Transistor unipolaire pour très hautes fréquences La présente. invention a pour objet un transistor unipolaire pour très hautes fréquences, à effet de champ.
On connaît déjà des transistors à effet de champ qui sont basés sur le principe de la variation de la surface de la section droite d'un flux de porteurs de charges dans un bâtonnet semi-conducteur au moyen d'un champ électrique transversal. Ce flux de porteurs sera appelé dans ce qui va suivre canal conducteur .
Ces transistors à effet de champ sont des transis tors unipolaires qui ont un circuit d'entrée compre nant un contact redresseur (ou une jonction n-p) mais leur circuit de sortie contrairement à celui des transistors bipolaires, ne possède ni contact redres seur ni jonction n-p. De plus, alors que dans le cas des transistors bipolaires le contact redresseur (ou la jonction n-p) du circuit d'entrée est polarisé dans le sens direct afin de provoquer une injection de por teurs minoritaires,
il est polarisé dans le sens inverse dans le cas des transistors à effet de champ afin de provoquer l'apparition d'une charge d'espace.
Dans le brevet suisse Ne 329913, on a décrit un transistor à effet de champ dans lequel le canal con ducteur a une configuration cylindrique et qui offre de multiples avantages par rapport aux formes utili sées ou envisagées jusqu'ici.
Une des particularités de ce type de transistor est d'être utilisable dans une large bande de fré quences et notamment de permettre une amplifica tion de signaux à relativement haute fréquence avec un gain convenable.
Toutefois, dans les formes décrites jusqu'ici, y compris celle dont il est question dans le brevet pré cité, il existe des limitations gênantes à la bande de fréquences, utilisables avec ces transistors et résultant essentiellement des deux facteurs suivants 1) La capacité équivalente Ce de l'électrode de commande par rapport au canal conducteur et la résistance équivalente Re de ce canal donnent une constante de temps T,= R,Ce .
Dès lors la fréquence de coupure est
EMI0001.0020
2) Le temps, transit Tt des porteurs de charges d'une extrémité à l'autre de l'électrode de commande donne une fréquence limite d'utilisation exprimée par la formule suivante
EMI0001.0028
où U est la vitesse des porteurs, de charges et L la longueur de l'électrode de modulation.
En pratique, la condition (1) est beaucoup plus restrictive que la condition (2) et donne une limite de fréquence beaucoup plus basse.
On doit donc chercher en premier lieu à réduire la constante de temps R,C,. Toutefois, de grosses difficultés surgissent sur cette voie.
En effet, lorsqu'on réduit la longueur L de l'élec trode de commande, le champ électrique dans le canal dépasse rapidement la valeur critique à par tir de laquelle la mobilité des porteurs de charge n'est plus constante.
La variation de cette mobilité se pro, duit d'abord proportionnellement à E-1/2 (où E est l'intensité du champ électrique) pour tendre finale ment vers une proportionnalité en E-1, la vitesse des porteurs ne pouvant pas dépasser une valeur limite qui, par exemple, pour des électrons dans, du germa nium du type n,
est d'environ 6.106 centimètres par seconde (données expérimentales de E.J. Ryder, Phy- sical Review du ter juin 1953, p. 766-769). De la sorte, la résistivité du canal croît d'abord propor- tionnellement à E222 et ensuite à E. Finalement, mal gré la réduction de la longueur de l'électrode, la ré sistance Re demeure constante.
D'autre part, lorsque la longueur de l'électrode de commande devient de l'ordre de. grandeur de la moitié de la dimension transversale du canal (du rayon dans le cas de la configuration cylindrique, de la moitié du petit côté de la section rectangulaire dans le cas de la configuration parallélépipédique), la capacité Ce ne diminue plus à peu près propor tionnellement à L, l'effet des bords se traduisant ici par une capacité parasite de plus en plus notable.
Enfin, plus l'électrode de commande est courte, plus il devient difficile d'évacuer la chaleur produite par l'énergie dissipée dans le canal.
On est ainsi conduit à rechercher la solution dans la réduction de la dimension transversale du canal et une augmentation parallèle de la conductivité du semi-conducteur utilisé (par exemple, du germanium ou du silicium). De la sorte, on peut diminuer la lon gueur L, tout en bénéficiant à la fois de la réduction de Re et de Ce . D'autre part, l'énergie à dissiper demeure encore dans les limites acceptables.
Toutefois, on se heurte alors à des difficultés de réalisation et en définitive la limite pratique de fré quence d'utilisation devient de l'ordre de 300 Mc/s.
Le but de l'invention est de réaliser des transistors unipolaires dans lesquels cette limite de fréquence est reculée d'environ un ordre de grandeur, ce qui permet d'atteindre des fréquences d'emploi de l'or dre de 5000 Mc/s.
Le transistor unipolaire pour très hautes fréquen ces selon l'invention, qui est à effet de champ, com prend un bâtonnet d'un corps semi-conducteur ayant un type donné de conductivité et présentant une partie amincie au voisinage du milieu de sa lon gueur, deux électrodes d'extrémité situées sur les faces terminales du bâtonnet et ayant un contact ohmique avec le bâtonnet, une première électrode métallique de commande entourant la partie amincie et ayant un contact redresseur avec le bâtonnet ;
il est caractérisé en ce qu'il comprend au moins une seconde électrode métallique de focalisation entou rant la partie amincie et ayant un contact redresseur avec le bâtonnet, ladite seconde électrode de focali sation étant située avant l'électrode de commande dans le sens de propagation des porteurs de charges dans le bâtonnet semi-conducteur.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, un transistor connu, deux formes d'exécution du transistor ïobjet de l'invention et dés graphiques explicatifs.
La fig. 1 rappelle le schéma de principe d'un transistor à effet de champ ; les fig. 2 et 3 montrent la variation du profil et de la section du canal conducteur, le long de celui-ci, ainsi que la résistance linéique du canal et de la ca pacité linéique entre le canal et l'électrode de com mande, respectivement pour des configurations pa- rallélépipédique et cylindrique du canal d'un transis tor tel que celui visible à la fig. 1 ;
les fig. 4 et 5 montrent pour ces deux configura tions, la variation de la résitance linéique du canal en fonction de la différence de potentiel entre celui- ci et l'électrode de commande ; la fig. 6 représente schématiquement un transis tor à effet de champ à double électrode et consti tuant la première desdites formes d'exécution ; les fig. 7 et 8 montrent la variation de la sec tion du canal conducteur et de sa résistance globale sous l'effet du signal à amplifier dans le cas du transistor de la fig. 6 ;
les fig. 9, 10, 11 sont des figures homologues des fig. 6, 7 et 8, dans le cas d'un transistor à effet de champ à triple électrode et constituant la seconde desdites formes d'exécution ; les fig. 12 et 13 montrent comment on peut, en variante brancher les transistors constituant ces deux formes d'exécution.
La fig. 1 rappelle le schéma électrique d'un trans istor à effet de champ. Entre deux électrodes d'ex trémité 1 et 2 ayant un contact ohmique avec un bâtonnet semi-conducteur passe un courant fourni par une source de courant 3. L'électrode de com mande 4 sur laquelle agit à la fois la source de pola risation 5 et le signal produit par le générateur 6 est une électrode disposée autour de la partie amincie 8 du corps semi-conducteur. Elle présente avec le bâ tonnet semi-conducteur un contact redresseur.
Le signal amplifié est recueilli aux bornes de la résis tance d'utilisation 7. Les polarités des sources de courant représentées sur la fig. 1 correspondent au cas d'un corps semi-conducteur de type n, par exem ple de germanium de type n.
Il y a lieu de noter, d'une part, que, ainsi qu'il a été dit au début du mémoire descriptif, pour un corps semi-conducteur d'un type donné, le contact redresseur 4-8 du circuit d'entrée fonctionne en sens inverse alors que dans les transistors bipolaires, il fonctionne dans le sens direct afin d'injecter des porteurs minoritaires et, d'autre part, qu'il n'y a pas ici de contact redres seur dans le circuit de sortie qui est purement ohmi- que.
La fig. 2 montre, dans le cas d'une partie amin cie 8 de forme parallélépipédique et, par suite, dans le cas d'un canal de section rectangulaire une courbe 9 donnant la largeur a de la zone occupée par des charges d'espace, une courbe 10 donnant la sec tion s du canal conducteur, une courbe 11 donnant la résistance linéique r et une courbe 12 donnant la capacité linéique CI en fonction de l'abscisse x d'un point du canal. Ces courbes correspondent au cas où la tension de polarisation étant nulle,
on applique entre les électrodes terminales 1 et 2 une tension Vo donnant la striction complète, c'est-à-dire telle que pour la valeur L de l'abscisse x, les char ges d'espace occupent la totalité de la partie amincie. A représente la moitié du petit côté du rectangle délimitant le canal à l'entrée dans l'électrode de mo- dulation, L la longueur totale du canal, et S sa sec tion totale à l'origine.
La fig. 3 est analogue à la fig. 2, mais dans le cas où la partie amincie 8 du transistor a une forme cylindrique de rayon R. La courbe 9' donne la di mension radiale a de la zone occupée par des char ges d'espace, la courbe 10' la section s du canal con ducteur, la courbe 11' la résistance linéique rl et la courbe 12' la capacité linéique CI. Comme dans le cas de la fig. 3, S désigne la sectione. totale du canal à l'origine.
La fig. 4 représente une courbe 13 donnant, dans le cas de la section rectangulaire du canal, la résis tance linéique r, du canal à l'extrémité du goulot si tuée du côté anode et cela en fonction de la ten sion V appliquée entre l'anode 2 et l'électrode de commande 4, Vo étant la tension correspondant à la striction. La fig. 5 représente une courbe 13' se rap portant au cas de la section circulaire du canal.
L'effet de commande du signal à amplifier le long de la section du canal ne s'exerce efficacement que sur une faible portion et notamment sur la por tion la plus. restreinte du canal, sur laquelle la ten sion appliquée est proche de Vo .
Pour s'en rendre compte, il suffit de remarquer la forme particulière de la courbe 11 ou 11' donnant<I>ri</I> en fonction de<I>x</I> et de se reporter aux fig. 4 et 5 donnant la variation de la résistance linéique du canal en fonction de la tension appliquée donc en fonction du champ élec trique transversal.
Cependant, c'est la capacité totale du canal vis- à-vis de l'électrode de commande qui intervient dans la constante de temps R,,C, Or, on constate sur les fig. 2 et 3 (courbes 12 et 12') que la capacité linéique C, est d'autant plus importante que la section du canal est plus grande ; on conçoit ainsi que la cons tante de temps R,C, est due en majeure partie à la portion de l'électrode sur laquelle l'effet de com mande du signal à amplifier est pratiquement négli geable.
Cette portion de l'électrode est pourtant indis pensable pour amener le canal à un état de striction permettant une action efficace du signal mais il appa- rait parfaitement superflu que celui-ci y soit appli qué. L'idée à la base des formes d'exécution que l'on va décrire consiste à supprimer cet effet inutile, en éliminant du même coup la capacité parasite qui en résulte.
En même temps. la durée de transit qui est l'inverse de f", donnée par la formule (2) et qui est, par suite, comme le montre cette formule, propor tionnelle à la longueur de l'électrode de modulation, se trouve considérablement réduite.
La fig. 6 représente schématiquement un trans istor à effet de champ constituant la première des- dites formes d'exécution et permettant d'atteindre le but recherché (comme sur la fig. 1, les polarités des sources correspondent au cas d'un semi-conducteur du type n). L'électrode annulaire de modulation est partagée en deux parties. La plus longue des deux, la partie amont 14, joue un rôle semblable à celui d'une lentille qui concentre un faisceau de porteurs de charges.
On l'appellera dans ce qui suit lentille amont (sens compté suivant le déplacement des électrons) pour la différencier d'une lentille aval dont il sera question plus loin. L'autre partie 15, nette ment plus courte, joue le rôle d'un goulot dont l'effet s'exerce sur le canal à la suite de la striction de celui-ci ;
l'effet modulateur sur la résistance du canal peut ainsi être important, malgré la faible lon gueur de la portion intéressée. Seul le goulot 15 est soumis à l'action du signal, la lentille 14 n'étant, elle soumise qu'à la tension de polarisation de la source 5. Les autres notations sont les mêmes que sur la fig. 1.
La fig. 7 illustre l'action de la disposition dé crite, la tension de polarisation de la source 5 étant supposée nulle. Le goulot 15 agit sur le canal après la striction de celui-ci obtenue par la lentille amont 14. En traits pointillés sont représentées à titre indi catif les, limites de variation du profil du canal sous l'effet de la tension de modulation appliquée au gou lot 15.
Le profil 16 du canal est celui qui correspond à une valeur nulle du signal produit par le généra teur 6 ; le profil 16' est celui qui correspond à l'am plitude maximale négative de ce signal et le profil 16" est celui qui correspond à l'amplitude maximale positive.
La fig. 8 montre la variation correspondante de la résistance du canal. La courbe 17, en trait plein représente la résistance globale Re du canal 16 en fonction de l'abscisse x, le goulot 15 étant à la ten sion de l'électrode 14. Les. courbes. 17' et 17" repré sentent respectivement les résistances globales des canaux 16' et<B>16"</B> et montrent les limites. entre les quelles, peut varier la résistance du canal sous l'effet de la tension modulatrice appliquée au goulot 15.
La tension du signal est appliquée entre le goulot et la lentille ; elle se répartit donc entre les. capa cités goulot-canal et canal-lentille. Toutefois, cette dernière capacité étant beaucoup plus grande que la première, la presque totalité de cette tension exerce son effet sur l'espace goulot-canal.
En effet, la longueur du goulot n'est qu'une faible fraction., normalement inférieure au dixième de celle de la lentille. Le champ produit par le goulot est bien délimité à l'amont par la lentille, à l'instar d'un anneau de garde ;
par contre, à l'aval il inté resse une portion du canal débordant le contour du goulot du fait de l'effet de bords. Ainsi, la capacité effective du goulot vis-à-vis du canal, tout en, demeu rant très. faible, est cependant sensiblement majorée par cet effet parasite.
On peut remédier à cet inconvénient par un dis positif à double lentille suivant la fig. 9 qui repré sente la deuxième forme d'exécution de l'objet de l'invention. Les lentilles amont 19 et aval 21 sont reliées électriquement en parallèle et conjuguent leurs.
effets pour rendre le profil du canal particulièrement sensible à l'action du goulot. D'autre part, elles jouent vis-à-vis de celui-ci le rôle d'un anneau de garde en délimitant convenablement la structure du champ électrique du goulot et réduisant pratiquement au minimum la capacité parasite.
Enfin il en résulte un autre avantage, à savoir que la résistance équivalente qui intervient dans la constante de temps i, est elle- même considérablement diminuée ainsi que cela sera indiqué plus loin.
A la fig. 10, le, numéro de référence 22 désigne le canal conducteur pour une tension de signal nulle, 22' est le canal correspondant à un signal d'ampli tude négative maximale et 22" le canal correspon dant à un signal d'amplitude positive maximale. On voit que le canal 22 n'est pas amené à la striction complète à l'extrémité du goulot située du côté anode comme l'était le canal 16 de la fig. 7 mais qu'il est seulement amené à avoir sous le goulot une faible section et de préférence sans qu'il y ait au-delà une zone de pleine striction.
On obtient ce profil en utili sant une tension de polarisation notable et une ten sion d'anode nettement inférieure à la tension de striction complète.
On aura, d'autre part, avantage à ce que la lon gueur de la lentille aval 21 soit sensiblement plus faible que celle de la lentille amont 19 tout en de meurant notablement plus grande que la longueur du goulot 20; on donnera plus loin un exemple numé rique fixant les idées. Cette répartition des lentilles est par ailleurs favorable à la réalisation d'un par tage en parties à peu près égales de la résistance du canal de part et d'autre du goulot donnant une va leur minimum à la résistance. résultante.
La fig. 11 représente à titre indicatif une courbe 23 donnant la résistance globale Re du canal en fonc tion de l'abscisse x, le goulot 20 étant à la tension des électrodes 19 et 21 et des courbes 23' et 23" représentant les limites entre lesquelles peut varier cette résistance sous l'effet de la tension modulatrice appliquée au goulot 20.
Ainsi que cela a été dit, la résistance du circuit d'entrée, c'est-à-dire du circuit de l'électrode de gou lot est plus faible dans le transistor de la fig. 9 que dans celui de la fig. 6. Ceci peut être vu par le rai sonnement qualitatif suivant.
Si l'on se place à la sortie du goulot du côté de l'anode, au point M des fig. 8 et 11, on observe que, dans le cas de la fig. 8, toute la résistance du canal représentée par le seg ment MP est pratiquement comprise entre la cathode et le goulot puisqu'au-delà du goulot vers l'anode le canal n'est soumis à aucune contrainte et occupe la totalité de la section du bâtonnet semi-conducteur ; la résistance de la partie du canal comprise entre le goulot et l'anode est très faible.
Dans le cas de la fi-. 11 au contraire, la résistance du canal comprend la partie MP située entre la cathode et le goulot et la partie MQ située entre le goulot et l'anode et ces deux résistances, partielles. sont en parallèle vis-à-vis du signal d'entrée.
Il est évident que l'on peut faire déplacer à vo lonté le point de fonctionnement du goulot dans la zone comprise entre les courbes 23 et 23' ou entre les courbes 17 et 17' au moyen d'une faible polari sation du goulot, aussi bien pour un transistor à simple lentille que pour un transistor à double len tille. Les schémas, correspondants sont donnés sur la fig. 12 pour le premier cas et sur la fig. 13 pour le deuxième, la source de polarisation du goulot étant représentée par 25.
Afin de fixer les idées, on donnera ci-après à titre simplement indicatif les. caractéristiques dimension nelles et électriques d'un modèle de réalisation d'un transistor à simple lentille et ces mêmes caractéris tiques pour un modèle de réalisation d'un transistor à double lentille. Le matériau semi-conducteur est dans les deux cas, du germanium de. type n ayant une concentration d'impuretés. de 1,6 .1014 par cm3 à laquelle correspond une résistivité de 10 ohm cm.
Diamètre de. la gorge (partie restreinte), = 6.10-3 cm, d'où résulte une tension correspon dant à la striction complète du canal conducteur V, - 40 volts. Caractéristiques dimensionnelles et électriques d'un transistor à simple lentille longueur de l'électrode-lentille . . . . 1,5.10- - cm longueur de l'électrode-goulot<B>....</B> 0,05.10- cm distance entre ces deux électrodes 0,1.10-2 cm tension d'alimentation d'anode<B>....</B> 40 volts tension de polarisation de goulot . .
0 volt fréquence limite d'emploi . . . . . . . . 600 Mc/s Caractéristiques dimensionnelles et électriques d'un transistor à double lentille longueur de l'électrode - lentille- amont <B>.......</B> . . . . . . . . . _ . . . 10-2 cm longeur de l'électrode-goulot . . . 0,05.10- cm longueur de l'électrode-lentille-aval 0,5.10-2 cm distance entre l'électrode-goulot et chaque électrode-lentille <B>....</B> . .
0,1.10- cm tension d'alimentation d'anode<B>....</B> 25 volts tension de polarisation de goulot. . - 6 volts fréquence limite d'emploi<B>.......</B> . 5000 Mc/s Dans les deux cas qui précèdent, la fréquence limite d'emploi résulte de la constante de temps et non du temps de transit.
Les temps de transit cor respondants sont en admettant pour vitesse moyenne des électrons U = 5.106 cm/sec. pour le transistor à simple lentille et U = 4,2.106 cm/sec. pour le trans, istor à double lentille et en supposant que la lon gueur L de la formule (2) vaut trois fois la longueur du goulot pour le premier transistor et une fois cette longueur pour le second transistor <I>-ut,</I> = 15.10--1/5.106 = 3.10-10 sec.
-ct = 5.10-4/4,2.106 = 1,19.10-10 sec. auxquels correspondent les, fréquences f",=3300Mc/s et f", = 8400 Mc/s respectivement plus élevées que 600 Mc/s, et 5000 Mc/s.
Dans les exemples considérés, la puissance de sortie est relativement faible. En effet, la puissance dissipée dans le transistor ne serait que de l'ordre de 10 mW et la puissance de haute fréquence de l'or- dre de 1 mW. Toutefois, cette puissance peut être largement accrue en, utilisant du germanium de plus faible résistivité.
En particulier, en prenant du ger manium pour lequel Q = 3 ohm. cm (N = 5,5.1014 par cm3), la tension de fonctionnement étant alors portée à V@z = -I- 80 volts, avec Vq = - 20 volts, la puissance dissipée atteindra 150 mW et la puissance de haute fréquence 15 mW environ.
La réalisation des électrodes de commande et auxiliaires décrites ci-dessus est particulièrement ai- sée dans le cas d'un transistor à configuration cylin- drique. On peut employer à cet effet le procédé et l'installation décrits dans le brevet mentionné au début du présent mémoire.
Cette installation comporte une cuve d'électro lyse dans laquelle un bâtonnet cylindrique de germa nium tourne autour de son axe de symétrie sous l'acr tien d'un moteur. Deux buses dont les; axes sont situés dans des plans radiaux passant par le bâton net et alimentées par des réservoirs d'électrolyte sous pression débouchent à l'intérieur de la cuve.
La première buse sert à la formation et au polissage électrolytique de la partie restreinte du bâtonnet et la deuxième à la formation d'un dépôt métallique, d'indium par exemple, la polarité de l'électrolyte étant négative par rapport à celle du germanium pen dant le polissage et positive pendant le recouvre ment galvanoplastique.
Cette installation est complétée par une troisième buse d'un. diamètre aussi faible que possible (de l'or dre de 50 à 80[,), alimentée par la solution de polis- sage.
On procède comme suit 1) On réalise la gorge comme expliqué dans le bre vet précité c'est-à-dire au moyen d'un jet d'élec trolyte sur le bâtonnet semi-conducteur (du ger manium par exemple) animé d'un mouvement de rotation. La gorge, une fois obtenue, on réalise également par jet, au moyen de la deuxième buse, le dépôt galvanoplastique (de l'indium par exem ple) représentant la lentille amont.
Par un jet de polissage consécutif au moyen de la troisième buse, on délimite exactement la longueur de cette électrode.
2) Ceci étant, on déplace la buse servant au dépôt galvanoplastique, de manière à former une deuxième électrode aussi voisine que possible de la première. Ensuite, par un polissage consécutif, au moyen de la troisième buse, on réduit sa lon gueur à celle requise pour le goulot ; d'autre part, on nettoie rapidement l'intervalle séparant le gou lot de la lentille.
Le dispositif suivant la fig. 6 est ainsi pratique ment réalisé. Pour réaliser le dispositif suivant la fig. 9, il suffit de répéter l'opération décrite en 2), pour déposer l'électrode lentille aval, en délimitant la longueur de celle-ci à la longueur requise.
Dans les deux cas, on termine l'opération par une mise sur un support, une soudure des. connexions des électrodes d'extrémité et intermédiaires. et la fermeture dans un capot étanche.
Il est bien entendu que, outre le germanium du type n envisagé à simple titre d'exemple, d'autres semi-conducteurs peuvent être utilisés pour la réali sation des transistors décrits et notamment :
le ger manium du type p, le silicium des types n ou p, et les composés intermétalliques des groupes III et V de la classification périodique, tels que par exemple, indium.-antimoine, indium-phosphore, gallium-arse- nic, aluminium-antimoine, etc.