Dispositif alimenté par une source de courant électrique continu et servant à fournir du courant alternatif à un circuit de charge. L'invention a pour objet un dispositif alimenté par une source de courant électrique continu et comprenant un circuit périodique ment modifié par au moins un contact inver seur pour fournir du courant alternatif à. -uni circuit de charge.
Dans un dispositif bien connu du type mentionné ci-dessus, -unie paire de contacts inverseurs inverse périodiquement les con nexions reliant la source de courant continu à l'enroulement primaire d'un transforma teur, de façon qu'un courant alternatif puisse Ëtre prélevé aux bornes de l'enroulement se condaire de ce transformateur. Dans de tels dispositifs, il est souvent désirable que la ten sion aux bornes du secondaire présente une forme se rapprochant le plus possible d'un rectangle.
Cependant, dans l'intérêt de la durée de service des contacts, le courant dans l'enroulement primaire devrait présenter une forme telle qu'il atteigne une valeur élevée à un instant postérieur à l'instant de fermeture des contacts pour diminuer ensuite et s'annu ler sensiblement à un instant légèrement anté rieur à l'instant de rupture de ces contacts.
L'invention vise à fournir un tel disposi tif agencé de façon à satisfaire à ces condi tions. Dans ce but, le dispositif objet de l'in vention comprend au moins un circuit accordé constitué par au moins une inductance et par au moins une capacité, ce circuit étant bran ché en parallèle avec une partie du dispositif destinée à transmettre du courant alternatif et étant agencé pour fournir un courant alter riatif de forme sensiblement rectangulaire audit circuit de charge, à partir du courant alternatif produit directement audit contact inverseur et présentant des demi-périodes intermittentes de forme arrondie. Un tel dis positif peut être agencé de façon que le cou rant traversant le contact inverseur immédia tement avant l'instant de rupture soit sensi blement nul.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemples, trois formes d'exécution du dis positif objet de l'invention.
Les fig. 1, 3 et 5 sont les schémas électri ques respectifs de ces trois formes d'exécu tion, et les fig. 2 et 4 sont des diagrammes de fonctionnement de ces formes d'exécution.
Le dispositif représenté à la fig. 1 com prend une paire de contacts inverseurs VB1 et VB2, qui font partie d'un interrupteur électromagnétique et qui sont agencés pour se déplacer ensemble alternativement dans un sens et dans l'autre et pour inverser périodi quement le sens des connexions reliant une source de courant continu, représentée de fanon conventionnelle par une batterie, à l'en roulement primaire 1 d'un transformateur TRA, branché en parallèle avec un circuit comprenant une inductance L A en série avec un condensateur Cl.
Le mouvement des con tacts VBl et VB2 est entretenu à une fré quence uniforme par un dispositif électro- magnétique, non représenté, alimenté à partir dîme source de courant continu par l'inter médiaire d'un circuit à autoituterruption. De tels dispositifs sont bien connus. Des impul sions fournies à partir des pôles alternés de la source de courant continu sont ainsi appli quées au circuit primaire comprenant l'en roulement 1 du transformateur TRA en pa rallèle avec le circuit de l'inductance LA et de la capacité C1.
Les impulsions de courant traversant l'enroulement primaire du trans formateur TRA induisent un courant alter natif dans un enroulement secondaire de ce transformateur qui, conjointement avec une résistance R1, constitue un circuit secondaire ou circuit de charge.
La courbe _1 de la fia. ? représente la forme du courant traversant l'enroulement primaire -du transformateur TRA, une telle forme étant désirable pour obtenir une forme sensiblement rectangulaire dans le circuit se condaire. Cette forme =1 a été déterminée par des essais et à l'aide d'un oscilloscope à rayons cathodiques.
La courbe B de cette même figure représente la forme du courant parcourant le circuit accordé constitué par l'inductance LA et par la capacité C1, la fré quence propre de ce circuit étant d'environ 50% supérieure à la fréquence de fonction nement des contacts VB1 et YB2. La courbe D de la fig. 2 représente la forme du courant qui traverse les contacts VB1 et VB2. Les courbes .1, B et D sont représentées à une échelle commune et en phase, en ce qui con cerne leurs abscisses,
avec des surfaces hachu rées F et F indiquant les périodes durant les quelles les contacts VB1 et VB2 sont fermés, dans leurs positions supérieure et inférieure respectivement.
Le circuit accordé LA-Cl est capable d'accumuler -une certaine quantité d'énergie électrique, et l'énergie qu'il accumule effecti vement est commandée par l'impédance effi cace du transformateur TRA chargé. Ce cir cuit accordé est agencé de façon que cette énergie soit telle que le courant traversant l'enroulement 1 du transformateur TRA immédiatement avant et après l'ouverture des contacts T'B1 et. 1'B? soit. maintenu à la va leur optimum nécessaire pour qu'un courant.
de forme sensiblement rectangulaire soit obtenu dans l'enroulement 3 de ce méme transformateur et dans le circuit de charge.
Le transformateur TRA est de type connu et peut comprendre un noyau en fer au sili cium sans entrefer, dans lequel le flux réma- iient en fonctionnement soit d'environ 80(1/o d11 flux maximum.
Lorsque le dispositif fonctionne, le cir cuit accordé constitué par l'inductance L_l et par le condensateur C1 reçoit tune impul sion de courant à chaque fois que les contacts VBl et VB'? se ferment.
L'amplitude de cette impulsion atteint son maximum peu de temps après la fern ieture de ces contacts et elle dé- croit ensuite pour devenir nulle peu de temps avant l'ouv er turc des contacts T- B1 et T'B2, ,voir ligne B à. la fig. 2.
Après avoir passé par la valeur zéro, le courant oscillant pré levé du circuit accordé commence à. circuler dans le sens inverse et l'amplitude de ce cou rant inverse continue à augmenter pendant toute la fin de la période durant laquelle les contacts sont fermés et pendant la période suivante dite de flottement durant laquelle ces contacts sont ouverts et elle augmente en core lorsque les contacts VB1 et VB\? se fer ment pour 1a demi-période de fonctionnement suivante.
Pour faciliter les explications, on admet tra que ledit courant oscillant prélevé à, par tir du circuit accordé traverse l'enroulement. 1 du transformateur TRA à. partir de son extrémité a vers son extrémité b pendant. la période de flottement, avant que les contacts VB1 et VB2 rie se ferment, en coopérant avec leurs contacts supérieurs.
Lorsque les contacts T-Bl et V B2 se ferment, du courant circule à partir de la source de courant continu et à travers ces contacts pour parvenir au circuit à inductanee-capaeité LÀ-Cl et le traver ser dans le même sens que le courant oscil lant qui le traverse à ce moment-là.. Ce même courant fourni par la source à travers les con tacts traverse l'enroulement 1 du transfor mateur TRI à partir de b vers a, c'est-à-dire dans le sens inverse à celui dans lequel cet enroulement est traversé par le courant oscil lant qui lui est fourni à partir dit circuit accordé, pendant la période de flottement pré ; cédente.
Du fait de la rapide augmentation de l'a.in- plitude dti courant traversant l'enroulement 1 du transformateur TRA, et du fait de la va leur croissante de l'impulsion de courant fournie au circuit accordé<I>LA-CI,</I> comme décrit précédemment, le courant traversant les contacts VB1 et VB2 atteint sa valeur maximum peu de temps après la fermeture de ces contacts, voir ligne D à la fig. 2.
L'impulsion de courant fournie à l'enrou lement 1 chi transformateur TRA à, travers les contacts VB1 et VB2 est maintenue à une valeur constante pendant la période durant laquelle l'amplitude de l'impulsion de cou rant fournie au circuit accordé retombe à zéro. A la fin de cette période, le courant oscillant prélevé du circuit accordé commence à circuler dans le sens inverse de celui de l'impulsion de courant précédente.
Ce courant traverse l'enroulement du transformateur TRA à partir de son extrémité b vers son extrémité a, c'est-à-dire dans le sens inverse de celui du courant prélevé du circuit accordé pendant la période de flottement précédente, et dans le même sens que l'impulsion de cou rant alors fournie à partir des contacts VB1 et VB2. Le courant fourni à partir du circuit.
accordé<I>LA-CI</I> fait maintenir le courant traversant. l'enroulement 1 du transformateur TRA à un taux uniforme et fait diminuer la valeur de l'impulsion de courant prélevé de la source de courant contint au travers des contacts VB1 et VP2 jusqu'à ce que ce cou rant soit annulé. Pendant cette période, le courant prélevé du circuit accordé présente une amplitude suffisante pour conserver la magnétisation du noyau chargé dti transfor mateur TRA.
lia fréquence propre du circuit accordé est choisie de façon que la valeur du courant traversant les contacts VB1 et 17B2 passe par zéro à un instant cd:ncidant sensiblement avec l'ouverture de ces contacts.
Pendant la pé- riode de flottement suivant l'ouverture des contacts VB1 et VB2, le courant fourni par 1a source de courant continu est interrompu, mais le courant fourni par le circuit accordé et traversant l'enroulement 1 du transforma teur TRA continue à circuler dans le même sens, et ce courant maintient la magnétisation du noyau chargé du transformateur TRrl pendant toute cette période de flottement.
Ainsi, le courant traversant l'enroulement primaire 1 du transformateur TRA et le cou rant induit dans l'enrouiement secondaire 2 et dans le circuit de charge par ce courant primaire ont une forme sensiblement rectan gulaire pendant la plus grande partie de. la période de fermeture des contacts et de la période subséquente de flottement.
Lorsque les contacts VB1 et V B2 se fer ment en entrant en contact avec leurs contacts inférieurs, du courant est à nouveau fourni a .i: circuit accordé<I>LA-CI</I> et à l'enroulement.
du transformateur TR <I>A</I> à partir de la source de courant continu, ce courant circu lant dans le sens opposé à celui de l'impulsion précédente. Les valeurs des courants dans les différentes parties du circuit parcourent. ainsi un cycle de variations similaire à celui qu'on vient de décrire, sauf que les sens de circulation des courants sont inversés du fait. de la polarité inversée des connexions reliant la source de courant continu an circuit.
La fin de ].'impulsion de courant fournie à partir des contacts VB1 et VB2 coopérant avec leurs contacts inférieurs est suivie d'une période de flottement et le circuit se trouve alors dans des conditions similaires à celles précédem ment décrites, le courant prélevé à partir du circuit accordé circulant à travers l'enroule ment 1 du transformateur TR <I>A</I> à partir - de son extrémité<I>a</I> vers son extrémité b et con servant la magnétisation du noyau chargé de ce transformateur.
<B>Il</B> ressort de la fig. 2 que le courant résul tant prélevé de la source de courant. continu présente une forme arrondie et approxima tivement sinusoïdale et le courant circulant dans le circuit de charge présentant une forme sensiblement rectangulaire. Il est superflu de décrire en détail le schéma de la deuxième forme d'exécution re présentée à la fig. 3. Cette deuxième forme d'exécution est très semblable à la première et les mêmes signes de référence ont été uti lisés pour désigner des parties correspon dantes aux fig. 1 et 3.
Cependant, clans cette deuxième forme d'exécution, le circuit accordé LA-CI est branché en parallèle avec l'en roulement secondaire 2 du transformateur TRA au lieu d'être branché en parallèle avec son enroulement primaire 1, comme dans la première forme d'exécution. La fréquence propre de ce circuit accordé est d'environ 501/o supérieure à la fréquence de fonction nement des contacts VB1 et VB2. La charge de l'enroulement secondaire 2 du transforma teur TR_4, en parallèle avec le circuit accordé LA-Cl, est représenté par une résistance R1, branchée en parallèle avec cet enroulement et avec ce circuit.
Le fonctionnement de ce dispositif est illustré par le diagramme de la fig. 4. Dans cette figure, la courbe W représente la forme du courant prélevé à partir de la source de courant continu à travers les contacts inter rupteurs VB1 et VB2, la courbe X représente la forme du courant parcourant l'enroulement secondaire 2 du transformateur TRA, la courbe Y représente la forme du courant par courant le circuit accordé<I>LA-CI</I> et la courbe Z représente la forme du courant tra versant le circuit de charge constitué par la résistance R1.
Les courbes représentées corres pondent sensiblement aux formes des courants relevées .à l'aide d'un oscilloscope à rayons cathodiques sur un dispositif monté selon le schéma de la fig. 3. Les périodes de fermeture des contacts VB1 et VB2 sont indiquées par les surfaces hachurées L' et 1', comme à la fig. 2. Le circuit accordé est capable d'accumu ler une certaine quantité d'énergie électrique, et l'énergie qu'il accumule effectivement est commandée par l'impédance du circuit de charge.
Ce circuit accordé est agencé de faeon que cette énergie soit telle que le courant tra- versant la résistance RI en fonctionnement soit de forme sensiblement rectangulaire. La valeur de ce courant est ainsi maintenue immédiatement avant et après l'ouverture des contacts b'B1 et VB2. Le transformateur TR.1 est du type connu précédemment décrit.
Lorsque le dispositif fonctionne, une im pulsion de courant est produite dans le cir cuit secondaire et prélevée aux bornes de l'enroulement 2 du transformateur TR.J cha que fois que les contacts l'B1 et VB2 se fer ment.
Une partie de cette impulsion sert à exciter le circuit accordé Ll.-Cl et le reste s'écoule à travers la, résistance b'I. L'ampli tude instantanée de l'impulsion de courant fournie au circuit accordé atteint sa valeur maximum peu après la fermeture des con tacts VB1 et VB2 et décroît ensuite jusqu'à s'annuler peu avant l'ouverture de ces con tacts, voir courbe Y à. la fig. 4. Après avoir passé par la valeur zéro, le courant. oscillant fourni à partir du circuit accordé commence à circuler dans le sens opposé à, celui de l'im pulsion de courant d'excitation précédente.
L'amplitude de ce courant oscillant continue à augmenter pendant toute la période durant laquelle les contacts VB1 et VB2 sont fermé.; et pendant la période suivante d'ouverture ou de flottement. de ces contacts, et ce courant est encore en train d'augmenter lorsque les contacts se ferment. pour la demi-période de fonctionnement suivante. Le courant traver sant l'enroulement \? du transformateur TRA est fourni à cet enroulement à. partir de deux sources.
Une partie de ce courant est directe ment induite dans cet enroulement 2 par du courant traversant l'enroulement 1, et une autre partie lui est fournie à. partir du cir cuit accordé, pendant. les périodes de flotte ment des contacts VB1 et 1'B2. Cette der nière partie du courant traverse l'enroule:
nient secondaire 2 dans le sens opposé à celui de l'impulsion de courant induit précédente et continue à, circuler dans cet enroulement 2 du transformateur TR <I>A</I> lorsque les contacts VB1 et VB2 se ferment pour la demi-période de fonctionnement suivante, voir courbe X à la fig. 4.
Pour faciliter les explications, on admettra que le courant oscillant prélevé à partir du circuit accordé Lzl--C'1 traverse, d'une part, l enroulement 2 du transformateur TRA <I>à</I> partir de son extrémité c vers son extrémité d et, d'autre part, la résistance R1 à partir de son extrémité f vers son extrémité e pen dant la période de flottement précédant la fermeture des contacts VB1 et VB2 coopérant avec leurs contacts supérieurs.
Lorsque les contacts VB1 et VB2 se ferment, du courant circule à partir de la source de courant con tinu et à travers ces contacts pour traverser l'enroulement 1 du transformateur TRA <I>à</I> partir de son extrémité b vers son extrémité a. Ce courant induit un courant dans l'enroule ment 2, à partir de l'extrémité c vers l'extré mité<I>cl</I> de cet enroulement. Ce courant induit traverse le circuit accordé dans le même sens que le courant oscillant qui le parcourt déjà, et il traverse la résistance R1 à partir de e vers f, c'est-à-dire dans le sens inverse de ce lui du courant fourni à cette résistance à, par tir du circuit accordé pendant la période de flottement précédente.
Les impédances respectives des circuits primaire et secondaire sont faibles au début de chaque impulsion et l'amplitude du cou rant croît rapidement dans ces deux circuits ,jusqu'à atteindre sa valeur maximum peu après la fermeture des contacts VB1 et VB2, à un instant qui coïncide avec l'instant auquel se produit la valeur de crête de l'impulsion de courant, fournie au circuit accordé<I>LA-Cl,</I> voir courbe W à la fig. 4.
Après avoir atteint sa valeur de crête, l'amplitude de l'impulsion de courant fournie au circuit accordé LA-Cl retombe graduellement à zéro et la valeur du courant dans les circuits primaire et secon daire diminue à. un taux sensiblement sem blable. La valeur du courant traversant la résistance Rl atteint sa valeur maximum très peu de temps après le début de l'impulsion de courant, induit, elle conserve sensiblement la même valeur pendant la période au cours de laquelle l'impulsion de courant fournie au circuit accordé retombe à zéro.
Après que la valeur du courant dans le circuit accordé<I>LA-CI</I> a passé par zéro, le courant oscillant prélevé de ce circuit com mence à circuler dans le sens opposé 'à celui de l'impulsion de courant précédente. Ce cou rant fourni par le circuit accordé traverse la résistance R1 à.
partir de e vers f, c'est à-dire dans le sens opposé à celui dans lequel le courant fourni par le circuit accordé pen dant la période de flottement précédente tra versait cette même résistance, et dans le même sens que l'impulsion de courant induit fournie au même instant à partir de l'enrou lement secondaire 2 du transformateur TRA. Le courant prélevé du circuit accordé<I>LA-CI</I> fait maintenir le courant traversant la résis tance RI à un taux uniforme et réduit la va leur de l'impulsion de courant fournie par l'enroulement 2 du transformateur TRA jus qu'à ce que cette valeur atteigne zéro.
Pen dant cette période, le courant fourni par le circuit accordé présente une amplitude suffi sante pour maintenir l'amplitude du courant dans la résistance RI sensiblement à sa valeur optimum.
L'impédance de l'enroulement primaire 1 du transformateur TRA croît en même temps que la valeur du courant dans l'enroulement secondaire de ce même transformateur dimi nue, et la valeur de l'impulsion de courant prélevée de la source de courant continu est par conséquent réduite jusqu'à ce qu'elle atteigne zéro, voir courbe IV à la fig. 4. La fréquence propre du circuit accordé est choisie telle que l'instant auquel la valeur du courant traversant les contacts VB1 et VB2 s'annule coïncide sensiblement avec l'instant d'ouverture de ces mêmes contacts.
Du courant cesse d'être fourni à l'enroule ment 1 du transformateur TRA à partir de la source de courant continu pendant la période de flottement, au cours de laquelle les con tacts VB1 et VB2 sont ouverts. Par consé quent, le courant induit dans l'enroulement 2 est également interrompu. La. valeur du cou rant oscillant fourni par le circuit accordé continue à croître et une partie de ce courant commence à traverser l'enroulement 2 du trans- formateur TR <I>A,</I> à partir de<I>d</I> vers c, après que la valeur du courant induit dans cet en roulement est tombée à zéro.
La partie res tante du courant oscillant continue à traver ser la résistance R1 à partir de e vers f et conserve la valeur du courant dans cette ré sistance sensiblement à. sa valeur optimum pendant toute la période de flottement, voir courbe Z à la fig. 4.
Ainsi, tandis que le courant traversant les contacts interrupteurs VB1 et VB2 est de forme arrondie et approximativement si nusoïdale, le courant dans le circuit de charge est de forme sensiblement rectangulaire.
Les sens des courants dans les différentes parties du circuit secondaire, pendant la pé riode de flottement, qui suit la période de fer meture des contacts VBl et VB2 coopérant avec leurs contacts supérieurs, sont opposés à ceux de ces mêmes courants pendant la pé riode de flottement qui précédait la ferme ture de ces mêmes contacts.
Au cours du demi-cycle de fonctionnement suivant, lorsque les contacts VBl et VB2 se ferment en co opérant avec leurs contacts inférieurs, un cy cle de variations de courants similaire à celui décrit se produit, sauf que les sens de eireu- lation des courants sont inversés du fait des conditions modifiées dans lesquelles cette demi-période de fonctionnement débute et de la polarité inversée des connexions reliant la source de courant continu au circuit.
En eux-mêmes, les dispositifs décrits en référence aux fig. 1 et 3 ne sont pas com pensés pour d'importantes variations de charge et, bien que pour une charge donnée un circuit accordé particulier soit, capable de réduire à zéro le courant traversant les con tacts à l'instant, de rupture de ces contacts, un courant peut traverser les contacts dans un sens ou dans l'autre lorsque la charge est modifiée. Dans de tels cas, il peut être indi qué de pallier de telles variations de la, charge -en prévoyant un circuit accordé associé à chacun des circuits de charge partiels suscep tibles d'être mis en ou hors circuit.
De nombreuses autres formes d'exécution du dispositif sont concevables et seront évi- dentes pour les gens du métier, â, la lumière des principes énoncés au cours de la descrip tion qui précède. Par exemple, un circuit accordé à inductance-capacité peut, être branché en parallèle aux bornes des contacts interrupteurs et être agencé pour améliorer la commutation du courant alternatif résul tant lorsque le dispositif n'est pas chargé. Lorsque ce même dispositif est chargé, un ou plusieurs autres circuits accordés ou encore d'autres méthodes peuvent être utilisés pour modifier le courant pour lui donner la forme désirée. Une telle disposition est illustrée à la fig. 5, qui est le schéma d'une troisième forme d'exécution.
Dans cette forme d'exécution, un circuit accordé est, branché de façon perma- nente en parallèle avec l'enroulement primaire 1 d'un transformateur TRA. Ce circuit accordé est agencé pour modifier la forme du courant prélevé à partir de la source de cou rant continu à travers des contacts inverseurs VBl et<I>17B2,</I> dans des conditions de charge minimum.
Il est constitué par une inductance LA. et par une capacité Cl disposées en série et choisies de façon que ce circuit présente une fréquence propre d'environ 501/o supé rieure à la fréquence de fonctionnement des contacts VB1 et VB2. Le circuit accordé LA-Cl accumule une certaine quantité d'énergie, et cette quantité est commandée par l'impédance efficace du transformateur TRA dans les conditions de charge minimum du dispositif.
Ces conditions de charge minimum peuvent se présenter lorsque le circuit secon daire de ce transformateur n'est pas chargé ou lorsqu'il est, chargé par une charge mini mum représentée par une résistance R1.
La partie variable du circuit de charge est représentée par deux parties comprenant cha cune l'une des résistances R2 et R3, et cha cune de ces parties est reliée de faon séparée à l'enroulement secondaire 2 du transforma teur TRA, par l'intermédiaire d'interrup teurs S1 et S2 respectivement.
La charge va riable totale peut, par conséquent, kre cons tituée par un certain nombre de charges par tielles, dont le total constitue une charge cor respondant à la capacité maximum du trans- formateur TRA et des contacts VBI et VB2. Il n'est pas nécessaire que lesdites charges partielles soient clé valeurs semblables entre elles. Des circuits accordés sont branchés en parallèle avec chacune des charges partielles susceptibles d'être mises hors circuit.
Ces cir cuits accordés comprennent respectivement une inductance<I>LB</I> et un condensateur C2, disposés en série pour former un circuit accordé branché en parallèle avec la résis tance R2, et une inductance LC et un conden sateur C3 disposés en série et branchés en pa rallèle avec la résistance R3. Chacun de ces circuits accordés est agencé de faon à. pré senter une fréquence propre d'environ 5011/o supérieure à la fréquence de fonctionnement des contacts VB1 et VB2 et ils sont chacun capable d'accumuler une quantité d'énergie commandée par l'impédance de la charge par tielle à laquelle ils sont respectivement asso ciés.
Le transformateur TR < l est du type connu décrit en référence à. la fig. 1.
Dans les conditions de charge minimum, le fonctionnement de cette troisième forme d'exécution représentée à la, fig. 5 est sembla ble à celui de la première forme d'exécution, décrit en référence à la fig. 1. Les mêmes si gnes de référence désignent des parties cor respondantes dans ces deux figures, et les courbes<I>A, B</I> et<I>D</I> ainsi que les surfaces hachurées F et F de la fig. 2 s'appliquent également, au fonctionnement de cette troi sième forme d'exécution dans les conditions de charge minimum.
Il est donc évident. que dans ces conditions, le courant traversant les contacts VB1 et F B2 présente une forme arrondie et approximativement sinusoïdale et que le courant traversant la résistance R1 présente une forme sensiblement recta.ngu- luire.
Les formes des différents courants peu vent être conservées sensiblement semblables à celles décrites en référence à la, fig. 2 lors que la charge Rl varie, en modifiant de façon adéquate les valeurs des éléments du circuit, accordé LA-Cl en même temps qu'on mo difie le circuit de charge. Cependant, une telle disposition présenterait des inconvénients au point de vue pratique et les formes dé sirées peuvent également être conservées en associant à chaque partie du circuit de charge susceptible d'être mise en ou hors circuit un circuit accordé indépendant, comme repré senté à la fig. 5.
Le fonctionnement dans des conditions de charge augmentées de la forme d'exécution représentée à la fig. 5 est semblable au fonc tionnement de la deuxième forme d'exécution, décrit en référence à la fig. 3, cette deuxième forme d'exécution comprenant un circuit accordé branché en parallèle avec l'enroule ment secondaire 2 du transformateur TRA et avec le circuit de charge R1.
Si les résistances R2 et R3 étaient seules branchées en parallèle avec la résistance Rl, l'impulsion de courant prélevée à travers les contacts VBl et VB2 prendrait une forme sensiblement rectangulaire.
Cependant, du fait que les circuits accordés LB-C2 et LB-C3 sont respectivement branchés en parallèle avec les charges partielles R2 et R3, lors qu'on ferme L'interrupteur<B>81,</B> le courant oscillant prélevé du circuit accordé LB-C2 est tel que la forme du courant prélevé de la source de courant continu à travers les con tacts VB1 et V B2, la forme du courant tra versant l'enroulement secondaire 2 du trans formateur TRA,
la forme du courant dans ledit circuit accordé LB-C2 et la forme du courant traversant les charges partielles R2 et Rl sont chacune sensiblement semblables à celles respectivement représentées par les courbes W, X et Z à la fig. 4.
Les formes de courants traversant. les dif férents éléments sont également conservées sensiblement semblables à celles respective ment représentées par les courbes W, X, Y et Z de la fig. 4, lorsqu'on ferme l'interrupteur 8'2 et qu'on met. ainsi en circuit la charge partielle R3 shuntée par le circuit accordé associé LC-C3. De même, ces formes de cou rant sont conservées lorsqu'on met.
l'une ou l'autre des deux charges partielles shuntées par leurs circuits accordés associés hors cir cuit et, lorsque ces deux charges partielles et ces deux circuits accordés associés sont ainsi mis hors circuit, les formes des courants sont à nouveau sensiblement semblables à celles respectivement représentées par les courbes ,1, B et D de la fig. 2.
L'effet exercé par le circuit accordé L.1-C1 sur la forme des courants n'est pas détruit du fait de l'enclenchement d'un ou de plusieurs circuits accordés tels que les cir cuits LB-C2 et LC-C3, et l'effet total de ces circuits accordés est de conserver aux cou rants traversant les contacts VB1 et VB2 une forme arrondie et approximativement si nusoïdale tout en assurant qu'un courant de forme sensiblement rectangulaire soit fourni au circuit de charge.
Les dispositifs décrits peuvent être utilisés avec un transformateur comprenant un en roulement primaire à prise médiane, ce trans formateur étant alimenté de faon connue par l'intermédiaire d'un seul contact inverseur. Le transformateur pourrait également être sup primé, le circuit de charge étant directement connecté à une paire de contacts inverseurs shuntés par un circuit accordé. On pourrait aussi utiliser une paire de contacts inverseurs au un seul contact inverseur pour relier une source de courant continu à un autotransfor- mateur et brancher un circuit accordé en pa rallèle avec un circuit de charge connecté à des bornes de sortie de cet autotransformateur.
Tous ces dispositifs peuvent comprendre une ou plusieurs inductances non linéaires de type connu, disposée en série avec le circuit de charge. On appelle inductance non linéaire une inductance dont l'inductivité varie avec la valeur du courant qui la traverse. Les in ductances non linéaires ainsi branchées peu vent être agencées de façon à modifier la forme arrondie du courant, traversant lesdits contacts inverseurs, afin que l'augmentation de la valeur de ce courant au début de cha que impulsion soit retardée ou diminuée, ou encore pour que cette augmentation soit re tardée et diminuée.
Device powered by a source of direct electric current and used to supply alternating current to a load circuit. The subject of the invention is a device supplied by a source of direct electric current and comprising a circuit periodically modified by at least one changeover contact to supply alternating current to. -unit charging circuit.
In a well-known device of the type mentioned above, a pair of change-over contacts periodically inverts the connections connecting the direct current source to the primary winding of a transformer, so that an alternating current can be drawn. at the terminals of the winding is condaire of this transformer. In such devices, it is often desirable for the voltage across the secondary to have a shape that approximates as closely as possible to a rectangle.
However, in the interest of the service life of the contacts, the current in the primary winding should have a form such that it reaches a high value at an instant after the instant of closing of the contacts and then decreases and s 'annul substantially at an instant slightly prior to the instant of rupture of these contacts.
The invention aims to provide such a device arranged so as to satisfy these conditions. For this purpose, the device which is the subject of the invention comprises at least one tuned circuit consisting of at least one inductor and at least one capacitor, this circuit being connected in parallel with a part of the device intended to transmit alternating current and being arranged to supply an alternating current of substantially rectangular shape to said load circuit, from the alternating current produced directly to said changeover contact and having intermittent half-periods of rounded shape. Such a positive device can be arranged so that the current passing through the change-over contact immediately before the instant of rupture is substantially zero.
The appended drawing represents, by way of examples, three embodiments of the device which is the subject of the invention.
Figs. 1, 3 and 5 are the respective electrical diagrams of these three embodiments, and FIGS. 2 and 4 are functional diagrams of these embodiments.
The device shown in FIG. 1 com takes a pair of change-over contacts VB1 and VB2, which form part of an electromagnetic switch and which are arranged to move together alternately in one direction and the other and to periodically reverse the direction of the connections connecting a source of direct current, represented with conventional dewlap by a battery, to the primary rolling 1 of a transformer TRA, connected in parallel with a circuit comprising an inductance LA in series with a capacitor C1.
The movement of contacts VB1 and VB2 is maintained at a uniform frequency by an electromagnetic device, not shown, supplied from a direct current source through a self-interrupting circuit. Such devices are well known. Pulses supplied from the alternating poles of the direct current source are thus applied to the primary circuit comprising the rolling bearing 1 of the transformer TRA in parallel with the circuit of the inductance LA and of the capacitor C1.
The current pulses passing through the primary winding of the TRA transformer induce a native alternating current in a secondary winding of this transformer which, together with a resistor R1, constitutes a secondary circuit or load circuit.
The curve _1 of the fia. ? shows the shape of the current flowing through the primary winding of the TRA transformer, such a shape being desirable to obtain a substantially rectangular shape in the circuit. This form = 1 was determined by tests and using a cathode ray oscilloscope.
Curve B of this same figure represents the shape of the current flowing through the tuned circuit formed by inductance LA and by capacitor C1, the natural frequency of this circuit being approximately 50% greater than the operating frequency of the contacts. VB1 and YB2. Curve D in fig. 2 represents the shape of the current flowing through contacts VB1 and VB2. The curves .1, B and D are represented on a common scale and in phase, with regard to their abscissas,
with hatched surfaces F and F indicating the periods during which the contacts VB1 and VB2 are closed, in their upper and lower positions respectively.
The LA-Cl tuned circuit is capable of accumulating a certain amount of electrical energy, and the energy it actually accumulates is controlled by the effective impedance of the loaded TRA transformer. This tuned circuit is arranged so that this energy is such that the current flowing through the winding 1 of the transformer TRA immediately before and after the opening of the contacts T'B1 and. 1'B? is. maintained at their optimum necessary for a current.
of substantially rectangular shape is obtained in the winding 3 of this same transformer and in the load circuit.
The TRA transformer is of a known type and can include a silicon iron core without an air gap, in which the flux reacts in operation is about 80 (1 / o d11 flux maximum.
When the device operates, the tuned circuit consisting of the inductor L_l and the capacitor C1 receives a current pulse each time the contacts VBl and VB '? close.
The amplitude of this impulse reaches its maximum shortly after the closing of these contacts and it then decreases to become zero shortly before the Turkish opening of contacts T- B1 and T'B2,, see line B to. fig. 2.
After passing through the zero value, the oscillating current picked up from the tuned circuit begins at. flow in the opposite direction and the amplitude of this reverse current continues to increase throughout the end of the period during which the contacts are closed and during the following so-called floating period during which these contacts are open and it increases further when contacts VB1 and VB \? closes for the next half-period of operation.
To facilitate explanations, it is assumed that the said oscillating current taken from the tuned circuit by firing passes through the winding. 1 of the TRA transformer to. from its end a to its hanging end b. the floating period, before the contacts VB1 and VB2 rie close, cooperating with their upper contacts.
When the T-Bl and V B2 contacts close, current flows from the DC source and through these contacts to the LÀ-Cl inductive-capacity circuit and through it in the same direction as the current. oscillating which crosses it at that moment .. This same current supplied by the source through the contacts crosses the winding 1 of the transformer TRI from b to a, that is to say in the direction inverse to that in which this winding is crossed by the oscillating current supplied to it from said tuned circuit, during the pre floating period; cedent.
Due to the rapid increase in the amplitude dti current flowing through the winding 1 of the transformer TRA, and due to the increasing value of the current pulse supplied to the tuned circuit <I> LA-CI, </I> as described above, the current flowing through contacts VB1 and VB2 reaches its maximum value shortly after the closing of these contacts, see line D in fig. 2.
The current pulse supplied to the 1 chi transformer TRA winding through contacts VB1 and VB2 is maintained at a constant value during the period during which the amplitude of the current pulse supplied to the tuned circuit drops to zero. At the end of this period, the oscillating current taken from the tuned circuit begins to flow in the opposite direction to that of the previous current pulse.
This current flows through the winding of the transformer TRA from its end b to its end a, that is to say in the opposite direction to that of the current taken from the circuit tuned during the previous floating period, and in the same sense that the current pulse then supplied from contacts VB1 and VB2. The current supplied from the circuit.
tuned <I> LA-CI </I> keeps the current through. the winding 1 of transformer TRA at a uniform rate and decreases the value of the current pulse taken from the current source contained through contacts VB1 and VP2 until this current is canceled. During this period, the current taken from the tuned circuit has an amplitude sufficient to retain the magnetization of the charged core of the transformer TRA.
The natural frequency of the tuned circuit is chosen so that the value of the current flowing through the contacts VB1 and 17B2 passes through zero at an instant cd: occurring substantially with the opening of these contacts.
During the floating period following the opening of contacts VB1 and VB2, the current supplied by the direct current source is interrupted, but the current supplied by the tuned circuit and through the winding 1 of the transformer TRA continues to flow. in the same direction, and this current maintains the magnetization of the charged core of the transformer TRrl during this entire floating period.
Thus, the current passing through the primary winding 1 of the transformer TRA and the current induced in the secondary winding 2 and in the load circuit by this primary current have a substantially rectangular shape for the greater part of. the contact closure period and the subsequent floating period.
When contacts VB1 and V B2 close by coming into contact with their lower contacts, current is again supplied to .i: tuned circuit <I> LA-CI </I> and to the winding.
of the transformer TR <I> A </I> from the direct current source, this current flowing in the direction opposite to that of the previous pulse. The values of the currents in the different parts of the circuit run through. thus a cycle of variations similar to that which has just been described, except that the directions of circulation of the currents are reversed as a result. of the reverse polarity of the connections connecting the direct current source to the circuit.
The end of the current pulse supplied from the contacts VB1 and VB2 cooperating with their lower contacts is followed by a floating period and the circuit is then in conditions similar to those previously described, the current taken at from the tuned circuit flowing through the winding 1 of the transformer TR <I> A </I> from - from its end <I> a </I> to its end b and retaining the magnetization of the core charged with this transformer.
<B> It </B> emerges from fig. 2 that the resulting current drawn from the current source. DC has a rounded and approximately sinusoidal shape and the current flowing in the load circuit has a substantially rectangular shape. It is superfluous to describe in detail the diagram of the second embodiment shown in FIG. 3. This second embodiment is very similar to the first and the same reference signs have been used to designate parts corresponding to FIGS. 1 and 3.
However, in this second embodiment, the tuned circuit LA-CI is connected in parallel with the secondary rolling 2 of the transformer TRA instead of being connected in parallel with its primary winding 1, as in the first form. 'execution. The natural frequency of this tuned circuit is approximately 501 / o greater than the operating frequency of contacts VB1 and VB2. The load of the secondary winding 2 of the transformer TR_4, in parallel with the tuned circuit LA-Cl, is represented by a resistor R1, connected in parallel with this winding and with this circuit.
The operation of this device is illustrated by the diagram of FIG. 4. In this figure, the curve W represents the shape of the current taken from the direct current source through the switch contacts VB1 and VB2, the curve X represents the shape of the current flowing through the secondary winding 2 of the transformer TRA , curve Y represents the form of the current per current the tuned circuit <I> LA-CI </I> and curve Z represents the form of the current flowing through the load circuit formed by resistor R1.
The curves shown correspond substantially to the shapes of the currents recorded with the aid of a cathode ray oscilloscope on a device mounted according to the diagram of FIG. 3. The closing periods of contacts VB1 and VB2 are indicated by the hatched areas L 'and 1', as in fig. 2. The tuned circuit is capable of accumulating a certain amount of electrical energy, and the energy it actually accumulates is controlled by the impedance of the load circuit.
This tuned circuit is arranged in such a way that this energy is such that the current flowing through the resistor RI in operation is substantially rectangular in shape. The value of this current is thus maintained immediately before and after the opening of the contacts b'B1 and VB2. The transformer TR.1 is of the known type described above.
When the device is operating, a current pulse is produced in the secondary circuit and taken from the terminals of the winding 2 of the transformer TR.J each time the contacts L'B1 and VB2 close.
Part of this pulse is used to energize the tuned circuit L1.-Cl and the rest flows through resistor b'I. The instantaneous amplitude of the current pulse supplied to the tuned circuit reaches its maximum value shortly after the closing of contacts VB1 and VB2 and then decreases until it is canceled shortly before the opening of these contacts, see curve Y to. fig. 4. After passing through the value zero, the current. Oscillator supplied from the tuned circuit begins to flow in the opposite direction to, that of the previous excitation current pulse.
The amplitude of this oscillating current continues to increase during the whole period during which the contacts VB1 and VB2 are closed .; and during the following period of opening or floating. of these contacts, and this current is still increasing when the contacts close. for the next half-period of operation. The current through the winding \? of the TRA transformer is supplied to this winding at. from two sources.
Part of this current is directly induced in this winding 2 by current passing through winding 1, and another part is supplied to it. from the cooked circuit granted, during. the floating periods of contacts VB1 and 1'B2. This last part of the current passes through the coil:
deny secondary 2 in the opposite direction to that of the previous induced current pulse and continues to circulate in this winding 2 of the transformer TR <I> A </I> when the contacts VB1 and VB2 close for the half-period operating mode, see curve X in fig. 4.
To facilitate explanations, we will admit that the oscillating current taken from the tuned circuit Lzl - C'1 crosses, on the one hand, the winding 2 of the transformer TRA <I> to </I> from its end c towards its end d and, on the other hand, the resistor R1 from its end f to its end e during the floating period preceding the closing of the contacts VB1 and VB2 cooperating with their upper contacts.
When contacts VB1 and VB2 close, current flows from the DC current source and through these contacts to pass through the winding 1 of the TRA <I> to </I> transformer from its end b to its end. end a. This current induces a current in the winding 2, from the end c towards the end <I> cl </I> of this winding. This induced current flows through the tuned circuit in the same direction as the oscillating current which is already flowing through it, and it crosses the resistor R1 from e to f, that is to say in the opposite direction to that of the current supplied to this resistance to, by firing the circuit tuned during the previous floating period.
The respective impedances of the primary and secondary circuits are low at the start of each pulse and the amplitude of the current increases rapidly in these two circuits, until reaching its maximum value shortly after the closing of contacts VB1 and VB2, at a time which coincides with the instant at which the peak value of the current pulse, supplied to the tuned circuit <I> LA-Cl, </I> occurs, see curve W in fig. 4.
After reaching its peak value, the amplitude of the current pulse supplied to the tuned circuit LA-Cl gradually drops back to zero and the value of the current in the primary and secondary circuits decreases to. a substantially similar rate. The value of the current flowing through the resistor Rl reaches its maximum value very shortly after the start of the current pulse, induced, it retains substantially the same value during the period during which the current pulse supplied to the tuned circuit drops back to zero.
After the value of the current in the tuned <I> LA-CI </I> circuit has passed through zero, the oscillating current drawn from this circuit begins to flow in the opposite direction to that of the previous current pulse. . This current supplied by the tuned circuit crosses resistor R1 to.
from e to f, that is to say in the opposite direction to that in which the current supplied by the tuned circuit during the previous floating period passed through this same resistance, and in the same direction as the induced current supplied at the same instant from secondary winding 2 of transformer TRA. The current drawn from the tuned circuit <I> LA-CI </I> keeps the current flowing through the resistor RI at a uniform rate and reduces the value of the current pulse supplied by the winding 2 of the transformer TRA to until this value reaches zero.
During this period, the current supplied by the tuned circuit has an amplitude sufficient to maintain the amplitude of the current in the resistor RI substantially at its optimum value.
The impedance of the primary winding 1 of the TRA transformer increases at the same time as the value of the current in the secondary winding of this same transformer decreases, and the value of the current pulse taken from the direct current source is therefore reduced until it reaches zero, see curve IV in fig. 4. The natural frequency of the tuned circuit is chosen such that the instant at which the value of the current flowing through the contacts VB1 and VB2 is canceled out substantially coincides with the instant of opening of these same contacts.
Current ceases to be supplied to winding 1 of transformer TRA from the direct current source during the float period, during which contacts VB1 and VB2 are open. Consequently, the current induced in the winding 2 is also interrupted. The value of the oscillating current supplied by the tuned circuit continues to increase and part of this current begins to flow through the winding 2 of the transformer TR <I> A, </I> from <I> d < / I> to c, after the value of the current induced in this rolling element has fallen to zero.
The remaining part of the oscillating current continues to flow through resistor R1 from e to f and retains the value of the current in this resistor substantially at. its optimum value throughout the floating period, see curve Z in fig. 4.
Thus, while the current through the switch contacts VB1 and VB2 is rounded in shape and approximately so nusoidal, the current in the load circuit is substantially rectangular in shape.
The directions of the currents in the different parts of the secondary circuit, during the floating period, which follows the closing period of the contacts VBl and VB2 cooperating with their upper contacts, are opposite to those of these same currents during the period of floating which preceded the closing of these same contacts.
During the next half-cycle of operation, when the contacts VBl and VB2 close by co-operating with their lower contacts, a cycle of current variations similar to that described occurs, except that the directions of the current flow are reversed due to the modified conditions in which this half-period of operation begins and the reversed polarity of the connections connecting the direct current source to the circuit.
In themselves, the devices described with reference to FIGS. 1 and 3 are not compensated for large variations in load and, although for a given load a particular tuned circuit is capable of reducing the current flowing through the contacts to zero at the instant of breaking these contacts. , current can flow through the contacts in either direction when the load is changed. In such cases, it may be advisable to alleviate such variations in the load by providing a tuned circuit associated with each of the partial load circuits capable of being switched on or off.
Numerous other embodiments of the device are conceivable and will be obvious to those skilled in the art, in light of the principles set forth in the foregoing description. For example, a tuned inductance-capacitance circuit can be connected in parallel across the switch contacts and be arranged to improve the switching of the resulting alternating current when the device is not loaded. When this same device is charged, one or more other tuned circuits or other methods can be used to modify the current to give it the desired shape. Such an arrangement is illustrated in FIG. 5, which is the diagram of a third embodiment.
In this embodiment, a tuned circuit is permanently connected in parallel with the primary winding 1 of a transformer TRA. This tuned circuit is arranged to modify the shape of the current drawn from the direct current source through change-over contacts VBl and <I> 17B2, </I> under minimum load conditions.
It is made up of an inductor LA. and by a capacitor C1 arranged in series and chosen so that this circuit has a natural frequency of approximately 501 / o greater than the operating frequency of the contacts VB1 and VB2. The tuned circuit LA-Cl accumulates a certain amount of energy, and this amount is controlled by the rms impedance of the transformer TRA under the minimum load conditions of the device.
These minimum load conditions can occur when the secondary circuit of this transformer is not loaded or when it is loaded by a minimum load represented by a resistor R1.
The variable part of the load circuit is represented by two parts each comprising one of the resistors R2 and R3, and each of these parts is connected separately to the secondary winding 2 of the transformer TRA, via switches S1 and S2 respectively.
The total variable load can therefore be constituted by a certain number of partial loads, the total of which constitutes a load corresponding to the maximum capacity of the transformer TRA and the contacts VBI and VB2. It is not necessary that said partial loads are key values similar to each other. Tuned circuits are connected in parallel with each of the partial loads that can be switched off.
These tuned circuits comprise respectively an inductor <I> LB </I> and a capacitor C2, arranged in series to form a tuned circuit connected in parallel with the resistor R2, and an inductor LC and a capacitor C3 arranged in series. and connected in parallel with resistor R3. Each of these tuned circuits is arranged in a manner. present a natural frequency about 5011 / o higher than the operating frequency of the contacts VB1 and VB2 and they are each capable of accumulating a quantity of energy controlled by the impedance of the partial load at which they are respectively associates.
The transformer TR <l is of the known type described with reference to. fig. 1.
Under minimum load conditions, the operation of this third embodiment shown in, FIG. 5 is similar to that of the first embodiment, described with reference to FIG. 1. The same reference signs designate corresponding parts in these two figures, and the curves <I> A, B </I> and <I> D </I> as well as the hatched surfaces F and F of the fig. 2 also apply to the operation of this third embodiment under minimum load conditions.
So it is obvious. that under these conditions, the current flowing through contacts VB1 and F B2 has a rounded and approximately sinusoidal shape and that the current flowing through resistor R1 has a substantially recta.ngu- luire shape.
The shapes of the different currents can be kept substantially similar to those described with reference to, fig. 2 as the load Rl varies, by appropriately modifying the values of the elements of the circuit, tuned LA-Cl at the same time as the load circuit is modified. However, such an arrangement would present drawbacks from a practical point of view and the desired shapes can also be preserved by associating with each part of the load circuit capable of being switched on or off an independent tuned circuit, as shown in Figure 1. fig. 5.
Operation under increased load conditions of the embodiment shown in FIG. 5 is similar to the operation of the second embodiment, described with reference to FIG. 3, this second embodiment comprising a tuned circuit connected in parallel with the secondary winding 2 of the transformer TRA and with the load circuit R1.
If the resistors R2 and R3 were alone connected in parallel with the resistor R1, the current pulse taken through the contacts VBl and VB2 would take a substantially rectangular shape.
However, due to the fact that the tuned circuits LB-C2 and LB-C3 are respectively connected in parallel with the partial loads R2 and R3, when closing the switch <B> 81, </B> the oscillating current taken from the LB-C2 tuned circuit is such that the shape of the current drawn from the direct current source through the contacts VB1 and V B2, the shape of the current passing through the secondary winding 2 of the transformer TRA,
the shape of the current in said tuned circuit LB-C2 and the shape of the current passing through the partial loads R2 and Rl are each substantially similar to those respectively represented by the curves W, X and Z in FIG. 4.
The forms of through currents. the dif ferent elements are also kept substantially similar to those respectively represented by the curves W, X, Y and Z of FIG. 4, when you close the switch 8'2 and put. thus in circuit the partial load R3 shunted by the associated tuned circuit LC-C3. Likewise, these current forms are preserved when putting.
one or the other of the two partial loads shunted by their associated tuned circuits out of circuit and, when these two partial loads and these two associated tuned circuits are thus switched off, the forms of the currents are again substantially similar to those respectively represented by the curves, 1, B and D of FIG. 2.
The effect exerted by the tuned circuit L.1-C1 on the shape of the currents is not destroyed due to the engagement of one or more tuned circuits such as the LB-C2 and LC-C3 circuits, and the total effect of these tuned circuits is to keep the currents passing through the contacts VB1 and VB2 in a rounded and approximately so nusoidal shape while ensuring that a current of substantially rectangular shape is supplied to the load circuit.
The devices described can be used with a transformer comprising a primary bearing with mid-tap, this transformer being supplied in a known manner via a single changeover contact. The transformer could also be omitted, the load circuit being directly connected to a pair of changeover contacts shunted by a tuned circuit. One could also use a pair of changeover contacts to a single changeover contact to connect a direct current source to an autotransformer and connect a circuit tuned in parallel with a load circuit connected to the output terminals of that autotransformer.
All these devices can include one or more nonlinear inductors of known type, arranged in series with the load circuit. One calls nonlinear inductance an inductance whose inductivity varies with the value of the current which crosses it. The non-linear inductances thus connected can be arranged so as to modify the rounded shape of the current, passing through said change-over contacts, so that the increase in the value of this current at the start of each pulse is delayed or reduced, or else so that this increase is delayed and reduced.