CH363382A - Transistor-Oszillator für UKW-Frequenzen - Google Patents

Description

      Transistor-OsziUator    für UKW-Frequenzen    Bei Verwendung eines Transistors in einem       OsziEator    für     Ultrakurzwellen-Frequenzen,    ist es mit  den bisher bekannten Schaltungen schwierig, Schwin  gungen zu erzeugen oder diese über einen stetig       abstimmbaren    Bereich aufrechtzuerhalten, wie dies  z. B. bei einem     UKW-Rundfunk-Empfänger    erfor  derlich ist. Dies liegt an der starken     Frequenzabhän-          gigkeit    der Kennwerte des Transistors, insbesondere  der Steilheit. Der Phasenwinkel der Steilheit beträgt  bei einigen zur Zeit bekannten Transistoren in die  sem Frequenzbereich um<B>-900</B> und steigt ungefähr  linear mit der Frequenz.  



  Es ist eine     Oszillatorschaltung    mit Transistor mit  geerdeter Basis bekannt, bei der zum Ausgleich der  Phasendrehung<B>im</B> Transistor von z. B.<B>90,1</B> eine  entsprechende Phasendrehung dies     Rücklopplungs-          stromes    dadurch erreicht wird,     dass    der Kondensator  des     Kollektorschwingungskreises    an seinem vom       Kollektor    abgewendeten Ende statt     m-it    der Spule  dieses Schwingungskreises mit dem     Emitter    verbun  den wird     (brit.        Patentschrift        Nr.   <B>754713).</B> Diese  Schaltung,

   die ohne Rückkopplungsspule arbeitet,  hat den     Nach-teil,        dass    der kleine Eingangswiderstand  des Transistors in, den     Kollektorschwingungskreis    in  Reihe hineingelegt ist und ihn entsprechend- stark.       bedämpft,    wodurch die     Frequenzstabilität    herab  gesetzt und die     Anfachung    der Schwingungen er  schwert wird.  



  Die Erfindung beseitigt diesen Nachteil. Erfin  dungsgemäss wird die an der Basis oder am       Emitter    liegende Rückkopplungsspule des     Transistor-          Oszillators    so gross bemessen,     dass    sie mit der par  allel liegenden, wirksamen Kapazität des Transistors  einen Schwingungskreis bildet, der mit dem     Oszilla-          torschwingungskreis    gekoppelt ist und dessen Reso  nanzfrequenz so nahe bei der     Oszillatorfrequenz     liegt,     dass    der Phasenwinkel der Rückkopplungsspan-         nung    zusammen mit dem Phasenwinkel.

   der Steilheit  die für die Schwingungserzeugung erforderliche  Phasendrehung ergibt.  



  Der     Rückkopplungsschwingungskreis    und der       Kollektorschwingungskreis    bilden also zusammen ein  Bandfilter mit induktiver oder     kapazitiver    oder ge  mischter     Kopphing,    welches bekanntlich bei der Re  sonanzfrequenz des Sekundärkreises der -übertrage  nen Spannung um<B>900</B> -und bei einer Abweichung  von der Resonanzfrequenz nach der einen oder     an-          dem    Seite die Phase mehr oder weniger als<B>900</B>  dreht.  



  Die erfindungsgemässe Schaltung unterscheidet  sich von der erwähnten bekannten Schaltung in  zweierlei Hinsicht. Es wird nur ein Teil des Blind  stromes des     Kollektorschwingungskreises    zur Rück  kopplung benutzt. Dadurch wird zwar die     Rück-          kopphingsenergie    vermindert, so     dass    sie unter Um  ständen nicht mehr zur Schwingungserzeugung aus  reicht, jedoch kann diese Schwierigkeit bei     kapazi-          tiver    Rückkopplung dadurch beseitigt werden,     dass     parallel zur     Basis-Emitter-Strecke    eine     Induktivität     geschaltet ist,

   die oben als     Rückkopplungsspulz    be  zeichnet ist. Ihre Bemessung gestattet es, bei induk  tiver,     kapazitiver    oder gemischter Rückkopplung  weitgehend unabhängig von den Eigenschaften des  Transistors für eine gegebene Frequenz die günstigste  Phasendrehung im Rückkopplungszweig einzustellen.  Bei der bekannten Schaltung besteht dagegen neben  dem oben schon erwähnten Nachteil der schlechten       Frequenzstabilität    der weitere Nachteil,     däss    die  günstigste Phasendrehung im Rückkopplungszweig  nur bei einer durch den Transistor selbst gegebenen  Frequenz vorhanden ist.  



  Im folgenden wird die Erfindung an     Aus-          fübrungsbeispielen    näher erläutert.           Fig.   <B>1</B> und 2 zeigen Ausführungsbeispiele für  einen     erfindüngsgemässen        Transistor-Oszillator    mit       hochfrequenzmässig    geerdetem     Emitter        bzw.    Basis.

    Die Ersatzschaltung in     Fig.   <B>3</B> und das     Vektor-          diagramm    in     Fig.    4 dienen zur Erläuterung der     Wir.-          kungsweise.    In     Fig.   <B>5</B> ist als Beispiel die Anwendung  eines solchen     Oszillators    in einer selbstschwingenden  Mischstufe dargestellt.     Fig.   <B>6</B> und<B>7</B> zeigen eine<B>Ab-</B>  änderung mit     kapazitiver    Kopplung des Schwingungs  kreises und des Rückkopplungskreises.  



       Fig        ze        io        ,t        einen        Transistor        T        mit        Emitter        E,          Kollektor    K und Basis B. Der Widerstand R, (z. B.  <B><I>500</I></B><I> 2)</I> mit     überbrückungskondensator        C,    (z. B.  <B>1000</B>     pF)    dient in bekannter Weise zur Stromstabili  sierung und der Spannungsteiler     R#>    (z. B.<B>15<I>000</I></B>     #Q)     und R3 (z.

   B.<B><I>5000 Q)</I></B> zum Einstehen des     Gleich-          stromarbeitspunktes    des Transistors.<B>C2</B> (z. B.  <B>1000</B>     pF)    schliesst den Fusspunkt von L2 gegen Masse       hochfrequenzmässig    kurz. Am     Kollektor    K liegt der       Oszillatorschwingungskreis   <B>0</B> mit der     Kreisinduktivi-          tät    L,. Diese ist mit der Koppelspule L2 gekoppelt.

    Die Spule, L2 ist mit dem Eingangswiderstand R, des  Transistors, der relativ     niederohmig    ist und eine       kapazitive    Blindkomponente besitzt<B>-</B> in den Zeich  nungen mit     CF    bezeichnet<B>-</B> belastet.  



  In     Fig.   <B>3</B> ist der Rückkopplungszweig     heraus-          gezeichnet.    Zur besseren     übersicht    ist das Ersatz  schaltbild  & ,s, Transformators als     n-Glied    darge  stellt. Die     Längsinduktivität    ergibt sich zu  
EMI0002.0050     
    und die ausgangsseitige     Querinduktivität    zu  
EMI0002.0052     
    wobei M die     Gegeninduktivität    des Transformators  und K den Kopplungsfaktor darstellt.

   Anhand des       Vektordiagramms    der     Fig.    4 wird die Kompensation  des     Steilheits-Phasenwinkels    nachfolgend erläutert:  Die rückgekoppelte Spannung UR soll in Phase  mit der Spannung     UE    zwischen Basis und     Emitter     <B>-</B> von der ausgegangen werden soll<B>-</B> sein. Diese  Spannung<B>UB</B> ruft einen     Kollektorstrom        Z5K    hervor,  der auf Grund des Phasenwinkels<B>99</B> der Steilheit,  der Spannung<B>U,</B> in diesem Beispiel um<B>900</B> nacheilt.

    Die Spannung<B>UK</B> ist für die Resonanzfrequenz     f"     des     Oszillators    gegenphasig zu     ZSK.    Die Spannung       JIK    setzt sich entsprechend     Fig.   <B>3</B> aus     IIB    und Um  zusammen.<B>Um</B> erzeugt einen Strom     73G,    der der  Spannung Um um<B>901></B> nacheilt, der durch die Parallel  schaltung von L2, RE und C, fliesst.

   Der Strom     ZSG     verzweigt sich in die Teilströme     -2;L'2,        ZSCE    und       Z;m.    Bei geeigneter Wahl von L2 und gegebenem     CE     ist der Strom     rsRr    in Phase mit     U,

      und somit die  rückgekoppelte Spannung     URF    phasengleich mit     UB-          Eine    Änderung der     Steilheitsphase    beim     Durchstim-          .men    über einen gewissen Frequenzbereich wird    durch die Änderung der Phasenlage des     Oszillator-          kreises    ausgeglichen, so     dass    es möglich ist, mit an  nähernd konstanter     Oszillatoramplitude    den     UKW-          Rundfunkbereich    durchzustimmen.

   Eine Streuung  der     Steilheitsphase    zwischen den einzelnen Transistor  exemplaren ist durch Änderung der     Induktivität    L2,  die für diesen Zweck variabel gestaltet werden kann,  auszugleichen.  



  In     Fig.    2 ist ein anderer     Oszillator    dargestellt.  Bezüglich. der Stromstabilisierung und der Einstel  lung des     Gleichstromarbeitspunktes    enthält die     Fig.    2  dieselben     Schaltelemen-te    wie     Fig.   <B>1.</B> Der     Oszillator     arbeitet jedoch im Gegensatz zu     Fig.   <B>1</B> mit     hoch-          frequenzmässig    geerdeter Basis, wozu ein Konden  sator<B>C2</B> (z.

   B.<B>150</B>     pF)    vorgesehen ist, und     Lg    ist  zwischen     Emitter    und     Rl,   <B><I>C,</I></B> geschaltet. Die     Induk-          tivität    L, ist mit L2 gekoppelt. Jedoch sind auf Grund  der     Phasenverhälblisse    zwischen     Emitter   <B>E</B> und  Kollektor K die Anschlüsse<B>3,</B> 4 der     Induktivität     L2 gegenüber     Fig.   <B>1</B> vertauscht.  



       Fig.   <B>5</B> zeigt eine selbstschwingende,     durchstimm-          bare    Mischstufe für den     UKW-Rundfunkbereich     unter Verwendung der Schaltung nach     Fig.    2. Die       Fig.   <B>5</B> enthält bezüglich Stromstabilisierung und       Oszillatorschaltung    dieselben Schaltelemente wie       Fig.    2. Darüber hinaus liegt am     Basis-Emitterkreis     des Transistors der Eingangskreis<B>E,</B> z.

   B. bestehend  aus der     Antennenankopplungswicklung        L3    und der       Kreisinduktivität    L4 und den     Abstimmkapazitäten     C4. Der Eingangskreis ist über     Cs    (z. B. 20     pF)    und  <B>C2</B> (z. B,<B>150</B>     pF)    an den Eingangswiderstand des  Transistors T     angepasst,    dabei ist<B>C2</B> so dimensio  niert,     dass    für den     Oszillator    die Basis     hochfrequenz-          mässig    annähernd an Masse liegt.

   Ferner ist in der  Schaltung nach     Fig.   <B>5</B> der Kondensator     C,    so ge  wählt,     dass    er in Verbindung mit L2 einen Saugkreis  für die     ZF    darstellt und so eine     ZF-Rückmischung     verhindert. Am Kollektor K liegt parallel<B>zu</B> dem  über     Cz        kapazitiv    angekoppelten,     Oszillatorkreis   <B>0</B>  der     ZF-Kreis    Z für z.

   B.<B>10,7</B> MHz, bestehend aus       Lz    und,     Cz,        Clz.    Dieser     ZF-Kreis    ist als,     ir-Glied    ge  schaltet, um die erforderliche Transformation auf  den Eingangswiderstand des nachfolgenden, Tran  sistors     Tz,    der als     ZF-Verstärker    arbeitet, vorzu  nehmen.  



  Anstelle der     obenbesehriebenen    induktiven, Kopp  lung des Schwingungskreises mit dem Rückkopp  lungskreis kann im Falle der Schaltung mit geerdeter  Basis auch eine     kapazitive    Kopplung zwischen den  beiden Kreisen angewendet werden, weil die Phasen  schiebung zwischen den beiden Kreisen von der Art  der Kopplung unabhängig ist, wenn die beiden  Spulen, bezogen auf Erde, den umgekehrten     Win-          dungssinn    zueinander haben.

   Dies deuten die Ziffern  <B>1</B> bis 4 in     Fig.    2 an (im Gegensatz zu den Ziffern  <B>1</B> bis 4 in     Fig.   <B>1).</B> Zu diesem Ergebnis kommt man  auch, wenn man beachtet,     dass    zu der gleichen,     Polung     der beiden Spulen in     Fig.   <B>1</B> eine     Kopplungsindukti-          vität    Lm in     Fig.   <B>3</B> gehört und demnach der umge-      kehrten     Polung    in     Fig.    2 eine Kopplungskapazität  entspricht.

   Bei     kapazitiver    Kopplung ist die     Polung     der     Rückkopplungsspule    natürlich ohne Bedeutung.  



  In     Fig.   <B>6</B> ist ein Beispiel für eine     kapazitive     Kopplung bei einem     Oszülator    entsprechend der       Fig.    2 dargestellt. Mit     CK    ist die Kopplungskapazität  bezeichnet.     Fig.   <B>7</B> zeigt eine selbstschwingende  Mischschaltung entsprechend der     Fig.   <B>5.</B>  



  Es ist auch eine gemischte induktive und     kapazi-          tive    Kopplung anwendbar, z. B. zur Erzielung eines  bestimmten     Frequenzganges,    wobei die     Polung    der  induktiven Kopplung so wie in     Fig.    2 zu     wühlün    ist,  wenn sich beide Kopplungen unterstützen sollen.

Claims (1)

1. <B>PATENTANSPRUCH 1</B> Transistoroszillator mit frequenzbestimmendem Schwingungskreis im Kollektorkreis und mit einer Rückkopplungsspule an einer der beiden andern Elektroden für UKW-Frequenzen, bei denen der Phasenwinkel der Steilheit zwischen<B>-60</B> und <B>-</B> 1201> liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Rück kopplungsspule so gross bemessen ist, dass sie mit der parallel liegenden, wirksamen Kapazität des Transistors einen Schwingungskreis bildet, der.

   mit dem Oszillaterschwingungskreis gekoppelt ist und dessen Resonanzfrequenz so nahe bei der Oszillator- frequenz liegt, dass der Phasenwinkel. der Rückkopp lungsspannung zusammen mit dem Phasenwinkel der Steilhe,it die für die Schwingungserzeugung erforder liche Phasendrehung ergibt. <B>UNTERANSPRUCH</B> Oszilliatorschaltung nach Patentanspruch I, da durch gekennzeichnet, dass die Induktivität der Rückkopplungsspule (L2) zur Einstellung des Pha senwinkels einstellbar ist.

   <B>PATENTANSPRUCH 11</B> Verwendung des Transistor-Oszillators nach Pa tentanspruch I in einer Mischstufe, dadurch gekenn zeichnet, dass der in Reihe mit der Rückkopplungs spule liegende Entkopplungskondensator <B><I>(C1)</I></B> so be# messen ist, dass er in Verbindung mit der Induktivität der Rückkopplungsspule (L2) einen Kurzschlusskreis für die Zwischenfrequenz bildet.