Installation pour transmettre des ondes électriques provenant d'effets acoustiques. La présente invention a pour objet une installation pour transmettre des ondes élec triques provenant d'effets acoustiques.
Cette installation est caractérisée par un circuit agencé de faon à produire à partir d'au moins une partie desdits effets un spectre complexe de fréquences additionnelles, ce cir cuit comprenant un dispositif détecteur et un dispositif déphaseur, et par un dispositif mé langeur agencé et disposé pour combiner au moins une partie desdites ondes électriques avec au moins une partie des fréquences du- dit spectre.
Grâce à l'invention, il est possible de ren dre plus agréable à l'oreille la perception de sons qui lui sont parvenus à travers un sys tème dont la bande passante est plus étroite que celle nécessaire pour une bonne transmis sion des fréquences composantes desdits sons.
Plusieurs formes d'exécution de l'objet de l'invention et. diverses variantes sont mon trées, à titre d'exemple, dans la description suivante faite en référence au dessin annexé.
La fig. 1 est. le schéma d'une montage constituant une forme d'exécution de l'objet de l'invention.
Les fig. 2 et 3 se rapportent à des va riantes de détail.
La variante de la fig. 1 se rapporte à. l'utilisation de deux microphones affectés, l'un aux fréquences basses, l'autre aux fré quences élevées. Le dispositif représenté à la fig. 5 a pour but de conférer aux sons transmis un grand éclat et une grande -richesse de ton ou d aug menter en eux ces qualités.
Les fig. 6 et 7 se rapportent à. d'autres variantes.
Sur toutes les figures, les même signes de référence désignent des organes ayant des fonctions analogues entre elles.
Dans la description qui suit, on entend par générateur X un générateur produisant un spectre complexe de fréquences et par cir cuit C un circuit dont l'effet est de produire avec les autres circuits auxquels il est associé des accords qui seront agréables à l'oreille.
A la fig. 1, la lettre de référence S dé signe une source d'énergie acoustique dont les signaux sont recueillis par un inicroplione II1 et amplifiés par l'amplificateur A1. L'énergie débitée par ledit amplificateur 31 est appli quée aux bornes du potentiomètre R6 et éga lement à l'entrée d'un filtre à fréquence audible Fl. Le signal appliqué aux bornes de R6 est, abaissé à un niveau déterminé d'am plitude, appliqué à l'une des grilles du tube mélangeur T2 et, de cette manière, combiné avec les signaux appliqués sur l'autre grille dudit tube mélangeur T2.
L'autre fraction de l'énergie débitée par l'amplificateur 31, c'est-à-dire la fraction qui est appliquée au filtre Fl, est modifiée par ce dernier de façon telle que les fréquences moyennes et basses de la gamme audible soient atténuées. De bons résultats ont été obtenus sans ledit filtre Fl, mais il peut alors être nécessaire de commander l'éclat des sons par une commande spéciale. Dans le cas envisagé, ladite commande spéciale devrait être agencée de manière à augmenter l'éclat seulement aux instants désirés.
En pratique, si le filtre 1f'1 est omis, il est difficile de régler le niveau du signal à l'entrée du générateur comprenant le tube Tl, principalement à cause de Fam- plitude relativement considérable des compo santes à fréquences moyennes et basses que l'on rencontre dans la musique et la parole. L'usage en F1 d'un filtre consistant en un seul étage passe-haut à K constant, avec fré quence de coupure d'environ 1000 périodes, a donné de bons résultats. La surtension Q des selfs-inductances de ce filtre était d'en viron 4.
La résistance Rl est utilisée pour terminer correctement le filtre .l. L'énergie de sortie du filtre r1 est appliquée à travers le condensateur C1 à une résistance R2 et à la grille du générateur formé par le tube Tl et qu'on appellera par la suite générateur X. Le tube T1 fonctionne en tube détecteur et a une résistance d'anode R3. Divers types de détecteurs non linéaires dont certains sont dé crits ci-après peuvent aussi être utilisés de faon satisfaisante. Dans le circuit de la fig. 1, T1 est une triode à pente variable. Si l'on ne dispose pas d'une telle triode, on peut utiliser une pentode à pente variable connec tée en triode.
L'emploi d'un tube à pente va riable est à recommander pour que l'effet de Tl ne dépende pas de façon étroite de l'am plitude des signaux appliqués à sa grille. En d'autres termes, la caractéristique eg-ip, bien que non linéaire, ne doit pas présenter de coude inférieur brusque.
Le circuit C utilisé dans le montage de la fig. 1 est un circuit bouchon composé des éléments<I>C3,</I> Ll, du tube T3, des circuits associés à ce dernier et d'un oscillateur à basse fréquence 01.
Le tube T3 est disposé de façon telle que sa pente varie à la cadence de la fréquence de l'oscillateur<B>01.</B> Cette variation de pente provoque un changement correspondant de la composante imaginaire de l'admittance d'en trée du tube. De cette manière, en utilisant la variation d'admittance d'entrée de la grille N 1 à la terre, on fait varier la capacité effective aux bornes de la self-inductance Ll à la fréquence de l'oscillateur 01. On fait ainsi varier en fonction du temps la fréquence de résonance du circuit accordé, avec accom pagnement d'un déphasage variable des com posantes acceptées et transmises par ce cir cuit accordé.
De bons résultats ont, été obtenus avec l'oscillateur 01 réglé à environ 7 pé- riodes/seconde.
C2 est un condensateur d'arrêt et R4 une résistance de valeur élevée, utilisée pour aug menter la sélectivité du circuit accordé. R5 est une résistance variable, disposée en shunt sur les bornes du circuit accordé pour dimi nuer l'acuité de résonance dudit circuit et permettre la transmission d'une partie rela tivement plus étendue du spectre complexe des fréquences produites par T1. Ladite ré sistance variable R5, lorsqu'on diminue sa valeur, augmente les effets auditifs de per çant et de percussion des signaux transi toires.
Les composantes de l'énergie débitée par T1 qui ont été sélectionnées par le circuit C sont, ensuite appliquées à, la grille du tube mélangeur T2 à travers le potentiomètre de commande d'amplitude R7. L'énergie mélan gée débitée par T2 traverse ensuite -le filtre passe-bas F2 et est transmise à l'appareil d'utilisation.
Le filtre passe-bas F2 peut être supprimé si, dans les dispositifs de transmission qui suivent le dispositif représenté à la fig. 1, les fréquences élevées sont étouffées ou atténuées.
Le tube à réactance variable T3 doit être réglé de façon que le signal de l'oscillateur 01 cause la plus petite variation possible de la conductance de son admittâ.nee d'entrée (pour éviter une modulation d'amplitude).
La fréquence de repos du circuit accordé est choisie au-dessous de la fréquence de cou pure des appareils de transmission qui sui vent. De bons résultats ont été obtenus avec une valeur de 3500 périodes/seconde pour la dite fréquence de repos, pour une fréquence de coupure de 4000 périodes/seconde en F2. Pour une fréquence de coupure de 3000 pé- riodes/seconde en F2, une fréquence de re pos d'environ 2700 périodes/seconde a été trouvée satisfaisante.
La fig. 2 est relative à une variante d'une partie du dispositif représenté à la fig. 1. Le dispositif faisant l'objet de la fig. 2 peut être utilisé au lieu de celui représenté à la fig.1 à l'intérieur du cadre en traits mixtes. Dans ce cas, le générateur X comprend un trans formateur d'entrée en push-pull relié à deux lampes T4 et T5 montées en détectrices.
Les anodes de ces deux tubes sont connectées en parallèle et couplées par un transformateur avec le circuit C . L'avantage de ce type de montage est que les fréquences d'entrée appliquées en E1 peuvent être réglées au moyen des potentiomètres R10 et R11 de ma nière que les tensions de sortie de T4 et de T5 comprennent le plus d'harmoniques possible.
Le transformateur TR3 est. agencé de faon à présenter une grande réactance de fuite et cette grande réactance de fuite est utilisée, en combinaison avec C3 et la composante ima ginaire variable de l'admittance d'entrée du tube T3, pour constituer un circuit semblable au circuit Ll, C3 et T3 de la fig. 1. La résis tance R5 de la fig. 2 joue le même rôle que sa contrepartie R5 de la fig. 1.
L'énergie à la sortie E2 de la fig. 2 est mélangée avec celle d'une voie à basse fréquence, après quoi elle traverse un filtre passe-bas, comme à la fig. 1.
La fig. 3 est relative à un autre dispositif pouvant remplacer le montage contenu dans le cadre en traits mixtes de la fig. 1. Dans le montage de la fig. 3, les fréquences audi bles les plus élevées sont réparties en El entre deux voies. Les fréquences les plus hautes sont appliquées, à travers un transformateur TR1, à un tube Tl polarisé de façon que son cou rant anodique soit nul en l'absence de signaux. L'énergie de sortie dudit tube Tl est appli quée à l'une des grilles d'un tube mélanceur électronique à deux grilles T2.
Les fréquences phis basses de l'énergie appliquée en El sont amenées à un réseau déphaseur C12, h'11, C13, R15.
L'énergie de sortie dudit réseau déphaseur est appliquée à la grille N 1 d'un tube am plificateur à deux grilles T3. t1 l'autre grille de T3 est appliquée l'énergie de sortie d'un oscillateur à basse fréquence 01 réglé à envi ron 7 périodes par seconde. Ledit oscillateur, dont le réglage n'a pas besoin d'être précis, cause une modulation d'amplitude à basse fréquence de l'énergie de sortie du réseau dé phaseur. L'énergie débitée par T3 est appli quée, à travers un condensateur de couplage à faible capacité et un potentiomètre R6 à la grille N 2 de T2. La. fondamentale et les bandes latérales voisines dont la fréquence est basse et qui sont dues à 01 sont atténuées suffisamment pour qu'elles ne soient pas gê nantes.
Le potentiomètre R6 et les résistances Rll et Rl5 sont réglés de manière que, quand le signal de l'oscillateur 01 passe par le zéro de sa période, le signal sur la grille N 2 du tube T2 soit déphasé de 180 par rapport au signal sur la grille N 1 et soit de grandeur telle qu'il rende le signal de plaque à peu près nul.
Pendant que le signal de l'oscillateur décrit une période complète, l'énergie débitée par T2 est modulée en phase, et, accessoirement en amplitude, par le signal de l'oscillateur<B>01.</B> On peut, sans inconvénients sérieux en fait, faire varier le degré de modulation de phase, par certains circuits qui produisent un dé phasage plus important qu'il n'est possible de l'obtenir avec le montage de la fig. 3, et cela a donné de meilleurs résultats.
La fig. 4 représente une source sonore S ainsi que deux microphones collecteurs; 1I2 convient spécialement à la captation des fré quences basses et Jl1 à celle des fréquences élevées. L'énergie de sortie de<B>112</B> est ampli fiée par l'amplificateur A2 dont l'énergie de sortie est. réglée à un niveau convenable par le potentiomètre R6 et ensuite appliquée à la grille N 2 d'un tube mélangeur T2.
L'énergie débitée par le microphone :1Z1 est amplifiée par l'amplificateur < 11; elle tra- verse ensuite le filtre P1 et est ensuite appli quée à un générateur X comprenant deux redresseurs RLI. L'énergie redressée de sortie est alors appliquée, à travers une résistance clé découplage R4, au. circuit C . Dans l'exem ple représenté, ce dernier circuit se compose d'un condensateur tournant C3 entraîné par un moteur et clé la. self L1.
La capacité du condensateur C3 varie à une fréquence d'en viron 7 périodes par seconde et, ainsi, les phases et les fréquences de l'énergie admise par le circuit accordé varient de façon tem poraire. Les signaux qui se développent aux bornes du circuit C3, L1 sont ensuite appli quées à. la, grille N 1 du tube mélangeur élec tronique T2. L'énergie combinée débitée par T2 est ensuite, après passage éventuel à tra vers le filtre passe-bas facultatif I'2, appli quée à d'autres dispositifs de transmission et, finalement, convertie en énergie acoustique, en vue de l'obtention de l'effet auditif désiré.
Le circuit de la fig. 5 montre une forme d'exécution de l'objet de l'invention destinée à conférer aux signaux transmis un éclat et une richesse de son qui peuvent être, si on le désire, supérieurs à ceux donnés par la source acoustique primaire.
J12 est un microphone disposé de manière à capter les registres moyens et inférieurs d'une source sonore. Un microphone ou la combinaison d'un microphone et d'un filtre acoustique tel que l'énergie qu'il débite com mence à décroître à environ 1000 périodes et a décru d'à peu près 10 décibels à 3000 pé riodes ont été trouvés satisfaisants dans ce rôle. L'énergie de sortie de<I>1112</I> est amplifiée par l'amplificateur Q12 dont le niveau de sor tie est réglé au moyen du potentiomètre R6. Elle est ensuite appliquée à la grille N 2 d'un tube mélangeur T2.
Le rôle de la seconde voie est de four nir au circuit<I>C R5,</I> Ll et C3 dans l'exem ple considéré, un complexe sonore constitué par une modulation de fréquence d'une fré quence audible d'environ 3500 périodes par une fréquence audible basse. Les bandes laté rales du signal à 3500 périodes sont espacées de la fréquence porteuse par un intervalle dépendant de la valeur de 1a tension modu latrice.
On fait varier la fréquence de cette dernière suivant le degré de l'intensité des fréquences élevées de la source acoustique -3e façon qu'elle diminue quand l'amplitude des fréquences élevées augmente et. augmente quand ladite amplitude diminue. Lorsque l'éclat. du signal de la source acoustique est très grand, la fréquence modulatrice doit être d'environ 7 périodes par seconde.
On donne au microphone J11 soit par cons truction, soit, au moyen d'un filtre associé, une caractéristique passe-haut avec une ré ponse tombante, limitée pour les fréquences inférieures à environ 3000 périodes. L'énergie débitée par le microphone Ml est amplifiée par l'amplificateur .17. La sortie de .11 est couplée par transformateur avec un montage qui redresse les deux alternances et qui com prend les deux diodes T8 et T9. La compo sante en courant continu de l'énergie redres sée débitée par ces deux diodes est filtrée et appliquée à, la grille N 2 du tube bigrille T7.
Le tube T7 est connecté de façon telle que toute variation de la tension continue appli quée à sa grille N 2 cause un changement de sa pente et, par suite, un changement de la grandeur de la susceptance, ou composante imaginaire de l'admittance d'entrée entre la grille N 1. et la terre.
Cette admittance d'en trée est. connectée en shunt aux bornes d'un des circuits qui détermine la fréquence de battement de l'oscillateur 03 qui est un oscil lateur à basse fréquence (environ 7 Hz), de sorte que, lorsque l'on fait varier la suscep- tance entre la grille N 1. et la terre, la fré quence de battement de l'oscillateur varie également. Ladite fréquence, par son effet, sur la pente de T6, fait, varier la susceptance d'entrée de la grille N 1. à la. terre à la ca dence de la basse fréquence produite par 03 La susceptance d'entrée de la grille N 1.
de T6 est en shunt aux bornes du circuit accordé de l'un des oscillateurs composant le générateur de battements 02 qui oseille sur 3500 périodes par seconde, de sorte qu'elle module en fréquence l'énergie débitée par 02. Pour augmenter encore la complexité du spectre des bandes latérales ainsi produites, l'énergie débitée par le générateur 02 est appliquée à un tube détecteur Tl, par l'inter médiaire du condensateur C1, l'entrée de Tl étant shuntée par la résistance de fuite R2; R3 est la résistance de charge de plaque du tube TI.
L'énergie débitée par l'1 est appliquée, à travers la résistance de découplage R4, au circuit C constitué par R5, L1 et C3.
Le fonctionnement du circuit C a été décrit en regard de la fi-. -1.
L'énergie débitée par ledit circuit C est mélangée dans le tube T2 avec l'énergie am plifiée débitée par le microphone ï112. Les signaux mélangés sont débarrassés des com posantes dont la fréquence est très élevée par filtrage en F2 et transmis plus loin.
Dans une variante du montage de la fig. 5, on a trouvé avantageux d'introduire, après l'oscillateur 02 et avant T2, un tube de com mande d'amplitude, actionné par l'intermé diaire d'un tube inverseur de phase piloté par la tension continue redressée qui est appli quée à la grille N 2 de T7. Ce tube de com mande est destiné à diminuer quantitative ment. l'amplitude du signal appliquée à la grille N 1 de T2 quand l'éclat du signal so nore au microphone 1 diminue. Cette dispo sition, suffisamment claire sans illustration, n'a pas été représentée au dessin.
La fig. 6 se rapporte à une autre variante de générateur X et de circuit C . A l'en trée El est appliqué un signal à fréquence audible, de préférence soumis à l'effet d'un filtre passe-haut de caractéristiques semblables à celles de Pl représenté à la fig. 1 et déjà décrit. L'entrée Fl est couplée par transfor mateur avec un tube T4 fonctionnant comme détecteur. Il est à recommander que le tube à vide T4 soit du type à pente variable et qu'il puisse fonctionner avec une résistance de pla que faible.
La constante de temps de l'ensem ble R12, C10, si elle est choisie de l'ordre de 10 millisecondes, donnera de bons résultats.
Le condensateur C2 sert à coupler la sortie de T4 au circuit C constitué, dans le cas envisagé, par tout le reste du montage. L'effet du circuit C de la fig. 6 est ana logue à celui des circuits C précédemment décrits, à l'exception de celui que représente la fig. 3. Aux fig. 1 et 2, la sélection et le déphasage sur lesquels est basé le fonctionne ment du circuit C sont accomplis au moyen du circuit accordé L1, C3 et de la variation de la composante de susceptance de l'admit- tance d'entrée du tube T2.
La grandeur de cette susceptance est fonction de la capacité grille-plaque et de la. pente du tube qui varie avec la tension de grille, c'est-à-dire avec la tension aux bornes du circuit accordé. Une variation de la pente du tube T3, telle que celle causée par un changement de la polari sation de cette grille, aura un effet sur l'ad- mittance d'entrée. La variation résultant dans le terme de la susceptance est, toutefois, accom pagnée par un changement du terme de la conductance de l'admittance. Ce dernier effet donne lieu à une certaine modulation d'ampli tude des signaux appliqués aux bornes du cir cuit accordé.
D'autre part, le- circuit du tube à vide<I>T3</I> de la fig. 6 a produit de bons résul tats sans occasionner beaucoup de modulation d'amplitude. On ne pense pas nécessaire d'en trer dans plus de détails concernant. ce mon tage, que l'on reconnaîtra immédiatement comme d'usage courant en qualité de tube à réactance dans les montages de commande automatique de fréquence des radiorécepteurs normaux.
Si le circuit de réaction R16, C14, C15 et R17 est disposé en liaison avec un tube à vide à forte pente tel que T3, de manière à rame ner en arrière une grande partie de la tension développée aux bornes du circuit accordé, il n'y a pas besoin d'utiliser le procédé d'explo ration obtenu en faisant varier la pente du tube à une basse fréquence audible. Dans le cas d'une forte réaction, le tube T3 et le cir cuit qui lui est associé agissent pour faire varier la phase du signal arrivant (celui appliqué aux bornes du circuit accordé) au- dessus et au-dessous de la fréquence de réso nance du circuit accordé.
Ce déphasage prove nant de la compensation d'amplitude de la réaction s'accomplit sans occasionner de maxi mum de résonance indésirable.
L'énergie débitée en E2 est mélangée avec celle d'une voie auxiliaire à basse fréquence, de la même manière qu'à la. fig. 1, et les signaux combinés sont ensuite transmis à l'appareil d'utilisation.
Une variante du circuit de la fig. 6 ayant donné de très bons résultats est représentée à la fig. 7. Là, la haute fréquence d'un signal est appliquée en même temps que des parties atténuées à basse fréquence de ce même signal, à travers le transformateur TR1 au tube T4 qui constitue un générateur. Ledit générateur est représenté à la fig. 7 sous forme d'un détecteur à condensateur shunté, mais il peut être remplacé par un générateur ayant une des autres formes mentionnées ci-dessus, ou ci-après. Un montage démodulateur légère ment déséquilibré, tel que celui de la fig. 2, a donné d'excellents résultats.
Le ou les tubes utilisés dans ce but sont de préférence du type à pente variable.
L'énergie débitée par ledit générateur est appliquée, à travers le condensateur de cou plage C2, au tube du circuit C T10. Un cir cuit de réaction constitué par le réseau R19, C17, C16 et R18 est utilisé pour produire un décalage de phase et également pour affaiblir par réaction inverse la tension développée aux bornes de la charge de plaque de T10. Ledit circuit de réaction est disposé de manière à introduire sur la grille de T.10 une tension en avance d'environ 90 sur le signal de pla que de T10, faisant ainsi agir le tube T10 comme une self-inductance variable en shunt sur la self-inductance L1. La valeur de ladite inductance-shunt dépend du coefficient d'am plification du tube T1.0, dont elle est une fonction.
Par suite, les tensions à basse fré quence à la sortie du tube T4 causent un changement de la pente du tube T10, produi sant ainsi une variation passagère à basse fréquence de l'accord du circuit plaque du tube T10: Le condensateur C16 est, de valeur telle qu'il évite que les tensions à basse fré quence amplifiée apparaissant dans le circuit plaque de T10 ne soient affaiblies ou ren voyées sur sa grille. Les valeurs du circuit de réaction peuvent être choisies de faon telle que la surtension de résonance aux bornes du circuit accordé de plaque de T10 soit cons tante sur une bande d'environ 1500 périodes, par exemple de 2500 à 4000 périodes.
On y parvient en rendant le déphasage entre la plaque de T10 et la grille de T1.0 inférieur à 90 , ce qui provoque un affaiblissement d'am plitude tendant à rendre la. tension aux bornes du circuit plaque de T10 plus indépendante de la fréquence. Ce circuit de la fig. 7 a pro duit une modulation transitoire de phase qui, dans certaines limites, est presque entièrement exempt de modulation d'amplitude. Pour effectuer le réglage de ce circuit, il est recom mandé d'appliquer une fréquence fixe d'en viron 3000 périodes à la grille de T10 et de vérifier les réglages du circuit en faisant va rier la pente de façon indépendante, par exemple, par variation de la tension de pola risation appliquée à, la grille de T10.
Si le circuit d'entrée de T10 est à faible impédance, il peut être nécessaire d'introduire une résistance ou un circuit. de découplage entre la sortie du tube T4 et l'entrée du tube T10. On parvient au même résultat en reliant la sortie du condensateur C2 à une prise in termédiaire sur R18 au lieu de la relier à l'extrémité à haut potentiel de R18. T1.0 est une triode à grande pente, ou une pentode, ou bien, si l'on compense le déphasage qui en résulte, on peut employer un amplificateur à lampes multiples.
L'effet de cette disposition (T10 à. la fig. 7) est de produire un déphasage relative ment rapide par rapport à la caractéristique de fréquence, dans le complexe de fréquences produit par T4.
De bons résultats ont été obtenus en ajus tant le point de résonance du circuit accordé légèrement au-dessous de la fréquence la plus élevée que l'appareil suivant est susceptible de transmettre. La sortie 'du circuit. C est. con nectée aux bornes du circuit accordé, comme le représente la. fig. 7. L'énergie de sortie pré- sente en E2 est mélangée avec celle d'une voie par laquelle arrivent les basses fréquences ainsi que les moyennes, ce mélange ayant lieu avant la transmission de cette énergie à un appareil enregistreur à un radioémet.teur ou à tout autre organe servant, à sa transmission vers un convertisseur électroacoustique et vers l'oreille.
Dans les circuits décrits et représentés ci- dessus, quelques-unes seulement des variantes possibles ont. été examinées. Par exemple, on a représenté le générateur Y sous forme d'un tube détecteur à condensateur shunté, d'un détecteur push-pull, d'un détecteur à grille polarisée, de redresseurs à cristaux en push- pull et. d'un dispositif produisant un signal à fréquence moyenne audible modulé en fré quence et soumis à la non-linéarité d'un détec teur à condensateur shunté.
Des combinaisons à étages multiples de ces divers circuits élé mentaires ont, été utilisées avec d'excellents ré sultats.
Il existe encore de nombreuses possibilités de produire un spectre complexe à basse fré quence. Les procédés expliqués peuvent même être mis en aeuvre sur une bande à haute fréquence et le résultat transporté, ait moyen d'une hétérodyne, dans la région audible utile.