Dispositif pour l'élimination d'interférences dans une installation d'émission d'ondes. La présente invention a pour objet un dispositif pour l'élimination des interférences produites par une source à basse fréquence, telle qu'un dispositif d'alimentation, associée à un circuit modulateur d'ondes porteuses d'une installation d'émission d'ondes.
Dans une installation à onde porteuse com portant à la sortie un amplificateur de puis sance de l'onde porteuse et un amplificateur du signal à fréquence audible destiné à mo duler le circuit anodique dudit amplificateur de puissance, l'utilisation d'un courant alter natif à basse fréquence pour le chauffage ca thodique de l'amplificateur, en particulier quand ce dernier est de puissance relative ment grande, tend d'ordinaire à produire une modulation de l'onde porteuse à un cer tain nombre de fréquences de ronflement, cor respondant à la fondamentale et à plusieurs harmoniques du courant de chauffage catho dique.
Lesdites fréquences de ronflement s'étendent sur une gamme de fréquences ap préciable, par exemple de 50 à 300 périodes par seconde ou plus haut, et, par conséquent, elles peuvent se trouver dans la même gamme de fréquences que les signaux désirés et con duire à des complications et à des difficultés sérieuses lorsqu'on tente de réduire leur am plitude à une valeur négligeable.
Si l'on essaye d'éliminer ces composantes de ronflement par la méthode usuelle de la réaction négative, de nombreuses difficultés s'élèvent, que l'on ne peut surmonter de faon satisfaisante par les expédients ordinaires. Une de ces difficultés se présente lorsqu'il s'agit de maintenir stable le fonctionnement de l'amplificateur des fréquences audibles sans réaction, en vue de la constitution d'un système émetteur de signaux de bande large de qualité poussée, comme, par exemple, dans la radiodiffusion à grande fidélité. Si l'on combat le ronflement à l'aide du circuit usuel à réaction négative, le signal subit une perte correspondante d'amplitude à l'intérieur de la gamme des fréquences de ronflement.
En même temps, une difficulté sérieuse se pré sente du fait que la caractéristique phase- fréquence du circuit de réaction a la tendance de donner lieu à une réaction positive, du fait de sa variation par rapport au déphasage total de l'amplificateur, qui varie simulta nément, en particulier aux fréquences éloi gnées du milieu de la. bande des fréquences de ronflement.
Le dispositif suivant l'invention, qui est destiné à l'élimination des interférences pro duites par une source à basse fréquence asso ciée à un circuit modulateur d'ondes porteuses d'une installation d'émission d'ondes, est ca ractérisé en ce qu'il comporte deux circuits de réaction dont le premier est connecté entre la sortie de ladite installation et l'entrée d'un amplificateur à fréquence audible associé audit circuit modulateur, le second étant con necté entre la sortie et l'entrée dudit ampli ficateur à fréquence audible, les caractéris- tiques de transmission dudit second circuit étant différentes de celles dudit premier cir cuit.
Ce dispositif permet d'obtenir un rende ment élevé sur une gamme étendue de fré quences de signalisation dans une installation d'émission d'ondes telle qu'un émetteur de radiodiffusion.
De préférence, les deux circuits de réac tion sont disposés de telle sorte qu'ils pro duisent une réaction négative.
Dans une application préférée du dispo sitif suivant l'invention, on aura par exemple la disposition suivante: Dans une installation de transmission d'ondes, telle qu'un émetteur de radiodiffusion dont l'amplificateur de sor tie ou autre partie de l'installation voisine de la sortie est soumis au brouillage, on aura une première réaction négative sélective en fréquence, destinée à éliminer les composantes de brouillage à la sortie de l'installation. Une seconde réaction négative est prévue entre l'entrée de l'amplificateur et un point de l'installation situé en amont de celui qui est soumis au brouillage.
Cette seconde réaction a une caractéristique de sélection de fré quences dont l'effet est complémentaire de celui de la première réaction, de telle sorte que l'effet de distorsion produit sur l'ampli ficateur par la première réaction est com pensé, sans suppression de l'effet de dimi nution du brouillage procuré par ladite pre mière réaction.
Les circuits de réaction négative, dimi nuant le brouillage ou le ronflement, peuvent comporter des réseaux dont les caractéris tiques fréquence-amplitude et fréquence-phase sont telles qu'elles améliorent la stabilité de fonctionnement de l'amplificateur aux fré quences situées en dehors de la bande des fréquences de brouillage par rapport ati fonc tionnement des amplificateurs comportant emploi des formes antérieurement connues des réseaux de réaction négative.
Ces réseaux particulièrement adaptés à l'application à la réaction négative d'un am plificateur permettent un fonctionnement stable dudit amplificateur tout en lui don- nant une caractéristique sélective en fré quences.
Le dispositif suivant l'invention est dis posé de préférence de manière telle que, par rapport à l'amplificateur, les deux circuits de réaction négative aient des effets atténuateurs complémentaires en ce qui concerne l'onde du signal désiré, et non complémentaires en ce qui concerne les com posantes indésirables de brouillage tout en ayant des caractéristiques fréquence-phase semblables qui rendent ledit système suscep tible d'un fonctionnement stable sur une gamme étendue de fréquences.
Le dessin annexé représente schématique ment; à titre d'exemple, une forme d'exécu tion de l'objet de l'invention.
Dans le dessin, la fig. 1 est le schéma des connexions d'tin émetteur à onde porteuse, tel qu'in émetteur de radiodiffusion.
La fig. 2 est le diagramme des caracté ristiques de transmission de réseaux A et. B de la fig. 1.
A la fig. 1, la source à haute fréquence 1 transmet les signaux, à travers le transfor mateur 2, l'étage amplificateur push-pull 3, 4, à tubes électroniques, les étages amplifi cateurs additionnels 5, figurés schématique ment par un rectangle et le transformateur de sortie 6, au circuit d'alimentation en cou rant anodique 7 de l'amplificateur de puis sance à onde porteuse 8, également du type électronique, dans lequel une onde porteuse est modulée, à la manière bien connue, con formément à l'onde de signalisation à fré quence audible transmise au circuit 7.
L'onde modulée résultante est transmise au circuit accordé 9, couplé par la ligne 14 à l'antenne, ou tout autre circuit de charge 1.0. La source d'onde porteuse 11 fournit des ondes à l'amplificateur 12 qui, à son tour, excite l'amplificateur de puissance 8. Le dis positif d'alimentation à basse fréquence 13 est relié, d'une façon bien connue, aux ca thodes non représentées, des amplificateurs 8 et 12, auxquelles il fournit le courant de chauffage. Le courant d'alimentation peut être d'une fréquence commerciale usuelle, telle, par exemple, que 50 périodes par seconde.
Comme bien connu, un tel courant auxiliaire à basse fréquence tend à moduler de façon indésirable l'onde porteuse et produit des composantes de ronflement dans la courbe-enveloppe de l'onde modulée transmise par l'amplificateur de puissance 8 aux circuits 9 et 10.
Lesdites composantes de ronflement ont. des fréquences qui correspondent respective ment à la fondamentale du courant d'alimen tation et à ses harmoniques, jusqu'à la cin quième ou même plus haut. Comme lesdites composantes de ronflement constituent des fréquences perturbatrices à l'intérieur de la même gamme de fréquences que les ondes de signalisation de la source 1, les dispositifs usuels d'élimination des perturbations ne con viennent pas à l'élimination de ce ronflement, car ils tendent d'ordinaire à supprimer égale ment les fréquences de signalisation désirées à l'intérieur de la gamme des fréquences de ronflement, déformant ainsi l'onde du signal désiré.
Une partie de l'énergie de l'onde porteuse, dont l'enveloppe est modulée conformément à l'onde dudit signal désiré, est transmise, à partir de la ligne de sortie 14, à travers la ligne 15 et la terre, au primaire du transfor mateur 16, dont chacune des bornes secon daires est reliée à l'une des anodes 17 du re dresseur 18. La cathode 19 dudit redresseur 18 est reliée, à travers les résistances potentio- métriques 20 et 21, en série, à une prise milieu 22 sur la bobine secondaire du trans formateur 16. Le redresseur 18 démodule l'onde porteuse provenant de la sortie de l'amplificateur de puissance 8, de manière à reconstituer l'onde du signal aux bornes de la ligne de réaction négative 23, reliée à tra vers le réseau B, aux entrées des tubes am plificateurs 3 et 4.
Le réseau B est de carac téristiques telles qu'il procure à l'amplifica teur 3, 4, 5 un pouvoir discriminateur à l'égard des ondes comprises dans la gamme de ronflement, ce qui a pour résultat l'élimi nation des composantes de l'onde du signal situées à l'intérieur de ladite gamme et, par suite, la distorsion de l'onde du signal.
Dans le but de combattre l'effet défor- mateur du réseau B sur le fonctionnement du système amplificateur, un circuit de réaction négative 24 est connecté entre la sortie des étages amplificateurs 5 et l'entrée des tubes amplificateurs 3, 4, l'entrée dudit circuit de réaction 24 étant reliée au système en un point situé en amont du couplage desdits étages 5 avec l'amplificateur de puissance 8, où sont appliquées les ondes de ronflement ou autres ondes de brouillage.
La caractéristique fréquence-amplitude du réseau A, intercalé dans le circuit de réaction 24, est complémentaire de celle du réseau B et combat ou compense ainsi l'effet déforma teur du réseau B sur l'onde du signal. désiré.
Comme la caractéristique fréquence-phase de l'amplificateur 3, 4, 5 avec ses couplages entre étages et ses connexions d'entrée et de sortie, varie avec la fréquence de l'onde com posante transmise par ledit amplificateur, il est difficile d'établir un circuit de réaction 23 dont la caractéristique fréquence-phase soit de nature à maintenir, sur toute la gamme de fréquences couverte par l'onde de signal, une valeur de réaction négative convenant à l'ob tention du résultat désiré. De plus, la varia tion du déphasage dans le réseau B doit être maintenue dans des limites telles que le cir cuit de réaction 23 ne puisse produire de réaction positive appréciable.
Pour remédier ces difficultés, les caractéristiques fré- quence-phase des réseaux A et B sont rendues semblables entre elles à l'intérieur de la gamme de fréquences sur laquelle l'ampli tude de l'onde de réaction est suffisante pour agir de façon appréciable sur la stabilité de l'amplificateur.
D'autres détails du circuit permettant l'obtention des résultats ci-dessiLc seront don nés ci-après. Un circuit d'entrée peut être tracé à partir de la grille de commande du tube 3, à travers la bobine secondaire supé rieure du transformateur 2 et les résistances 30 et 31, en série avec la cathode du tube. Le point milieu de ces deux résistances 30 et 31 est mis à la terre en 32. De même, un autre circuit d'entrée peut être tracé à partir de la grille de commande du tube 4, à tra vers la bobine secondaire inférieure du trans formateur 2 et les résistances 33 et 34 en série avec la cathode du tube et dont le point milieu est également mis à terre en 32.
La sortie du réseau B est reliée aux bornes des résistances 30 et 33 qui ne sont pas mises à la terre, de telle sorte que lesdites résis tances forment couplage entre le circuit de réaction 23 et les circuits d'entrée des tubes 3 et 4. Les bornes de sortie du réseau A sont reliées aux bornes non mises à la terre des résistances 31 et 34, de telle sorte que lesdites résistances forment couplage entre le circuit de réaction 24 et les circuits d'entrée des- dits tubes 3 et 4.
En prévoyant des résis tances de couplage séparées pour chacun des circuits de réaction 23 et 24, on réduit au minimum l'action mutuelle de ces réseaux l'un sur l'autre et on rend les couplages 30 et 33 relativement indépendants des couplages 31 et 34.
Le courant est fourni à l'anode du tube 3 à travers la résistance 35 et à l'anode du tube 4 à travers la résistance 36. L'onde de sortie amplifiée du tube 3 est transmise, à partir du circuit anodique dudit tube, à tra vers le condensateur de blocage de courant continu 37, la résistance 38 et le condensa teur 39 monté en parallèle sur la résistance 38, à l'entrée des étages amplificateurs 5; de même, l'onde de sortie amplifiée du tube 4, à travers le condensateur de blocage 40, la résistance 41 et le condensateur 42 à l'entrée desdits étages 5.
En parallèle sur le primaire du transfor ?nateur de sortie 6 est connecté un circuit comprenant le condensateur de blocage de courant continu 43, les potentiomètres 44 et 45 et le condensateur de blocage 46, tous en série. Le point milieu entre lesdits potentio mètres 44 et 45 est mis à la terre en 47 et des points 48 et 49 de prise de tensions ré duites sont prévus sur les potentiomètres 44 et 45, points auxquels sont reliés les conduc teurs du circuit de réaction 24.
Le réseau A est constitué par deux cellules doubles en T, en parallèle, c'est-à-dire par deux paires de cellules en T, la paire supé rieure étant constituée par les résistances 50, 51, en série l'une et l'antre sur le conducteur de l'une des lignes du circuit de réaction 24. Le condensateur 52 est connecté entre la terre et le point milieu des résistances 50 et 51. L'autre T de la même paire comprend les capacités 53 et 54, en série sur le conducteur de la ligne du circuit de réaction. La résis tance 55 est connectée en shunt entre la terre et le point milieu des capacités 53 et 54.
Dans la moitié inférieure du réseau A, il est prévu une paire de cellules en T semblable, l'un des T comprenant les résistance-série 56, 57 et la capacité-shunt 58, connectée entre la terre et le point milieu desdites résistances 56 et 57, l'autre<B>T</B> comprenant les condensateurs 25, 26 en série et la résistance 27, en shunt entre la terre et le point milieu desdites capacités 25, 26.
La caractéristique fréquence-amplitude du réseau A et sa caractéristique fréquence- phase sont représentées à la fig. 2 qui montre également la caractéristique complémentaire fréquence-amplitude .du réseau B, la caracté ristique fréquence-phase de ce dernier réseau, étant représentée par la même courbe que celle du réseau A.
Le réseau B se compose d'un réseau en treillis comportant quatre branches d'impé dances 60, 61; 62, 63; 64, 65 et 66, 67, toutes , reliées en série les unes avec les autres de manière à former un circuit fermé. Les point, de jonction non adjacents 68 et 69 constituent les bornes d'entrée, tandis que les points de jonction non adjacents 70 et 71 forment les F bornes de sortie dudit réseau en treillis. On voit que chaque branche du réseau comprend deux résistances en série: 60 et 61 pour la première branche, 62 et 63 pour la seconde, 64 et 65 pour la troisième, 66 et 67 pour la s quatrième.
Ledit réseau en treillis constitue ainsi lin pont de Wheatstone dont les bran ches sont réglées à l'équilibre, de telle sorte que, lorsqu'une tension est appliquée aux bornes 68, 69, aucune tension n'apparaît aux 9 bornes de sortie 70, 71. En d'autres termes, le couplage existant normalement entre les bornes d'entrée et de sortie, par suite de la présence des branches de pont connectées entre elles, est compensé de façon pratique ment absolue pour toutes les fréquences.
Dans ces conditions, si l'on désigne par R, la résis tance des branches 60, 61; par R, celle des branches 62, 63; par Ra celle des branches 64, 65 et par R4 celle des branches 66, 67, le rapport des résistances des branches, quand l'équilibre du pont est obtenu, peut être repré senté par la relation
EMI0005.0004
Le circuit de réaction 23 ne produirait donc aucun effet de réaction si les éléments équilibrés R" R2, R3, R4 étaient les seuls or ganes de couplage entre les bornes 68 et 69 et les bornes 70 et 71.
Dans le but de prévoir un circuit sélecteur de fréquence à travers le réseau B, on a disposé un circuit sélecteur de fréquence connecté entre le point milieu des deux résistances d'une branche du pont et un point d'une autre branche, dont le po- tentïel diffère de celui de la première con nexion. Dans ce but, les condensateurs 70 et 71 sont connectés en série l'un avec l'autre entre le point milieu des résistances 66 et 67 d'une branche non adjacente du pont. De même, un circuit comprenant la résistance 72, le condensateur 73, le condensateur 74 et la résistance 75, en série dans l'ordre, est con necté entre le point milieu des résistances 60 et 61 d'une branche et le point milieu des résistances 64 et 65 dans une branche non adjacente.
Le point milieu entre les capacités 70 et 71 et le point milieu entre les capa cités 73 et 74 sont mis à la terre en 76, pour assurer la symétrie et l'équilibrage du réseau B par rapport à la terre. Les résistances 60, 67, 63 et 64 sont, de préférence, égales entre elles et les résistances 61, 66, 62 et 65 sont aussi égales entre elles, de même que les résis tances 72 et 75, les capacités 73 et 74 et les capacités 70 et 71. Les valeurs des capacités 70, 71, 73 et 74 sont choisies par rapport à celles des résistances 72 et 73, de manière à constituer, dans le réseau en treillis, des cir cuits ayant les caractéristiques fréquence- amplitude et fréquence-phase représentées par la fig. 2.
On voit que le réseau B peut être considéré d'une manière quelque peu diffé rente de celle dont on considère le pont de Wheatstone, si l'on tient, compte de ce que ledit réseau est composé de deux paires de cellules en T, reliant entre elles l'entrée et la sortie du réseau B. Dans une paire de cellules en<B>T,</B> l'un des<B>T</B> comprend les résis tances 60 et 61 en série sur la ligne compor tant, à leur point milieu, une connexion shunt à la terre comprenant la résistance 72 en série avec la capacité 73. L'autre<B>T</B> de la paire de cellules en<B>T</B> comprend la. résistance 67 en série avec la résistance 66, comportant à leur point milieu la connexion à la terre qui comprend le condensateur 70.
L'autre paire de cellules en<B>T</B> comprend un<B>T</B> consti tué par les résistances 64 et 65, en série, dont le point milieu est, relié en shunt à la terre à travers la résistance 75 et le condensateur 74, en série. L'autre<B>T</B> de cette paire com prend les résistances 63 et 62, en série, avec la connexion shunt à la terre, à travers le condensateur 71, à partir du point milieu de ces résistances. Les résistances 72 et 75 ser vent à diminuer l'angle de phase du circuit shunt 72, 73, 74 et 75.
Une impédance inductive à haute fréquence 80 est prévue sur le conducteur 15, pour ré duire l'amplitude de l'onde porteuse trans mise au transformateur 16, la résistance 81. étant connectée entre le conducteur 15 et la terre. Le conducteur 15 est, de préférence, réalisé sous forme du conducteur intérieur d'un câble 83 à conducteurs coaxiaux, dont le conducteur extérieur cylindrique est mis à la terre et relié à l'une des bornes de la bo bine primaire du transformateur 16, l'autre borne de ladite bobine primaire étant reliée au conducteur 15, à travers le condensateur de blocage de courant continu 84.
Des contacts glissants 85 et 86 sont respec tivement prévus sur les potentiomètres 20 et 21 dans le but de permettre le réglage de la tension transmise aux bornes d'entrée 68 et 69 du réseau B et le réglage de l'équilibrage du circuit de réaction par rapport à la terre. Des condensateurs 87 et 88 sont prévus sur chaque conducteur du circuit de réaction 23, pour empêcher le passage du courant continu. Les résistances 89 et 90 en série sur lesdits conducteurs du circuit 23 servent à isoler ou à découpler le réseau B du circuit du re dresseur 18. De petites capacités égales 91 et. 92, en série, avec point milieu à la terre, constituent un passage pour la composante d'onde porteuse à haute fréquence de l'onde redressée par le redresseur 18.
La mise à la terre de leur point milieu sert à l'équilibrage des conducteurs de cette ligne par rapport à la terre. Des capacités égales, 93 et 94, de valeur relativement faible par rapport aux capacités 70, 71, 73 et 74 constituent un pas sage en shunt pour toute composante d'onde porteuse à haute fréquence atteignant le ré seau B, à partir du redresseur 18, leurs réac tances étant de valeur assez grande pour qu'elles n'aient sur le réseau qu'un effet né gligeable. Les capacités 93 et 94 sont en série dans un circuit connecté entre le point milieu des résistances 60 et 61 et celui des résistances 64 et 65. Le point milieu des capacités 93 et 94 est à, la terre.
Bien que le réseau B ait été ci-dessus dé crit avec un circuit d'impédances sélectives 70 et 71 et im autre circuit d'impédances sélec tives 72, 73, 74 et 75, on comprendra que, dans certains cas, et en particulier quand la gamme des fréquences de ronflement est rela tivement étroite, un seul circuit sélecteur de fréquence, par exemple 70, 71 ou 72, 73, 74 et 75, peut suffire à assurer une caractéris tique de transmission sélective en fréquence au réseau B, équilibré et infranchissable pour des oscillations d'une autre fréquence.
Le conducteur 7 d'alimentation en courant anodique relie, comme représenté, le circuit anodique de l'amplificateur de puissance 8, à travers la bobine d'arrêt à basse fréquence 77 et la source de courant d'alimentation 78, à la terre. La bobine secondaire du transfor mateur 6 est connectée en shunt sur la bobine 77 et comporte, en série avec elle, le conden- sateur d'arrêt 79, destiné à empêcher le cou rant continu de traverser le transformateur 6.
Une résistance 28 est connectée entre le réseau A et la cathode du tube 3 et une résis tance 29 est connectée entre le réseau A et la cathode du tube 4, pour isoler ou découpler le réseau des autres circuits des tubes. Un circuit de réaction négative est connecté à par tir de la borne non à la terre de la résistance 30 et à travers le condensateur 95, en série avec la résistance 96, pour aboutir à l'anode ou au circuit de sortie du tube 3. Un circuit de réaction négative analogue part de la borne non à la terre de la résistance 33, traverse le condensateur 97, en série avec la résistance 98 et aboutit à l'anode ou au circuit de sortie du tube 4.
Ces deux circuits ont pour but de diminuer l'amplification du circuit aux fré quences de signalisation les plias élevées et à, celles supérieures à la plus élevée des fré quences de signalisation utilisées en vue d'évi ter l'instabilité et l'amorçage de l'amplifica teur aux fréquences très élevées.
Les résistances 38 et 41, shuntées par les condensateurs 39 et 42 servent à réduire l'am plitude des fréquences très basses, à l'extré mité inférieure de la gamme des fréquences de signalisation; pour éviter l'amorçage à ces fréquences.
Les résistances 60, 67, 63 et 64 servent à découpler les résistances des circuits sélecteurs de fréquences 70, 71, 72, 73, 74 et 75, d'avec les autres circuits de réaction et d'avec les circuits des tubes amplificateurs 3 et 4.
On a constaté que les circuits ci-dessus décrits se prêtent particulièrement bien à l'établissement d'un fonctionnement stable de ; l'amplificateur, tout en supprimant de façon pratiquement complète les composantes indé sirables à la fréquence de ronflement intro duites à la sortie de l'amplificateur de puis sance par suite de ce que le courant des chauffage cathodique agit, de façon magné tique ou autre, pour moduler le courant d'onde porteuse de l'amplificateur. En même temps, le réseau A permet de rendre à la caractéristique de l'amplificateur une allure fréquence-amplitude pratiquement apla- tic sur toute la gamme des fréquences de signa lisation désirée, sans supprimer l'effet réduc teur de ronflement du réseau B.
Par exemple, dans un cas particulier, dans lequel un émet teur de radiodiffusion a été adapté à la trans mission de fréquences de signalisation modu latrices dans une gamme s'étendant approxi mativement de 30 périodes par seconde à 10 000 périodes par seconde, sans s'écarter appréciablement d'une caractéristique de transmission plate, des fréquences de brouil lage constituant des composantes des ronfle ments s'étendant depuis 60 périodes par se conde jusqu'à 720 périodes par seconde avec des amplitudes appréciables, ont été suppri mées de façon pratiquement complète grâce à l'effet du réseau 2 sur l'amplificateur.
D'autre part, le réseau A compensait de façon prati quement complète la distorsion introduite dans le fonctionnement dudit amplificateur par le réseau B, sans troubler l'effet réduc- tour de ronflement dudit réseau B.
Dans le cas particulier qu'on vient, de citer, chacune des résistances 50, 51, 56 et 57 du réseau .l a) -ait une valeur de 1500 ohms; chacun des condensateurs 53, 54, 25 et 26 avait une capacité de 0,85 microfarad, et chacune des résistances 55 et 27 une valeur de 600 ohms.
Dans le réseau B du même exemple, chacune des résistances 60, 67, 63 et 64 avait une valeur de 100 000 ohms, cha cune des résistances 61, 66, 62 et 65 une valeur de 50 000 ohms, chacune des résis tances 72 et 75 une valeur de 2000 ohms, chacun des condensateurs 70 et 71 une capa cité de 0,05 microfarad. Dans le même exem ple, les résistances 30 et 33 avaient chacune la valeur de 25 000 ohms, les résistances 31 et 29 celle de 2000 ohms, les résistances 89 et 90 celle de 50 000 ohms. Chacun des po tentiomètres 20 et 21 comportait, entre terre et curseur (85 et 86), environ<B>10000</B> ohms de résistance.
Les condensateurs 91, 92, 93 et 94 étaient chacun d'environ 500 micro- microfarads et la résistance comprise entre la terre et chacune des prises intermédiaires des potentiomètres 44 et 45 était d'environ 200 ohms.
L'amplitude de l'onde transmise à travers le réseau B étant très faible aux fréquences éloignées de la gamme des fréquences de ron flement, comme l'indique la fig. 2, l'effet de rotation de phase ou du déphasage de l'onde à, la traversée du réseau B est négligeable, de sorte que la relation de réaction négative dé sirée peut être maintenue sur une gamme de fréquences d'amplification phis étendue que si l'amplificateur était pourvu d'un cir cuit sélecteur de fréquence du type usuel sans pont de Wheatstone équilibré ou sans réseau en treillis équilibré à toutes les fré quences qui lui sont appliquées.
Le réseau B est donc particulièrement bien adapté à son utilisation dans les circuits à réaction néga tive, en général, indépendamment de la com hinaison particulière dans laquelle il est uti lisé dans le système décrit ci-dessus.
Au lieu de considérer le réseau A comme un organe correcteur destiné à compenser la distorsion produite dans l'amplificateur 3, 4 et 5, par suite de la présence du réseau B, on peut aussi considérer le réseau B comme un organe correcteur de l'effet de distorsion dû au réseau A. En partant de ce point de vue, le réseau A sert à augmenter le rapport signal/bruit des composantes du signal si tuées dans la gamme ou bande des fréquences de ronflement.
de l'amplificateur de puissance 8, par rapport aux composantes du signal situées à l'extérieur de ladite gamme, et le réseau B sert à réduire l'amplitude des com posantes de la gamme des fréquences de ron flement dans l'amplificateur 8 à leur relation normale d'amplitude par rapport aux compo santes situées en dehors de la gamme des ronflements, tout en conservant l'améliora tion du rapport signalibruit.