Verfahren zur Abstimmungskontrolle Ton Empfängern der drahtlosen Technik. Es sind Verfahren zur Abstimmungs- kontrolle von Empfängern der drahtlosen Technik bekannt, nach denen eine Kontroll- spannung erzeugt wird, die kleinen Empfän gerverstimmungen nach Grösse und Vorzeichen entspricht.
Diese Kontrollspannung dient bei der automatischen Scharfabstimmung zur selbsttätigen Abstimmungskorrektur, indem vorspannungsabhängige Induktivitäten oder Kapazitäten abgestimmter Kreise durch diese Spannung im Sinne einer Verminderung der Verstimmung beeinflusst werden. Man kennt auch Verfahren, nach denen die ver stimmungsabhängige Kontrollspannung durch Phasenvergleich verschiedener Spannungen in abgestimmten Netzwerken unter Verwendung von Gleichrichtern erzeugt wird.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich nun auf ein neuartiges Verfahren, welches sich zur Erzeugung der Kontrollspannung durch Phasenvergleich besonders gut eignet. Im Gegensatz zu dem bereits beschriebenen Verfahren handelt es sich dabei stets um. den Vergleich von phasenverschiedenen Span nungen unter Verwendung einer Gleichrich- terbrücke.
Erfindungsgemäss werden die Gleichrich ter in einer Brückenschaltung verwendet, wie sie bei den sogenannten R.ingmodulatorschal- tungen zu Modulations- und Demodulations- zwecken gebräuchlich ist.
Im. Gegensatz zu den bekannten Verfahren zur Bildung von Summen- und Differenzfrequenzen, wie sie beispielsweise bei der Trägerfrequenztelepho- nie- und Telegraphie verwendet werden, handelt es sich jedoch beim vorliegenden Verfahren nicht um die Modulation verschie dener Frequenzen, sondern um den Phasen vergleich von Spannungen gleicher Frequenz.
Durch das erfindungsgemäss gekennzeich nete Verfahren wird eine verstimmungs- abhängige Kontrollspannung durch Vergleich der frequenzabhängigen gegenseitigen Pha sendrehung zweier Spannungen eines abge stimmten, quersymmetrischen Netzwerkes er zeugt, indem diese Spannungen je zwei ge- genüberliegenden Ecken einer durch gleich sinnige Hintereinanderschaltung von vier Gleichrichtern gebildeten Gleichrichterbrücke zugeführt werden,
wobei die Kontrollspan nung über Mittelanzapfungen von gleich stromdurchlässigen .Impedanzen entnommen wird, welche an den beiden zu vergleichen den Spannungen liegen.
In Fig. 1, 2, 3, 9, 11 und 13 sind abge stimmte Kreise dargestellt, die sich zur ver- stimmungsabhängigen Phasendrehung für die Zwecke der erfindungsgemäss gekennzeich neten Abstimmungskontrolle unter Verwen dung einer Gleichrichterbrücke besonders gut eignen.
In Fig. 4, 5, 6, 7, 8, 10, 12 und 14 wird an Beispielen gezeigt, wie eine Gleichrichter brücke zur Erzeugung der verstimmungs abhängigen Kontrollspannung in die abge stimmten Netzwerke eingefügt wird und wie diese Kontrollspannung den Kreisen zu ent nehmen ist.
Fig. 1 zeigt ein elektrisches Bandfilter, bestehend aus dem abgestimmten Primär kreis L,, Cl, dem abgestimmten Sekundär kreis L, C. und den grossen induktiven oder kapazitiven Kopplungsimpedanzen Z" Z._. Es ist aus der Theorie der elektrischen Band filter bekannt, dass die Sekundärspannung e._ gegenüber der Primärspannung e, bei der mittleren Durehla-ssfrequenz des Bandfilters um 90 phasengedreht ist.
Entsprechend den Frequenza.bweichungen gegenüber dieser mittleren Durchlassfrequenz weicht die Pha sendrehung nach oben oder unten von 90 ab und bewegt sich zwischen 0 und 180 . Durch Phasenvergleich von e, und e_ kann also, wie weiter unten näher gezeigt. wird, eine verstimmungsabhängige Kontrollspan nung gebildet werden.
Die Kopplung der abgestimmten Kreise <I>L,,</I> Cl und L:, <I>C<B>".</B></I> kann auch durch einen kleinen induktiven oder kapazitiven Wider stand Z3 erfolgen, der gemäss Fig. 2 der Pri märspule<I>L,</I> und der Sekundärspule L.= ge meinsam ist, oder über den gemäss Fig. 3 die Ströme beider Abstimmkapazitäten C, und C2 geführt sind.
Auch die bekannten Band- filter mit induktiver Kopplung der Spulen beider abgestimmten Kreise lassen sich auf eine Schaltang gemäss Fig. 2 zurückführen, wobei Za eine verhältnismässig kleine Induk- tivität darstellt.
Es ist bekannt, dass auch bei Schaltungen gemäss Fig. 2 und 3 die Ausgangsspannung e_ gegenüber e, phasengedreht ist, wobei die Phasendrehung entsprechend der Verstim mung gegenüber einer mittleren Durchlass- frequenz von 90 abweicht.
Die verstimmungsabhängige Phasendre hung tritt bei den vorkommenden kleinen Verstimmungen auch dann auf, wenn die In- duktivitäten <I>L,</I> und<U>L.,</U> in Fig. 1, 2, 3 direkt miteinander gekoppelt sind, wenn es sich also um eine gemischte Kopplung handelt.
In Fig. 4 wird eine Frequenzkontroll- schaltung dargestellt, welche wieder ein Bandfilter gemäss Fig. 1 enthält. Zum Pha senvergleich der Eingangsspannung e, und der Ausgangsspannung e. ist eine Gleichrich- terbrücke, bestehend aus den vier in gleichem Sinne hintereinander geschalteten Gleich richtern G,, G.=, G.,, G4 derart in die Schal tung eingeführt, dass die bezüglich ihrer Pha senlage zu vergleichenden Spannungen e, und e.,
je zwischen zwei gegenüberliegenden Ecken 41, 42 bezw. 43, 44 des Gleichrichter- viereckes zu liegen kommen.
Die Spulen<I>L,</I> und L= stellen für einen Gleichstrom keinen nennenswerten Wider stand dar. Deshalb können in bezug auf die verstimmungsabhängige Kontrollspannung 1c", das heisst die Gleichstromkomponente, der an den 11"ittela.nzapfungen von<I>L,</I> und L_ entnommenen Spannung u die Klemmen 41, 42, 48, sowie die Klemmen 43, 44, 47 als direkt miteinander verbunden betrachtet wer den, das heisst die Gleichrichter G1, G2, G3, G,
dürfen mit abwechselnder Polung parallel geschaltet angenommen werden. Da also die Gleichrichter so geschaltet sind, da.ss eine durch G-', G4 erzeugte Gleichspannung einer durch G,, G3 erzeugten Gleichspannung ent gegenwirkt, richtet sich das Vorzeichen der zwischen 47 und 48 auftretenden Kontroll- spannung zco nach dem Amplitudenverhältnis der Wechselspannungen an den Gleichrich tern G1, G3 bezw. G2,
G4.
Ist nun - entsprechend einer extremen Verstimmung - die Primärspannung e1 mit der Sekundärspannung e2 in Phase, so ist die Wechselspannung am Gleichrichter Gl zwi schen 41 und 43, sowie am Gleichrichter G;, zwischen 42 und 44 kleiner als die Wechsel spannung am Gleichrichter G2 zwischen 44 und 41, sowie am Gleichrichter G4 zwischen 43 und 42.
Die Kontrollspannung uo zwischen den Klemmen 47 und 48 wird deshalb positiv. Ist dagegen in einem andern Fall extremer Verstimmung die Spannung e2 gegenüber e, in Gegenphase, so wird die Wechselspannung an G', G3 grösser als die Wechselspannung an G2, G4. In diesem Fa11 entsteht also zwischen den Klemmen 47 und 48 eine negative Kon trollspannung.
Bei der mittleren Durchlass- frequenz des Bandfilters beträgt schliesslich die Phasendrehung<B>90',</B> so dass die Ampli tude der Wechselspannung an allen Gleich- richtern gleich gross wird. In diesem Falle verschwindet also die Gleichstromkomponente von u. Die Kontrollspannung u. wird Null. Zwecks Vermeidung eines Ausgleiches der Kontrollspannung u o über die Kopplungs impedanzen Z1, Z.- müssen dieselben gleich stromundurchlässig sein.
In der beschriebenen Weise wird also zwischen den Klemmen 47 und 48 eine Kon- trollspannung tc, erzeugt, die in ihrem Vor zeichen dem Vorzeichen der Verstimmung entspricht, und die der Verstimmung, das heisst der Frequenzabweichung von einem bestimmten, durch die Abstimmung gegebe nen Mittelwert auch proportional ist, solange diese Verstimmung klein bleibt.
Bei sehr grossen Verstimmungen verän dert sich der Phasenunterschied zwischen e, und e2 nur mehr wenig mit veränderter Fre quenz. Anderseits wird die Spannung e, mit wachsender Verstimmung kleiner. Aus die sem Grunde bewegt sich die Kontrollspan- nung u, wieder langsam gegen Null, wenn die Verstimmung einen gewissen Wert über schreitet.
Der Bereich des linearen Verlau- fes von u" in Abhängigkeit von der Verstim mung und die Verstimmungen, welche Ex tremwerte von uo ergeben, sind durch die Dämpfung des abgestimmten greises L2, C2 und durch die Grösse der Kopplungsimpe danzen Z, Z2 gegeben. Bei loser Kopplung und grosser Dämpfung werden diese Bereiche gross.
Ausser der Gleichstromkomponente uo, das heisst der Kontrollspannung, enthält die Spannung u je nach der Gleichrichtercharak- teristik auch Oberwellen der bei 41. und 42 aufgedrückten Spannung ei. Die Grundwelle selbst verschwindet aus Symmetriegründen bei Gleichheit der vier Gleichrichter mit Rücksicht auf die Entnahme von u über Mit telanzapfungen der Induktivitäten L1. und L..
Die Bildung einer verstimmungsabhängi gen Kontrollspannung durch Phasenvergleich der Primär- und Sekundärspannung mit einer Gleichrichterbrücke. ist in analoger Weise auch bei Bandfiltern vom Typus der Fig. 2 und 3 möglich, wie dies beispielsweise in Fig. 5 gezeigt wird, welche aus Fig. 3 hervorgeht, wobei die Bezeichnungen aus Fig. 3 bezw. 4 in sinngemässer und nicht misszuverstehender Weise übernommen wird.
In Fig. 6 wird gezeigt, wie die Gleich richterbrücke bei Schwingkreisen mit induk tiv gekoppelten Spulen einzuführen ist. Auch hier wird die Kontrollspannung u" in gleicher Weise durch Phasenvergleich der Primärspannung ei und der Sekundärspan nung e2 mit einer Gleichrichterbrücke G=-G4 gebildet, wie dies an Hand von Fig. 4 er läutert wurde.
Es ist leicht einzusehen, dass der Ein gangswiderstand zwischen den Klemmen 11, 12 bezw. 21, 22 bezw. 31, 32 der Fig. 1 bezw. 2 bezw. 3 im wesentlichen durch die Ab stimmung und die Verluste des abgestimm ten Primärkreises LZ, Cl bestimmt wird. In der Nähe der Resonanzfrequenz dieses Krei ses wird dieser Eingangswiderstand am gröss ten,
das heisst die Leistungsaufnahme bei einer bestimmten aufgedrückten Spannung e1 ist bei kleinen Verstimmungen besonders klein. Damit ist aber auch die Dämpfung der vorausgehenden Spannungsquelle ver hältnismässig klein, solange es sich - wie dies namentlich bei Apparaten mit automati scher Scharfabstimmung der Fall ist - nur um kleine Verstimmungen handelt.
In dieser Tatsache liegt der Vorteil der Abstimmung des Primärkreises. Anderseits wird, wie man leicht. einsieht, der Phasen unterschied zwischen e, und e@ durch diese Primärabstimmung in keiner Weise beein- flusst. Dieselbe ist demnach bei der Erzeu gung einer verstimmungsabhängigen Kon- trollspannung durch Phasenvergleich an sich ohne Bedeutung.
Bei Schaltungen gemäss Fig. 1 bezw. 4 lässt sich der Abstimmkon- densator -C, deshalb vermeiden, während an Stelle der Abstimmspule L, ein genügend grosser Ohmsclier oder induktiver Widerstand Z, mit einer Mittelanza.pfung zur symmetri schen Entnahme der Kontrollspannung vor gesehen werden kann, wie dies in Fig. 7 ge zeigt wird,
deren übrige Bezeichnungen wie der den früheren Figuren in sinngemässer Weise entnommen sind.
Bei Schaltungen vom Typus der Fig. 2 kann der Abstimmkondensator Cl ebenfalls weggelassen werden, während der induktive Widerstand von L1, der gross sein muss ge genüber Z,, notwendig ist für den Mechanis mus der Phasendrehung von e_ gegenüber e,, welche bei einer mittleren Frequenz 90 be tragen soll.
In Fig. 8 wird eine Schaltung mit induktiver Ankopplung des Sekundär- l@reises gezeigt, welche aus Fig. 6 durch -Weglassung des Abstimmkondensators und Vergrösserung der Induktivität L1 hervor geht.
Schliesslich kann bei Schaltungen gemäss Fig. 5, welche dem Typus Fig. 3 entspre chen, die Induktivität L1 durch einen grossen induktiven oder Ohmschen Widerstand mit Dlittelanzapfung zur symmetrischen Ent nahme der Kontrollspannung ersetzt werden.
Es zeigt sich, dass bei Schaltungen gemäss Fig. 4 bezw. 7 der abgestimmte Sekundär kreis L@, C. auch durch einen entsprechenden Serieschwingkreis ersetzt werden kann. In diesem Falle ist die Kontrollspannung an der Mittelanzapfung einer besonderen gleich stromdurchlässigen Impedanz zu entnehmen, welche zu diesem Serieschwingkreis parallel geschaltet ist.
Eine verstimmungsabhängige Kontroll- spannung kann gemäss Fig. 9 auch erzeugt werden durch Phasenvergleich der Spannung e_ an einem abgestimmten Parallelschwing- kreis LC mit der Spannung e3 an einem dazu in Serie geschalteten induktiven oder kapazi- tiven Widerstand Z,.
Für die Resonanzfre quenz stellt der Schwingkreis LC einen Olimschen Widerstand dar, so dass dessen Spannungsabfall e2 gegenüber dem Span nungsabfall e., des vom gleichen Strome durchflossenen induktiven oder kapazitiven Widerstandes Z; um 90 phasenverschoben ist. Entsprechend den Frequenzabweichun- gen von der Resonanzfrequenz weicht der Phasenunterschied zwischen e3 und e2 im all gemeinen von 90 ab.
Zur Verwendung mit einer Gleichrichter brücke muss die Schaltung Fig. 9 quersym metrisch gemacht werden. Dies ist bei der Schaltung Fig. 10 der Fall, welche aus Fig. 9 hervorgeht. Dabei wird der Widerstand Z, (Fig. 9) durch den induktiven Widerstand der Spulen L." L4 (Fig. 10) realisiert.
Die Spannung e._ entsteht über dem abgestimmten Schwingkreis L,, C,, welcher dem Schwing kreis LC in Fig. 9 entspricht. Die Spannung e, an der Sekundärspule L_, der gekoppelten Induktivitäten L.,, L,, L,, in Fig. 10 ent spricht in ihrer Phasenlage der Primärspan nung über den beiden Spulen L,, L., und da mit der Spannung e;
über dem Scheinwider stand Z, in Fig. 9. Die Kontrollspannung wird nun bei der Schaltung 10 in analoger Weise wie bei Fig. 4. 5, 6. 7, 8 durch Pha senvergleich der Spannungen e.. und e3 mit einer Gleichrichterbrücke erzeugt und kann an den Klemmen 107 und 108 über Dlittel- anzapfungen von L.= bezw. <I>L,</I> entnommen werden.
Auch Schaltungen gemäss Fig. 11 eignen sich zur Erzeugung von Spannungen ver stimmungsabhängiger Phasendrehung. Der Serieresonanzkreis LC stellt für die Reso- nanzfreqnenz einen dhmschen Widerstand dar, so dass im Resonanzfall die Spannung e-, über der Induktivität L oder die Spannung e, über der Kapazität C gegenüber der Gesamt spannung e1 um<B>90'</B> phasengedreht ist.
Ent sprechend der Verstimmung weichen auch hier die Phasendrehungen von 90 ab, so dass durch Phasenvergleich von e2 mit e1 oder von e3 mit e, wieder verstimmungsabhängige Kontrollspannungen erzeugt werden können. Da der Phasenvergleich wieder unter Ver wendung einer Gleiehrichterbrücke erfolgt, muss die Schaltung Fig. 11 quersymmetrisch gemacht werden, wie dies beispielsweise an Hand von Fig. 12 gezeigt wird.
In dieser Schaltung wird der Spannungs abfall e2 der Induktivität L mit der Ein gangsspannung e1 bezüglich Phasenunter schied verglichen, wobei wieder mit Hilfe einer Gleichrichterbrücke G,-G° eine ver stimmungsabhängige Kontrollspannung zwi schen den Mittelanzapfungen des grossen in duktiven oder Ohmschen Widerstandes Z,, und der Abstimmspule L erzeugt wird.
Die Abstimmkapazität C in Fig. 11 wird in Fig. 12 zwecks Erhaltung der Symmetrie durch die beiden Kapazitäten 2C realisiert, zu welchen die Abstimmspule L symmetrisch liegt.
Schliesslich kann bei der Erzeugung ver stimmungsabhängiger Kontrollspannungen auch von Schaltungen vom Typus der Fig. 13 ausgegangen werden. In dieser Figur wer den durch LC zwei Serieschwingkreise mit gleicher Resonanzfrequenz dargestellt. Da diese Schwingkreise bei Resonanz einen Ohmschen Widerstand darstellen, ist die über einem verhältnismässig kleinen induk tiven oder kapazitiven Widerstand Z4 abge griffene Spannung e2 gegenüber der Ein gangsspannung e,. bei der Resonanzfrequenz um<B>90,</B> phasengedreht.
Entsprechend den Verstimmungen gegenüber der Resonanzfre quenz weicht der Phasenunterschied auch hier im allgemeinen von 90 nach oben oder unten ab. Der Phasenvergleich zwischen e. und e,. kann beispielsweise in einer Schal tung gemäss Fig. 14 erfolgen, bei der die Bezeichnungen der Schwingkreise und des Scheinwiderstandes Z4 aus Fig. 13 entnom- men sind.
Die Wirkungsweise und Schal tung der Gleichrichterbrücke G"-G" ent spricht den früheren Figuren. Die verstim mungsabhängige Kontrollspannung wird über Mittelanzapfungen des Scheinwider standes Z4 und des genügend grossen Ohm- sehen oder induktiven Widerstandes Z" an den Klemmen 147 und 148 entnommen.
Statt der Serieresonanzkreise LC in Fig. 13 und 14 können auch entsprechende Par allelresonanzkreise vorgesehen werden, wenn die Induktivitäten L durch besondere grosse Seriekapazitäten für die Kontrollspannung ico undurchlässig gemacht werden.
Die Schaltungen Fig. 4, 5, 6, 7, 8, 10, 12 und 14 stellen nur Beispiele dar, wie un ter Verwendung einer Gleichrichterbrücke Gl-G4, deren Wirkungsweise an Hand von Fig. 4 näher erläutert wurde, durch Ver gleich von Spannungen in bezug auf ihre gegenseitige Phasenlage eine verstimmungs abhängige Kontrollspannung erzeugt werden kann. Bei diesen Schaltungen wurde aus gegangen von den abgestimmten Phasendreh kreisen Fig. 1, 2, 3, 9, 11, 13.
Ausgehend von diesen Schaltungen lassen sich aber noch andere Frequenzkontrollschaltungen angeben, welche geeignet sind, unter Verwendung einer Gleichrichterbrücke phasenverschiedene Spannungen zu vergleichen.
Die Gleichrichter G', G2, G3, G4 stellen für die abgestimmten Schwingkreise unter Umständen eine nicht zu vernachlässigende Dämpfung dar. Die Gleichrichter sind des halb so zu dimensionieren, dass ihr Wechsel stromwiderstand bei den praktisch auftreten den Vorspannungen ein gewisses Minimum nicht unterschreitet. Nötigenfalls kann die ser Wechselstromwiderstand durch Serie schaltung von Ohmschen Widerständen zu den einzelnen Gleichrichtern vergrössert wer den.
Durch besondere Ohmsche Widerstände kann auch eine zusätzliche Abgleichung der Brücke erfolgen, wenn die einzelnen Gleich richter voneinander in den elektrischen Ei genschaften abweichen. Als Gleichrichter können mit Vorteil Trockengleichrichter verwendet werden, de ren Kapazität mit Rücksicht auf die hohen Frequenzen möglichst klein sein soll. Eine nicht zu vermeidende minimale Kapazität dieser Trockengleichrichter kann durch ent sprechende Verkleinerung der Abstimmkapa- zitäten in den meisten Fällen kompensiert werden.
In gewissen Fällen können statt der Trockengleichrichter auch Röhrengleichrich ter verwendet werden, insbesondere einzelne Diodengleichriehter mit gegenseitig isolierten Kathoden in gemeinsamem oder getrenntem Vakuumgefäss.
Die beschriebenen Schaltungen sind quer symmetrisch, das heisst die beiden Klemmen der Eingangsspannung e, sind elektrisch gleichwertig, und diese Eingangsspannung sollte deshalb in der Regel gegenüber Erd- potential oder einem andern konstanten N'er- gleichspotential symmetrisch sein. Dies ist. ohne weiteres der Fall, wenn die voraus gehenden Verstärker in Gegentaktschaltung arbeiten.
Handelt es sich dagegen um eine nichtsymmetrische Spannung, wie sie bei Geradeausverstärkern abgegeben wird, so ist am Eingang der Frequenzkontrollschaltung mit Vorteil ein Symmetrierungsübertrager vorzusehen.
In besonderen Fällen kann eine nichtsym metrische Eingangsspannung auch in der Weise zugeführt, werden, dass der eine Pol dieser Spannung, dessen Potential unverän derlich ist, mit einer Mittelanzapfung einer zwischen den Eingangsklemmen liegenden Induktivität - insbesondere der Abstimm- spule L, in Fig. 4, 5, 6, 10, oder der grossen Induktivität L, in Fig. 8 bezw. Z" in Fig. 7, 12 und 14 - verbunden wird,
während der zweite Pol dieser nichtsymmetrischen Ein gangsspannung, dessen Potential im Takte der Hochfrequenz schwankt. an die eine der für eine symmetrische Eingangsspannung e, vorgesehenen Eingangsklemmen gelegt wird. In diesem Falle erfolgt die Symmetrierung durch die Indultivität L, bezw. Z".
Die eine Klemme zur Entnahme der Kontrollspannung kann naturgemäss im all- gemeinen an Erde bezw. an ein festes Ver. gleicllspotent.ial gelegt werden (Klemme 48, 58, 68, 78, 88, 108, 128, 148). Es wird also eine nichtsymmetrische Kontrollspannung entnommen, wie sie bei den meisten Anord nungen zur Beeinflussung abgestimmter Kreise durch Induktivitäts- oder Kapazitäts änderung benötigt wird.
Diese Kontrollspan- nung ist zwecks L: nterdriickung der Hochfre- quenzkomponenten und insbesondere zwecks Vermeidung von Pendelungsv orgängen in der ganzen Abstimmungsautomatik ausreichend zu beruhigen.
Procedure for voting control tone receivers of wireless technology. There are known methods for tuning control of receivers in wireless technology, according to which a control voltage is generated which corresponds to small receiver detunings according to size and sign.
This control voltage is used in automatic sharpening for automatic tuning correction, in that bias voltage-dependent inductances or capacitances of tuned circuits are influenced by this voltage in the sense of a reduction in the detuning. One also knows methods according to which the mood-dependent control voltage is generated by phase comparison of different voltages in tuned networks using rectifiers.
The present invention relates to a novel method which is particularly well suited for generating the control voltage by phase comparison. In contrast to the method already described, this is always. the comparison of phase-different voltages using a rectifier bridge.
According to the invention, the rectifiers are used in a bridge circuit, as is customary in the so-called ring modulator circuits for modulation and demodulation purposes.
In contrast to the known methods for forming sum and difference frequencies, such as those used in carrier frequency telephony and telegraphy, the present method is not about modulating different frequencies, but about comparing phases Voltages of the same frequency.
With the method characterized according to the invention, a detuning-dependent control voltage is generated by comparing the frequency-dependent mutual phase rotation of two voltages of a coordinated, cross-symmetrical network by feeding these voltages to two opposite corners of a rectifier bridge formed by connecting four rectifiers will,
The control voltage is taken from the center taps of the same current-permeable impedance, which are applied to the two voltages to be compared.
1, 2, 3, 9, 11 and 13 matched circles are shown, which are particularly well suited for the detuning-dependent phase rotation for the purposes of the inventive marked tuning control using a rectifier bridge.
In Fig. 4, 5, 6, 7, 8, 10, 12 and 14 examples show how a rectifier bridge to generate the detuning-dependent control voltage is inserted into the voted networks and how this control voltage is to be taken from the circles .
Fig. 1 shows an electrical band filter consisting of the matched primary circuit L ,, Cl, the matched secondary circuit L, C. and the large inductive or capacitive coupling impedances Z "Z._. It is known from the theory of electrical band filters that the secondary voltage e._ is phase rotated by 90 compared to the primary voltage e, at the mean transmission frequency of the band filter.
In accordance with the frequency deviations from this mean pass frequency, the phase rotation deviates upwards or downwards from 90 and ranges between 0 and 180. By comparing the phases of e, and e_, as shown in more detail below. a detuning-dependent control voltage will be formed.
The coupling of the matched circuits <I> L ,, </I> Cl and L :, <I>C<B>".</B> </I> can also be done by a small inductive or capacitive resistor Z3, which according to FIG. 2 of the primary coil <I> L, </I> and the secondary coil L. = ge is common, or via which the currents of both tuning capacitors C and C2 are guided according to FIG. 3.
The known band filters with inductive coupling of the coils of both tuned circuits can also be traced back to a circuit according to FIG. 2, with Za representing a relatively low inductance.
It is known that in the circuits according to FIGS. 2 and 3, too, the output voltage e_ is phase rotated with respect to e, the phase rotation deviating from an average pass frequency of 90 in accordance with the detuning.
The detuning-dependent phase rotation also occurs with the small detunings that occur when the inductances <I> L, </I> and <U> L., </U> in FIGS. 1, 2, 3 are directly coupled to one another if it is a mixed coupling.
In FIG. 4, a frequency control circuit is shown which again contains a band filter according to FIG. For phase comparison of the input voltage e and the output voltage e. is a rectifier bridge, consisting of the four rectifiers G ,, G. =, G. ,, G4 connected in series in the same sense in such a way that the voltages e, and e to be compared with regard to their phase position. ,
between two opposite corners 41, 42 respectively. 43, 44 of the rectifier square come to rest.
The coils <I> L, </I> and L = do not represent a noteworthy resistance for a direct current. Therefore, with regard to the detuning-dependent control voltage 1c ", that is to say the direct current component that is applied to the 11" ittela taps of < I> L, </I> and L_ voltage u taken from terminals 41, 42, 48, and terminals 43, 44, 47 are considered to be directly connected to one another, i.e. the rectifiers G1, G2, G3, G,
may be assumed to be connected in parallel with alternating polarity. Since the rectifiers are connected in such a way that a direct voltage generated by G- ', G4 counteracts a direct voltage generated by G ,, G3, the sign of the control voltage zco occurring between 47 and 48 depends on the amplitude ratio of the alternating voltages at the rectifiers G1, G3 respectively. G2,
G4.
If - corresponding to an extreme detuning - the primary voltage e1 is in phase with the secondary voltage e2, the AC voltage at the rectifier Gl between 41 and 43, and at the rectifier G; between 42 and 44, is less than the AC voltage at the rectifier G2 between 44 and 41, and on rectifier G4 between 43 and 42.
The control voltage uo between terminals 47 and 48 is therefore positive. If, on the other hand, in another case of extreme detuning, the voltage e2 is in phase opposition to e, then the alternating voltage at G ', G3 is greater than the alternating voltage at G2, G4. In this case there is a negative control voltage between terminals 47 and 48.
Finally, at the mean pass frequency of the band filter, the phase rotation is <B> 90 ', </B> so that the amplitude of the alternating voltage at all rectifiers is the same. In this case the direct current component of u disappears. The control voltage u. becomes zero. In order to avoid equalization of the control voltage u o via the coupling impedances Z1, Z.- they must be equally current-impermeable.
In the manner described, a control voltage tc is generated between terminals 47 and 48, the sign of which corresponds to the sign of the detuning, and that of the detuning, that is, the frequency deviation from a specific mean value given by the tuning is also proportional as long as this detuning remains small.
In the case of very large detunings, the phase difference between e1 and e2 changes only slightly with a changed frequency. On the other hand, the voltage e becomes smaller with increasing detuning. For this reason, the control voltage u moves slowly again towards zero when the detuning exceeds a certain value.
The range of the linear course of u "as a function of the detuning and the detunings, which result in extreme values of uo, are given by the attenuation of the matched gray L2, C2 and by the size of the coupling impedances Z, Z2 loose coupling and large attenuation, these areas become large.
In addition to the direct current component uo, that is to say the control voltage, the voltage u also contains harmonics of the voltage ei applied at 41st and 42, depending on the rectifier characteristics. The fundamental wave itself disappears for reasons of symmetry when the four rectifiers are equal, with regard to the removal of u via telanzapfungen of the inductances L1. and L ..
The formation of a detuning-dependent control voltage through phase comparison of the primary and secondary voltage with a rectifier bridge. is also possible in an analogous manner with band filters of the type of FIGS. 2 and 3, as shown for example in FIG. 5, which emerges from FIG. 3, the designations from FIG. 4 is adopted in a corresponding and not to be misunderstood way.
In Fig. 6 it is shown how the rectifier bridge is to be introduced in resonant circuits with inductively coupled coils. Here, too, the control voltage u "is formed in the same way by phase comparison of the primary voltage ei and the secondary voltage e2 with a rectifier bridge G = -G4, as was explained with reference to FIG.
It is easy to see that the input resistance between the terminals 11, 12 respectively. 21, 22 and 31, 32 of Fig. 1 respectively. 2 resp. 3 is determined essentially by the vote and the losses of the coordinated th primary circuit LZ, Cl. This input resistance is greatest in the vicinity of the resonance frequency of this circle,
This means that the power consumption at a certain applied voltage e1 is particularly small with small detunings. However, this also means that the attenuation of the preceding voltage source is relatively small as long as it is only a matter of small detunings - as is the case with apparatuses with automatic sharp tuning.
In this fact lies the advantage of tuning the primary circuit. On the other hand, how to get easy. realizes that the phase difference between e, and e @ is in no way influenced by this primary vote. The same is accordingly irrelevant when generating a detuning-dependent control voltage through phase comparison.
In circuits according to FIG. 1 respectively. 4, the tuning capacitor -C can therefore be avoided, while instead of the tuning coil L, a sufficiently large ohmic circuit or inductive resistor Z with a center point for symmetrical removal of the control voltage can be provided, as shown in FIG. 7 is shown,
the other names of which are taken analogously to that of the earlier figures.
In circuits of the type of FIG. 2, the tuning capacitor C1 can also be omitted, while the inductive resistance of L1, which must be large compared to Z ,, is necessary for the mechanism of the phase rotation of e_ compared to e ,, which in the case of an average Frequency 90 should be.
FIG. 8 shows a circuit with inductive coupling of the secondary circuit, which can be seen from FIG. 6 by omitting the tuning capacitor and increasing the inductance L1.
Finally, in the case of circuits according to FIG. 5, which correspond to the type of FIG. 3, the inductance L1 can be replaced by a large inductive or ohmic resistance with an average tap for symmetrical removal of the control voltage.
It turns out that in circuits according to FIG. 7 the matched secondary circuit L @, C. can also be replaced by a corresponding series oscillating circuit. In this case, the control voltage can be taken from the center tap of a special direct current-permeable impedance, which is connected in parallel to this series resonant circuit.
A detuning-dependent control voltage can also be generated according to FIG. 9 by phase comparison of the voltage e_ on a tuned parallel resonant circuit LC with the voltage e3 on an inductive or capacitive resistor Z i connected in series.
For the resonance frequency, the oscillating circuit LC represents an Olim resistance, so that its voltage drop e2 compared to the voltage drop e., Of the inductive or capacitive resistance Z through which the same current flows; is 90 out of phase. According to the frequency deviations from the resonance frequency, the phase difference between e3 and e2 generally deviates from 90.
For use with a rectifier bridge, the circuit Fig. 9 must be made cross-symmetrical. This is the case with the circuit of FIG. 10, which emerges from FIG. The resistance Z, (Fig. 9) is realized by the inductive resistance of the coils L. "L4 (Fig. 10).
The voltage e._ arises across the tuned oscillating circuit L ,, C ,, which corresponds to the oscillating circuit LC in FIG. The phase position of the voltage e, at the secondary coil L_, of the coupled inductances L 1, L, L, in Fig. 10 corresponds to the primary voltage across the two coils L 1, L., and there with the voltage e ;
above the apparent resistance Z, in Fig. 9. The control voltage is now generated in the circuit 10 in a manner analogous to Fig. 4. 5, 6. 7, 8 by phase comparison of the voltages e .. and e3 with a rectifier bridge and can be connected to terminals 107 and 108 via double taps of L. = or. <I> L, </I>.
Circuits according to FIG. 11 are also suitable for generating voltages depending on the mood phase rotation. The series resonance circuit LC represents a Dhm resistance for the resonance frequency, so that in the case of resonance the voltage e, across the inductance L or the voltage e, across the capacitance C compared to the total voltage e1 by <B> 90 '</ B > is out of phase.
According to the detuning, the phase rotations deviate from 90 here too, so that detuning-dependent control voltages can be generated again by phase comparison of e2 with e1 or e3 with e. Since the phase comparison is carried out again using a rectifier bridge, the circuit in FIG. 11 must be made transversely symmetrical, as is shown, for example, with reference to FIG.
In this circuit, the voltage drop e2 of the inductance L is compared with the input voltage e1 with respect to phase difference, again with the help of a rectifier bridge G, -G °, a mood-dependent control voltage between the center taps of the large inductive or ohmic resistance Z ,, and the tuning coil L is generated.
The tuning capacitance C in FIG. 11 is implemented in FIG. 12 for the purpose of maintaining symmetry by the two capacitances 2C, to which the tuning coil L is symmetrical.
Finally, in the generation of mood-dependent control voltages, circuits of the type shown in FIG. 13 can also be used. In this figure, who represented by LC two series resonant circuits with the same resonance frequency. Since these oscillating circuits represent an ohmic resistance at resonance, the voltage e2 tapped off via a relatively small inductive or capacitive resistor Z4 is compared to the input voltage e. phase rotated by <B> 90 </B> at the resonance frequency.
According to the detunings with respect to the resonance frequency, the phase difference generally deviates from 90 upwards or downwards here too. The phase comparison between e. and e ,. can, for example, take place in a circuit according to FIG. 14, in which the designations of the resonant circuits and the impedance Z4 are taken from FIG.
The operation and scarf device of the rectifier bridge G "-G" ent speaks the earlier figures. The detuning control voltage is taken from the center taps of the apparent resistor Z4 and the sufficiently large ohmic or inductive resistor Z "at terminals 147 and 148.
Instead of the series resonance circuits LC in FIGS. 13 and 14, corresponding parallel resonance circuits can also be provided if the inductances L are made impermeable to the control voltage ico by means of particularly large series capacitances.
The circuits Fig. 4, 5, 6, 7, 8, 10, 12 and 14 are only examples of how un ter the use of a rectifier bridge Gl-G4, the operation of which was explained in more detail with reference to FIG. 4, by comparison of Tensions with respect to their mutual phase position a detuning-dependent control voltage can be generated. In these circuits, the coordinated phase rotation circles Fig. 1, 2, 3, 9, 11, 13 were gone from.
On the basis of these circuits, however, other frequency control circuits can also be specified which are suitable for comparing voltages with different phases using a rectifier bridge.
The rectifiers G ', G2, G3, G4 may represent a damping that cannot be neglected for the tuned resonant circuits. The rectifiers must therefore be dimensioned so that their alternating current resistance does not fall below a certain minimum when the bias voltages occur in practice. If necessary, this AC resistance can be increased by connecting ohmic resistances in series to the individual rectifiers.
Special ohmic resistances can also be used to adjust the bridge if the individual rectifiers differ in their electrical properties. Dry rectifiers can advantageously be used as rectifiers, the capacity of which should be as small as possible, taking into account the high frequencies. An unavoidable minimum capacity of these dry rectifiers can in most cases be compensated for by reducing the tuning capacities accordingly.
In certain cases, tube rectifiers can also be used instead of dry rectifiers, in particular individual diode rectifiers with mutually isolated cathodes in a shared or separate vacuum vessel.
The circuits described are transversely symmetrical, that is, the two terminals of the input voltage e are electrically equivalent, and this input voltage should therefore generally be symmetrical with respect to earth potential or another constant N'equotential. This is. the case when the preceding amplifiers operate in push-pull circuit.
If, on the other hand, it is a question of a non-symmetrical voltage, as it is emitted by straight-ahead amplifiers, a balancing transformer is advantageously provided at the input of the frequency control circuit.
In special cases, a non-symmetrical input voltage can also be supplied in such a way that one pole of this voltage, the potential of which is invariable, has a center tap of an inductance located between the input terminals - in particular the tuning coil L in FIG , 5, 6, 10, or the large inductance L, respectively in Fig. 8. Z "in Fig. 7, 12 and 14 - is connected,
while the second pole of this non-symmetrical input voltage, the potential of which fluctuates in the cycle of the high frequency. to which one of the input terminals provided for a symmetrical input voltage e is applied. In this case, the symmetrization is carried out by the indulgence L, respectively. Z ".
One of the terminals for taking the control voltage can of course generally be connected to earth. to a fixed ver. equal potential (terminals 48, 58, 68, 78, 88, 108, 128, 148). A non-symmetrical control voltage is thus taken, as is required in most arrangements to influence tuned circuits by changing inductance or capacitance.
This control voltage is to be sufficiently calmed down for the purpose of suppressing the high-frequency components and in particular for the purpose of avoiding oscillation processes in the entire automatic tuning system.