Filtre passe-bande. La présente invention concerne un filtre passe-bande dans les gammes VHF, UHF et des fréquences des micro-ondes du type réso nateur à cavité ayant une caractéristique de coupure abrupte.
Il est bien connu dans la technique depuis. de nombreuses années que les réseaux de filtres dont l'impédance ou l'admittance de transfert: possède à la fois des pôles et des zéros peuvent être prévus de manière à don ner une caractéristique de coupure plus abrupte que ce qu'il est possible d'obtenir avec des réseaux comparables n'ayant que des pôles et pas de zéros. Par exemple, des confi gurations de filtres dérivés de m peuvent don ner des caractéristiques de coupure phis abruptes que celles qu'on obtient avec des configurations à k constant comparables.
Quand on travaille d'ans les gammes VHF, FIIF et des micro-ondes, on sait, d'autre part, (lue les filtres passe-bande doivent générale ment fonctionner avec une bande passante relativement étroite et, pour remplir cette condition d'une manière satisfaisante, les rap ports entre les réactances, mesurés à la fré- quenee moyenne, des différents éléments de l'ensemble, doivent satisfaire à des tolérances précises. Ceci peut encore s'exprimer en pré cisant que la fréquence de résonance de chaque résonateur et les coefficients de couplage entre les résonateurs doivent satisfaire à des tolérances rigides.
On a essayé de prévoir des filtres passe- bande dans les gammes VHF, UHF et des micro-ondes ayant une caractéristique de cou pure abrupte par suite de zéros dans la carac téristique de transfert en utilisant les confi gurations et les concepts bien connus de la théorie classique des filtres. Il en est résulté des circuits ayant à la fois une configuration et des rapports nécessaires de réactances qui ne sont pas réalisables pratiquement.
Le but de la présente invention est de re médier à cet état de choses et de prévoir un filtre passe-bande pratiquement réalisable du type à résonateurs à cavité présentant à la fois des pôles et des zéros dans sa caractéristique de transfert.
Le filtre passe-bande selon l'invention est du type à résonateurs à cavité et il est prévu pour le fonctionnement dans les gammes VHF, UHF et des micro-ondes. Il a une caractéris tique de coupure abrupte grâce au fait que cette caractéristique présente des pôles et des zéros. Il comprend au moins trois résonateurs à cavité et des moyens pour coupler les réso nateurs adjacents entre eux, la résonance de ces résonateurs étant déterminée de façon à produire les pôles désirés.
Ce filtre est carac térisé en ce que des résonateurs alternés sont couplés entre eux par une paire de lignes dont l'une est couplée entre les champs électriques et l'autre entre les champs magnétiques, les lignes étant agencées de façon à produire con- jointement avec lesdits moyens de couplage les zéros désirés.
Des formes d'exécution de l'objet de l'in vention seront exposées, à titre d'exemple, dans la description suivante faite en relation avec le dessin joint dans lequel: La fig. 1 est une vue en coupe d'un filtre passe-bande pouvant fonctionner dans les gammes VIII', UHF et des micro-ondes.
La fig. 2 est une vue en coupe, partielle ment en élévation, le long de la ligne 2-2 de la fig. 1.
La fig. 3 montre les courbes de réponse pour le filtre passe-bande, une avec des zéros et l'autre sans zéros.
Les fig. 4, 5, 6 et 7 sont des vues en coupe longitudinale de filtres passe-bande montrant chacune un exemple différent de réalisation de la présente invention.
On a représenté, aux fig. 1 et 2, des dessins auxquels on se référera maintenant, un filtre passe-bande pouvant fonctionner dans les gammes VHF, UHF et aux micro-ondes et comprenant cinq résonateurs coaxiaux 1, 2, 3, 4 et 5 possédant des tiges d'accord 6, 7, 8, 9 et 10 à l'intérieur. Le résonateur à cavité 1 qui est accordé par la tige 6 sera décrit en détail du point de -vue de sa structure, et les résonateurs à cavité 2, 3, 4 et 5, qui sont simi laires, ne seront pas décrits.
Le résonateur 1 est considéré comme étant coaxial du fait que la tige d'accord 6 est intro duite dans la cavité. La tige d'accord 6 se com porte d'une manière similaire au conduc teur central d'une ligne coaxiale, tandis que les parois du résonateur 1 se comportent comme le conducteur extérieur d'une telle ligne coaxiale par rapport au champ capacitif ou électrique qui existe entre eux. Outre le champ électrique qui existe dans le résonateur coaxial, il existe également un champ magné tique qui est lié au champ électrique, les lignes de force de ce champ étant perpendiculaires aux lignes de force du champ électrique.
Pour permettre l'établissement de champs liés de cette manière, il est nécessaire d'avoir des dimensions de cavité correctes pour une fré quence donnée. Par exemple, un filtre fonc- tionnant à 1500 mégaeyeles peut utiliser des cubes de 11/2 pouce (environ 38 mm), les, parois ayant une épaisseur voisine de 1/16 de pouce (environ 1,5 mm) et la, tige ayant un diamètre approximativement égal à 3/$ de pouce (environ 9,5 mm).
Comme il est bien connu dans la technique, les dimensions du cube sont importantes, tandis que l'épaisseur des parois et le diamètre de la tige peuvent varier suivant les nécessités de l'effet de sur face et l'importance du couplage désiré pour le résonateur à la fréquence de fonctionne ment. La tige d'accord 6 est réglable pour le choix de la fréquence, et l'ouverture 11 qui est associée à l'ouverture 12 détermine le coefficient de couplage avec le résonateur adjacent. Les équations approximatives de dé termination du coefficient de couplage entre les résonateurs adjacents étant:
EMI0002.0021
Les résonateurs coaxiaux 1, 2, 3, 4 et 5 peuvent être fixés l'un à l'autre par soudage, au moyen de ceintures et d'écrous, au moyen de vis ou par tout autre moyen convenable.
Si on le dé sire, les parois de plusieurs cavités peuvent être communes. Le couplage entre les résona teurs coaxiaux adjacents 1, 2, 3, 4 et 5 est réalisé par des ouvertures telles que les ouver tures 11 et 12 dans les parois des résonateurs coaxiaux 1 et 2. L'arrangement représenté à la fig. 1 du dessin est tel qu'il y a un cou plage magnétique et électrique progressant alternativement du résonateur 1 au résonateur 5 du filtre. Cet arrangement de couplage par champs alternés réduit le passage direct des fréquences, par exemple, par le champ magné tique, ce qui tendrait à réduire la sélectivité du filtre.
En d'autres termes, en alternant les couplages des résonateurs adjacents entre les champs magnétiques et électriques, il est né cessaire que l'énergie du champ magnétique soit transférée au champ électrique dans un résonateur avant qu'elle puisse passer au réso nateur suivant, de sorte que l'énergie doit pas ser sélectivement d'une cavité à l'autre don nant la sélectivité maximum. En utilisant le même raisonnement, on peut voir que l'ouver ture d'entrée 13 et l'ouverture de sortie 14 présenteront le même caractère. On conçoit que la position des ouvertures 13 et 14 pour rait ne pas être conforme à ce qui a été dit, ce qui aurait pour seul résultat que sur les frontières de la courbe de réponse, l'atténua tion pourrait ne pas être maximale.
Le champ électrique le plus intense se trouve dans la zone 15 près de l'extrémité de la tige d'accord 6, et le champ magnétique le plus intense est dans la zone 16 éloignée de l'extrémité du piston d'accord 6. Pour tirer du filtre les résultats maximums, il est utile de disposer les ouvertures de couplage adjacentes telles qtie 7.1 et 12 et les ouvertures 13 et 14 dans ces zones où le champ possède l'intensité maximum. Toutefois, les performances du filtre ne dépendent pas de la position des ouvertures dans la zone où le champ est le plus intense tant que les moyens de couplage sont disposés contre ces champs.
Les ouver tures 11 et 12, quand elles sont situées contre le champ magnétique, peuvent être de forme ovale ou rectangulaire, la dimension la plus grande étant parallèle aux lignes de force du champ magnétique et quand de telles ouver tures sont situées près du champ électrique, elles peuvent être de forme circulaire bien que d'autres formes puissent être utilisées.
Un filtre tel qu'il vient d'être décrit con tient des pôles mais pas de zéros, comme dans le cas d'une configuration <I>à</I> Is constant utilisée à basse fréquence. La courbe de réponse de tels filtres passe-bande dans les gammes VHF, UHF et aux micro-ondes a été représentée à la fig. 3, courbe A. On remarquera que cet arrangement n'est pas aussi bon qu'on pour rait le désirer, puisque la caractéristique de coupure telle que représentée par la pente peut ne pas être aussi abrupte qu'il est néces saire.
Le couplage séparé des résonateurs alter nés, tel que représenté à la fig. 1, et mettant en ce-Livre des principes de l'invention, donne la courbe B (fig. 3). Une ligne de couplage 17 et ses sondes d'extrémité 21 et 21a, est utili sée pour produire un couplage inductif résul tant entre les résonateurs 1 et 3, tandis qu'une ligne de couplage 18 avec ses sondes d'extré mité 22 et 22a produit un couplage capacitif entre les résonateurs 1 et 3. Les lignes de cou plage 19 et 20 et leurs sondes d'extrémité remplissent les mêmes fonctions en relation avec les résonateurs 3 et 5.
Comme il a été mentionné, la longueur électrique des lignes de couplage 17, 18, 19 et 20 dépendra des com- binaisons des sondes, mais en général ce sera un multiple du quart de longueur d'onde.
Une des quatre combinaisons différentes des sondes de couplage et des longueurs de lignes est représentée dans les résonateurs 1 et 3 de la fig. 1 dans laquelle les sondes magné tiques 21 et 21a connectées à la ligne de cou plage 17 ont une longueur égale à un quart de longueur d'onde, et les sondes électriques 22 et 22a connectées par la ligne de couplage 18 ayant une longueur égale à un quart de longueur d'onde sont physiquement disposées dans une relation telle que tout courant injecté dans le résonateur 3 par suite du voltage dans le résonateur 1 est déplacé de - 90 et + 90 respectivement par rapport au voltage dans le résonateur 1.
C'est une des conditions fon damentales qui doivent être satisfaites par une paire de lignes de couplage et leurs sondes d'extrémité. Une autre condition fondamentale est que l'amplitude d'un des courants susmen tionnés déphasés de 90 augmente en fonction directe de la fréquence et que l'amplitude de l'autre courant déphasé de 90 diminue en fonction directe de la fréquence.
Il y a une condition fondamentale supplé mentaire pour les couplages du résonateur intermédiaire ou adjacent qui peut s'énoncer comme suit: La relation de phase entre le courant injecté dans le résonateur 3 par le couplage de résonateur alterné et le courant injecté dans le résonateur 3 par le couplage avec le résonateur intermédiaire doit être telle qu'à la fréquence désirée pour l'atténuation infinie, ils soient en opposition de phase.
Ainsi, aux fréquences où les ondes sont dé phasées de 180 par un réglage convenable des couplages intermédiaires et adjacents, il est possible de supprimer complètement les propagations électriques et magnétiques pro- duisant ainsi des zéros ou encore insérant ainsi des points d'atténuation infinie tels que 23, courbe B; fig. 3.
L'équation précédente donne approximativement la valeur nécessaire pour les couplages adjacents, de manière à obtenir la largeur de bande passante désirée, et l'équation ci-dessous donne approximative ment la. valeur désirée pour les couplages alternés
EMI0004.0004
Les seconds points d'atténuation infinie 24 sur la courbe B sont obtenus d'une manière similaire en utilisant les lignes de couplage 19 et 20 coopérant avec les résonateurs coaxiaux 3, 4 et 5 dans lesquels les différentes relations de phase sont identiques.
Dans la bande de fréquence à l'intérieur de laquelle le filtre fonctionne, le coefficient de couplage du type ,capacitif de la ligne de couplage 18 et le coefficient de couplage du type inductif de la ligne de couplage 17 sont essentiellement constants et d'amplitudes égales. La fig. 4 du dessin représente un autre exemple de réalisation de l'invention dans lequel les résonateurs à cavité individuels sont identiques aux résonateurs coaxiaux 1, 2, 3, 4 et & étudiés plus haut.
La différence entre les exemples de réalisation réside dans l'arran gement suivant lequel les ouvertures pour le couplage adjacent 25, 26, 27 et 28 sont dis posées alternativement dans une région de champ électrique et dans une région de champ magnétique, l'ouverture d'entrée 29 et l'ouver ture de sortie 30 étant toutes deux situées contre une région de champ magnétique.
Les résultats obtenus avec cet arrangement sont pratiquement identiques à ceux obtenus au moyen de l'arrangement susmentionné avec la différence possible que l'atténuation en dehors de la bande passante décroît légèrement du fait que l'ouverture 28 pour le couplage adja cent et l'ouverture de sortie 30 sont dans la région du même champ d'énergie pour les rai- sons mentionnées précédemment.
Cet inconvé- nient apparent de l'arrangement de couplage du résonateur coaxial 31 peut être facilement surmonté en déplaçant verticalement l'ouver ture 30, de manière que le couplage s'effectue à partir du champ électrique plutôt qu'à par tir du champ magnétique, réduisant ainsi la possibilité de passage direct d'énergie indési rable par le champ magnétique. Le voltage dans les lignes de couplage 32, 33 et 34, 35, qui coopère avec le voltage passant, par les résonateurs 2 et 4 respectivement, produit les points d'atténuation infinie ainsi qu'il a été décrit en relation avec les fig. 1 et 2 du dessin.
La combinaison des sondes magnétiques 36 et 36a et des sondes électriques 37 et 37a avec leurs lignes de couplage respectives 33 et 32 sont physiquement disposées de manière à satisfaire aux conditions de phase qui ont été indiquées dans l'exemple de réalisation repré senté à la fig. 1, en prenant. une ligne de cou plage 32 dont la, longueur est la. même que la longueur de la ligne de couplage 33, la longueur totale de chaque ligne étant un mul tiple impair d'un quart de longueur d'onde.
Un autre exemple de réalisation de l'inven tion est représenté à. la. fi-. 5 du dessin. Cette variante fonctionne sur le même principe que l'exemple précédemment décrit du point de vue de l'obtention des zéros. Les résonateurs à cavité sont des guides d'ondes rectangulaires 38, 39, 40, 41 et 42 qui fonctionnent suivant le mode TEo,i. Les dimensions physiques des résonateurs individuels en guides d'ondes sont approximativement 0,707 ? de long et 0,707 @ de large, où @ est, la longueur d'onde dans l'espace libre, la hauteur étant choisie de ma nière à satisfaire aux conditions relatives à l'intensité du champ électrique.
Comme il est bien connu, le champ électrique est concentré entre les points 43 et 44 dans un résonateur en guide d'ondes classique de ce type, tandis que le -champ magnétique possède une section circulaire concentrique par rapport au champ électrique concentré.
Dans l'arrangement indiqué, l'entrée du filtre est constituée par la boucle 45 passant par l'ouverture 46 dans la paroi adjacente au champ magnétique du résonateur en guide d'ondes 38. Le voltage oscille entre le champ magnétique et le champ électrique, une partie du champ électrique étant couplée au résona teur en guide d'ondes 39 par l'ouverture cir culaire 47. Une oscillation résultante du champ magnétique et électrique apparaît dans le résonateur en guide d'ondes 39, et une partie du champ magnétique est couplée au résonateur en guide d'ondes 40 par une ouver ture rectangulaire 48 découpée dans la paroi.
Ce processus alterné de couplage électrique et de couplage magnétique continue progressive ment le long du filtre jusqu'à ce que l'énergie choisie soit extraite du système par l'ouver ture 49 au moyen du champ électrique dans le résonateur en guide d'ondes 42. Les; zéros dans la caractéristique de transfert sont obte nus, comme il a déjà été expliqué, en relation avec la fig. 1, en utilisant les lignes de cou plage 50, 51, 52 et 53 et les sondes associées. Avec les sondes qui sont représentées, les lignes 50 et 51 doivent avoir une longueur égale à un nombre impair de quart de Iôn- gzeur d'onde.
Les lignes 52 et 53 doivent également avoir une longueur identique égale à un multiple impair du quart de la longueur d'onde.
Un autre exemple de réalisation de l'inven tion est représenté à la fig. 6 qui montre trois résonateurs en guides d'ondes adjacents 54, 55 et 56 dont les dimensions ont été étudiées en relation avec la fig. 5 et qui sont munis de couplages adjacents au moyen des lignes coaxiales en quart d'onde 58 et 59.
Les zéros sont obtenus en utilisant la troi sième des quatre combinaisons de sondes de couplage qui ont déjà été mentionnées. Comme il est représenté, par suite du sens opposé des boucles de couplage 64 et 64a, les lignes de couplage 62 et 63 et les sondes associées 64, 64a et 65, 65a doivent avoir des longueurs différant d'une demi-longueur d'onde. La demi-longueur d'onde supplémentaire peut être disposée dans la. ligne de couplage 62 connectant les sondes magnétiques.
Cet arran gement montre, en accord avec les conditions fondamentales de phase précisées en relation avec la discussion de la fig. 1, que les boucles de couplage 61 et 60 doivent être pliées dans des sens opposés, comme il est représenté.
Une quatrième combinaison de couplage peut être obtenue en plaçant la demi-longueur d'onde supplémentaire nécessaire dans la ligne de couplage 63 connectant les sondes capaci- tives. Ceci nécessitera qu'une boucle de cou plage 60 ou 61 soit inversée de la position représentée pour établir la relation de phase correcte, telle qu'elle a été précisée dans la discussion de la fig. 1, ce qui permet d'obtenir le filtre désiré ayant un taux de coupure élevé.
. La fig. 7 représente un autre exemple de réalisation dans lequel des résonateurs à guides d'ondes 64, 65 et 66 sont couplés l'un à l'autre par des guides d'ondes en quart de longueur d'ondes 67, 68. Le couplage entre les résonateurs alternés est obtenu au moyen de lignes de couplage 69 et 70 coopérant avec des sondes magnétiques 71 et 7l a et les sondes de couplage capacitif 72 et 72a.. Les sondes magnétiques 71 et 71a sont physiquement dis posées en sens opposé par rapport aux sondes de couplage capacitif respectives 72 et 72a,
c'est pourquoi les longueurs des lignes de cou plage 69 et 70 doivent différer d'une demi longueur d'onde pour atteindre les résultats mentionnés plus haut. Par suite des couplages 67 et 68, les guides d'ondes adjacents sont tous les deux du type à inductance mutuelle i positive et il est nécessaire d'ajouter la demi- longueur d'onde supplémentaire nécessaire dans la ligne de couplage 70 reliant les sondes capacitives 72,et 72a pour que le résultat re cherché soit obtenu.