Dispositif discriminateur de fréquence. lia présente invention a. pour objet un dispositif discriminateur de fréquence, utilisé par exemple pour fournir une tension desti née à stabiliser la fréquence ou pour la dé tection de la modulation d'ondes à vitesse an gulaire modulée.
La présente invention a- pour but d'ap porter des perfectionnements à certains cir cuits déjà préconisés du type comprenant deux triodes semblables, un circuit d'entrée prévu pour coupler le dispositif à une source d'énergie à haute fréquence et com prenant un circuit accordé dont les extré mités opposées sont reliées respectivement aux anodes des deux triodes, un diviseur de tension dont une des branches est constituée par un cristal piézo-électrique et dont une des extrémités est reliée à un point dont le potentiel haute fréquence par rapport à la inag#,e est nul, tandis que le point commun aux deux branches de ce diviseur de tension fournit une tension haute fréquence aux grilles desdites triodes,
deux résistances shuntées par des capacités, branchées respec tivement entre chacune des cathodes desdites triodes et un point dont le potentiel haute fréquence par rapport à la masse est nul. Dans le dessin annexé, donné à titre d'exem ple, les fig. 1 à 5 montrent des circuits con nus, les fig. 6 à 8 servant à exposer le fonc tionnement de ces circuits;
les fig. 9 à 15 re présentent des formes d'exécution de l'objet de la présente invention, la fig. 16 se rap- portant, en particulier à la, fig. 13 et, quali- tativeirient, aux fig. J à 12, 11 et 15. Elle comprend deux graphiques, qui montrent les avantages qui découlent de la présente invention.
Dans le circuit représenté sur la fig. 1, les grilles g1 et g2 des deux triodes Vl et V2 sont reliées entre elles et à la masse par un cristal piézo-électrique PC, résonnant en série à la fréquence du signal produit par un oscillateur dont on désire stabiliser la fré quence ou à la fréquence moyenne du signal produit par une onde à vitesse angulaire mo dulée.
Une résistance R3 est reliée aux bornes du cristal, piézoélectrique. Les cathodes des deux triodes V1 et l'2, qui sont de préférence à chauffage indirect, sont chacune reliées à la. masse par une des résistances Rl et R2, shun tées par des condensateurs.
Les deux anodes a1 et a2 des triodes sont reliées, l'une à une extrémité et l'autre à L'autre extrémité de l'enroulement secondaire S2 d'un transforma teur à haute fréquence T, le secondaire étant accordé à l'aide d'un condensateur C2 à une fréquence telle que le signal induit dans le secondaire soit appliqué en opposition de phases aux anodes cal et a2. Le point médian de l'enroulement-secondaire du transforma teur est relié à la masse et, par conséquent,
à l'extrémité de chacune des résistances Rl et R2 opposée aux cathodes. Une extrémité dudit secondaire est reliée capacitivement, par le condensateur C3, aux grilles des deux triodes, auxquelles on peut donc appliquer, en concordance de phases, une tension propor tionnelle au signal induit dans le secondaire.. Le couplage capacitif peut être effectué par un condensateur ou par une capacitance dif férentielle due à im déséquilibre quelconque entre les capacitances anode/grille des deux triodes.
L'enroulement primaire P2 du transfor mateur T est relié par l'une de sers extré mités à l'anode a3 d'une lampe amplificatrice ou limitatrice à haute fréquence V3 et, par son autre extrémité, à une résistance R4, dont l'antre extrémité est reliée à la borne posi tive d'une source de courant anodique. Le point de jonction de l'enroulement primaire avec la résistance est relié à la masse par un condensateur de découplage. La cathode de l'amplificatrice V3 est reliée à la masse par une résistance shuntée par un condensateur.
Si l'amplificatrice est une pentode, comme indiqué sur la figure, la troisième grille (la plus rapprochée de l'anode) est reliée à la masse, tandis que la deuxième grille est reliée à la borne positive de la source de courant anodique par une résistance et à la masse par lui condensateur de découplage. La pre mière grille de l'amplificatrice (grille de commande) est reliée à la masse par une ré sistance de fuite, aux bornes de laquelle est appliqué un signal produit par l'oscillateur dont on désire stabiliser la fréquence ou un signal produit par -une onde à vitesse angu laire modulée.
Le fonctionnement des circuits peut être décrit comme suit en se rapportant aux vec teurs A de la fig. 6, ainsi qu'aux fig. 7 et 8.
Le circuit équivalent (fig. 7) n'exige pas d'explications et il suffit d'indiquer que C, L et R représentent respectivement la com posante capacitive, inductive et ohmique de l'impédance du cristal, tandis que<I>CH</I> est la capacitance du support du cristal. Dans la description suivante, cette capacitance CII peut être négligée.
A la fréquence de résonance en série du cristal, l'impédance de celui-ci est ohmique et relativement faible. Aux fréquences supé rieures à celle de résonance, le cristal présente une réactance inductive, et, aux fréquences inférieures, une réactance capacitive. Si la ca- pacitance du condensateur C3, par l'intermé diaire duquel l'énergie de l'oscillateur est ap pliquée aux grilles des redresseuses, est d'une valeur suffisamment faible, la phase et l'am plitude du courant qui s'écoule à la masse par ce condensateur dépendent principalement de ce dernier.
Ce courant avance d'environ 90 sur la tension anodique EA1 (diagramme A, fig. 6) de la redresseuse V1 et donne lieu à la tension Eg entre les deux grilles et la masse. Lorsque la fréquence appliquée f est égale à la fréquence de résonance fx du cris tal, cette tension Ey est en phase avec le cou rant traversant le condensateur.
La tension Eg avance donc de 90 sur la tension ano dique EA1. et retardée de 90 sur la tension anodique EA2 de même valeur, mais de signe contraire, de l'autre redresseuse. Ainsi, les valeurs scalaires du courant redressé dans les résistances cathodiques IA1 et IA2 sont égales dans ce cas et il n'existe aucune diffé rence de potentiel entre les cathodes k1 et k2 des redresseuses.
Lorsque la fréquence appliquée f dépasse <I>f x,</I> le cristal présente une réactance inductive, dont la valeur augmente avec la fréquence. Tant que la réactance capacitive du conden sateur -de couplage C3 dépasse nettement la réactance inductive du cristal PC, la phase du courant par ce condensateur, à la masse, dépend encore principalement de ce conden sateur et il continue de circuler un courant avançant de 90 sur la tension de l'anode al de la redresseuse Vl. Ce courant donne lieu, entre les grilles et la masse, à une tension Egg avançant de 90 sur le courant qui circule par le condensateur de couplage, tant que la réac tance du cristal est inductive.
En consé quence, la tension Eg avance de 180 sur la tension anodique EA1 et elle est en phase avec la tension anodique EA2. Les valeurs scalaires des courants redressés IA1 et IA2 cessent alors d'être égales, 1.42 devenant plus grand que IA1. Au fur et à mesure que la fréquence augmente, la tension de grille aug mente et accentue l'inégalité des courants re dressés. Un déséquilibre de tension existera donc entre les cathodes.
Si la fréquence appliquée f est inférieure <I>à</I> fx, le cristal. présente une réactance capa- citive et la phase du courant par le conden sateur de couplage C3, à la terre, avance de 90" sur la tension.
anodique EA1. La tension qui s'établit entre les grilles et la masse est en phase avec la tension anodique E111. Les valeurs scalaires des courants redressés 112 et <B>IA I</B> seront donc à nouveau inégales, 1A1 dé- passant 1A2, et l'on aura affaire à un dés équilibre (le tension entre les cathodes, mais d'une polarité contraire à celle qui existe lorsque la fréquence appliquée f est supé rieure à<B>J</B> 'X.
Ainsi, lorsqu'une fréquence est constam ment modifiée de part et d'autre de la fré quence de résonance du cristal, il s'ensuit un déséquilibre de tension (comme ].'indique la fig. 8), dont ].'amplitude et la polarité changent. très rapidement, d'une valeur posi tive à, une valeur négative, en passant par zéro. La raideur ou pente de la courbe repré sentant ce déséquilibre de tension en fonc tion de la fréquence est due au coefficient de surtension Q particulièrement élevé du cristal piézoélectrique.
Au cours d'essais pratiques avec nu tel circuit., des déséquilibres de tension de ].'ordre de 10 V ont été cons tatés pour des changements de fréquence de 300 cycles de part et d'autre d'une fré quence du cristal de 2225 kilocycles.
Dans la variante, représentée par la fig. 3, au lieu d'utiliser le couplage capacitif fourni par le condensateur C3, entre l'une des ex trémités clé l'enroulement secondaire du trans formateur et les grilles des deux redresseuses, un condensateur de blocage C5 et une résis tance R5 sont branchées en série entre l'ex trémité anodique de ].'enroulement primaire P2 (c'est-à-dire l'anode de la lampe amplifi- catrice ou ]imitatrice V3) et les grilles g1 et g2 des redresseuses V1 et V2.
Dans cette va riante, la résistance R5 entre ].'enroulement primaire P2 du transformateur T et les grilles des redresseuses présente une valeur si élevée que le courant qui y circule est sensi blement en phase avec la tension aux bornes de ].'enroulement primaire du transformateur, et la tension entre les grilles et la. masse, à la fréquence de résonance du cristal, est également en phase avec la tension aux bornes de ce primaire.
Si le circuit secondaire est accordé à la fréquence du signal, la tension de l'enroule ment ,secondaire S2 est décalée de 90 par rapport à la tension aux bornes de l'enroule ment primaire P2. Du fait que cette tension est divisée de manière égale par la connexion médiane, la tension E-12 (voir diagramme B, fig. 6) à l'anode de l'une des redresseuses V2 retardera pour la fréquence clé résonance fx, tandis que la tension E-11 à. l'anode de l'autre redresseuse Vl avancera.
de 90 sur la tension de grille Erg, de sorte que des courants égaux 1_12 et 111 circuleront dans les résis tances R2 et 1i1. Si la fréquence change alors légèrement de part ou d'autre de la fréquence de résonance du cristal, la tension de grille sera d'une phase opposée à celle de la tension de l'une des anodes et en coïncidence de phase avec la tension de l'autre anode, selon le sens du changement de la fréquence. Les résistances R1 et R2 seront alors parcourues par des courants inégaux.
Si l'on veut utiliser ce genre de montage polir la stabilisation automatique de la fré quence produite par un oscillateur, il est né cessaire d'éliminer les tensions de polarisa tion continues entre les cathodes k1 et k2 des deux redresseuses 171 <I>et V2,</I> d'une part, et la masse, d'autre part. Ces tensions ont la même polarité. Ltant donné que la tension de dés équilibre change différentiellement, il est dé sirable d'appliquer également différentielle ment la tension de polarisation destinée à sta biliser la fréquence à des lampes de réactance connectées en push-pull.
Dans ce but, le cir cuit de la fi-. 1 sera modifié comme l'indique la fi-. 4: Au lieu d'être reliées à la masse et par conséquent au point médian de l'enroule ment secondaire S2, les résistances R1 et R2 shuntées par des condensateurs, ainsi que le cristal PC, en parallèle avec la résistance R3, seront reliées à un conducteur commun CC qui n'est pas mis à la masse, mais seulement au point médian de .l'enroulement secondaire S2.
Les cathodes k1 et k2 des deux lampes sont reliées à la masse par des résistances égales R1' et R2', servant à diviser en ten sions égales de valeurs opposées les tensions de déséquilibre s'établissant entre les cathodes k1 et k2, afin de fournir les tensions de pola risation pour le réglage de la fréquence. Les cathodes de chacune des deux lampes sont également reliées à la masse par des résis tances R1" et R2", chacune en série avec un condensateur Cl" et C2".
Les deux résistances R1' et R2' servent à diviser en tensions égales de valeurs oppo sées les tensions de déséquilibre qui appa raissent entre les cathodes des redresseuses, de façon à fournir les tensions de polarisa tion pour stabiliser la fréquence à l'aide d'une paire de lampes à réactance RV1 et RV2 con nectées en push-pull. Ces tensions de polarisa tion sont prises au point de liaison de la ré sistance R1" (ou R2") et du condensateur C1" (ou C2"). Ces lampes à réactances con nectées en push-pull sont associées à l'oscilla teur 0 qui doit être stabilisé.
Les résistances Rl" et R2" et les condensateurs C1" et C2" constituent des filtres à constante de temps élevée et servent à éviter que les lampes à réactance ne soient soumises à des tensions changeant rapidement, comme cela se produi rait si l'oscillateur 0 était modulé en fré quence par des signaux à fréquence audible ou autres, appliqués à ces lampes à réac tance.
Le signal fourni par d'oscillateur 0 peut être amplifié, il peut être soumis à une mul tiplication ou à une division de fréquence en -1PDI, ainsi qu'à un changement de fré quence en PC, à l'aide de l'oscillateur 01.
Avec un circuit établi comme il vient d'être indiqué, on a constaté qu'une variation du condensateur d'accord d'un oscillateur qui, en l'absence d'un circuit de réglage, provoquerait une variation de quelques mil- liers de cycles par seconde, ne donne pra tiquement lieu à aucune variation de la fré quence lorsque cet oscillateur est équipé du circuit de réglage en question. En outre, une légère erreur dans l'accord du circuit secon daire S2 du transformateur T ne provoque aucune modification de la fréquence de l'os cillateur.
Comme l'indique la fig. 5, le circuit de réglage peut servir à la stabilisation d'un os cillateur qui n'est associé qu'à une seule lampe à réactance. Dans ce cas, ce circuit est arrangé exactement comme sur la fig. 1, sauf que les résistances R1 et R2 shuntées par des condensateurs, ainsi que le cristal PC, en parallèle avec la résistance R3, sont reliés (comme sur la fig. 4) à un conducteur com mun CC, au lieu de l'être à la masse et par conséquent au point médian de l'enroule ment secondaire S2.
La cathode de l'une des redresseuses (V2 dans le cas indiqué) est di rectement reliée à la masse, tandis que la cathode de l'a-Litre redresseuse (V1) l'est par l'intermédiaire d'une résistance Rl' et d'un condensateur C1' reliés en série, de manière à constituer un filtre présentant une cons tante de temps suffisamment grande. La ten sion de réglage est prise ait point de liai son de la résistance R1' et du condensateur Cl' et appliquée à une lampe à réactance RV associée à l'oscillateur 0.
Si l'élément de contrôle- est constitué par un cristal piézoélectrique, la variation de la tension de déséquilibre entre une valeur maxi- rnum d'un côté de la. fréquence moyenne et une valeur maximum de l'autre côté a lieu sur une étendue de quelques centaines de cycles seulement.
Un tel circuit est donc particu lièrement approprié pour la détection de signaux modulés en phase, bien qu'il ne soit pas absolument approprié comme discrimina- teur de fréquence pour la détection de signaux modulés en fréquence, dont la fré quence peut dévier de plusieurs milliers de cycles de part et d'autre de sa valeur moyenne.
Dans la description qui précède, on a ad mis que le cristal est résonnant en série. On peut également faire emploi de la ré- sonanee en parallèle du cristal PC. Du fait que la capacité du support<I>C11</I> du cristal (fig. 7) est. généralement d'au moins cent fois supérieure à la capacité C du circuit équivalent au cristal, la résonance en paral lèle se présentera à une fréquence légèrement supérieure à celle à laquelle se produit la, ré sonance en série.
Le fonctionnement du cir- cuit pour la résonance en parallèle peut., par exemple, être exposé en se reportant à l'ex plication du circuit qui a été décrit en pre mier lieu (fi-. 1).
Lorsque la fréquence appliquée f est lé gèrement supérieure à. la fréquence fx à la quelle le cristal est en résonance en série, on a montré dans l'explication précédente que la tension Eg à la grille de la redresseuse Vl avance de 7.80" sur la tension E-11 de l'anode < le cette lampe et qu'elle est, en phase avec la tension EA2 de l'anode de l'autre redres- seuse. Si la fréquence tend vers une valeur qui se rapproche (le celle de la résonance en parallèle,
l'impédance du circuit du cristal tendra rapidement vers une valeur à laquelle la phase du courant clans le condensateur de couplage C3 dépend principalement de l'im pédance (lu circuit du cristal et non de la valeur du condensateur de couplage. Pour une fréquence très légèrement inférieure à la fréquence (le résonance en parallèle du cris tal, le courant dans le condensateur de couplage C3 retarde d'environ 90 par rap port à la tension E-11 et la tension Eg aux grilles est en phase avec la tension EA1, étant donné qu'à cette fréquence le cristal se comporte comme une inductance de valeur élevée.
Ainsi, au fur et à mesure que la fré- queiiee augmente, il se produit une inversion entre les phases des tensions aux grilles et aux anodes. La tension des grilles sera alors en phase avec la tension EA1, au lieu d'être en opposition de phases. Il en résulte égale ment une inversion (le la polarité de la ten sion de déséquilibrage entre les cathodes des redresseuses, comme l'indique le second pas sage par l'axe des abscisses sur la fig. 8.
Lorsqu'on travaille dans cette région de la caractéristique, le sens des connexions de la tension de polarisation servant à stabiliser la fréquence devra être inversé par rapport à celui qui est utilisé lorsque le cristal est ré sonnant en série.
A une fréquence égale à celle à laquelle le cristal est résonnant en parallèle, l'impé dance de ce cristal devient une résistance très élevée et la tension Eg aux grilles est en phase avec la tension EAl. Lorsque la fré quence continue à croître, le circuit du cris tal devient eapacit.if et la tension Eg de meure en phase avec la tension EAl.
Si la capacitance du condensateur C3 est. très fortement réduite, à tel point que, même à la fréquence de résonance en parallèle du cristal à laquelle celui-ci se comporte comme une résistance de valeur très élevée, la réac tance du condensateur C3 demeure beaucoup plus élevée que l'impédance du circuit du cristal et la phase du courant dans la. branche C3-PC dépendra de C3 et sera en avance d'environ 90" sur la tension E.41.
Dans ces conditions, à des fréquences à peine inférieures à celle de la résonance en paral lèle du cristal, la tension Eg sera en avance de 900 sur le courant et, par conséquent, clé 1800 sur la tension E < 11, tandis qu'elle sera en phase avec E.12. A la fréquence de réso nance en parallèle, la tension Eg sera en avance de<B>900</B> sur la tension<B>E.11</B> et de 90() en retard sur la tension EA2. A des fré quences à. peine supérieures à la résonance en parallèle, la tension Eg sera en retard de 900 sur le courant, en phase avec la tension<B>E AI</B> et en.
avance de 7.800 sur la tension EA2.
Il est également possible d'utiliser d'au tres modes de résonance du cristal et des élé nients de circuit qui sont associés à ce cristal.
Ainsi, par exemple, à une certaine fré quence supérieure à celle qui correspond à. la résonance en série du cristal, il est pos sible d'obtenir une résonance en série du condensateur C3 (fi. 1) avec l'impédance inductive du cristal.<B>À'</B> une fréquence à peine inférieure à cette fréquence, la branche <I>C3 PC</I> est capacitive et le courant qui y circule avance de 900 sur la tension EAl. Etant donné que l'impédance du cristal est elle-même inductive à cette fréquence, la ten sion Eg sera en avance de 900 sur ce courant.
En conséquence, la tension Eg sera en avance de 1800 sur la tension EA1 et en phase avec la tension EA2. A une certaine fréquence puis élevée, à laquelle la réaction du conden sateur C3 est en résonance avec l'impédance inductive du cristal, le courant dans la branche C3-PC sera en phase avec la ten sion EA1 et, puisque le cristal est inductif, la tension Eg sera en avance de 900 sur le cou rant.
De ce fait, la tension Eg sera en avance de 900 sur la tension EA1 et de 900 en re tard sur la tension EA2. A une fréquence encore plus élevée, lorsque l'impédance induc tive du cristal dépasse la réactance du con densateur<B>03,</B> le courant dans la branche C3-PC sera en retard de 90 sur la tension EA1 et Eg sera en conséquence en phase avec la, tension EA1 et en opposition de phases avec la tension EA2. Dans ces conditions,
la relation entre les phases est analogue à celle obtenue aux fréquences rapprochées de la ré sonance en parallèle du cristal. La courbe de la fig. 8 coupe alors l'axe des abscisses à la fréquence à laquelle le condensateur C3 est résonnant en série avec le cristal, à condi tion que la capacitance de ce condensateur soit plus élevée que celle du support<I>CH</I> du cristal. Dans ces conditions, la suite des changements de phase sera analogue à celle qui a été décrite pour la résonance en paral lèle du cristal, lorsque le condensateur C3 a une très faible capacitance.
Etant donné que les résonances en série et en parallèle des cristaux piézoélectriques se présentent généralement à des fréquences très rapprochées, il peut être désirable, voire même nécessaire, de supprimer dans certains cas l'une des pointes hors résonance de la tension de déséquilibrage, afin d'empêcher que le cristal ne passe brusquement d'un mode de résonance à l'autre, au cas où la fréquence du signal appliqué dévierait d'une valeur suffisante. C'est ce qui peut arriver lorsque le signal appliqué est une onde dont la vitesse angulaire est modulée et que la profondeur de la modulation est suffisante pour atteindre la partie de la caractéris tique fréquence-tension de déséquilibre, dans laquelle la pente de la courbe change de sens.
Une telle suppression peut être aisé ment réalisée en utilisant un condensateur différentiel Ce' (fig. 2) au lieu d'un conden sateur C3 pour coupler l'enroulement secon daire S2 du transformateur T aux grilles des deux lampes. Dans une disposition de ce genre, les électrodes fixes du condensateur différentiel seraient reliées aux deux extré mités de l'enroulement secondaire (ou, ce qui revient au même, aux anodes al et a2 des, deux lampes V1 et V2), tandis que l'électrode mobile serait reliée aux grilles g1 et g2 des deux lampes.
La pointe hors résonance de la tension de déséquilibre qui se produit à une fréquence inférieure à celle de la résonance en série du cristal peut être aisément sup primée par un réglage convenable du conden sateur. Lors de ce réglage, la tension aux bornes du cristal piézoélectrique peut être partiellement neutralisée sans troubler le fonctionnement du dispositif aux fréquences plus élevées. On peut également supprimer, par une modification appropriée du circuit., la pointe hors résonance qui se produit à une fréquence supérieure à celle où le cristal est résonnant en série.
Ainsi, la résonance en parallèle qui se pro duit à une fréquence plus élevée que celle de la résonance en série peut être supprimée de la manière indiquée sur la fig. 5, en reliant le cristal entre l'anode al de l'une des re- dresse-Lises Vl et les grilles g1 et g2 reliées entre elles, ainsi qu'un condensateur d'équi librage C5, d'une valeur appropriée pour neu traliser la capacitance du support du cristal, entre l'anode a2 de l'autre redresseuse V2 et les grilles, un condensateur C6 de capacitance suffisamment élevée étant relié (en parallèle avec une résistance de fuite R3 de valeur convenable)
entre les grilles g1 et g2 et le point commun des résistances des cathodes, relié à la masse. Avec ce circuit, la phase de la tension de grille Eg tend à coïncider avec celle de la tension anodique E,41 de la re- dresseuse Vl à laquelle le cristal est couplé à des fréquences inférieures à celle de réso nance en série et tend également à être en opposition avec la phase de la tension ano dique Eill de ladite redresseuse Vl à des fréquences supérieures à. celle de la résonance série.
Dans tous les circuits décrits précédem ment, une tension de polarisation est directe ment fournie par les résistances de charge, <B>dit</B> fait que le retour des grilles aux cathodes s'effectue à travers une résistance de fuite R3, par l'intermédiaire des résistances de charge RI et R2 respectivement. Cette ten sion de polarisation sert de eontreréaction.
En travaillant avec de tels circuits, on a constaté qu'ils peuvent être rendus beaucoup plus sensibles en supprimant cet effet de eontreréaction. A cet effet, dans le dispositif discriminateur de fréquence, objet de l'inven tion, les grilles desdites triodes sont réunies chacune à la cathode de la triode dont elles font respectivement partie, à travers une ré- sistanee, et sont reliées entre elles par l'üi- termédiaire d'au moins une capacité.
Cette modification entraîne l'insertion, dans la connexion reliant entre elles les grilles des deux lampes Vl et V2, du conden sateur C9 indiqué sur toutes les figures 9 à 15 et d'une résistance de fuite de grille R6 pour la lampe V2.
On a montré précédemment, en relation avec les fig. 1à 5, que lorsque ces circuits sont destinés à la stabilisation automatique de la fréquence d'un oscillateur, il est, néces saire d'éliminer les tensions continues de pola risation apparaissant entre les cathodes k1 et k2 des deux redresseurs V1 et V2, d'une part, et la finasse, d'autre part.
On a également montré que ces tensions ont la même polarité et que, du fait que la tension de déséquilibre change différentiel] ement, il est désirable d'appliquer différentiellefiuent la tension de polarisation stabilisant la fréquence à des lampes à réactance connectées eu push-pull. Dans ce but, les modifications indiquées sur la fig. 4 sont également reportées sur la fig. 11.
Ces modifications comportent la sé paration du conducteur commun CC d'avec la masse et le montage de résistances addi tionnelles R1' et R2', reliées respectivement entre les cathodes k1 et k2 et la masse. Ces deux résistances ont pour effet de subdi viser en tensions égales et de valeurs opposées les tensions de polarisation déséquilibrées qui apparaissent entre les deux cathodes.
La fig. 14 du dessin. indique une forme d'exécution visant au même résultat, sans né cessiter toutefois le montage des résistances additionnelles Rl' et R2'. Dans cette dispo sition, l'enroulement secondaire S2 est divisé en deux et chaque moitié est isolée, pour le courant continu, par Lui condensateur C10.
Les extrémités opposées de chaque moitié de l'enroulement S2 sont reliées, respective ment, à l'anode de l'une des lampes (V1 ou V2) et à la cathode de l'autre lampe (V2 ou <B>1'l),</B> de telle sorte que les courants dans ces lampes traversent les résistances RI et R2 dans des directions opposées et se compensent mutuellement lorsqu'ils sont d'égales valeurs, et ne donnent donc pas lieu à une tension de déséquilibre. En revanche, si ces courants ne sont pas égaux, des tensions de déséquilibre apparaissent soit dans un sens, soit dans l'autre, selon le sens du courant prédomi nant.
On a également constaté qu'il est dési rable de prévoir un interrupteur Suv (fig. 15), afin d'isoler la ou les lampes à réactance de l a tension de polarisation pendant l'accord initial. La position de cet interrupteur a une eertaine importance, car, à moins que l'oscil lateur ne soit dans une position correcte par rapport aux condensateurs de filtrage C"1 et. C"2, cet oscillateur n'est réglé de faon satis faisante que d'un côté de l'accord.
La meil leure position est celle indiquée sur la fig. 15, c'est-à-dire que l'interrupteur doit être inséré avant C"l et C"2, de sorte que C"1 et C"2 ne sont chargés, au début, par aucune ten sion de déséquilibre produite aux bornes de R1 et R2. Dans le cas où il n'y a qu'une seule lampe à réactance, on a une disposition analogue avec un interrupteur simple. La fig. 16 montre deux courbes de la ten sion de sortie en fonction de la fréquence. Ces deux courbes se rapportent à la fig. 13 (courbe 1) et à la fig. 5 (courbe 2).
Elles montrent que le circuit est six fois plus sen sible sans contreréaction qu'avec celle-ci. Des augmentations de sensibilité analogues sont réalisables avec tous les circuits décrits ci dessus.
Dans les circuits représentés sur les fig. 9 à 12, la connexion en parallèle du cristal PC et de la résistance R3 a été maintenue, de même que la connexion en parallèle du con densateur C6 et de la résistance R3, sur les fig. 13 à 15. Cela n'est nullement nécessaire, ni même préférable: le retour du cristal ou, dans le cas des fig. 13 à 15, celui du conden sateur C6, peut s'effectuer à un point quel conque, pourvu que celui-ci soit aü potentiel de haute fréquence zéro par rapport à la masse.
Ainsi, sur les fig. 9, 10 et 12, la partie de droite du cristal PC peut être déconnectée de l'extrémité de droite de la résistance R3 et reliée à la masse. Sur la fig. 11, la partie de droite du cristal peut être déconnectée de l'extrémité de droite de la résistance R3 et reliée au conducteur CC. De même, sur les fig. 13 à 15, l'extrémité de droite du con densateur C6 peut être déconnectée de l'ex trémité de droite de la résistance R3 et reliée directement à la masse.