Zwischenfrequenzüberlagerungsempfangssehaltung. Die Erfindung betrifft eine Zwischen- frequenzüberlagerungsempfangsschaltung, bei der die Ortsfrequenz höher ist als die Fre quenz :der empfangenen Schwingungen und beider die empfangenen .Schwingungen über ein 1:lochfrequenzbandfilter einer Entlardungs- röhre, z. B. einer Hochfrequenzverstärker- röhre oder einer Detektorröhre, zugeführt werden.
Bei einer Zwischenfrequenzüberlagerungs- empfa. ngsschaltung werden .die empfangenen Schwingungen bekanntlich zusammen mit den von einem örtlichen Oszillator erzeugten Schwingungen einer Detektorröhre zugeführt. so dass im Anodenkreis dieser Detektorröhre Schwingungen auftreten, deren Frequenz der Summe oder :der Differenz der Frequenzen der empfangenen und der örtlich erzeugten Schwingungen entspricht.
Der Anodenkreis ist mit einem auf die Differenzfrequenz ab gestimmten Kreis oder Bandfilter gekoppelt, von dem die Schwingungen der Differenz- frequenz ausgesiebt und einem Zwischen- frequenzverstärker zugeführt werden.
Ist die Frequenz der empfangenen Schwingungen gleich f und ist die Frequenz, auf die der Zwisehenfrequenzverstärker abgestimmt ist, .gleich<I>f m,</I> so kann maa die Frequenz des Ortsoszillators.gleich <I>f</I> + <I>f m</I> machen, so dass Schwingungen .der Frequenz fin im Anoden kreis der Detektorrähre auftreten. Es zeigt sich jedoch die Schwierigkeit,
dass Schwin- gu ragen mit der Frequenz f -f - 2 f m zusam men mit :der örtlich erzeugten Frequenz <I>f</I> -f- fm ebenfalls die Differenzfrequenz fm ergeben.
Neben Schwingungen dergewünsch- ten Frequenz f empfängt man in diesem Fall auch Sohwingungen einer Frequenz<I>f</I> + <I>2</I> fm, welch letztere Frequenz als ,;Spiegelfrequenz" bezeichnet wird.
Man kann diesen Nachteil teilweise da durch beheben, dass,die empfangenen Schwin- gungen der ersten D.etektorröhre oder einer ihr vorausgehenden Ilochfrequenzverstärker- röhre über ein auf die ,gewünschte Frequenz abgestimmtes Bandfilter zugeführt werden.
Dieses Bandfilter wird jedoch, wenn auch in geringem Masse, Schwingungen der :Spiegel- frequenz,durchlassen, so dass .die Möglichkeit von Störungen infolge des Empfanges von Schwingungen der Spiegelfrequenz nicht ganz ausgeschlossen ist.
Die Zwischenfrequenzüberlagerungsemp- fangsschaltung .gemäss der Erfindung ist nun dadurch gekennzeichnet, :dass zwecks Unter drückung der :Spiegelfrequenzströme in dem zweiten Kreis des Bandfilters die vom Be zugsleiter abgekehrte Seite der Hoch frequenzquelle über einen Kondensator mit einem Punkt P des ersten Kreises :
des Bandfilters verbunden ist, der mit dem mit dem Bezugsleiter verbundenen Punkt Q des ersten Kreises einerseits über Schaltelemente verbunden ist, :die im wesentlichen die Ab stimmung des ersten Kreises bedingen, und anderseits über Schaltelemente. die mit dem zweiten Kreis des Bandfilters gekoppelt sind.
Die auf das Bandfilter folgende Ent ladungsröhre kann sowohl eine Hochfrequenz verstärkerröhre, wie auch .die Mischröhre der Empfangssohaltung sein. Die erwähnte Hoch frequenzquelle wird ,durch :den Antennenkreis oder :durch, den Ausgangskreis eines dem Bandfilter vorangehenden .Hochfrequenzver- stärkers gebildet.
Mit dem Bezugsleiter der Empfangsschaltung ist ein Leiter verstanden, der mit der Erdklemme bezw. mit der Ka thode der auf das Bandfilter folgenden Ent ladungsröhre verbunden ist.
Die Zeichnung veraais:chaulicht Ausfüh- rungsbeispiele des Erfindungs,gegenstaudes. In Fig. 1 ist der Eingangskreis einer Zwischenfrequenzüberlagerungs - Empfangs schaltung dargestellt.
Die von der An tenne aufgefangenen Schwingungen wer den der Röhre V über ein Bandfilter zu geführt, das aus zwei miteinander gekoppel ten abgestimmten Stromkreisen besteht.
Der erste Kreis L,, L2, C" C, ist mit der An tenne sowohl induktiv durch :die gegenseitige Induktanz der Spulen L" und L,, als auch kapa.zitiv durch den Kondensator C3 gekop pelt.
Das Vorzeichen der induktiven Kopp- lung zwischen den Spulen Lo und L1 ist dabei :derart gewählt, dass diese Kopplung die Wirkung der kapazitiven Kopplung durch den Kondensator C3 unterstützt. Der Punkt Q :des ersten Kreises ist mit der Erd- klemme E verbunden.
Der zweite Kreis L3, C,, C. des Bandfilters ist mit dem ersten Kreis sowohl induktiv durch die gegenseitige Induktanz der Spulen L2 und L3, als auch kapazitiv durch :den Kondensator C, gekop pelt. Die Kopplung zwischen .dem ersten und dem zweiten Kreis des Bandfilters kann jedoch auch auf andere Weise erfolgen.
Die beiden Kreise sind mittels der veränderlichen Kondensatoren C, und C, auf die Frequenz der zu empfangenden Schwingungen ab gestimmt. Die Resonanzfrequenz ;des ersten Kreises wird im wesentlichen :durch die :Selbstinduktion L, und die Kapazität Cl be dingt, das heisst :die Selbstinduktion L, ist gross im Verhältnis zu der Selbstinduktion L:;
. und die Kapazität C, ist gross im Verhältnis zu der Kapazität C,. Der zwischen den Spu len L, und<I>L.,</I> liegende Punkt P des ersten Kreises ist über den Kondensator C4 mit der Antennenanschlussklemme A verbunden, wo bei der Kondensator C4 derart bemessen ist, :
da.ss die im zweiten Kreis auftreten den :Spiegelfrequenzschwingtngen unter drückt werden.
Der erste Kreis des Bandfilters kann in beliebiger Weise mit :der Antenne gekoppelt sein. Im allgemeinen wird jedoch bei einer beliebigen Antennenkopplung der Wert der Kapazität C4, für den :die Spiegelfrequenz im zweiten Kreis ,des Bandfilters unterdrückt wird, für jede Frequenz verschieden sein.
Die in Fig. 1 @darg"llte Kopplungsart, bei wel cher :der erste Kreis des Bandfilters sowohl induktiv, als auch kapazitiv mit der Antenne gekoppelt ist, .derart, @dass beide Kopplungen einander in der Wirkung unterstützen, bietet den besonderen Vorteil, .dass bei geeigneter Wahl :der beiden Kopplungen eine Unter drückung der Spiegelfrequenz im zweiten Kreis :des Bandfilters für einen grossen Fre quenzbereich :
durch denselben Wert der Kapazität C4 erreicht werden kann. Die Wirkungsweise der Schaltanordnung lässt sich wie folgt erklären. Da die Spiegel frequenz höher ist als die Frequenz, auf die das Bandfilter abgestimmt ist, ist die Reak- tanz des Kondensators Cl für :die @Spiegel- frequenz kleiner als die Reaktanz der Spule L1. Die@Kon:densatoren C;
, und Cl ver halten sich infolgedessen für die Spiegel frequenz wie ein kapazitiver Spannungs- teiler, so dass :das Potential des Punktes B gegen den Punkt Q nahezu in Phase mit dem Potential der Antennenanschlussklemme A gegen den Punkt Q ist.
Ferner wird in der Spule L1 infolge der induktiven Beziehung zu der Spule Lo eine elektromotorisehe Kraft induziert, die gleichfalls mit dem Potential der Antennen.anschlussklemme A gegen den Punkt Q in Phase ist.
Der von den Spulen L1 und L" und dem Kondensator C, gebildete Kreis bildet für die Spiegelfrequenz eine induktive Impedanz, so dass durch die Spule L1 hindurch nach dem Punkt P ein Spiegel- f requenzstrom fliesst, der um einen Winkel von annähernd<B>90'</B> der Spannung zwischen den Punkten A und Q nacheilt.
Die Impe danz des von der Selbstinduktion L2 und der Kapazität C, .gebildeten :Stromkreises ist für die Spiegelfrequenz klein im Verhältnis zu der Impedanz des von der Selbstinduktion L1 und der Kapazität Cl gebildeten Kreises.
Der von dem Kondensator C4, der Spule L, und dem Kondensator C, gebildete Stromkreis bildet für die Spiegelfrequenz eine kapazi- tive Impedanz, so dass durch den Konden sator C4 hindurch nach :dem Punkt P ein Spiegelfrequenzstrom fliessen wird, der um einen Winkel von annähernd<B>90'</B> der iSpan- nun,-;
zwischen den Punkten <I>A</I> und<I>Q</I> vor eilt. Es ist ersichtlich, dass bei richtiger Wahl :des Kondensators C4 die beiden nach dem Punkt P fliessenden Spiegelfrequenz ströme einander ganz oder teilweise aufheben werden.
Der Punkt P wird zweckmässig derart ge wählt, dass er mit :dem Punkt Q einerseits über :Schaltelemente (Ll, Cl), die nur mit der Antenne gekoppelt sind; und anderseits über Schaltelemente <I>(L2,</I> C,) verbunden isst, ,die nur mit :dem zweiten Kreis des Band- filtens gekoppelt sind.
Bei Zwischenfrequenz- überlagerungsempfa.ngsschaltungen für mehr als einen Wellenlängenbereich zeigt es sich jedoch, dass, um für den Bereich der längsten zu empfangenden Wellen mit dem ,gleichen Wert von C4 auszukommen, es günstig sein kann, wenn der geringe Verbindungsweg zwischen :dem Punkt P und dem Punkt Q, der :
die müder Antenne .gekoppelten Schalt- elemente enthält, auch eines oder mehrere Schaltelemente enthält, die mit dem zweiten Kreis gekoppelt sind. Wenn man zum Bei spiel den Kondensator C4 derart wählt, :
dass für den Wellenlängenbereieh von 200 bis 600 m eine gute Beseitigung der .Spiegel frequenz erhalten wird, so zeigt sich bei für den Bereich der langen Rundfunkwellen ge änderten Werten der Schaltelemente, dass beim Anschluss des ,gleichen Kondensators C4 an einen entsprechenden Punkt des ersten Kreises für den Bereich der langen Rund funkwellen eine Überkompensierung auftritt.
Durch :die vorherbeschriebene Massnahme kann auch für den Bereich :der längsten zu empfangenden Wellen eine gute Unter drückung der Spiegelfrequenz erhalten wer den.
In den Fig. 2 und 3 sind Empfangs- schaltungen dargestellt, die sich gut zum Empfang zweier Wellenlängenb.ereiche eig nen.
Beim Empfang des Bereiches der kür zeren Wellen sind dieSchalter S geschlossen; die "-,gestrichenen Impedanzen sind dann nicht in Funktion, und :die beiden Schal- tungen entsprechen dann ganz der Schaltung nach Fig. 1.
Beim Empfang des Bereiches der längeren Wellen sind. die .Schalter S ge öffnet; es .sind dann. auch die "-gestrichenen l mpedanzen in Funktion, und es werden in denjenigen Verbindungsweg zwischen den Punkten P und Q, der die mit der Antenne gekoppelten Schaltelemente enthält, ein oder mehrere Schaltelemente (der Kondensator C,
" der Fig. 2 bezw. die Spule L2" der Fig. 3) eingeschaltet, die mit dem zweiten Kreis des Bandfilters gekoppelt sind.
Intermediate frequency heterodyne reception attitude. The invention relates to an intermediate frequency superposition receiving circuit in which the spatial frequency is higher than the fre quency: the received vibrations and both the received vibrations via a 1: hole frequency band filter of a discharge tube, e.g. B. a high frequency amplifier tube or a detector tube.
With an intermediate frequency superimposition receiver. As is known, the vibrations received are fed to a detector tube together with the vibrations generated by a local oscillator. so that vibrations occur in the anode circuit of this detector tube, the frequency of which corresponds to the sum or: the difference between the frequencies of the received and locally generated vibrations.
The anode circuit is coupled to a circuit or band filter tuned to the difference frequency, from which the oscillations of the difference frequency are filtered out and fed to an intermediate frequency amplifier.
If the frequency of the received oscillations is equal to f and the frequency to which the dual frequency amplifier is tuned is equal to <I> fm, </I> then the frequency of the local oscillator may equal to <I> f </I> + < I> fm </I> so that oscillations of the frequency fin occur in the anode circuit of the detector tube. However, it shows the difficulty
that oscillations with the frequency f -f - 2 f m together with: the locally generated frequency <I> f </I> -f- fm also result in the difference frequency fm.
In addition to oscillations of the desired frequency f, one also receives oscillations of a frequency <I> f </I> + <I> 2 </I> fm in this case, the latter frequency being referred to as "image frequency".
This disadvantage can partly be remedied by feeding the vibrations received to the first detector tube or to a preceding podial frequency amplifier tube via a band filter tuned to the desired frequency.
However, this bandpass filter will allow vibrations of the image frequency to pass through, albeit to a small extent, so that the possibility of interference as a result of the reception of vibrations of the image frequency is not entirely excluded.
The intermediate frequency superimposition reception circuit according to the invention is now characterized in that, for the purpose of suppressing the: image frequency currents in the second circuit of the band filter, the side of the high-frequency source facing away from the reference conductor via a capacitor with a point P of the first circuit:
of the band filter is connected, which is connected to the point Q of the first circle connected to the reference conductor on the one hand via switching elements: which essentially determine the tuning from the first circle, and on the other hand via switching elements. which are coupled to the second circuit of the band filter.
The discharge tube following the band filter can be both a high-frequency amplifier tube and the mixing tube of the receiving system. The high-frequency source mentioned is formed by: the antenna circuit or: by the output circuit of a high-frequency amplifier preceding the band filter.
With the reference conductor of the receiving circuit, a conductor is understood, which BEZW with the ground terminal. is connected to the cathode of the discharge tube following the band filter.
The drawing veraais: chaulicht exemplary embodiments of the invention, contradiction. In Fig. 1, the input circuit of an intermediate frequency superposition - receiving circuit is shown.
The vibrations picked up by the antenna are fed to the tube V via a band filter, which consists of two mutually coupled, coordinated circuits.
The first circuit L ,, L2, C "C, is coupled to the antenna both inductively through: the mutual inductance of the coils L" and L ,, as well as kapa.zitiv through the capacitor C3.
The sign of the inductive coupling between the coils Lo and L1 is selected in such a way that this coupling supports the effect of the capacitive coupling through the capacitor C3. The point Q: of the first circle is connected to the earth terminal E.
The second circuit L3, C ,, C. of the band filter is coupled to the first circuit both inductively through the mutual inductance of the coils L2 and L3, and capacitively through: the capacitor C, kop. The coupling between .dem first and second circuit of the band filter can, however, also take place in other ways.
The two circuits are tuned to the frequency of the vibrations to be received by means of the variable capacitors C and C. The resonance frequency of the first circuit is essentially: due to the: self-induction L, and the capacitance Cl, that is: the self-induction L, is large in relation to the self-induction L :;
. and the capacity C i is large in relation to the capacity C i. The point P of the first circle located between the coils L, and <I> L., </I> is connected via the capacitor C4 to the antenna connection terminal A, where the capacitor C4 is dimensioned as follows:
that those occurring in the second circle: image frequency oscillations are suppressed.
The first circuit of the band filter can be coupled to the antenna in any way. In general, however, with any antenna coupling, the value of the capacitance C4 for which: the image frequency in the second circuit, the band filter is suppressed, will be different for each frequency.
The type of coupling shown in Fig. 1, in which: the first circuit of the band filter is coupled inductively as well as capacitively to the antenna, in such a way that both couplings support each other in their effect, offers the particular advantage . that with a suitable choice: the two couplings suppress the image frequency in the second circle: the band filter for a large frequency range:
can be achieved by the same value of the capacitance C4. The mode of operation of the switching arrangement can be explained as follows. Since the image frequency is higher than the frequency to which the band filter is tuned, the reactance of the capacitor C1 for: the @ image frequency is smaller than the reactance of the coil L1. The @ Kon: capacitors C;
As a result,, and Cl behave like a capacitive voltage divider for the mirror frequency, so that: the potential of point B to point Q is almost in phase with the potential of antenna connection terminal A to point Q.
Furthermore, due to the inductive relationship to the coil Lo, an electromotive force is induced in the coil L1, which is also in phase with the potential of the antenna connection terminal A with respect to the point Q.
The circle formed by the coils L1 and L ″ and the capacitor C, forms an inductive impedance for the image frequency, so that an image frequency current flows through the coil L1 to the point P, at an angle of approximately <B> 90 'of the tension between points A and Q lags behind.
The impedance of the circuit formed by the self-induction L2 and the capacitance C, is small for the image frequency in relation to the impedance of the circuit formed by the self-induction L1 and the capacitance Cl.
The circuit formed by the capacitor C4, the coil L, and the capacitor C, forms a capacitive impedance for the image frequency, so that an image frequency current will flow through the capacitor C4 to: the point P which is at an angle of approximately <B> 90 '</B> the iSpan- well, -;
between the points <I> A </I> and <I> Q </I>. It can be seen that with the correct choice: of the capacitor C4, the two image frequency currents flowing to the point P will wholly or partially cancel each other out.
The point P is expediently selected in such a way that it connects to: the point Q on the one hand via: switching elements (Ll, Cl) which are only coupled to the antenna; and on the other hand is connected via switching elements <I> (L2, </I> C,), which are only coupled to: the second circuit of the band filtering.
In the case of intermediate frequency superposition receiver circuits for more than one wavelength range, however, it has been shown that in order to get by with the same value of C4 for the range of the longest waves to be received, it can be advantageous if the short connection path between: the point P and the point Q which:
the tired antenna .koppelten contains switching elements, also contains one or more switching elements that are coupled to the second circuit. For example, if you choose capacitor C4 like this:
that a good elimination of the mirror frequency is obtained for the wavelength range from 200 to 600 m, it can be seen with changed values of the switching elements for the range of long radio waves that when the same capacitor C4 is connected to a corresponding point in the first circle an overcompensation occurs for the range of long broadcast waves.
By: the measure described above, a good suppression of the image frequency can also be obtained for the area: the longest waves to be received.
In FIGS. 2 and 3, receiving circuits are shown which are well suited for receiving two wavelength ranges.
When receiving the range of the shorter waves, the switches S are closed; the, canceled impedances are then not functional, and: the two circuits then correspond entirely to the circuit according to FIG.
When receiving the range of longer waves are. the .Switch S opens; it .are then. also the "-crossed impedances are in function, and one or more switching elements (the capacitor C,
"of FIG. 2 or the coil L2" of FIG. 3), which are coupled to the second circuit of the band filter.