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Mit Spannungsvergleich arbeitende Einrichtung Die Erfindung betrifft eine Einrichtung, welche überall dort verwendet werden kann, wo ein Ausgangsstrom als Kriterium dafür benötigt wird, welche von zwei Eingangsspannungen die grössere ist.
Die Einrichtung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Quellen der beiden miteinander zu vergleichenden Spannungen über je einen Gleichrichter mit einem gemeinsamen Widerstand verbunden sind und dass in Serie zu dem einen Gleichrichter der Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung geschaltet ist, deren Ausgangssignal einen Schalttransistor steuert.
Die Fig. 1 zeigt als erstes Ausführungsbeispiel eine Einrichtung zur Regelung eines Synchrongenera- tors.
Der Generator 1 wird durch die Haupterregermaschine 2 erregt. Diese Maschine besitzt Nebenschlusserregung mit in Serie geschalteter Hilfserregermaschine 3, die ihrerseits zwei Erregerwicklungen 4 und 5 trägt. Durch die Wicklung 4 fliesst ein konstanter negativer Erregerstrom, der aus der Quelle 6 stammt und mittels des regelbaren Widerstandes 7 einstellbar ist. Der durch die Wicklung 5 fliessende positive Erregerstrom stammt aus derselben Quelle. Er ist durch den Widerstand 8 bestimmt und wird durch den Schalttransistor 9 ein- und ausgeschaltet. Der Gleichrichter 10 verhindert dabei das Auftreten hoher Spannungsspitzen am Transistor 9 während der Schaltvorgänge.
Zweckmässig wird die Anordnung so bemessen, dass die Zeitkonstante des Kreises 5, 8, 10 für Ein- und Ausschaltung gleich gross ist.
Der Mittelwert des durch die Wicklung 5 fliessen- den Stromes und damit letzten Endes die Erregung des Generators 1 ist also bestimmt durch die relative Einschaltdauer des Transistors 9. Diese relative Einschaltzeit muss daher durch die zu regelnden Grö- ssen, insbesondere also durch die vom Generator 1 abgegebene Spannung, beeinflusst werden. Die Erfas- sung dieser Spannung geschieht durch die drei Einphasentransformatoren 11 -und die mit diesen verbundenen drei Gleichrichter 12. Über den Widerstand 32 kann eine vom abgegebenen Strom abhängige Zusatzkomponente eingeführt werden.
Die von den drei in Serie geschalteten Gleichrichtern 12 abgegebene pulsierende Gleichspannung wird durch das aus dem Widerstand 13 und dem Kondensator 14 bestehende Filter geglättet. Mit der geglätteten Spannung wird über den strombegrenzenden Widerstand 15 die Glimmlampe 16 oder auch eine andere Stabilisiervorrichtung, z. B. eine Zenerdiode, betrieben. Am Kondensator 17, der mit den beiden Elektroden der Glimmlampe verbunden ist, liegt also im Betrieb eine konstante Spannung. Der Widerstand 18 verhindert das Auftreten von Kippschwingungen. Parallel zum Filterkondensator 14 liegt der Spannungsteiler 19, der eine zur Spannung am Kondensator 14 proportionale Spannung an den Kondensator 20 führt.
Diese letztere Spannung ist also der zu regelnden Grösse, nämlich - abgesehen von einer allfällig eingeführten stromabhängigen Komponente - der vom Generator 1 abgegebenen Spannung proportional. Die Verhältnisse sind dabei so gewählt, dass beim Sollwert der Generatorspannung die Spannungen an den Kondensatoren 17 und 20 einander gerade gleich sind. Im gezeichneten Beispiel liegt der negative Pol von jeder dieser Spannungen am Verbindungspunkt der. beiden Kondensatoren.
Es kann nun, in Anlehnung an die Arbeitsweise des bekannten Tirrillreglers, dafür gesorgt werden, dass die Wicklung 5 der Hilfserregermaschine 3 durch den Schalttransistor 9 immer dann eingeschaltet wird, wenn die Ist-Spannung am Kondensator 20 kleiner ist als die Sollspannung am Kondensator 17.
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Hierzu sind diese beiden Kondensatoren als Quellen der beiden miteinander zu vergleichenden Spannungen über je einen Gleichrichter 21 bzw. 22 mit einem gemeinsamen Widerstand 23 verbunden.
In Serie zum Gleichrichter 21 liegen noch die Widerstände 24, auf die noch zurückzukommen sein wird; in Serie zum Gleichrichter 22 liegt der aus dem Widerstand 25 bestehende Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung. Im vorliegenden Beispiel wird diese durch den bekannten Schmidt-Trigger gebildet, der mit zwei Transistoren A und B bestückt ist, ausserdem noch die Widerstände 26 bis 30 umfasst und aus der Quelle 31 gespeist ist.
Unter der Voraussetzung, dass der gemeinsame Widerstand 23 wesentlich grösser ist als die in Serie zu den Gleichrichtern liegenden Widerstände 24 und 25, ist leicht erkennbar, dass ein Strom durch einen der Gleichrichter 21 oder 22 nur dann fliessen kann, wenn die zugeordnete Spannung höher ist als die mit ihr zu vergleichende Spannung. So hört z. B. ein Strom im Gleichrichter 22 ganz unabhängig von der absoluten Höhe der Spannungen zu fliessen auf, sobald die Spannung am Kondensator 20 diejenige am Kondensator 17 geringfügig übersteigt. Damit hört aber auch der Stromfluss durch den Widerstand 25 auf, und die Kippanordnung geht in den anderen stabilen Zustand über. Gemäss der Voraussetzung soll der Widerstand 23 mindestens den zwanzigfachen Wert der Widerstände 24 oder 25 haben.
Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, bei einer an den Kondensatoren 17 und 20 liegenden Spannung von ungefähr 100 V für den Widerstand 23 einen Wert von 22 ... 47 k S2 und für die Widerstände 24 und 25 einen Wert von je 1000 Q zu wählen.
Das Ausgangssignal der Kippanordnung, welches am Widerstand 29 auftritt, steuert über einen Verstärker mit Transistor C den Schalttransistor 9, der, wie schon erwähnt, den Strom in der Erregerwicklung 5 beeinflusst. Durch die erfindungsgemässe Anwendung einer bistabilen Kippanordnung ist sichergestellt, dass der Schalttransistor stets eindeutig ein- oder ausgeschaltet ist, dass er also niemals in einer für ihn schädlichen Zwischenstellung verbleiben kann.
Die grosse elektrische Trägheit von Generator, Erregermaschine und Hilfserregermaschine würde ohne besondere Massnahmen keine stabile Regelung ermöglichen. Es sind deshalb die Rückführungsnetzwerke 32 vorgesehen, welche proportional sind zu Erregermaschinenspannung und -strom, sowie zu Hilfs- erregermaschinenspannung und -strom. Diese Spannungen werden, wie in der Zeichnung symbolisch dargestellt, an die Widerstände 24 gelegt, die in Serie zum Gleichrichter 21 geschaltet sind.
Die rückgeführten Spannungen addieren sich also zur Ist-Spannung; und die Verhältnisse sind so gewählt, dass das gesamte System Schwingungen ausführt mit einer Periode, die kurz ist im Vergleich zu den Zeitkonstanten der Maschinen.
Es ergibt sich daraus eine stabile Regelung der Generatorspannung. Gegenüber bekannten Regeleinrichtungen weist die hier beschriebene Einrichtung im wesentlichen die folgenden Vorteile auf: Sie umfasst keine bewegten Teile, insbesondere keine Kontakte, und bedarf daher praktisch keiner Wartung; sie lässt sich kleiner und billiger konstruieren als ein Tirrillregler; die Gewinnung und Zuführung der miteinander zu vergleichenden Spannungen und ihrer Komponenten, insbesondere der rückgeführten Spannungen, kann in hoch- ohmigen Kreisen ohne grossen Leistungsverlust geschehen.
Die Fig. 2 zeigt als zweites Ausführungsbeispiel einen Gittersteuersatz für Stromrichter, das heisst eine Anordnung zur Erzeugung von in der Phase regelbaren Impulsen, die zur Zündung von gittergesteuerten Stromrichtern geeignet sind.
Der Funktion des gezeigten Gittersteuersatzes liegt das an sich bekannte Prinzip der sogenannten Sinusvertikalsteuerung zu Grunde. Hierzu wird eine Sinusspannung U' verwendet, die phasengleich mit der den Stromrichter speisenden Netzwechselspannung verläuft. Zu dieser Sinusspannung wird gemäss Fig. 3 eine konstante Gleichspannung Uk von solcher Grösse addiert, dass die Summe U" - U; + U" stets positiv ist.
Der Momentanwert von U" wird verglichen mit der variablen Steuergleichspannung U,.. Ein Zündimpuls soll immer dann auftreten, wenn die Differenzspannung U" - U\. von negativen Werten her durch Null geht, das heisst jeweils beim Phasenwinkel a. Der besondere Vorteil der Sinusvertikal- steuerung liegt darin, dass die vom Stromrichter abgegebene Gleichspannung linear mit der Steuerspannung Uv. zusammenhängt.
Mit Rücksicht auf die Anforderungen des Stromrichterbetriebes muss die Impulslage im Intervall 0 < a < 150" verschiebbar sein. Der Wert 150 steht hier als Beispiel; oft werden gewisse Abweichungen nach oben oder unten zweckmässig sein. Es sollte weiterhin dafür gesorgt sein, dass im Intervall 1500 < a < 360" keine Impulse entstehen können. Anzustreben ist ferner, dass auch bei rasch verlaufenden Schwankungen der Netzspannung keine Impulse ausfallen, und dass ein allfälliger Kurzschluss zwischen Steuergitter und Kathode des Stromrichters keine für den Gittersteuersatz schädlichen Folgen mit sich bringt.
Alle diese Anforderungen lassen sich mit der dargestellten Regeleinrichtung erfüllen.
Es liegt nahe, die in derartigen Gittersteuersätzen verwendeten steuerbaren elektrischen Entladungsgefässe durch Transistoren zu ersetzen. Ein solcher Ersatz würde aber gewisse Nachteile mit sich bringen. Zur möglichst genauen Festsetzung der Impulslagen müssen schleifende Schnitte zwischen den miteinander zu vergleichenden Spannungen U" und UV vermieden werden; diese Spannungen müssen also möglichst hoch sein.
Anderseits ist die eingangs- seitige Belastbarkeit der Transistoren beschränkt, und zwar sowohl hinsichtlich der Sperrspannung wie auch des Durchlassstromes. Es müssen also Span-
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nung und Strom im Eingangskreis der Transistorschaltung begrenzt werden; und dies ist in Anbetracht der hohen Spannungen und der niedrigen Widerstände nicht ohne beträchtlichen Leistungsverlust möglich. Die dargestellte Einrichtung vermeidet diesen Nachteil, und zwar in erster Linie dadurch, dass die Begrenzung durch spannungsfeste Gleichrichter in hoch- ohmigen Stromkreisen erfolgt, so dass selbst bei Anwendung hoher Spannungen die Leistungsverluste sehr gering bleiben.
Bei der Anwendung gemäss Fig.2 werden die Spannungen U" und U t. miteinander verglichen. Bei der Spannung U. kann es sich um eine von Hand einstellbare Spannung oder um die Ausgangsspannung eines vorgeschalteten Reglers handeln. Die Quelle für die Spannung U" umfasst die miteinander in Serie geschalteten Teile 35 (Quelle für Gleichspannung UJ und 36 (Transformator für Wechselspannung U) sowie das RC-Glied 37, 38, auf das noch zurückzukommen sein wird.
Die Quelle für die Spannung U, ist über den Gleichrichter 33 mit dem Widerstand 34 verbunden. Die Quelle für die Spannung U" ist über den Gleichrichter 39 ebenfalls mit dem Widerstand 34 verbunden; in Serie zum Gleichrichter 39 liegt noch der aus dem Widerstand 40 bestehende Eingangskreis einer bistabilen Kippanordnung. Diese ist auch im vorliegenden zweiten Ausführungsbeispiel durch den bekannten Schmidt-Trigger gebildet, der mit den Transistoren 41 und 42 bestückt ist, ausserdem noch die Widerstände 43 bis 47 umfasst und aus. der Quelle 48 gespeist ist.
Das Ausgangssignal der Kippanordnung, welches am Widerstand 46 auftritt, steuert den Schalttransistor 49, und zwar über das Differenzierglied 50, 51, welches bei jedem Umkippen der bistabilen Kippanord- nung dem Schalttransistor einen kurzen Impuls zuführt. Es ist leicht erkennbar, dass jeweils dann ein negativer Impuls an den Schalttransistor abgegeben wird, wenn die Spannung U" die Spannung U, von unten her überschreitet, also jeweils bei den Phasen a (Fig. 3). Die zwischen den negativen Impulsen auftretenden positiven Impulse sind ohne weiteres Interesse.
Durch die erfindungsgemässe Verwendung einer Kippanordnung ist sichergestellt, dass die den Schalttransistor steuernden negativen Impulse stets dieselbe Gestalt aufweisen, ganz unabhängig davon, wie gross der Schnittwinkel zwischen den Kurven für (I" und Uv ist.
Die Formung der dem Stromrichter zuzuführenden Zündimpulse -geschieht durch eine Rückkopplungsschaltung, in welche als aktives Schaltelement der Schalttransistor 49 selbst aufgenommen ist. Bei jedem Eintreffen eines negativen Impulses vorn Dif- ferenzierglied 50, 51 her verbindet der Schalttransistor 49 die Primärwicklung 52 des Rückkopplungstransformators mit der Stromquelle 53.
Die Sekundärwicklung 54 treibt sofort über den in Durchlassrich- tung beanspruchten Gleichrichter 55 und den einstellbaren Widerstand 56 einen Rückkopplungsstrom durch den Schalttransistor; gleichzeitig entsteht in der zweiten Sekundärwicklung 57 der Zündimpuls. Die Dauer dieses Impulses ist gegeben durch die Spannungszeitfläche, die der Rückkopplungstransformator aufnehmen kann.
Beim Eintritt der Eisensättigung wächst nämlich der Kollektorstrom des Schalttransistors an, während der Basisstrom abnimmt. Sobald letzterer nicht mehr dazu ausreicht, den Transistor voll leitend zu erhalten, nimmt der magnetische Fluss im Transformatoreisen ab, und der Strom durch den Transistor wird abgeschaltet.
Die Rückstellung der ganzen Rückkopplungsschaltung geschieht erst nach Verlöschen der Entladung im Stromrichter 58, da dessen Gitterstrom auch nach Aufhören des Transistorstromes den Eisenkern des Rückkopplungstransformators in gesättigtem Zustand erhält. Die Wicklung 59 ist von einem durch den Widerstand 60 bestimmten Gleichstrom durchflossen und dient zur Entmagnetisierung des Eisenkerns bei der Rückstellung. Während des Rückstellvorganges addiert sich die in der Primärwicklung 52 induzierte Spannung zur Spannung der Quelle 53 und beansprucht den Schalttransistor in Sperr- richtung. Der Gleichrichter 61 hält diese zusätzliche Spannung während der Dauer des Rückstellvorganges konstant auf dem Wert der von der Quelle 62 stammenden Spannung.
Diese wird so eingestellt, dass die Spannungszeitfläche der Rückstellperiod'e gleich der durch die geforderte Impulsdauer bestimmten Spannungszeitfläche der Leitperiode ist.
Der kurz erwähnte Gleichrichter 55 verhindert, dass die vom Differenzierglied 50, 51 ankommenden Impulse nutzlos über die Sekundärwicklung 54 flie- ssen. Es steht also die gesamte Energie dieser Impulse für das Anstossen der Rückkopplungsschaltung zur Verfügung. Der parallel zum Gleichrichter 55 liegende Widerstand 63 dient in Verbindung mit dem Widerstand 51 zur Stabilisierung des Schalttransistors 49 in den Sperrperioden.
Der ebenfalls kurz erwähnte einstellbare Widerstand 56 dient zur Einstellung des Basisstromes des Schalttransistors; seine Verwendung ist mit Rücksicht auf die verhältnismässig grossen Streuungen in den Eigenschaften der Transistoren zweckmässig.
Die geforderte Kurzschlusssicherheit des Gittersteuersatzes ist dadurch gegeben, dass die Rückkopplungsschaltung durch die vom Differenzierglied 50, 51 stammenden Impulse nur angestossen wird, so dass eine Belastung des gefährdeten Schalttransistors über die Dauer dieser Impulse hinaus auch bei einem Kurzschluss an der Wicklung 57 nicht besteht.
Im Fall, dass bloss geringere Impulsenergien gebraucht werden, kann die Schaltleistung des Transistors 42 unmittelbar zur Steuerung z. B. von Thyra- trons dienen.
Es wird nun noch der Zweck des schon erwähnten RC-Gliedes 37, 38 und der mit diesem verbundenen Schaltelemente erläutert. Dieser zusätzliche Schaltungsteil erfüllt zwei Funktionen: er verhindert das Auftreten von Zündimpulsen im Intervall
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150 G a G 360 , und er ermöglicht die Bildung von Zündimpulsen auch bei rasch verlaufenden Netzspannungsschwan- kungen. Wird beispielsweise angenommen, d'ass sich die Netzspannung plötzlich vermindert, so folgt die Spannung US dieser Veränderung ohne Verzögerung,
während sich die durch Gleichrichtung und Filterung gewonnenen Gleichspannungen Ul; und U. nur verhältnismässig langsam verändern. Wenn in einem solchen Fall die Lage der Zündimpulse in der Nähe von a = 0 gewählt ist, wird während einer gewissen Zeit kein Überschneiden der Kurven U" und U, stattfinden, und es können keine Zündimpulse erzeugt werden. Ist aber die Lage der Zündimpulse in der Nähe von a = 150 gewählt, so wird eine unzulässige Verschiebung der Zündimpulse nach grösseren Werten von a hin eintreten.
Der Transistor 64 wird durch die aus dem Transformator 65 stammende Wechselspannung jeweils während der Dauer einer Halbperiode ge- öffnet. Die Primärwicklung dieses Transformators ist so mit zwei Leitern des speisenden Dreiphasennetzes verbunden, dass der Transistor jeweils während der Intervalle 150 _"' a Z-_ 330 leitend ist.
Der Kollek- torstrom dieses Transistors fliesst als zusätzlicher Strom durch den Eingangskreis der bistabilen Kipp- anordnung, das heisst durch den Widerstand 40, und bewirkt damit, dass der Transistor 41 des SchmidtTriggers im genannten Intervall stets eingeschaltet ist, unabhängig davon, welche von den Spannungen U" und U,_ die grössere ist. Es kann also gegebenenfalls am Anfang dieses Intervalls ein Zündimpuls entstehen, niemals aber innerhalb des Intervalls. Am RC-Glied 37, 38 wird nun durch diesen zusätzlichen Strom ein Spannungsabfall d U erzeugt, dessen Verlauf durch die gleich bezeichnete Kurve in Fig. 5 dargestellt wird.
Dieser Spannungsabfall addiert sich gemäss der untersten Kurve der Fig. 3 zur Spannung U,; es wird also im Endeffekt die Spannung nach der Kurve U" + d U mit der Steuerspannung U, verglichen. Es ist leicht ersichtlich, dass nunmehr die früher angegebenen Mängel beseitigt sind.
Unter der Voraussetzung, dass die Verminderung der Spannung U. bei Netzspannungsschwankungen nicht grösser ist als die Höhe d U der aus dem RC-Glied stammenden zusätzlichen Spannung, besteht bei beliebig raschem Verlauf der Schwankung und bei beliebiger Einstellung des Zündzeitpunktes a stets ein Schnittpunkt zwischen den Kurven U, + d U und U, Es fallen also keine Zündimpulse aus. Anderseits kann eine Verzögerung der Impulslage über a = l50 hinaus ebenfalls nicht eintreten, nachdem der zusätzliche Strom die bistabile Kippanordnung spätestens bei a = 150 betätigt.
Durch einfache zusätzliche Mittel können die Grenzen des Intervalls verstellbar gemacht werden; beispielsweise indem die Spannung des Transformers 65 in ihrer Phase verschoben wird, oder dem Transistor 64 die Summe einer Wechselspannung und einer einstellbaren Gleichspannung zugeführt wird.
Der Kurvenverlauf der Spannung d U ist im allgemeinen bei a =l50 nicht symmetrisch zu jenem bei a = 330 . Der Verlauf bei a = 330 ist durch die Wahl der Elemente 37, 38 bestimmt und muss bei allen Phasen einer üblicherweise mehrphasigen Anordnung identisch sein. Eine kleine Zeitkonstante der RC-Kombination 37, 38 gibt den Vorteil einer schärferen Impulslage im Gebiet a = 0 ohne die Gefahr schleifender Schnitte zwischen den Spannungen U,. und U, + .,1 U. Der Ausschaltpunkt des Transistors 64, oben bei cc = 330 , muss dabei näher gegen a = 360 verschoben werden.