5. 5 fonte de laser correspondente (100, 202,1504,1802).

   5. Aparelho de acordo com qualquer uma das reivindicações 2 a 4, caracterizado pelo fato de incluir pelo menos um modulador de frequência externa ou de fase (216, 1806) conectado às fontes de laser (100, 202, 1504, 1802) para receber a radiação fornecida a partir das fontes de laser

   10 (100, 202, 1504, 1802) e conectado ao modulador (102, 212, 1520, 1808) para receber o sinal de modulação a partir do modulador (102, 212, 1520, 1808) para acionar o modulador de frequência externa ou de fase (216, 1806) e controlar a modulação da radiação.
6. 6. Aparelho de acordo com a reivindicação 2, caracterizado

   15 pelo fato do modulador (102, 212, 1520, 1806) ser conectado a uma entrada do controlador de comprimento de onda (402) para acionar o controlador de comprimento de onda (402) e controlar a modulação da radiação da fonte de laser (100, 202,1504, 1802) correspondente.
7. 7. Aparelho de acordo com qualquer uma das reivindicações 2

   20 a 6, caracterizado pelo fato de cada controlador de comprimento de onda (402) ser conectado a cada demodulador (110, 1512, 1814, 1908) correspondente para receber sinais de retroalimentação de cada demodulador (110, 1512, 1814, 1908) correspondente para controlar o comprimento de onda selecionado da fonte de laser (100, 202, 1504, 1802) correspondente.

   25 8. Aparelho de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de incluir pelo menos um filtro de baixa passagem (254, 1516) conectado aos demoduladores (110, 1512, 1814, 1908) e os controladores de comprimento de onda (402) para receber respectivos sinais de saída a partir dos demoduladores (110, 1512, 1814, 1908) e configurado para selecionar

   Petição 870170091415, de 27/11/2017, pág. 19/21 uma faixa de baixa frequência dos sinais de saída do demodulador já que os sinais de saída passam através do filtro de baixa passagem (254, 1516) para gerar uma retroalimentação para os controladores de comprimento de onda (402).

   5 9. Aparelho de acordo com a reivindicação 7 ou 8, caracterizado pelo fato da retroalimentação ser usada para manter os comprimentos de onda selecionados das fontes de laser (100, 202, 1504, 1802) nos comprimentos de onda centrais dos respectivos interferômetros (106, 236).

   10 10. Aparelho de acordo com qualquer uma das reivindicações

   1 a 9, caracterizado pelo fato de incluir uma única fibra óptica (230, 1902) e um multiplexador (1506, 1804) para combinar a radiação da pluralidade de fontes de laser (100, 202, 1504, 1802) em uma única fibra óptica (230, 1902), em que a plurabdade de interferômetros (106, 236) ser distribuída ao longo da

   15 mencionada fibra óptica (230, 1902).

   11. Aparelho de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de uma distância entre interferômetros sucessivos ser igual ac j / (4 n Fmod), onde c é a velocidade da luz, F_mod é a frequência de modulação, j é um inteiro, enéo índice de refração da fibra óptica (230, 1902).

   20 12. Aparelho de acordo com qualquer uma das reivindicações

   1 a 11, caracterizado pelo fato de incluir o modulador (102, 212, 1520, 1806) gerando um sinal compartilhado para modular frequência ou fase da radiação da plurabdade de fontes de laser (100, 202, 1504, 1802) na mesma frequência de modulação.

   25 13. Aparelho de acordo com qualquer uma das reivindicações

   1 a 12, caracterizado pelo fato de o pelo menos um modulador (102, 212, 1520, 1806) incluir uma plurabdade de moduladores (102, 212, 1520) conectados às respectivas fontes de laser (100, 202, 1504), em que os moduladores (102, 212, 1520) geram sinais que modulam a radiação a partir

   Petição 870170091415, de 27/11/2017, pág. 20/21 das fontes de laser (100, 202, 1504) a respectivas frequências de modulação diferentes.

   14. Aparelho de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de incluir um detector óptico (1904) compartilhado, configurado

   5 para receber uma pluralidade dos sinais de saída ópticos transmitidos ou refletidos para gerar um sinal detectado compartilhado de modo que cada demodulador (110, 1512, 1814, 1908) demodula o sinal detectado compartilhado para produzir os respectivos sinais de medição.

   Petição 870170091415, de 27/11/2017, pág. 21/21

   1/19

   102

   100

   MODULA- /112 DOR 4 /106 /-408^ 1 r/110 FONTE DE /104^ INTERFERÔEM- DEMODU- LASER TO DE FIBRA XâBQB

   r

   114

   FIG 1

   2/19 ll

   FIG 2

   3/19 (a)

   308

   GRAVAÇAO DE GRADE —h UV de potência média (b)

   232^^ ν'

   236

   232 rvx/vAzvXí /-234

   236

   234

   ΛΛΛΛΛΛ>

   FIG 3 comprimento

   4/19 πι

   FIG 4

   5/19

   FIG 5

   6/19

   FIG 6

   7/19 'V

   Sinais de erro normalizados

   Dessintonização de freqüência de laser (MHz)

   FIG 7
8. 8/19

   SEPARAÇÃO DE FREQÜÊNCIA PONTO DE RETORNO/Dn1/2

   B1G8
9. 9/19

   SINAL DE ERRO PICO-A-PICO NORMALIZADO

   FIG 9

   St
10. 10/19

    Tempo (ms)

    BTG10
11. 11/19

    Tf

    I

    O tD Tf N O CM (Λ) XI uieBe»|OA

    Tempo (s)
12. 12/19

    Voltagem Rx (V) Voltagem Tx (V)

    FIG 12
13. 13/19

    FIG 13

    SC
14. 14/19

    Ruído de freqüência (HzNHz)

    KIG14
15. 15/19

    FIG 15
16. 16/19 /

    FIG 16
17. 17/19

    FIG 17
18. 18/19

    1814

    FIG 18
19. 19/19 μΛΛΑ/ μΛ/V

    1906

    Laser ζχ, Ótica Laser 2,λ* -3 WDM

    /\ΛΗ κι.Ζ\/ψ-ί Laser

    FIG 19