BRPI0813868B1

BRPI0813868B1 - Métodos de transmissão com diversidade de retardo e diversidade de espaço-frequência

Info

Publication number: BRPI0813868B1
Application number: BRPI0813868-0A
Authority: BR
Inventors: Yinong Ding; Farooq Kahn; Jianzhong Zhang; Cornelius van Rensburg
Original assignee: Samsung Electronics Co., Ltd.
Priority date: 2007-06-25
Filing date: 2008-06-25
Publication date: 2021-03-23
Also published as: MY157277A; US8401107B2; WO2009002093A2; JP5460826B2; CN101689898A; EP2571215A2; JP5180299B2; KR101483321B1; KR20100039858A; EP2908443A1; RU2438242C2; ZA200908996B; CN101689898B; JP2010532130A; BRPI0813868A2; RU2009148302A; WO2009002093A3; US20120201329A1; EP2571215A3; US20090028264A1

Abstract

métodos de transmissão com diversidade de retardo e diversidade de espaço-freqüência. nesta invenção, são propostas várias soluções de laço aberto que abrangem a ciclagem de palavra código cdd de retardo pequeno, ciclagem de palavra código entre diferentes re-transmissões tanto de cdd de retardo tanto pequeno como grande. além disso, é proposto um método de ciclagem de palavra código de laço aberto para o esquema sfbc+fstd, bem como sua extensão para sfbc+fstd com base em harq. em um método, uma pluralidade de bits de informação são codificados, misturados e modulados para gerar uma pluralidade de símbolos de modulação. a pluralidade de símbolos de modulação são mapeadas sobre as sub-portadoras em pelo menos uma camada de transmissão de um recurso de transmissão. os símbolos de modulação são então pré-codificados ao utilizar uma matriz para diversidade de retardo cíclico e um conjunto de palavras código de certo livro código para gerar uma pluralidade de símbolos pré-codificados. as palavras código são cicladas para cada certo número de sub-portadoras. finalmente, os símbolos pré-codificados são transmitidos através de uma pluralidade de antenas de transmissão, ciclano a diversidade de retardo.

Description

MÉTODOS DE TRANSMISSÃO COM DIVERSIDADE DE RETARDO E DIVERSIDADE DE ESPAÇO-FREQUÊNCIA

HISTÓRICO DA INVENÇÃO CAMPO DA INVENÇÃO

A presente invenção relaciona-se a métodos para transmitir sinal ao utilizar diversidade de retardo e diversidade de freqüência de espaço.

DESCRIÇÃO DA TECNOLOGIA RELACIONADA

Esta aplicação incorpora por referência as publicações seguintes, cópias do mesmo material são anexadas a esta especificação, e que são tornadas uma parte desta aplicação:

[1]. 3GPP RAN1 contribuição Rl-072461, "High Delay CDD in Rank Adapted Spatial Multiplexing Mode for LTE DL", maio de 2007, Kobe, Japão;
[2]. 3GPP RAN1 contribuição Rl-072019, "CDD precoding for 4 Tx antennas", maio de 2007, Kobe, Japão/
[3]. 3GPP TS 36.211, "Physical Channels and Modulation", v 1.1.0;
[4]. 3GPP RAN1 contribuição Rl-073096, "Text Proposal for 36.211 regarding CDD Design", junho de 2007, Orlando, EUA; e
[5]. 3GPP TS 36.211, "Physical Channels and Modulation", v 8.23.0.

Um sistema de radio celular típico inclui um número de estações base fixas e um número de estações móveis. Cada estação base cobre uma área geográfica, que é definida como uma célula.

Tipicamente, existe uma via de propagação de rádio não de linha de visão (NLOS) entre a estação base e uma estação móvel devido a objetos naturais e feitos pelo homem dispostos entre a estação base e a estação móvel. Como conseqüência, ondas de rádio se propagam enquanto experimentam reflexos, difrações e espalhamento. A onda de rádio que chega na antena da estação móvel em uma direção no enlace descendente, ou na antena da estação base em uma direção no enlace ascendente, experimenta acréscimo construtivos e destrutivos por causa de diferentes fases de ondas individuais geradas devido a reflexos, difrações, espalhamento e recombinação fora de fase. Isto é devido ao fato de que, nas altas freqüências portadoras tipicamente utilizadas em uma comunicação sem fio celular contemporânea, pequenas mudanças em retardos de propagação diferencial introduz grandes mudanças nas fases das ondas individuais. Se a estação móvel estiver se deslocando ou houver mudanças no ambiente de espalhamento, então as variações espaciais na amplitude e na fase do sinal recebido composto se manifestarão como as variações no tempo conhecida como desvanecimento de Rayleigh ou desvanecimento rápido atribuível à recepção multivia. A natureza variável no tempo do canal sem fio exige uma relação sinal-ruído (SNR) muito alta para fornecer erro de bit desejado ou confiabilidade de erro de pacote.

O esquema de diversidade é amplamente utilizado para combater o efeito do desvanecimento rápido ao fornecer um receptor com múltiplas réplicas desvanecidas do mesmo sinal portador de informação.

Os esquemas de diversidade em geral se enquadram dentro das categorias seguintes: espaço, ângulo, polarização, campo, freqüência, tempo e diversidade multivia. A diversidade de espaço pode ser alcançada ao utilizar múltiplas antenas de transmissão ou de recepção. A separação espacial entre as múltiplas antenas é escolhida de modo que a diversidade se ramifica, isto é, os sinais transmitidos das múltiplas antenas experimentam desvanecimento com pouca ou nenhuma correlação. A diversidade de transmissão, que é um tipo da diversidade de espaço, utiliza múltiplas antenas de transmissão para fornecer ao receptor múltiplas réplicas não correlacionadas do mesmo sinal. Esquemas de diversidade de transmissão podem ainda ser divididos em esquema de diversidade de transmissão de laço aberto e esquema de diversidade de transmissão de laço fechado. Na abordagem da diversidade de transmissão de laço aberto nenhuma retroalimentação é necessária do receptor. Em um tipo de diversidade de transmissão de laço fechado, o receptor conhece a disposição das antenas de transmissão, calcula um ajuste de fase e de amplitude que deve ser aplicado nas antenas de transmissor para maximizar a energia do sinal recebido no receptor. Em outra disposição da diversidade de transmissão de laço fechado referida como diversidade de transmissão de seleção (STD), o receptor fornece informação de retroalimentação para o transmissor sobre quais antenas a serem utilizadas para a transmissão.

Diversidade de Retardo Cíclico (CDD) é um esquema de diversidade utilizado em sistemas de telecomunicação com base em OFDM, que transforma a diversidade espacial em diversidade de freqüência evitando a interferência inter-símbolos.

A contribuição Rl-072633 do Projeto de Parceria de Terceira Geração (3GPP), TS 36.211 versão 1.1.0 propôs uma estrutura de pré-codificador CDD que requer uma retroalimentação de Indicação de Matriz de Prê-codificador (PMI) . Outrossim, no CDD descrito na TS 36.211 versão 1.1.0, as estruturas de laço aberto (isto é, retardo grande) e de laço fechado (isto é, CDD de retardo pequeno) são diferentes. Seria melhor ter uma estrutura tanto para o laço aberto como o laço fechado, ao utilizar valores diferentes do pré-codificador. As duas estruturas são idênticas para os casos de classificação inteiro e em que a matriz de pré-codificador é uma matriz de identidade. A estrutura de laço fechado não possui solução para o caso em que nenhuma PMI está disponível para o caso de classificação menos que inteiro.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Portanto, é um aspecto da presente invenção fornecer métodos e aparelho melhorados para transmitir sinais.

É outro aspecto da presente invenção fornecer um pré-codif icador de laço aberto aprimorado que pode ser aplicado tanto para esquemas de diversidade de CDD de retardo grande como de CDD de retardo pequeno durante a transmissão.

De acordo com um aspecto da presente invenção, uma pluralidade de bits de informação são codificados, misturados e modulados para gerar uma pluralidade de símbolos de modulação. A pluralidade de símbolos de modulação é mapeada sobre as sub-portadoras em pelo menos uma camada de transmissão de um recurso de transmissão. Os símbolos de modulação são então pré-codifiçados ao utilizar uma matriz para a diversidade de retardo cíclico e um conjunto de palavras código de certo livro código para gerar uma pluralidade de símbolos pré-codifiçados. As palavras códigos são ciciadas para cada certo número de sub-portadoras. Finalmente, os símbolos pré-codifiçados são transmitidos através de uma pluralidade de antenas de transmissão.

Para CDD de retardo grande, os símbolos pré-codifiçados correspondentes a i-ésima sub-portadora é:
y(i)=W(i).D(i).U.x(i),
em que x(i) é um bloco de símbolos de modulação correspondentes a i-ésima sub-portadora e x (i) = [x(0) (i)...x(v-1) (i)]1, v é o número de camadas de transmissão, U é uma certa matriz fixa e os elementos de U sendo estabelecidos por Umn=e-j2mn/v para m=0,1, ... , v-1, e n=0,1, ... , v-1, e D(i) é uma matriz diagonal para suportar diversidade de retardo cíclica de retardo grande.

Para CDD de retardo pequeno, os símbolos pré-codifiçados correspondentes a i-ésima sub-portadora é:
y(i) =D(i) . W(i) .x (i) ,
em que D(i) é uma matriz diagonal para suportar diversidade de retardo cíclico de retardo pequeno.

Tanto para CDD de retardo pequeno como para CDD de retardo grande, os símbolos pré-codifiçados correspondentes a i-ésima sub-portadora é:
y(i)=D(i) . W (i) . C (i) . x (i) ,
em que D(i) é uma primeira matriz diagonal para suportar diversidade de retardo cíclico de retardo pequeno, e C(i) é uma segunda matriz diagonal para suportar diversidade de retardo cíclico de retardo grande.

O valor q poderá ser igual a 1, ou poderá ser igual à classificação de transmissão, ou poderá ser igual a 12m, em que m é um inteiro positivo.

O conjunto de palavras código poderá incluir todas as palavras código no certo livro código. Alternativamente, o conjunto de palavras código poderá incluir um subconjunto de palavras código no certo livro código.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, uma pluralidade de bits de informação são codificados, misturados e modulados para gerar uma pluralidade de símbolos de modulação. A pluralidade de símbolos de modulação é mapeada sobre as sub-portadoras em pelo menos uma camada de transmissão de um recurso de transmissão. Os símbolos mapeados são repetidamente pré-codifiçados e transmitidos através de uma pluralidade de antenas ao utilizar uma matriz para diversidade de retardo cíclico e aplicando diferentes palavras código para diferentes retransmissões.

De acordo com ainda outro aspecto da presente invenção, quatro símbolos a serem transmitidos são codificados ao utilizar um código de bloco de freqüência de espaço de classificação 2 para gerar um bloco de freqüência de espaço de classificação 2 de símbolos. Então, o bloco de símbolos é pré-codifiçado ao utilizar uma matriz para diversidade de retardo cíclico e um conjunto de palavras código de um certo livro código para gerar uma pluralidade de símbolos pré-codifiçados. As palavras código ciciadas para cada certo número de sub-portadoras. Finalmente, os símbolos pré-codifiçados são transmitidos através de uma pluralidade de antenas.

De acordo com ainda outro aspecto da presente invenção, quatro símbolos a serem transmitidos são codificados utilizando um código de bloco de freqüência de espaço de classificação 2 para gerar um bloco de freqüência de espaço de classificação 2 de símbolos. O bloco de símbolos é repetidamente pré-codifiçado e transmitido através de uma pluralidade de antenas ao utilizar uma matriz para diversidade de retardo cíclico e aplicar diferentes palavras código para diferentes retransmissões.

De acordo com outro aspecto da presente invenção, quatro símbolos a serem transmitidos são codificados para gerar duas matrizes de transmissão. As duas matrizes de transmissão, T1 e T2 são:

em que Tij representa o símbolo a ser transmitido na i-ésima antena e na j-ésima sub-portadora. Os quatro símbolos são repetidamente transmitidos através de quatro antenas ao aplicar alternativamente as duas matrizes de transmissão T1 e T2 em um domínio da freqüência.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Uma apreciação mais completa da invenção e muitas das vantagens conseqüentes desta serão prontamente aparentes à medida que a mesma torna-se mais bem compreendida com referência à seguinte descrição detalhada quando considerada em conjunto com os desenhos acompanhantes em que símbolos de referência iguais indicam componentes iguais ou similares, em que:
A Figura 1 ilustra esquematicamente uma cadeia transceptora de Multiplexação por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM) adequada à prática dos princípios da presente invenção.
As Figuras 2A e 2B ilustram esquematicamente dois esquemas de alocação de sub-portadoras de cronogramação multiusuário seletiva por freqüência e diversidade de freqüência em um sistema OFDM.
A Figura 3 ilustra esquematicamente um esquema de transmissão e de recepção em um sistema de entrada múltipla e de saída múltipla (MIMO).
A Figura 4 ilustra esquematicamente um esquema de pré-codificação em um sistema MIMO.
A Figura 5 ilustra esquematicamente um esquema para processar sinais pré-codifiçados em um receptor.
As Figuras 6A e 6B ilustram dois esquemas para aplicar deslocamento de fase a sub-portadoras.
A Figura 7 ilustra esquematicamente um esquema de pré-codificação de diversidade de retardo cíclico.
A Figura 8 ilustra esquematicamente (???) utilizando palavras código diferentes em retransmissões diferentes em um esquema de repetição e solicitação automática híbrida (HARQ) como uma versão de acordo com os princípios da presente invenção.
A Figura 9 ilustra esquematicamente um esquema para pré-codificar um código de bloco de freqüência de espaço de classificação 2 como outra versão de acordo com os princípios da presente invenção.
A Figura 10 ilustra esquematicamente um esquema para pré-codificar um código de bloco de frequência de espaço de classificação 2 ao aplicar palavras código diferentes em retransmissões diferentes em um esquema HARQ como outra versão de acordo com os princípios da presente invenção.

DESCRIÇÃO DETALHADA DAS VERSÕES

A Figura 1 ilustra uma cadeia transceptora de Multiplexação por Divisão de Freqüência Ortogonal. Em um sistema de comunicação que utiliza a tecnologia OFDM, na cadeia transmissora 110, sinais de controle ou dados 111 são modulados pelo modulador 112 em uma série de símbolos de modulação, que são subsequentemente convertidos serial-a-paralelo pelo conversor Serial/Paralelo (S/P) 113. Uma unidade de Transformada Rápida de Fourier Inversa (IFFT) 114 é utilizado para transferir os sinais do domínio da freqüência para o domínio do tempo dentro de uma pluralidade de símbolos OFDM. O prefixo cíclico (CP) ou o prefixo zero (ZP) é acrescentado a cada símbolo OFDM pela unidade de inserção CP 116 para evitar ou mitigar o impacto devido ao desvanecimento multivia. Conseqüentemente, o sinal é transmitido pelo transmissor (Tx) da unidade de processamento de extremidade frontal 117, como uma antena (não mostrada) , ou alternativamente, por fio fixo ou cabo. Na cadeia de recepção 120, supondo que sejam atingidas uma sincronização perfeita de tempo e de freqüência, o sinal recebido pelo receptor (Rx) da unidade de processamento da extremidade frontal 121 é processado pela unidade de remoção CP 122. A unidade de Transformada Rápida de Fourier 124 transfere o sinal recebido do domínio do tempo para o domínio da freqüência para posterior processamento.

A largura de banda total em um sistema OFDM é dividida em unidades de freqüência de banda estreita denominadas sub-portadoras. O número de sub-portadoras é igual ao tamanho do FFT/IFFT N utilizado no sistema OFDM. Em geral, o número de sub-portadoras utilizado para dados é inferior a N, pois algumas sub-portadoras na borda do espectro de freqüência são reservadas como sub-portadoras de guarda. Em geral, nenhuma informação é transmitida em sub-portadoras de guarda.

Em um enlace de comunicação, um canal multivia resulta em um desvanecimento seletivo de freqüência. Ademais, em um ambiente sem fio móvel, o canal também resulta em um desvanecimento que varia no tempo. Portanto, em um sistema móvel sem fio que emprega acesso com base em OFDM, o desempenho geral do sistema e sua eficiência podem ser melhorados ao utilizar, além da cronogramação no domínio do tempo, cronogramação multiusuário seletiva da freqüência. Em um canal sem fio móvel seletivo de freqüência e variável no tempo, também é possível melhorar a confiabilidade do canal ao espalhar e/ou codificar a informação sobre as sub-portadoras .

No caso da cronogramação multiusuário seletiva da freqüência, um conjunto contíguo de sub-portadoras experimentando potencialmente um desvanecimento para cima é alocado para a transmissão para o usuário. A largura de banda total é dividida em sub-bandas que agrupam múltiplas sub-portadoras contíguas como é mostrado na Figura 2A em que as sub-portadoras f1, f2, f3 e f4 são agrupadas em uma sub-banda para transmissão para o usuário no modo de cronogramação multiusuário seletiva de freqüência. No caso da transmissão de diversidade de freqüência, contudo, as sub-portadoras alocadas são preferivelmente distribuídas uniformemente por todo o espectro. Como é mostrado na Figura 2B, as sub-portadoras f1, f5, f9 e f13 são agrupadas em uma sub-banda para transmissão. A cronogramação multiusuãrio seletiva de freqüência é geralmente benéfica para usuários de baixa mobilidade para os quais a qualidade de canal pode ser acompanhada. Mas a qualidade de canal geralmente não pode ser acompanhada para os usuários de alta mobilidade (particularmente em um sistema dúplex por divisão de freqüência em que o desvanecimento entre o enlace descendente e o enlace ascendente é independente) devido aos atrasos na retroalimentação da qualidade do canal e com isso o modo de transmissão de diversidade da freqüência é preferido.

Esquemas de Múltipla Entrada Múltipla Saída (MIMO) utilizam múltiplas antenas de transmissão e múltiplas antenas de recepção para melhorar a capacidade e a confiabilidade de um canal de comunicação sem fio. O sistema MIMO promete aumento linear na capacidade com K em que K é o mínimo do número de antenas de transmissão (M) e de antenas de recepção (N) , isto é, K=min(M,N) . Um exemplo simplificado de um sistema MIMO 4 x 4 é mostrado na Figura 3. Neste exemplo, quatro fluxos de dados diferentes são transmitidos separadamente das quatro antenas de transmissão. Os sinais transmitidos são recebidos nas quatro antenas de recepção. Alguma forma de processamento de sinal espacial é efetuada nos sinais recebidos para recuperar os quatro fluxos de dados. Um exemplo do processamento de sinal espacial é o Layered Space-Time (V- BLAST) da Bell Laboratories, que utiliza o princípio de cancelamento de interferência sucessiva para recuperar os fluxos de dados transmitidos. Outras variantes dos esquemas MIMO incluem esquemas que efetuam algum tipo de codificação espaço-tempo através das antenas de transmissão (por exemplo, o Layered Space-Time (D-BLAST) diagonal da Bell Laboratories) e também esquemas de formação de feixes como o Acesso Múltiplo por Divisão Espacial (SDMA - Spacial Division Múltiple Access).

A estimação do canal MIMO consiste de estimar o ganho de canal e a informação de fase para enlaces de cada uma das antenas de transmissão para cada uma das antenas de recepção. Portanto, o canal para um sistema MIMO M x N consiste de uma matriz N x M:

em que aij representa o ganho de canal da antena de transmissão j para a antena de recepção i. Para permitir as estimações dos elementos da matriz de canal MIMO, pilotos separados são transmitidos de cada uma das antenas de transmissão.

Um protocolo de pré-codificação opcional que emprega uma pré-codificação unitária antes de mapear os fluxos de dados para as antenas físicas é mostrado nas Figuras 5A e 5B. A pré-codificação opcional cria um conjunto de antenas virtuais (VA) 171 antes da pré-codificação. Neste caso, cada uma das palavras código é potencialmente transmitida através de todas as antenas de transmissão físicas 172.
Dois exemplos de matrizes de pré-codificação unitária, P1 e P2, para o caso de duas antenas de transmissão 172, poderão ser:

Suponha que os símbolos de modulação S1 e S2 são transmitidos em um dado tempo através do fluxo 1 e do fluxo 2, respectivamente. Então o símbolo de modulação T1 após pré-codificação com a matriz P1 no exemplo conforme mostrado na Figura 5A e o símbolo de modulação T2 após pré-codificação com a matriz P2 no exemplo conforme mostrado na Figura 5B podem ser escritos, respectivamente, como:

Portanto, os símbolos

serão transmitidos através das antenas 1 e 2, respectivamente, quando a pré-codificação estiver feita utilizando a matriz de pré-codificação P1 como é mostrado na Figura 4A. De maneira similar, os símbolos

serão transmitidos através da antena 1 e da antena 2, respectivamente, quando a pré-codificação for feita utilizando a matriz de pré-codificação P2 conforme está mostrado na Figura 4B. Deve-se observar que a pré-codificação é feita em nível de sub-portadora OFDM antes da operação IFFT como está ilustrado nas Figuras 4A e 4B.

Em um sistema MIMO pré-codificado, operações inversas são efetuadas no receptor para recuperar os símbolos transmitidos. Os símbolos recebidos são multiplicados com as matrizes de pré-codificação inversa. As matrizes de pré-codificação inversa são dadas como:

Deve-se observar que o inverso de uma matriz de pré-codificação unitária pode ser simplesmente obtida ao tirar o transposto conjugado complexo da matriz de pré-codificação. Os símbolos transmitidos são decodificados por multiplicação do vetor do símbolo recebido com as matrizes de pré-codificação inversa. Portanto, os símbolos transmitidos são dados como:

Um canal físico no enlace descendente corresponde a um conjunto de elementos de recurso que portam informação originada de camadas mais altas. Primeiro, uma pluralidade de bits de informação são codificados com uma pluralidade de palavras código para gerar uma pluralidade de blocos. Para a transmissão no enlace descendente em um canal físico, o bloco de bits b(q) (0),...,b(q)(M(q)bit - 1) em cada palavra código q, deverá ser misturado antes da modulação, resultando em um bloco de bits misturados c(q) (0),...,c(q)(M(q)bit - 1) . Aqui, M(q)bit é o número de bits na palavra código q a ser transmitido no canal no enlace descendente físico. Até duas palavras código podem ser transmitidas em um sub-quadro, isto é, q=s{0,l}. Então, o bloco de bits misturados c(q) (0),...,c(q)(M(q)bit - 1) para cada palavra código q deverá ser modulado quer o chaveamento de deslocamento de fase de quadratura (QPSK) ou modulação de amplitude de quadratura de ordem 16 (16QAM), ou modulação de amplitude de quadratura de ordem 64 (64QAM), resultando em um bloco de símbolos de modulação de valores complexos d(q) (0),...,d(q)(M(q)symb - 1) . Os símbolos de modulação de valores complexos para cada uma das palavras código a serem transmitidas são mapeadas sobre uma ou várias camadas de transmissão. Os símbolos de modulação de valores complexos d(q) (0),...,d(q)(M(q)symb - 1) para a palavra código q deverão ser mapeados sobre as camadas x (i) = {x(0) (i) ,..., x(v-1) (i)] de acordo com um certo esquema de mapeamento palavra-de-código-a-camada descrita na Seção 5.3.3 do 3GPP TS 3 6.211, em que v é o número de camadas. Subseqüentemente, um bloco de vetores x (i) = {x(0) (i) ,..., x(v-1) (i)]T do mapeamento de camada é pré-codifiçado para gerar um bloco de vetores y (i) = [y(0) (i) ,..., y(p-1)(i)]T, em que p é o número de portas de antena e é igual ou maior que a classificação p da transmissão. O bloco de símbolos de valores complexos y(p) (0),..., y(p) (M(p)s - 1) deverá ser mapeado para os elementos de recurso (k,1) na porta de antena p não utilizada para outros fins em ordem crescente de primeiro o índice k e depois o índice 1.

Descrevemos uma abordagem de pré-codificação que se aplica tanto à diversidade de transmissão como a multiplexação espacial MIMO. Um pré-codificador composto é construído com base em um pré-codificador unitário como um pré-codificador de matriz de Fourier multiplicado com outro pré-codificador unitário que representa um esquema de diversidade de transmissão como a diversidade de retardo cíclico. Deve-se observar que os princípios da invenção atual também se aplicam aos casos da pré-codificação não-unitária ou pré-codificadores unitários que não o pré-codificador de matriz de Fourier.

A matriz de Fourier é uma matriz quadrada N x N com entradas dadas por:
PN=ej2xmn/N m,n=0,1,...,(N-1). (6)

Por exemplo, uma matriz de Fourier de 2 x 2 pode ser expressa como:

De maneira similar, uma matriz de Fourier de 4 x 4 pode ser expressa como:

Múltiplas matrizes de Fourier podem ser definidas ao introduzir um parâmetro de deslocamento (g/G) na matriz de Fourier. A entrada das múltiplas matrizes de Fourier é dada por:
Pmn=ej2π m/n(n+g/G) m,n=0,1,...,(N-1) (9)

Um conjunto de quatro matrizes de Fourier de 2 x 2 pode ser definido ao tomar G=4, e g=0, i, 2 e 3 e são escritas como:

Um esquema de diversidade de retardo cíclico pode ser implementado no domínio da freqüência com um deslocamento de fase de ejφk aplicado à sub-portadora k transmitido da i-ésima antena de transmissão, O ângulo φ1 é dado como:

em que D1 é o retardo cíclico em amostras aplicado da i-ésima antena. Deve-se observar que outras funções podem ser utilizadas para derivar o deslocamento de fase no domínio de freqüência. O deslocamento de fase poderá ser mantido constante para um grupo de sub-portadoras. Como é mostrado na Figura 6A, o deslocamento de fase φ1 é constante sobre a sub-banda (SB) 1, φ2 é constante SB2, e assim por diante. Também é possível permitir que o deslocamento de fase varie de um grupo de sub-portadoras para o seguinte. Como é mostrado na Figura 6B, o deslocamento de fase varie de 2π/Ν até 2π sobre uma faixa de freqüência da sub-portadora 1 à sub-portadora 512.

A diversidade de retardo cíclico pode ser observado como pré-codificação com a matriz de pré-codificação seguinte para o caso de quatro antenas de transmissão:

A Figura 7 ilustra esquematicamente um transmissor dotado do esquema de pré-codificação CDD que utiliza a matriz de pré-codificação acima. Pode-se observar que o mesmo símbolo com antena e deslocamentos de fase de múltiplas antenas. Nenhum deslocamento de fase é aplicado para o símbolo transmitido da primeira antena.

No 3GPP RAN1, contribuição R1-073096, "Text Proposal for 35.211 regarding CDD Design", publicado em junho de 2007, Orlando, EUA, uma proposta conjunta é representada que inclui tanto o pequeno como o grande CDD de retardo.

Para CDD de retardo zero e CDD de retardo pequeno, a pré-codificação para multiplexação espacial deverá ser efetuada de acordo com a equação seguinte:
y(i)=D(i) .W(i) .x(i) , (13)
em que a matriz de pré-codificação W(i) é de tamanho P x v, P é o número de portas de antena, v é o número de camadas, a matriz D(i) é uma matriz diagonal para suporte de diversidade de retardo cíclico pequeno ou zero, e a matriz x(i) denota o sinal a ser transmitido na i-és ima sub-portadora. Aqui, x (i) = [x(0)(i) ,..., x(v-1) (i) ]T, em que x(j) (i) denota o sinal a ser transmitido na i-ésima sub-portadora na j-ésima camada. A matriz D(i) deverá ser selecionada da Tabela 1, onde o valor específico do equipamento do usuário (UE) de δ é configurado semi-estaticamente no UE e o Nó B (isto é, a estação base) pelas camadas mais altas. A quantidade η na Tabela 1 é o menor número de um conjunto {128, 256, 512, 1024, 2048}, tal que η≥DLBW sendo o número de sub-portadoras em uma largura de banda no enlace descendente.
Tabela 1. Diversidade de retardo cíclico zero e pequeno (TS 36.211, versão 1.1.0)

Observe que esses valores se aplicam apenas quando a diversidade de transmissão não é configurada para a classificação 1 de transmissão.

Para a multiplexação espacial, os valores de W(i) deverão ser selecionados entre os elementos do pré-codificador no livro código configurado no Nó B e no UE. O Nó B pode ainda confinar a seleção do pré-codificador no EU a um subconjunto dos elementos no livro código utilizando restrição de subconjunto no livro código. De acordo com TS 36.211, versão 1.1.0, o livro código configurado deverá ser igual à Tabela 2. Observe que o número de camadas v é igual à classificação de transmissão p no caso da multiplexação espacial.
Tabela 2. Livro código para multiplexação espacial (TS 36.211, versão 1.1.0)

De acordo com TS 36.211, versão 8.2.0, para transmissão em portas de duas antenas, ρε{0,1}, a matriz de pré-codificação W(i) para CDD de retardo de zero, pequeno e grande, deverá ser selecionado da Tabela 3 ou um subconjunto desta.
Tabela 3. Livro código para transmissão em portas de antena {0,1}. (TS 36.211, versão 8.2.0)

Para a transmissão em quatro portas de antena, pε{0,1,2,3}, a matriz de pré-codificação W para CDD de retardo zero, pequeno e grande deverá ser selecionado da Tabela 4 ou um subconjunto desta. A quantidade W(s)n denota a matriz definida pelas colunas dadas pelo conjunto {s} da expressão Wn=I-2unuHn/uHnun, em que I é a matriz de identidade de 4 x 4 e o vetor un é dado pela Tabela 4 .
Tabela 4. Livro código para a transmissão nas portas de antena {0,1,2,3} (TS36.211, versão 8.2.0)

Para o CDD de retardo grande, a pré-codificação para multiplexação espacial será efetuada de acordo com a equação seguinte:
y(i)=W(i) .D(i) .U.x(1), (14)
em que a matriz de pré-codificação W(i) é de tamanho P x v, P é o número de portas de antena, v é o número de camadas, a quantidade D(i) é uma matriz diagonal para suporte da diversidade de retardo cíclico grande, e U é uma matriz fixa. As matrizes U e d(i) são do tamanho v x v. Os elementos da matriz fixa U são definidos como Umn=e-j2πmn/v, para m=0,1,...,v-1. E m=0,1,...,v-1. De acordo com a TS 3 6.221, versão 1.1.0, a matriz D(i) deverá ser selecionada da Tabela 5.
Tabela 5. Diversidade de retardo cíclico de grande retardo (TS36.221, versão 1.1.0)

Observe que o valor de δ na Tabela 1 e o valor de δ na Tabela 5 não são os mesmos.
De acordo com a TS 36.221, versão 8.2.0, as matrizes U e D(i) deverão ser selecionadas da Tabela 6 .
Tabela 6. Diversidade de retardo cíclico de retardo grande (TS 36.221, versão 8.2.0)

Para a multiplexação espacial, os valores de W(i) deverão ser selecionado entre os elementos do pré-codificador no livro código configurado no Nó B e no UE. O Nó B pode ainda confinar a seleção do pré-codificador no UE a um subconjunto dos elementos no livro código utilizando a restrição de subconjunto do livro código. O livro código configurado deverá ser igual â Tabela e à Tabela 4. Observe que o número de camadas v é igual à classificação p de transmissão no caso de multiplexação espacial.

Ademais, é proposto um método de ciclagem de palavra código para a equação de retardo grande, y(i)=D(i) .W(i) .U.x(i), de modo que W(i) é selecionado ciclicamente como uma das palavras código quer no livro código na Tabela 3 para portas de duas antenas, e na Tabela 4 para portas de quatro antenas, ou um subconjunto dos livros códigos. É proposto que a palavra código mude quer a cada sub-portadora ou a cada v sub-portadoras, em que v é a classificação da transmissão.

Em uma primeira versão de acordo com os princípios da presente invenção, propomos efetuar a ciclagem da palavra código no método CDD de retardo grande y(i)=W(i) .D(i) .U.x(i) para cada bloco de recurso (RB) ou cada número inteiro de RBs. Para o sistema LTE um RB consiste de doze sub-portadoras. Portanto, a palavra código W(i) é selecionada de acordo com W(i)=Ck, em que k é dada por

ou, mais concisamente,

Aqui, m>o é um inteiro não negativo e 12 é o número de sub-portadoras em um RB. Ademais, Ck denota a k-ésima palavra código no MIMO de usuário único (SU-MIMO) que pré-codifica livros códigos definidos na Tabela 3 para duas portas de antena, e na Tabela 4 para quatro portas de antena, ou um subconjunto destas, e N é o tamanho do livro código ou o tamanho do subconjunto.
Outrossim observe que mod(x) é uma operação de módulo e [x] é uma operação teto.

Em uma segunda versão de acordo com os princípios da presente invenção, propomos efetuar a ciclagem de palavra código em um método CDD de retardo pequeno e grande uniforme conforme dado por:
y(i)=D(i).W(i).C(i).x*(i) (17)
para cada q sub-portadora. Na equação acima, D(i) significa uma matriz diagonal para suporte da operação CDD de retardo pequeno e D(i) deverá ser selecionado da Tabela 11 para a i-ésima sub-portadora, C(i) significa a operação CDD de retardo grande para a i-ésima sub-portadora, e C (i) =D' (i) .U, em que D' (i) é uma matriz diagonal para suporte da operação CDD de retardo grande, e U é uma matriz fixa. As matrizes D' (i) e U são do tamanho v x v e deverão ser selecionadas da Tabela 6. Portanto, a palavra código W(i) é selecionada de acordo com W(i)=Ck, em que k é dado por:

ou, mais concisamente,

Aqui, q>0 é um inteiro não-negativo arbitrário. Exemplos do valor q incluem q=l, ou q=v em que v é a classificação de transmissão, ou q=12 (ciciar cada m RBs) em que m>0 é um número não-negativo e 12 é o número de sub-portadoras em um RB. Ademais, Ck denota a k-ésima palavra código no MIMO de usuário único (SU-MIMO) livros código pré-codifiçados definidos na Tabela 3 para duas portas de antena, e na Tabela 4 para quatro portas de antena, ou um subconjunto destes, e N é o tamanho do livro código ou o tamanho do subconjunto. Outrossim, observe que mod(x) é uma operação de módulo e [x] é uma operação teto.

Em uma quarta versão de acordo com os princípios da presente invenção, propomos aplicar palavras código diferentes para retransmissão diferente em um sistema de repetição de solicitação automática híbrida (HARQ) que utiliza quer o método CDD de retardo pequeno y(i)=D(i) .W(i) .x(i), ou o método de retardo grande y(i)=W(i) .D(i) .x(i), ou o método de retardo pequeno-grande uniforme y(i)=D(i) .W(i) .C(i) .x(i). Que haja T retransmissões no sistema HARQ e que W1 (i),W2 (i) ,... , WT (i) sejam as palavras código utilizadas para essas T retransmissões. O sinal de transmissão para cada retransmissão é então dado por
yi (i)=D(i) .W1(i) .x(i) (19)
para CDD de retardo pequeno, e
yt (i)=Wt (i) .D= (i) .U .x(i) (20)
para o CDD de retardo grande, e
yt(i)=D(i) .Wt(i) .C(i) .x(i) (21)
para CDD de retardo uniforme pequeno e grande. Ademais, propomos selecionar essas palavras código de maneira tal que wt(i)=Ckt para t=1,...,T, em que Ckt denota a k-ésima palavra código no livro código do livro código de pré-codificação definido na Tabela 3 para duas portas de antena, e na Tabela 4 para quatro portas de antena, ou um subconjunto delas, e tal que a opção de Ckt é independente para cada retransmissão, isto é, para a t-ésima transmissão, Ckt pode ser qualquer uma das N palavras código, independentemente de qual palavra código é utilizada nas transmissões anteriores. A Figura 8 ilustra como as palavras código diferentes são utilizadas em retransmissões diferentes.

Em uma quinta versão de acordo com os princípios da presente invenção, propomos acrescentar um processo de pré-codificação, denotado pela matriz W(i) em que i é o índice de sub-portadora, na saída do bloco de código de bloco de freqüência de espaço de classificação 2 (SFBC) dado por:

e este método de classificação 2 pré-codifiçado é ilustrado na Figura 9. E o sinal de transmissão geral é dado por:
y(i)=W(i) .A(i), (23)
em que utilizamos a notação A(i) para enfatizar o fato de que a matriz de transmissão SFBC de classificação 2 é uma função do índice de sub-portadora. Isto é,

Além disso, observe que S1 a S4 são gerados da mesma palavra código.

Uma maneira de escolher a palavra código é escolher o W(i) de acordo com o índice de matriz de pré-codificação (PMI) na retroalimentação, e W(i) pertence ao livro código definido na Tabela 3 para duas portas de antena, e na Tabela 4 para quatro portas de antena, ou um subconjunto delas.

Outra maneira de escolher a palavra código é escolher W(i) como uma matriz unitária arbitrária que varia a cada q sub-portadoras, em que q>0 é um inteiro não-negativo arbitrário. Portanto, a palavra código W(i) é selecionada de acordo com w(i)=Ck, em que K é dado por:

ou, mais concisamente,

Exemplo do valor q incluem q-1 ou q=v era que v é a classificação da transmissão, ou q=12m (ciciar cada m RBs) em que m>0 é um número não-negativo e 12 é o número de sub-portadoras em um RB. Ademais, Ck denota a k-ésima palavra código no MIMO de usuário único (SU-MIMO) em que m>0 é um número não-negativo e 12 é o número de sub-portadoras em um RB. Ademais, Ck denota a k-ésima palavra código no MIMO de usuário único (SU-MIMO) livro código de pré-codificação definido na Tabela 3 para duas portas de antena, e na Tabela 4 para quatro portas de antena, ou um subconjunto delas, e N é um tamanho do livro código ou o tamanho do subconjunto. Outrossim observe que mod(x) é uma operação de módulo e [x] é uma operação teto.

Em uma sexta versão de acordo com os princípios da presente invenção, propomos aplicar palavras código diferentes para retransmissão diferente em um sistema de solicitação de repetição automática híbrida (HARQ) que utiliza a transmissão SFBC de classificação 2. Que haja T retransmissões no sistema HARQ, e que Wx (i) ,W2 (i) , ... ,WT(i) ser a palavra código utilizada para essas T retransmissões, o sinal de transmissão para cada retransmissão é então dado por:
yt (i)=Wt (i).A(i). (26)

Ademais, propomos selecionar essas palavras código de maneira tal que Wt(i)=Ck para T=1,...,T, em que CkT denota a k-ésima palavra código no livro código do livro código de pré-codificação definido na Tabela 3 para duas portas de antena, e na Tabela 4 para quatro portas de antena, ou um subconjunto delas, e tal que a escolha de CkT é independente para cada retransmissão, isto é, para a t-ésima transmissão, CkT pode ser qualquer uma das N palavras código, independentemente de qual palavra código é utilizada nas transmissões anteriores. A Figura 10 ilustra como as palavras código diferentes são utilizadas em diferentes retransmissões.

Em uma sétima versão de acordo com os princípios da presente invenção, propomos um esquema em que o mapeamento dos símbolos para antenas é mudado em símbolos repetidos conforme está mostrado na Figura 11. Neste exemplo supusemos que quatro símbolos Sl7 S2, S3 e S4 são transmitidos com uma repetição sobre oito sub-portadoras, ou dois grupos de sub-portadoras em dois sub-quadros, com quatro sub-portadoras em cada grupo. Nas primeiras quatro sub-portadoras, os símbolos S± e S2 são transmitidos nas portas de antenas ANTO e ΑΝΤΙ, enquanto os símbolos S3 e S4 são transmitidos nas portas de antenas ANT2 e ANT3. Na repetição nas quatro últimas sub-portadoras, os símbolos s3 e S2 são transmitidos nas portas de antenas ANT2 e ANT3 enquanto os símbolos S3 e S4 são transmitidos nas portas de antenas ANTO e ΑΝΤΙ. Este mapeamento proposto resulta em maior ganho de diversidade comparado com a transmissão em que o mapeamento não muda na repetição. Esses ganhos de diversidade surgem do fato de que após uma repetição todos os quatro símbolos são transmitidos de todas as quatro antenas de transmissão.

No esquema de mapeamento proposto, a matriz de transmissão T3, mostrada abaixo, é utilizada para a transmissão inicial:

em que Tij representa o símbolo transmitido na i-ésima antena e a j-ésima sub-portadora ou j-ésimo sulco de tempo (i = 1,2,3,4, j =1,2,3,4) para o caso de antenas 4-Tx. Quando os mesmos símbolos são repetidos, uma matriz de mapeamento diferente T2 mostrada abaixo é utilizada para a transmissão:

Observe que os princípios da presente invenção poderão ser aplicados à informação de decodificação recebida de um transmissor. Neste caso, como a seleção das matrizes de pré-codificação é uma função do tempo (número do sub-quadro) e da freqüência (número da sub-portadora) , o receptor pode simplesmente observar o número do sub-quadro e o número da sub-portadora, e utilizar a mesma função para calcular a matriz do pré-codificador. A dependência da seleção da matriz de pré-codificação na freqüência é explícita das Equações (13) e (14). A dependência da seleção da matriz de pré-codificação no tempo é explícita no esquema de transmissão HARQ.

Embora a presente invenção tenha sido mostrada e descrita em conexão com as versões preferidas, será aparente para aqueles habilitados na tecnologia que modificações e variações podem ser feitas sem desviar do espírito e escopo da invenção conforme definido pelas reivindicações apensas.

Claims

Método para transmissão em um sistema de comunicação, o método caracterizado por compreender:
codificar uma pluralidade de bits de informação para gerar uma pluralidade de bits codificados;
misturar a pluralidade de bits codificados para gerar uma pluralidade de bits misturados;
modular a pluralidade de bits misturados para gerar uma pluralidade de símbolos de modulação;
mapear a pluralidade de símbolos de modulação em sub-portadoras em pelo menos uma camada de transmissão de um recurso de transmissão; e
pré-codificar os símbolos de modulação ao utilizar uma matriz de pré-codificação para transmitir a diversidade da qual palavras código de um livro código são modificadas a cada certo número de sub-portadoras;
em que os símbolos pre-codificados são estabilizados por:
y(i)=W(i) .D(i) .U .x(i),
com:
x(i) sendo um bloco de símbolos de modulação que e x(i) = [x(0)(i),...,x(v-1)(i)]T, em que v é o número de camadas de transmissão;
U sendo certa matriz fixa e os elementos de U sendo estabelecidos por Umn=e-jπmn/v para m=0,1,..., v-1, e n=0,1,..., v-1; e
D(i) sendo uma matriz diagonal para suportar a diversidade de retardo cíclico de grande retardo, onde i é um inteiro.
Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato dos índices das palavras código serem determinados ao efetuar uma operação de módulo, baseado no número de camadas de transmissão e no tamanho do subconjunto de palavras código do livro código.
Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato das palavras código utilizadas para pré-codificar os símbolos de modulação são estabelecidos por:
W(i)=Ck,
em que Ck é a k-ésima palavra código no conjunto de palavras código, com o índice k sendo estabelecido por:
em que q é um certo inteiro positivo, e N é o tamanho do subconjunto das palavras código;
o método ainda compreender a transmissão do símbolos pré-codificados através de uma pluralidade de antenas de transmissão.
Método, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado por ser compreendido de q=1.
Método, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado por ser compreendido de q=p, em que p é a classificação da transmissão.
Método, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado por ser compreendido de q=12m, com m sendo um inteiro positivo.
Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender ainda pré-codificar os símbolos de modulação ao utilizar uma matriz de Fourier, com as entradas da matriz de Fourier sendo estabelecidas por:
PN=ej2πmn/N, para m,n=0,1, ..., (N-1).
Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato das palavras código compreenderem todas as palavras código no livro código.
Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato das palavras código compreenderem um subconjunto das palavras código no livro código.
Aparelho para transmissão em um sistema de comunicação, o aparelho caracterizado por compreender:
um codificador configurado para
codificar uma pluralidade de bits de informação para gerar uma pluralidade de bits codificados, e
misturar a pluralidade dos bits codificados para gerar uma pluralidade de bits misturados;
um modulador configurado para
modular a pluralidade de bits misturados para gerar uma pluralidade de símbolos de modulação, e
mapear a pluralidade de símbolos de modulação em sub-portadoras na pelo menos uma camada de transmissão de um recurso de transmissão; e
pré-codificar os símbolos de modulação ao utilizar uma matriz de pré-codificação para transmitir a diversidade da qual as palavras código de um livro código de pré-codificação de matriz são modificadas a cada certo número de sub-portadoras;
em que os símbolos pre-codificados são estabilizados por:
y(i)=W(i) .D(i) .U .x(i),
onde:
x(i) sendo um bloco de símbolos de modulação que e x(i) = [x(0)(i),...,x(v-1)(i)]T, em que v é o número de camadas de transmissão;
U sendo certa matriz fixa e os elementos de U sendo estabelecidos por Umn=e-jπmn/v para m=0,1,..., v-1, e n=0,1,..., v-1; e
D(i) sendo uma matriz diagonal para suportar a diversidade de retardo cíclico de grande retardo, onde i é um inteiro.
Aparelho, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de um índice da palavra código ser determinado ao efetuar uma operação de módulo, baseado no número de camadas de transmissão e no tamanho do subconjunto de palavras código do livro código.
Aparelho, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato das palavras código utilizadas para pré-codificar os símbolos de modulação serem estabelecidas por:
W(i)=Ck,
em que Ck é a k-ésima palavra código no conjunto de palavras código, com o índice k sendo estabelecido por:
em que q é um certo inteiro positivo, e N é o tamanho das palavras código,
o aparato compreende ainda uma pluralidade de antenas de transmissão configuradas para transmitir os símbolos pré-codificados.
Aparelho, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado por ser compreendido de q=1.
Aparelho, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado por ser compreendido de q=p, em que p é a classificação de transmissão.
Aparelho, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado por ser compreendido de q=12m, com m sendo um inteiro positivo.
Aparelho, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado por os símbolos de modulação são pré-codificados ao utilizar uma matriz de Fourier, com as entradas da matriz de Fourier sendo estabelecidas por:
PN=ej2πmn]N para m,n=0,1,...,(N-1).
Aparelho, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato das palavras código compreenderem todas as palavras código no livro código.
Aparelho, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de as palavras código compreenderem um subconjunto das palavras código no livro código.